KR20070113941A - 위상천이 기반 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신장치 - Google Patents

위상천이 기반 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단에서 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 방법, 확장된 위상천이 기반 프리코딩 방법 및 이들 방법을 지원하는 송수신 장치에 관한 것이다. 일 예로, 소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하고, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이시켜 나머지 행들을 결정함으로써 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 구할 수 있고, 상기 구해진 프리코딩 행렬의 특정 열을 선택하여 공간 다중화율을 조절할 수 있다. 다른 일 예로, 위상천이의 간격이 일정하게 증가하는 대각행렬(제1행렬)과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 얻을 수 있으며, 소정의 재구성 과정을 거쳐 공간 다중화율을 조정하거나 특정 안테나를 선택할 수 있다.
프리코딩, 위상천이, OFDM, MIMO, 단위 행렬

Description

위상천이 기반 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신 장치{Phase shift based precoding method and transceiver supporting the same}
도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도.
도 2는 종래의 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.
도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도.
도 4는 종래의 위상천이 다이버시티 기법의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것.
도 5는 종래의 프리코딩 방법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도.
도 6은 4개의 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 시스템에서 종래의 위상천이 다이버시티 기법이 수행되는 과정을 도시한 것.
도 7은 상기 도 6의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법이 수행되는 과정을 도시한 것.
도 8은 상기 도 7의 시스템에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 이용되는 프리코딩 행렬.
도 9는 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법을 지원하는 송수신 장치의 블록 구성도.
도 10는 도 9의 무선통신부를 구성하는 SCW OFDM 송신부의 블록 구성도.
도 11은 도 9의 무선통신부를 구성하는 MCW OFDM 송신부의 블록 구성도.
도 12는 플랫 페이딩 채널 환경에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법과 종래의 공간 다중화 기법을 각각 ML 수신기와 MMSE 수신기에 적용한 경우의 성능 차이를 비교한 그래프.
도 13a 및 도 13b는 PedA(ITU Pedestrian A) 페이딩 채널 환경 및 TU(Typical Urban) 페이딩 채널 환경에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법과 종래의 공간 다중화 기법을 부호화율 별로 MMSE 수신기에 적용한 경우의 성능 차이를 비교한 그래프.
도 14a 내지 도 14c는 플랫 페이딩 채널 환경, PedA(ITU Pedestrian A) 페이딩 채널 환경 및 TU(Typical Urban) 페이딩 채널 환경에서 SCW 및 MCW를 이용하는 시스템에 대하여 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법과 종래의 공간 다중화 기법이 적용된 경우의 성능 차이를 비교한 그래프.
도 15는 플랫 페이딩 채널 환경에서 MCS에 공간 다중화 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우와 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우의 성능 차이를 비교한 그래프.
본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법 및 이를 일반화한 위상천이 기반 프리코딩 방법과 이를 지원하는 송수신 장치에 관한 것이다.
최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 통신 시스템의 용량을 증대하는 한편 데이터의 전송 신뢰도를 높여야 한다. 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 이용 가능한 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 주어진 자원의 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보하여 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.
이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.
송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨 부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이는 역할을 담당하고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부반송파에 싣기 위해 병렬화하는 역할을 담당하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.
다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 구체적으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환 지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD), 안테나 선택(Antenna Selection; AS), 안테나 호핑(Antenna Hopping; AH), 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 상기에서 나열된 기법들 중 주요한 기법에 대해 좀 더 상세하게 살펴보면 다음과 같다.
시공간 부호는 다중 안테나 환경에서 동일한 신호를 연속적으로 보내되 반복 전송시에는 다른 안테나를 통해 전송함으로써 공간 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 다음의 행렬식은 2개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 이용되는 가장 기본적인 시공간 부호를 나타낸다.
Figure 112006072237168-PAT00001
상기 행렬식에서 행은 안테나를 나타내고 열은 타임 슬롯을 나타낸다.
