KR20070084868A - 무선 수신장치에서 자가 보상방법 - Google Patents

무선 수신장치에서 자가 보상방법 Download PDF

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KR20070084868A
KR20070084868A KR1020060017199A KR20060017199A KR20070084868A KR 20070084868 A KR20070084868 A KR 20070084868A KR 1020060017199 A KR1020060017199 A KR 1020060017199A KR 20060017199 A KR20060017199 A KR 20060017199A KR 20070084868 A KR20070084868 A KR 20070084868A
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이재곤
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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식을 지원하는 무선 수신장치에서 주파수 영역의 수신신호에 대해 부정합 특성을 보상하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 이를 위해 무선 주파수 대역의 수신신호를 반송파에 의해 기저대역의 신호로 변환하고, 상기 기저대역의 수신신호를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환한다. 그리고 상기 고속 푸리에 변환부로부터 두 개의 연속하는 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정한다. 상기 반송파의 부정합으로 인해 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분은 상기 측정된 보상계수에 의해 제거한다. 이때 상기 두 개의 연속하는 수신신호는 송신장치로부터 연속하여 전송된 두 개의 송신신호에 대응하며, 상기 두 개의 송신신호로는 미리 약속된 신호를 사용하도록 한다.
무선 송수신장치, 주파수 영역, IQ imbalance, 자가보상, simple wave, 반송파

Description

무선 수신장치에서 자가 보상방법{METHOD FOR SELF-CALIBRATING IN A MOBILE TRANSCEIVER}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 방식의 무선 송수신장치의 구성을 보이고 있는 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 부정합 보상부의 상세 구성을 보이고 있는 도면.
도 3a 내지 도 3c는 무선 송수신장치에서 발생하는 송신신호 및 수신신호의 파형을 보이고 있는 도면.
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 적용을 통해 얻어지는 신호의 주파수 분포를 보이고 있는 도면.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 부정합 보상부의 다른 상세 구성을 보이고 있는 도면.
본 발명은 무선 수신장치에서 자가 보상방법에 관한 것으로, 특히 무선 수신 장치에서 발생하는 직교 신호들간의 부정합 (mismatch)을 주파수 영역 (frequency domain)에서 자가 보상하는 방법에 관한 것이다.
통상적으로 무선 수신장치의 성능을 열화 시키는 근본적인 원인으로는 DC 오프셋 및 부정합 (I/Q imbalance) 등과 같은 비 이상적인 특징을 들 수 있다.
상기 DC 오프셋은 무선 수신장치에 있는 믹서의 자가 믹싱 (self mixing)에 의해 생긴다. 상기 DC 오프셋은 로컬 오실레이터 (LO; Local Oscillator) 신호가 안테나로 누설되어 나간 후 다시 들어 올 때 또는 안테나 입력 무선 주파수 (RF; Radio Frequency) 변조신호가 LO쪽으로 누설되었을 경우에 발생한다. 이렇게 발생된 DC 오프셋 값은 BB 회로를 포화 시킬 수 있다.
상기 부정합은 오실레이터의 자체적인 결함과 상기 오실레이터와 믹서를 연결하는 라인으로 인해 발생한다. 상기 부정합은 믹서를 대칭으로 설계함으로써 줄일 수 있다. 하지만 믹서를 대칭으로 설계하기 위해서는 믹서의 크기가 증가할 뿐만 아니라 소비 전류가 증가하는 문제를 가진다. 이러한 부정합은 신호대 잡음비 (SNR; Signal-To-Noise Ratio)의 하락을 야기하여 비트 에러율 (BER; Bit Error Rate)을 증가시킨다. 상기 BER의 증가는 결과적으로 무선 수신장치의 성능을 저하시키는 원인이 된다.
전술한 DC 오프셋과 부정합으로 인한 성능 저하는 직교 주파수 분할 다중 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing ; OFDM) 방식을 지원하는 무선 송수신장치에서도 동일하게 나타난다.