이와 같은 시공간 부호 기법은 안테나의 구조가 달라짐에 따라 서로 다른 형태의 시공간 부호를 요하는 문제가 있고, 공간 다이버시티 이득을 얻기 위해 다수의 타임 슬롯을 통해 데이터 심볼을 반복하여 전송하므로 송신단 및 수신단의 복잡도를 증가시키는 문제가 있으며, 피드백 정보를 이용하지 않고 데이터를 전송하므로 폐루프 시스템에서의 다른 기법들에 비해 상대적으로 낮은 성능을 보인다. 표 1에서는 안테나의 구조에 따라 서로 다른 시공간 부호가 필요함을 보여주고 있다.
시공간 부호 공간 다중화율 안테나의 개수
Figure 112006072237168-PAT00002
 1 2
Figure 112006072237168-PAT00003
 2 2
Figure 112006072237168-PAT00004
 2 2
Figure 112006072237168-PAT00005
 1 4
Figure 112006072237168-PAT00006
 1 4
Figure 112006072237168-PAT00007
 2 4
순환 지연 다이버시티는 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송하는 경우 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 도 2는 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.
OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환 지연되어 전송된다.
한편, 이와 같은 순환 지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환 지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나 별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.
위상천이 다이버시티 기법에 의하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고 채널부호를 통해 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 도 4에서 보듯 위상천이 다이버시티 기법에서 큰 값의 순환 지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 개루프 시스템에서 이용된다.
또한, 작은 값의 순환 지연을 이용하는 경우 주파수 선택성의 주기가 길어지므로 폐루프 시스템에서는 이를 이용하여 채널이 가장 양호한 영역에 자원을 할당함으로써 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 도 4에서 보듯 위상천이 다이버시티 기법에서 작은 값의 순환 지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 플랫 페이딩 채널의 일정 부반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고 다른 부반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다. 이 경우 다수의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 부반송파를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비를 높일 수 있게 되는 것이다.
그러나, 위와 같은 순환 지연 다이버시티 기법 또는 위상천이 다이버시티 기법은 상술한 장점에도 불구하고 공간 다중화율이 1이므로 데이터 전송률을 높일 수 없다는 문제점이 있다.
한편, 프리코딩 방법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.
도 5는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P 1 ~ P L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ 1 ~ χ Mt )에 적용한다.
이와 같은 코드북 기반의 프리코딩 기법은 인덱스의 피드백으로 효과적인 데이터 전송이 가능하다는 장점이 있지만, 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고, 인덱스의 피드백으로 인해 상향링크 전송율에 일부 손실이 발생하며, 송수신단 양측에 코드북이 구비되어야 하므로 메모리의 사용량이 증가하는 문제가 있다.
본 발명은 위와 같은 문제점들을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 시공간 부호 기법에 비해 송수신단의 복잡도가 낮고, 위상천이 다이버시티 기법의 장점을 유지하면서 다양한 공간 다중화율을 지원하며, 프리코딩 기법에 비해 채널에 민감하지 않으면서 적은 용량의 코드북만을 요하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법을 제안하는 데에 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적은 상기 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 행렬을 안테나 수에 따라 용이하게 확장할 수 있는 방법을 제공하는 데에 있다.
위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부반송파를 이 용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 관한 것으로서, 소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하는 단계와, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 행들을 결정하는 단계를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩 행렬 결정 단계 및 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 전송 데이터의 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하여 이루어지며, 여기에 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계와, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 해당 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계가 더 포함될 수 있다.
또한, 위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치에 관한 것으로서, 소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하고, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 행들을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈 및 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 전송 데이터의 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈을 포함하여 이루어지며, 여기에 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 해당 프리코딩 행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈이 더 포함될 수 있다.
한편, 위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 관한 것 으로서, 위상천이를 위한 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계 및 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 부반송파 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하여 이루어진다.
이때, 상기 위상천이 기반 프리코딩 방법에는 상기 제2행렬에서 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계 및 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성하는 단계가 더 포함될 수 있다. 또한, 다수의 송신 안테나 중 특정 안테나가 선택되도록 상기 제2행렬을 재구성하는 단계가 더 포함될 수 있다.
또한, 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치에 관한 것으로서, 위상천이를 위한 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈 및 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 부반송파 심볼을 프리코딩하는 프리코딩 모듈을 포함하여 이루어진다.
이때, 상기 제2행렬에서 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈 또는 다수의 송신 안테나 중 특정 안테나가 선택되도록 상기 제2행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈이 더 포함될 수 있다. 또한, 상기 제1행렬은 위상천이의 간격이 일정하게 증가하는 대각행렬일 수 있다.
이하에서는 2개 안테나 시스템 및 4개 안테나 시스템에서의 위상천이 기반의 프리코딩 방법을 설명하고, 이를 Nt개의 안테나 시스템으로 확장하기 위한 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 구성 방법을 설명하기로 한다.
위상천이 기반 프리코딩 방법
본 발명이 제안하는 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 일반화하여 표현하면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00008
여기서,
Figure 112006072237168-PAT00009
(i = 1,...,Nt, j = 1,...,R)는 부반송파 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타내고, Nt는 송신 안테나의 개수, R은 공간 다중화율을 각각 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 어느 하나에 따라 결정될 수 있다.
한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬( P )은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬 구성을 위한 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 시스템의 채널용량을 수학식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00010
여기서, H는 N r x N t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N r 은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 적용하면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00011
수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )은 다음과 같이 단위행렬이 되어야 한다.
Figure 112006072237168-PAT00012
위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 여기서, 전력 제약은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이 고, 직교 제약은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00013
Figure 112006072237168-PAT00014
다음으로, 하나의 실시예로서 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식을 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 수학식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 2개의 송신 안테나를 가지고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타내고 있다.
Figure 112006072237168-PAT00015
여기서, α i , β i (i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ i (i = 1, 2, 3, 4)는 위상값을 나타내며, k는 OFDM 신호의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.
Figure 112006072237168-PAT00016
Figure 112006072237168-PAT00017
여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 실시예는 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00018
여기서, θ2 와 θ3는 직교제약에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.
Figure 112006072237168-PAT00019
한편, 프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ2값을 통해 생성된 다 양한 프리코딩 행렬을 포함하여 구성될 수 있다. 또한, θ2값은 채널 상황과 피드백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ 2 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ 2 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
한편, 상기 수학식 7과 같은 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 생성되더라도 채널 상황에 따라서 실제로 안테나 수에 비해 공간 다중화율이 작게 설정되어야 하는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 경우에는 상기 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬 중 현재의 공간 다중화율(작아진 공간 다중화율)에 상응하는 개수의 특정 열(column)을 선택하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 새롭게 재구성할 수도 있다. 즉, 공간 다중화율이 달라질 때마다 해당 시스템에 적용되는 새로운 프리코딩 행렬를 생성하는 것이 아니라, 최초 생성된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 그대로 활용하되 해당 프리코딩 행렬의 특정 열을 선택하여 프리코딩 행렬을 재구성한다.
이에 대한 일 예로, 상기 수학식 10의 프리코딩 행렬은 2개의 송신 안테나를 가지는 다중 안테나 시스템에서 공간 다중화율이 2인 경우를 상정하고 있으나, 어떠한 이유로 공간 다중화율이 1로 낮아지는 경우가 발생할 수 있다. 이 경우, 상기 수학식 10의 행렬 중 특정 열을 선택하여 프리코딩을 수행할 수 있는데, 두 번째 열을 선택한 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 다음의 수학식 12와 같고, 이는 종래에 있어서 2개의 송신 안테나의 순환지연 다이버시티 기법과 동일한 형태가 된다.
Figure 112006072237168-PAT00020
여기서는 2개의 송신 안테나를 가지는 시스템을 일 예로 들었으나, 4개의 송신 안테나를 가지는 시스템에도 확장하여 적용될 수 있다. 즉, 송신 안테나가 4개인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 생성한 후 변화하는 공간 다중화율에 따라 특정 열을 선택하여 프리코딩을 수행할 수 있다. 일 예로, 도 6은 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 종래의 공간 다중화 기법(Spatial Multiplexing)과 순환 지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity)가 적용된 경우를 도시하고 있고, 도 7은 상기와 같은 다중 안테나 시스템에 수학식 10의 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 적용한 경우를 도시하고 있다.