일반적으로 OFDM 방식을 지원하는 무선 송수신기에서도 부정합을 측정하고, 이를 보상하기 위한 방안이 마련되고 있었다. 그 대표적인 예로서 "국제공개번호 WO 2004/023667", "미국 등록번호 5,949,821" 등이 있다.
전술한 예와 마찬가지로 종래에는 부정합 특성의 측정이 시간 영역 (Time Domain)에서 이루어졌다. 하지만 시간 영역에서 부정합 특성을 측정하는 방안은 기저대역에서 하나의 주파수만을 테스트 신호로 사용하기 때문에 광대역의 채널을 사용하는 OFDM 방식의 무선 수신장치에 적용하는 것은 부적절하였다. 즉 광대역의 채널을 사용하는 OFDM 방식의 무선 수신장치에서 부정합 특성을 시간 영역에서 측정하게 되면, 보상을 위해 사용되는 기저대역 주파수 외의 주파수 성분들은 고정된 보상 값으로 인해 성능이 열화될 수 있다. 즉 부정합 특성을 보상하는 성능이 저하되는 문제가 있었다.
미국 공개번호 2004/0095993의 경우는 주파수 영역에서 부정합 특성을 추정한 후 시간영역에서 부정합 특성을 보상하는 방식을 취한다. 이럴 경우도 광대역 보상은 할 수 없게 된다.
따라서 OFDM 방식의 무선 송수신장치에서 부정합 특성에 대한 광대역 보상이 가능하도록 주파수 영역에서 부정합 특성을 측정하는 방안과 주파수 영역에서 상기 측정된 부정합 특성에 의해 수신신호에 대한 부정합 특성을 보상하는 방안을 마련하는 것이 요구되었다.
따라서 OFDM 방식의 무선 수신장치에서 성능 향상을 위한 부정합 특성 측정 방안과, 상기 측정된 부정합 특성을 보상하는 방안이 마련되어야 할 것이다.
전술한 점을 해소하기 위하기 위해 본 발명은 주파수 영역에서 수신기의 부정합 특성을 측정하는 무선 수신장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 OFDM 방식의 무선 송수신장치에서 수신기의 주파수 영역에서 부정합 특성을 측정하고, 이를 보상하는 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 OFDM 방식의 무선 송수신장치에서 송신기를 통해 약속된 테스트 신호를 인가하고, 수신기의 주파수 영역에서 부정합 특성을 측정하여 보상하는 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 OFDM 방식의 무선 송수신장치에서 광대역 채널의 이용에 적합한 수신기의 부정합 특성 측정 및 보상 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 파일럿 신호를 이용하여 수신기에서 채널 추정과 동시에 부정합 특성을 보상하는 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 OFDM 방식의 무선 송수신장치에서 승산 및 제산을 사용하지 않고 수신기의 부정합 특성을 측정하여 보상하는 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 송신장치에서 2개의 OFDM 심볼에 알고 있는 파일럿 패턴을 넣고, 상기 파일럿 패턴에 대응한 신호를 수신장치에서 수신하여 부정합 팩터를 손쉽게 구하고 보상하는 장치 및 방법을 제공한다.
전술한 바를 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 무선 주파수 대역의 수신신호를 반송파에 의해 기저대역의 신호로 변환하는 믹서와, 상기 기저대역의 수신신호를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하는 고속 푸리에 변환부와, 상기 고속 푸리에 변환부로부터 두 개의 연속하는 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하고, 상기 믹서의 특성으로 인해 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분을 상기 측정된 보상계수에 의해 제거하는 부정합 보상부를 포함하며, 상기 두 개의 연속하는 수신신호는 송신장치로부터 연속하여 전송된 두 개의 송신신호에 대응하며, 상기 두 개의 송신신호로는 미리 약속된 신호를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 방식을 지원하는 무선 수신장치에서의 부정합 보상장치를 구현하였다.