도 6에 의하면 제1 안테나 및 제3 안테나에는 제1 시퀀스(
Figure 112006072237168-PAT00021
) 및 제2 시퀀스(
Figure 112006072237168-PAT00022
가 전달되고, 제2 안테나 및 제4 안테나에는 소정 크기로 위상천이된 제1 시퀀스(
Figure 112006072237168-PAT00023
) 및 제2 시퀀스(
Figure 112006072237168-PAT00024
)가 전달된다. 따라서, 전체적으로는 공간 다중화율이 2가 됨을 알 수 있다.
이에 비해, 도 7에서 제1 안테나에는
Figure 112006072237168-PAT00025
가 전달되고, 제2 안테나에는
Figure 112006072237168-PAT00026
가 전달되며, 제3 안테나에는
Figure 112006072237168-PAT00027
가 전달되고, 제4 안테나에는
Figure 112006072237168-PAT00028
가 전달된다. 따라서, 상기 도 6의 시스템에 비해 프리코딩 방법의 장점을 가지면서도 단일한 프리코딩 행렬을 이용하여 4개의 안테나에 대해 순환지연(또는 위상천이)을 수행할 수 있으므로 순환지연 다이버시티 기법에 의한 장점까지 가질 수 있다.
이상에서 살펴본 2개 안테나 시스템 및 4개 안테나 시스템에 대한 공간 다중화율별 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 정리하면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00029
여기서, θ i (i = 1, 2, 3)는 순환지연 값에 따른 위상각이고, K는 OFDM의 부반송파 인덱스이다. 상기 표 2에서 상기 4가지 경우의 프리코딩 행렬 각각은 도 8에서 볼 수 있듯이 4개의 송신 안테나를 가지면서 공간 다중화율이 2인 다중 안테나 시스템에 대한 프리코딩 행렬의 특정 부분을 취하여 얻을 수 있다. 따라서, 상기 4가지의 경우에 대한 각각의 프리코딩 행렬을 코드북에 별도로 구비할 필요가 없으므로 송신단 및 수신단의 메모리 용량을 절약할 수 있다.
일반화된( generalized ) 위상천이 기반 프리코딩 방법
이상에서는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 구성되는 과정을 설명하였으나, 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법은 안테나 수가 N t (N t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 확장될 수 있다. 이는 전술한 내용과 동일한 방법으로 확장될 수도 있고, 다음의 수학식 13과 같은 방법으로 일반화될 수도 있다.
Figure 112006072237168-PAT00030
여기서, 등호(等號. '=') 우측의 전반부 행렬은 위상천이를 위한 단위행렬이고, 후반부 행렬(U)은 특정 목적을 위해 사용되는 행렬로서
Figure 112006072237168-PAT00031
을 만족하는 단위행렬이다. 후반부 행렬의 일 예로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 특히 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬코드(Walsh code)가 사용되는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P) 생성식을 살펴보면 다음과 같다.
Figure 112006072237168-PAT00032
수학식 14는 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 후반부 행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다. 다음의 수학식 15는 송신 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 후반부 행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.
Figure 112006072237168-PAT00033
또한, 아래의 표 3은 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 후반부 행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주고 있다.
Figure 112006072237168-PAT00034
이때, 표 3에서는 다중화율에 따라 후반부 행렬의 1번째 열, 1~2번째 열, 1~4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1~2, 2~3, 3~4, 4~1번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있다.
한편, 상기 후반부 행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수도 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위 행렬(후반부 행렬)을 선택한 후 상기 수학식 13을 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.
위상천이 기반 프리코딩 방법을 지원하는 송수신 장치
도 9는 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법을 지원하는 송수신 장치의 구성을 블록으로 도시한 것이다. 본 송수신 장치의 실시예에서는 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 구성하기 위한 후반부 행렬을 코드북 형태로 구비하는 경우에 대해 기술하지만 전술한 바와 같이 반드시 이에 한정하는 것은 아니다.
송수신 장치는 원하는 기능을 선택하거나 정보를 입력받기 위한 입력부(901)와, 송수신 장치를 운용하기 위한 다양한 정보를 보여주기 위한 표시부(903)와, 송수신 장치가 동작하는 데에 필요한 각종 프로그램 및 수신측에 전송할 데이터를 저장하는 메모리부(905)와, 외부 신호를 수신하고 수신측에 데이터를 전송하기 위한 무선통신부(907)와, 디지털 음성신호를 아날로그 음성신호로 변환하고 증폭하여 스피커(SP)로 출력하거나 마이크(MIC)로부터의 음성신호를 증폭하고 디지털신호로 변환하는 음성처리부(909)와, 송수신 장치의 전체 구동을 제어하기 위한 제어부(911)를 포함하여 이루어질 수 있다.
여기서, 무선통신부(907)의 구성을 좀더 상세하게 살펴보면 다음과 같다. 참고로, 도 10은 무선통신부(907)에 포함된 SCW(Single CodeWord) OFDM 송신부의 구성을 블록으로 도시한 것이고, 도 11은 MCW(Multi CodeWord) OFDM 송신부의 구성을 도시한 것이다. 또한, 상기 각 송신부에 대응하는 수신부는 해당 송신부의 각 구성이 수행하는 역할을 역으로 수행하는 구성들로 이루어지므로 여기서는 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
우선 SCW OFDM 송신부에 있어서, 채널 인코더(1010)는 전송 데이터가 채널에서 왜곡되는 것을 막기 위해 잉여 비트(redundancy bits)를 추가하며, 터보 코드 또는 LDPC 코드 등의 암호화 코드를 이용하여 채널 인코딩을 수행한다. 이어서, 인터리버(1020)는 데이터 전송 과정에 있어서 순간잡음에 의한 손실을 최소화하기 위해 코드비트 파싱을 통한 인터리빙을 수행하고, 맵퍼(1030)는 상기 인터리빙된 데이터 비트를 OFDM 심볼로 변환한다. 이와 같은 심볼 맵핑(symbol mapping)은 QPSK 등과 같은 위상 변조 기법 또는 16QAM, 8QAM, 4QAM 등의 진폭 변조 기법을 통해 수행될 수 있다. 이후, 상기 OFDM 심볼은 본 발명에 의한 프리코더(1040)를 거친 후 부채널 변조기(subchannel modulator)(도면에 미도시) 및 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(1050)를 거쳐 시간 영역의 반송파에 실리게 되고, 필터(도면에 미도시)와 아날로그 변환기(1060) 거쳐 무선 채널로 전송된다. 한편, MCW OFDM 송신기에서는 OFDM 심볼이 각 채널별로 병렬화된 상태에서 채널 인코더(1110) 및 인터리버(1120)를 거친다는 점이 상이할 뿐 나머지 구성(1130~1160)은 동일하다.
프리코딩 행렬 생성 모듈(1041, 1141)은 소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하고, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 행들을 결정한다. 본 발명에서는 (송신 안테나 개수) x (공간 다중화율) 크기의 단위 행렬(Unitary Matrix)을 이용하여 프리코딩을 수행하는데, 상기 단위 행렬은 각 부반송파의 인덱스별로 구비되며, 첫 번째 인덱스에 대한 단위 행렬을 위상천이하여 나머지 인덱스의 단위 행렬을 구한다.
즉, 프리코딩 행렬 생성 모듈(1041, 1141)은 메모리부(905)에 미리 저장된 코드북(codebook)에서 임의의 제1프리코딩 행렬을 선택한다. 2번 인덱스의 부반송파에 대한 제2 프리코딩 행렬은 상기 제1 프리코딩 행렬에 소정 크기의 위상천이(phase shift)를 가하여 생성된다. 이때, 천이되는 위상의 크기는 현재의 채널 상황 및/또는 수신단으로부터의 피드백 정보의 유무에 따라 다양하게 설정될 수 있다. 3번째 인덱스의 부반송파에 대한 제3 프리코딩 행렬은 상기 제2 프리코딩 행렬에 재차 위상천이를 수행하여 얻어진다. 즉, 상기 제2 프리코딩 행렬의 생성 과정은 제3 프리코딩 행렬 내지 마지막 순번의 프리코딩 행렬의 생성 과정에서 반복되어 수행된다.