전술한 바를 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 무선 주파수 대역의 수신신호를 반송파에 의해 기저대역의 신호로 변환하는 과정과, 상기 기저대역의 수신신호를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하는 과정과, 상기 고속 푸리에 변환부로부터 두 개의 연속하는 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하는 과정과, 상기 반송파의 부정합으로 인해 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분을 상기 측정된 보상계수에 의해 제거하는 과정을 포함하며, 상기 두 개의 연속하는 수신신호는 송신장치로부터 연속하여 전송된 두 개의 송신신호에 대응하며, 상기 두 개의 송신신호로는 미리 약속된 신호를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 방식을 지원하는 무선 수신장치에서의 부정합 보상방법을 구현하였다.
이를 위해 보다 바람직하기에는, 무선 주파수 대역의 수신신호는, 송신장치로부터 출력되는 무선 주파수 대역의 송신신호로써, 송신장치의 출력단과 수신장치의 입력단을 연결하는 테스트 경로를 통해 제공되도록 한다.
이를 위해 보다 바람직하기에는, 부정합 보상을 위해 송신장치로부터 전송되 는 신호는,
Figure 112006012953022-PAT00001
와
Figure 112006012953022-PAT00002
를 사용하도록 한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
후술 될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다.
이하 본 발명의 실시 예에 따른 자원 할당을 통해 데이터를 전송하는 송신장치를 첨부된 도면을 참조하여 구체적으로 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 방식의 무선 송수신장치의 구성을 보이고 있는 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 전송하고자 하는 입력 비트 열은 부호화부(110)로 제공된다. 상기 입력 비트 열로는 수신기의 부정합 특성을 측정하여 보상하기 위해 미리 약속된 신호가 될 수 있다. 일 예로 파일럿 부 반송파 신호가 사용될 수 있다.
상기 부호화부(110)는 상기 입력 비트 열에 대한 부호화를 수행한다. 상기 부호화를 통해 부호화 비트 열이 출력된다. 상기 부호화 비트 열은 직-병렬 변환부(Serial to Parallel Converter)(111)로 제공된다. 상기 S/P 변환부(111)는 상기 부호화 비트 열을 복수의 부호화 비트 열들 (Y(n))로 출력한다. 상기 출력되는 복 수의 부호화 비트 열들은 주파수 영역의 신호로써, 각 부 반송파별로 할당될 수 있다. 상기 입력 비트 열로 파일럿 부 반송파 신호가 사용되는 경우, 상기 복수의 부호화 비트 열들은 하기 <수학식 1>로 정의된다.
Figure 112006012953022-PAT00003
여기서 m은 복수의 부호화 비트 열들을 구분하는 인덱스로써 부 반송파를 구분하는 인덱스로 사용된다. Ym(n)은 n 번째 OFDM 심볼을 구성하는 m 번째 파일럿 부 반송파 신호이고, Y-m(n)은 n번째 OFDM 심볼을 구성하는 -m 번째 파일럿 부 반송파 신호이다. 그리고 Ym(n-1)은 n-1 번째 OFDM 심볼을 구성하는 m 번째 파일럿 부 반송파 신호이고, Y-m(n-1)은 n-1번째 OFDM 심볼을 구성하는 -m 번째 파일럿 부 반송파 신호이다.
상기 음의 영역에 존재하는 -m 번째 파일럿 부 반송파 신호와 양의 영역에 존재하는 m 번째 파일럿 부 반송파 신호는 도 3a에서 잘 보이고 있다. 그리고 상기 <수학식 1>을 적용할 시 n-1 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호의 전송에서는 음의 영역에만 신호가 존재하며, n 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호의 전송에서는 양의 영역에만 신호가 존재한다. 이는 도 4a에서 잘 나타내고 있 다.
역 고속 푸리에 변환부 (Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭함)(112)는 상기 주파수 영역의 부호화 비트 열들을 시간 영역의 변조 심볼 열들 (y(n))로 출력한다. 보호구간 삽입부 (Add Cyclic Prefix)(113)에서 인접 심볼간의 간섭 및 다중경로 페이딩을 완화하기 위해 보호구간을 삽입한다. 즉 상기 보호구간 삽입부(113)는 각 심볼들에 본래의 신호와 동일한 위상의 신호를 보호구간으로 삽입한다.