프리코딩 행렬 재구성 모듈(1042, 1142)은 상기 프리코딩 행렬 생성 모듈(1041, 1141)에서 생성된 각 프리코딩 행렬에서 주어진 공간 다중화율에 상응하는 개수만큼의 열(column)을 선택하고 그 외의 열은 삭제함으로써 프리코딩 행렬을 재구성한다. 여기서, 상기 선택된 열로만 이루어진 프리코딩 행렬을 새로이 생성할 수도 있다. 한편, 상기 프리코딩 행렬에서 특정 열을 선택하는 것은 임의의 열이 선택되는 것일 수도 있고, 미리 정해진 정책에 따라 특정 열이 선택되는 것일 수도 있다.
프리코딩 모듈(1043, 1143)은 상기 결정된 각 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심볼을 대입하여 프리코딩을 수행한다.
일반화된( generalized ) 위상천이 기반 프리코딩 방법
이하에서는, 본 발명의 다른 실시예에 의한 프리코딩 행렬 결정 모듈(1041, 1141), 프리코딩 행렬 재구성 모듈(1042, 1142), 프리코딩 모듈(1043, 1143)을 설명한다.
프리코딩 행렬 결정 모듈(1041, 1141)은 수신단으로부터 피드백된 단위행렬 인덱스를 참고하여 코드북에서 특정 단위행렬 U(후반부 행렬)를 선택하고, 선택된 단위행렬(U)을 상기 수학식 13에 대입하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)을 결정한다. 여기서, 수학식 13의 전반부 행렬에서의 위상천이 값은 미리 정해져 있어야 한다.
한편, 채널 상황이 변경되어 공간 다중화율을 변경할 필요가 있거나 여러 가지 이유들로 인해 전체 송신 안테나 중 특정 안테나를 선택하여 송신을 수행하여야 하는 경우가 발생할 수 있다. 이 경우, 제어부(911)로부터 공간 다중화율 변경 및/또는 송신 안테나수 변경이 통보되면 프리코딩 행렬 재구성 모듈(1042, 1142)은 해당 상황에 부합하는 단위행렬(U)을 코드북으로부터 검색하거나, 이미 선택한 단위행렬(U)을 해당 상황에 부합하도록 재구성한다. 전자의 경우에는 별도의 재구성 절차를 요하지 않으므로 신속하게 원하는 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 구할 수 있다는 장점이 있으나, 다양한 경우에 대한 코드북을 모두 구비해야 하므로 메모리 사용량이 증가하는 단점이 있다. 또한, 후자의 경우에는 재구성 절차로 인한 부하가 발생하지만 코드북의 용량을 줄일 수 있는 장점이 있다. 상기 공간 다중화율의 변경 또는 송신 안테나 수의 변경에 따른 단위행렬의 재구성 절차는 수학식 14 및 표 3의 관련 설명에서 전술한 바 있다.
프리코딩 모듈(1043, 1143)은 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심볼을 대입하여 프리코딩을 수행한다.
제어부(911)는 변경된 공간 다중화율 또는 변경된 사용 대상 안테나 개수 등과 같은 프리코딩 행렬을 재구성하기 위한 각종 정보를 프리코딩 행렬 재구성 모듈(1042, 1142)에 통보한다.
본 발명에 의한 송수신 장치로는 PDA(Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, PCS(Personal Communication Service)폰, GSM(Global System for Mobile)폰, WCDMA(Wideband CDMA)폰, MBS(Mobile Broadband System)폰 등이 이용될 수 있다.