상기 보호구간이 삽입된 복수의 변조 심볼 열들은 병-직렬 변환부 (Parallel to Serial Converter)(114)에 의해 하나의 변조 심볼 열 (y(n))로 출력된다. 디지털-아날로그 변환부 (Digital-Analog Converter)(115)는 상기 기저 대역 (Base Band)의 변조 심볼 열 (y(t))를 아날로그 신호로 변환한다. 믹서(116)는 상기 아날로그 신호로 변환된 기저 대역의 변조 심볼 열을 반송파 TXLO(fc)에 의해 무선 주파수 대역 (Radio Frequency Band) 신호 (r(t))로 출력한다. 상기 송신 반송파 TXLO(fc)는 하기 <수학식 2>로 정의할 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00004
여기서 fc는 반송 주파수이다.
상기 무선 주파수 대역 신호 r(t)는 제1스위치 (SW #1)과 제2스위치 (SW #2)에 의해 형성되는 테스트 경로를 통해 수신기로 제공된다. 상기 무선 주파수 대역 신호 r(t)는 하기 <수학식 3>으로 정의할 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00005
상기 <수학식 3>으로 정의되는 무선 주파수 대역 신호 r(t)는 도 3b와 같이 표현될 수 있다.
상기 수신기를 구성하는 믹서(120)는 상기 무선 주파수 대역 신호 r(t)를 반송파 RXLO(fc)에 의해 기저 대역의 신호 (z(t))로 변환한다. 상기 수신 반송파 RXLO(fc)는 하기 <수학식 4>로 정의할 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00006
여기서 K1과 K2는 수신 반송파가 가지는 부정합 특성으로 인해 야기되는 오차 값이다. 바람직하기에는 상기 K1이 1이고, K2가 0인 경우이다. 즉 송신 반송파 y(t)를 수신장치에서 완벽히 복원할 수 있는 상태이다. 하지만 오실레이터가 가지는 특성으로 인해 K1이 1이고 K2가 0이 되는 것은 거의 불가능하다고 할 수 있다. 상기 K1과 K2는 하기 <수학식 5>로 정의할 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00007
여기서 g는 수신기에서 I 채널과 Q 채널간의 이득 부정합 특성을 의미하며, φ는 수신기에서 I 채널과 Q 채널간의 위상 부정합 특성을 의미한다. 상기 I 채널의 반송파와 Q 채널의 반송파는 하기 <수학식 6>으로 정의된다.
Figure 112006012953022-PAT00008
따라서 본 발명에서는 상기 K1과 K2를 계산하고, 주파수 영역에서 이를 보상하기 위한 방안을 제안할 것이다. 상기 <수학식 5>를 살펴보면, K1과 K2는 I 채널과 Q 채널간의 이득 부정합 특성 g와 위상 부정합 특성 φ에 의해 정의됨을 알 수 있다.
상기 믹서(120)로부터 출력되는 기저대역 신호 (z(t))는 주파수축에서 보았을 때 도 4b과 같이 보인다. 상기 도 4b에서 n-1 번째 파일럿 부 반송파 신호에 대응하여서는
Figure 112006012953022-PAT00009
이 수신기의 부정합 특성으로 인해 포함된 성분이다. 그리소 n 번째 파일럿 부 반송파 신호에 대응하여서는
Figure 112006012953022-PAT00010
이 수신기의 부정합 특성 으로 인해 포함된 성분이다. 따라서 n-1 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호에 대응한 기저대역 신호로부터는
Figure 112006012953022-PAT00011
가 제거되어야 하며, n 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호에 대응한 기저대역 신호로부터는
Figure 112006012953022-PAT00012
가 제거되어야 한다.
상기 기저대역 신호 z(t)를 정의하면 하기 <수학식 7>과 같이 표현된다.
Figure 112006012953022-PAT00013
여기서 LP는 저역 필터 (Low pass filtering)을 의미이며,
Figure 112006012953022-PAT00014
는 상기 <수학식 4>에서 정의하고 있는 RXLO(fc)이다. 이는 수신된 신호 r(t)를 다운 컨버젼 (down conversion)하기 위해
Figure 112006012953022-PAT00015
를 곱한 후 실제 원하는 기저대역 신호만을 얻기 위해 저역 필터링을 수행한다.
아날로그-디지털 변환부 (Analog-Digital Converter)(121)는 상기 믹서(120)로부터 출력되는 기저대역 신호 z(t)을 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 직-병렬 변환부(Serial to Parallel Converter)(122)는 상기 디지털 형태의 기저대역 신호를 복수의 기저대역 신호들로 출력한다.
보호구간 제거부 (Remove Cyclic Prefix)(123)는 상기 복수의 기저대역 신호들 각각에 삽입된 보호구간을 제거하여 출력한다. 상기 보호구간이 제거된 복수의 기저대역 신호들 (z(n))은 신간 영역의 신호로써 FFT부(124)로 제공된다. 상기 FFT부(606)는 상기 복수의 기저대역 신호 열들 z(n) 각각에 대해 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호 열들 (Z(n))로 출력한다. 상기 주파수 영역의 병렬 신호들은 부호화 비트 열들에 해당한다. 상기 부호화 비트 열들 Z(n)은 하기 <수학식 8>로 정의된다.
Figure 112006012953022-PAT00016
상기 <수학식 8>을 통해 알 수 있듯이 상기 주파수 영역의 부호화 비트 열들 Z(n)은 수신기의 부정합 특성으로 인한 성분을 포함한다. 이는 상기 수신기의 부정합 특성으로 인한 성분을 포함하는 상기 부호화 비트 열들 Z(n)은 도 3c에서 보이고 있다.
상기 수신기의 부정합 특성으로 인한 성분을 포함하는 부호화 비트 열들 Z(n)은 부정합 보상부(125)로 제공된다. 상기 부정합 보상부(125)는 상기 부호화 비트 열들 각각에 대한 부정합 특성을 측정하고, 상기 측정된 부정합 특성을 이용하여 상기 부호화 비트 열들 각각이 가지는 부정합 특성을 보상한다. 즉 부호화 비트 열들 각각이 상기 부정합 특성으로 인해 포함하는 성분을 제거한다. 상기 부정합 특성의 구체적인 보상 동작은 후술하도록 한다. 상기 부정합 특성에 대한 보상이 이루어진 신호는 도 3c에서 보이고 있다.
상기 부정합 특성이 보상된 부호화 비트 열들 (Y(n))은 병-직렬 변환부(Parallel to Serial Converter)(126)로 제공된다. 상기 P/S 변환부(126)는 상기 부호화 비트 열들 Y(n)을 하나의 부호화 비트 열로 출력한다. 상기 부호화 비트 열은 복호화부(127)로 제공된다. 상기 복호화부(127)는 상기 부호화 비트 열에 대한 복호화를 수행한다.
전술한 무선 송수신장치의 동작 중 부정합 특성을 보상하는 동작에 대해 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
상기 <수학식 1>에 의하면, n-1 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호로 인해 수신되는 부호화 비트 열들 Z(n-1)은 주파수 영역에서 양의 영역에서 나타나는 신호
Figure 112006012953022-PAT00017
와 음의 영역에 나타나는 신호
Figure 112006012953022-PAT00018
로 구분할 수 있다. 상기
Figure 112006012953022-PAT00019
와
Figure 112006012953022-PAT00020
를 매트릭스로 나타내면 하기 <수학식 9>와 같다.
Figure 112006012953022-PAT00021
상기 <수학식 9>를 전재하면, 하기 <수학식 10>과 같은 두 개의 식을 얻을 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00022
한편 n 번째 OFDM 심볼에서 파일럿 부 반송파 신호로 인해 수신되는 부호화 비트 열들 Z(n)은 주파수 영역에서 양의 영역에서 나타나는 신호
Figure 112006012953022-PAT00023
와 음의 영역에 나타나는 신호
Figure 112006012953022-PAT00024
로 구분할 수 있다. 상기
Figure 112006012953022-PAT00025
와
Figure 112006012953022-PAT00026
를 매트릭스로 나타내면 하기 <수학식 11>과 같다.