마지막으로, 본 발명에 의한 위상천이 기반 프리코딩 방식과 종래의 공간 다중화 방식을 피드백 정보를 이용하지 않는 다중 안테나 OFDM 개루프 시스템에 적용한 경우의 실험치를 통해 양자의 성능 차이를 확인해보기로 한다. 본 실험에 있어서 시스템에 적용된 패러미터는 다음의 표 4와 같다.
패러미터 패러미터 값
부반송파의 개수 512
보호대역 반송파의 개수 106(left), 105(right)
파일럿의 개수 28(perfect channel estimation)
MIMO 기법의 종류 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing) 및 위상천이 기반 프리코딩(PSP; phase-shift precoding)
MIMO 수신기 MMSE(Minimum MeanSquared Error), ML(Minimum Likelihood)
대역폭 7.68 MHz
중간 주파수 2 GHz
채널 모델 Flat, PedA(ITU Pedestrian A), TU(Typical Urban), Mobility: 30km/h, 250km/h
프레임당 OFDM 심볼의 개수 8 (localized)
MCS(Modulation and Coding Set) 종류 QPSK(R=1/4, R=1/3, R=1/2, R=3/4)
채널 코딩 종류 3GPP Turbo(Max-log-MAP), 8 Iteration
송신 안테나 개수 2
수신 안테나 개수 2
송수신 안테나 상관도 (0, 0)
도 12는 플랫 페이딩 채널(flat fading channel) 환경에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩(PSP; phase-shift precoding) 기법과 종래의 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing) 기법을 각각 ML(Minimum Likelihood) 수신기와 MMSE(Minimum MeanSquared Error) 수신기에 적용한 경우의 성능 차이를 비교한 그래프이다.
도면에서 보듯, PSP가 적용된 시스템에서는 종래의 공간 다중화 기법에 비해 일반적으로 큰 이득을 얻을 수 있으며, 구체적으로 ML 수신기에서는 PSP가 SM에 비해 다소 근소한 차이로 이득을 더 얻을 수 있는 데 비해, MMSE 수신기에서는 신호대잡음비(SNR; Signal to Noise Ratio)가 커질수록 PSP에서 더 큰 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 13a 및 도 13b는 PedA(ITU Pedestrian A) 페이딩 채널 환경 및 TU(Typical Urban) 페이딩 채널 환경에서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법과 종래의 공간 다중화 기법을 부호화율(coding rate)별로 MMSE(Minimum MeanSquared Error) 수신기에 적용한 경우의 성능 차이를 비교한 그래프이다.
도면에서 보듯, PSP는 PedA(ITU Pedestrian A) 페이딩 채널 환경 및 TU(Typical Urban) 페이딩 채널 환경에서 공히 주파수 선택성을 높이는 한편 부호화율은 낮춤으로써(R=1/3, R=1/4) 큰 이득을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.
도 14a 내지 도 14c는 플랫 페이딩 채널 환경, PedA(ITU Pedestrian A) 페이딩 채널 환경 및 TU(Typical Urban) 페이딩 채널 환경에서 SCW(Single CodeWord) 및 MCW(Multi CodeWord)를 이용하는 시스템에 대하여 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법과 종래의 공간 다중화 기법이 적용된 경우의 성능 차이를 비교한 그래프이다.
일반적으로 공간 다중화 기법을 SCW에 사용하는 경우 채널부호가 공간 다이버시티 이득을 추가적으로 얻을 수 있고 코드워드의 길이가 커져 부호화 이득을 얻을 수 있으므로 MCW에 비해 성능이 높지만, 상대적으로 수신 복잡도가 높다는 단점이 있다. 도면에서 보듯, 공간 다중화 기법이 적용된 시스템에 있어서 SCW와 MCW의 성능에 큰 차이가 있음을 알 수 있다. 그러나, 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법을 적용하면 공간 다중화 기법이 적용된 시스템의 SCW보다 더 큰 이득을 얻을 수 있다. 즉 도면에서, 위상천이 기반 프리코딩이 적용된 경우는 종래의 공간 다중화 기법이 MCW에 적용된 경우보다 훨씬 큰 이득이 발생함을 확인할 수 있으며, SCW가 적용된 경우에 비해서는 상대적으로 작은 이득이 발생하나 성능 향상이 이루어지는 것에는 틀림없음을 알 수 있다.