Figure 112006012953022-PAT00027
상기 <수학식 11>를 전재하면, 하기 <수학식 12>와 같은 두 개의 식을 얻을 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00028
한편 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 n-1 번째 OFDM 심볼에서 m 번째의 파일럿 부 반송파 신호와 상기 n 번째 OFDM 심볼에서 -m 번째 파일럿 부 반송파 신호는 사전에 약속된 신호이다. 이에 대한 일 예를 상기 <수학식 1>에서 정의하고 있다. 즉 n-1 번째 파일럿 부 반송파 신호 중 주파수 영역에서 음의 영역으로는 전송되는 신호가 없으며, 양의 영역으로는 1이라는 신호가 전송된다. 한편 n 번째 파일럿 부 반송파 신호 중 주파수 영역에서 양의 영역으로는 전송되는 신호가 없으며, 음의 영역으로는 1이라는 신호가 전송된다.
따라서 상기 <수학식 10>에서 정의된
Figure 112006012953022-PAT00029
와
Figure 112006012953022-PAT00030
및 상기 <수학식 12>에서 정의된
Figure 112006012953022-PAT00031
와
Figure 112006012953022-PAT00032
은 하기 <수학식 13>으로 새로이 정의된다.
Figure 112006012953022-PAT00033
한편 파일럿 부 반송파 신호를 상기 <수학식 1>이 아닌 하기 <수학식 14>을 적용하여 부정합 특성을 측정하는 것은 당업자에게 자명할 것이다.
Figure 112006012953022-PAT00034
전술한 <수학식 13>에 의해 수신기의 부정합 특성으로 인한 성분을 측정한다. 그리고 그 후로 수신되는 신호에 대해서는 상기 측정된 부정합 특성을 고려하여 부호화 비트 열들 각각에 대한 보상을 수행할 수 있다. 하기 <수학식 15>는 이를 정의하고 있다.
Figure 112006012953022-PAT00035
상기 <수학식 14>에 의해 구해지는 부호화 비트 열들은 수신기를 구성하는 믹서로 인한 부정합 특성이 보상된 것이다. 상기 <수학식 14>는 도 2와 같이 회로로 구현이 가능하다.
상기 도 2를 참조하면, 보상계수 결정부(216)는 상기 <수학식 13>에 의해 보상계수를 결정하여 출력한다. 상기 보상계수 결정부(216)에 의해 결정되는 보상계수는
Figure 112006012953022-PAT00036
또는
Figure 112006012953022-PAT00037
와
Figure 112006012953022-PAT00038
또는
Figure 112006012953022-PAT00039
이다. 상기 보상계수 결정부(216)는
Figure 112006012953022-PAT00040
와
Figure 112006012953022-PAT00041
를 수신신호 중 주파수 영역에서 양의 영역에 존재하는 신호
Figure 112006012953022-PAT00042
를 위한 보상계수로 결정한다. 그리고 상기 보상계수 결정부(216)는
Figure 112006012953022-PAT00043
와
Figure 112006012953022-PAT00044
를 수신신호 중 주파수 영역에서 음의 영역에 존재하는 신호
Figure 112006012953022-PAT00045
를 위한 보상계수로 결정한다.
한편 상기 보상계수 결정부(216)는 최종 출력되는
Figure 112006012953022-PAT00046
와
Figure 112006012953022-PAT00047
를 입력 으로 하고, 상기
Figure 112006012953022-PAT00048
와
Figure 112006012953022-PAT00049
를 이용하여 상기 보상계수를 지속적으로 트래킹 (tracking)한다.
고속 푸리에 변환을 통해 출력되는 Zm(n)은 제1승산기(210)에서 상기 보상계수 결정부(216)로부터 출력되는
Figure 112006012953022-PAT00050
와 승산되어 출력된다. 그리고 상기 고속 푸리에 변환을 통해 출력되는 Z-m(n)은 참조번호 212를 통해
Figure 112006012953022-PAT00051
으로 출력된다. 상기
Figure 112006012953022-PAT00052
는 제2승산기(214)에서 상기 보상계수 결정부(216)로부터 출력되는
Figure 112006012953022-PAT00053
와 승산되어 출력된다. 상기 제1승산기(210)와 상기 제2승산기(214)로부터의 출력은 가산기(218)에 의해 가산되어
Figure 112006012953022-PAT00054
로 출력된다.
다음으로 고속 푸리에 변환을 통해 출력되는 Zm(n)은 상기 제1승산기(210)에서 상기 보상계수 결정부(216)로부터 출력되는
Figure 112006012953022-PAT00055
와 승산되어 출력된다. 그리고 상기 고속 푸리에 변환을 통해 출력되는 Z-m(n)은 참조번호 212를 통해
Figure 112006012953022-PAT00056
으로 출력된다. 상기
Figure 112006012953022-PAT00057
는 상기 제2승산기(214)에서 상기 보상계수 결정부(216)로부터 출력되는
Figure 112006012953022-PAT00058
와 승산되어 출력된다. 상기 제1승산기(210)와 상기 제2승산기(214)로부터의 출력은 상기 가산기(218)에 의해 가산되어
Figure 112006012953022-PAT00059
로 출력된다.
전술한 설명에서는 무선 송수신장치에서 자체적으로 보상계수를 측정하고, 상기 측정된 보상계수에 의해 수신신호에 대한 부정합 특성을 보상하는 것에 대해 설명하였다. 그렇지 않고 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하는 것도 가능하다.
수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하기 위해서는 송신기로부터 전송되는 신호
Figure 112006012953022-PAT00060
와
Figure 112006012953022-PAT00061
및 채널 환경에 따른 잡음에 의한 영향 및 채널 환경의 변화를 추가로 고려되어야 할 것이다.
이 경우 상기 <수학식 9> 내지 상기 <수학식 13> 및 상기 <수학식 15>는 하기 <수학식 16> 내지 하기 <수학식 21>으로 변경하여 적용할 수 있다.
Figure 112006012953022-PAT00062
Figure 112006012953022-PAT00063
Figure 112006012953022-PAT00064
Figure 112006012953022-PAT00065
Figure 112006012953022-PAT00066
Figure 112006012953022-PAT00067
상기 수학식들에 있어서, 상기 <수학식 16>을 상기 <수학식 17>로 전재하거나 상기 <수학식 18>을 상기 <수학식 19>로 전재할 때, 잡음 성분은 고려하지 않았다. 그리고 전술한 예에서는 n-1 번째 OFDM 심볼과 n 번째 OFDM 심볼이 전송되는 동안 채널 환경이 변하지 않음을 가정하고 있다.
도 5에서는 상기 <수학식 21>에 의해 보상계수를 측정하고, 상기 측정된 보상계수에 의해 수신신호에 대한 부정합 특성을 보상하는 구성을 보이고 있다.
전술한 바와 같이 본 발명은 시간 영역이 아니라 주파수 영역에서 부정합 특 성을 측정하고, 이를 통해 부정합 특성을 보상하도록 하고 있다. 이는 광대역 채널을 이용하는 OFDM 방식의 무선 수신장치에 대한 부정합 특성 보상 방안으로 적용하기에 용이하다. 뿐만 아니라 파일럿 신호를 이용함으로 채널 추정과 동시에 부정합 특성을 보상할 수 있고, 승산과 제산을 사용하지 않아 디지털 신호 처리 연산을 간소화하는 것이 가능하다.