도 15는 플랫 페이딩 채널 환경에서 MCS(Modulation and Coding Set)에 공간 다중화 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우와 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우의 성능 차이를 비교한 그래프이다.
도면에서 보듯, 모든 부호화율(R=1/2, 1/3, 1/4)에 있어서 본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우가 종래의 공간 다중화 기법+순환 지연 다이버시티 기법이 적용된 경우보다 우수한 성능을 보임을 확인할 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
본 발명의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 의하면, 시공간 부호 기법에 비해 송수신단의 복잡도가 낮고, 위상천이 다이버시티 기법의 장점을 유지하면서 다양한 공간 다중화율을 지원하며, 프리코딩 기법에 비해 채널에 민감하지 않으면서 적은 용량의 코드북만을 요하는 장점을 기대할 수 있으며, 나아가 일반화된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 통해 시스템의 송신 안테나 수에 관계없이 위상천이 기반의 프리코딩을 용이하게 확장 적용할 수 있다.

Claims (18)

  1. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 있어서,
    소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하는 단계와, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 행들을 결정하는 단계를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩 행렬 결정 단계; 및
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 전송 데이터의 프리코딩을 수행하는 단계
    를 포함하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계와, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 해당 프리코딩 행렬을 재구성하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  3. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 위상천이 기반 프리코딩 방법에 있어서,
    위상천이를 위한 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 부반송파 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계
    를 포함하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    다수의 송신 안테나 중 특정 안테나가 선택되도록 상기 제2행렬을 재구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1행렬은 위상천이의 간격이 일정하게 증가하는 대각행렬인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  7. 제1항 또는 제3항에 있어서,
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은
    Figure 112006072237168-PAT00035
    로 표시되며,
    여기서,
    Figure 112006072237168-PAT00036
    (i = 1,...,Nt, j = 1,...,R)는 부반송파 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치, Nt는 송신 안테나 개수, R은 공간 다중화율인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 단위 행렬(Unitary Matrix)인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은
    제1 조건 :
    Figure 112006072237168-PAT00037
    및
    제2 조건 :
    Figure 112006072237168-PAT00038
    을 만족하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩 방법.
  10. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치에 있어서,
    소정의 프리코딩 행렬에서 첫 번째 부반송파에 대응하는 기준 행을 결정하고, 상기 기준 행을 일정한 단위로 증가하는 위상각으로 위상천이(phase shift)시켜 나머지 행들을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈; 및
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 전송 데이터의 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈
    을 포함하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬에서 소정의 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 해당 프리코딩 행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  12. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치에 있어서,
    위상천이를 위한 제1행렬과 단위행렬 조건을 만족하는 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈; 및
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 전송 데이터의 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈
    을 포함하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제2행렬에서 공간 다중화율에 상응하는 개수의 열(column)을 선택하고, 상기 선택된 열로만 이루어지도록 상기 제2행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    다수의 송신 안테나 중 특정 안테나가 선택되도록 상기 제2행렬을 재구성하는 프리코딩 행렬 재구성 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  15. 제12항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1행렬은 위상천이의 간격이 일정하게 증가하는 대각행렬인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  16. 제10항 또는 제12항에 있어서,
    상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은
    Figure 112006072237168-PAT00039
    로 표시되며,
    여기서,
    Figure 112006072237168-PAT00040
    (i = 1,...,Nt, j = 1,...,R)는 부반송파 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치, Nt는 송신 안테나 개수, R은 공간 다중화율인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 단위 행렬(Unitary Matrix)인 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
  18. 제17항에 있어서, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은
    제1 조건 :
    Figure 112006072237168-PAT00041
    및
    제2 조건 :
    Figure 112006072237168-PAT00042
    을 만족하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반의 프리코딩을 지원하는 송수신 장치.
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