Claims (18)

  1. 직교 주파수 분할 다중 방식을 지원하는 무선 수신장치에서 부정합 특성을 보상하는 장치에 있어서,
    무선 주파수 대역의 수신신호를 반송파에 의해 기저대역의 신호로 변환하는 믹서;
    상기 기저대역의 수신신호를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하는 고속 푸리에 변환부 및;
    상기 고속 푸리에 변환부로부터 두 개의 연속하는 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하고, 상기 믹서의 특성으로 인해 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분을 상기 측정된 보상계수에 의해 제거하는 부정합 보상부를 포함하며,
    상기 두 개의 연속하는 수신신호는 송신장치로부터 연속하여 전송된 두 개의 송신신호에 대응하며, 상기 두 개의 송신신호는 미리 약속된 신호가 사용되는 부정합 보상장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 무선 주파수 대역의 수신신호는, 상기 송신장치로부터 출력되는 무선 주파수 대역의 송신신호로써, 상기 송신장치의 출력단과 상시 수신장치의 입력단을 연결하는 테스트 경로를 통해 제공됨을 특징으로 하는 부정합 보 상장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 미리 약속된 신호는,
    Figure 112006012953022-PAT00068
    와
    Figure 112006012953022-PAT00069
    로 정의함을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 보상계수는,
    Figure 112006012953022-PAT00070
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00071
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00072
    및
    Figure 112006012953022-PAT00073
    에 의해 측정함을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분은,
    Figure 112006012953022-PAT00074
    에 의해 보상됨을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 무선 주파수 대역의 수신신호는, 상기 송신장치로부터 출력되는 무선 주파수 대역의 송신신호로써, 무선 채널을 통해 제공됨을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 미리 약속된 신호는,
    Figure 112006012953022-PAT00075
    와
    Figure 112006012953022-PAT00076
    로 정의함을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 보상계수는,
    Figure 112006012953022-PAT00077
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00078
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00079
    및
    Figure 112006012953022-PAT00080
    에 의해 측정함을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분은,
    Figure 112006012953022-PAT00081
    에 의해 보상됨을 특징으로 하는 부정합 보상장치.
  10. 직교 주파수 분할 다중 방식을 지원하는 무선 수신장치에서 부정합 특성을 보상하는 방법에 있어서,
    무선 주파수 대역의 수신신호를 반송파에 의해 기저대역의 신호로 변환하는 과정;
    상기 기저대역의 수신신호를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하는 과정;
    상기 고속 푸리에 변환부로부터 두 개의 연속하는 수신신호를 이용하여 보상계수를 측정하는 과정 및;
    상기 반송파의 부정합으로 인해 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분을 상기 측정된 보상계수에 의해 제거하는 과정을 포함하며,
    상기 두 개의 연속하는 수신신호는 송신장치로부터 연속하여 전송된 두 개의 송신신호에 대응하며, 상기 두 개의 송신신호는 미리 약속된 신호가 사용되는 부정합 보상방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 무선 주파수 대역의 수신신호는, 상기 송신장치로부터 출력되는 무선 주파수 대역의 송신신호로써, 상기 송신장치의 출력단과 상시 수신장치의 입력단을 연결하는 테스트 경로를 통해 제공됨을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 미리 약속된 신호는,
    Figure 112006012953022-PAT00082
    와
    Figure 112006012953022-PAT00083
    로 정의함을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 보상계수는,
    Figure 112006012953022-PAT00084
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00085
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00086
    및
    Figure 112006012953022-PAT00087
    에 의해 측정함을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분은,
    Figure 112006012953022-PAT00088
    에 의해 보상됨을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  15. 제10항에 있어서, 상기 무선 주파수 대역의 수신신호는, 상기 송신장치로부터 출력되는 무선 주파수 대역의 송신신호로써, 무선 채널을 통해 제공됨을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 미리 약속된 신호는,
    Figure 112006012953022-PAT00089
    와
    Figure 112006012953022-PAT00090
    로 정의함을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 보상계수는,
    Figure 112006012953022-PAT00091
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00092
    ,
    Figure 112006012953022-PAT00093
    및
    Figure 112006012953022-PAT00094
    에 의해 측정함을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 주파수 영역의 수신신호에 포함된 부정합 성분은,
    Figure 112006012953022-PAT00095
    에 의해 보상됨을 특징으로 하는 부정합 보상방법.
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