KR20070052355A - 반복 및 터보를 기반으로 한 확산 스펙트럼 다운링크채널들의 등화 방법 및 장치 - Google Patents

반복 및 터보를 기반으로 한 확산 스펙트럼 다운링크채널들의 등화 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호를 수신하고 이를 처리하는 시스템, 단말기, 수신기 및 방법이 제공되어 있다. 상기 방법은 상기 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단계, 및 반복 프로세스에 따라 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 단계를 포함한다. 이와 관련하여, 반복 프로세스는 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대하여 평균 및 공분산과 같은 통계 정보를 계산하는 단계를 포함하며, 상기 통계 정보는 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기초로 하여 선택적으로 계산된다. 이때, 상기 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정은 상기 통계 정보를 기반으로 하여 생성된다.

Description

반복 및 터보를 기반으로 한 확산 스펙트럼 다운링크 채널들의 등화 방법 및 장치{Iterative and turbo­based method and apparatus for equalization of spread­spectrum downlink channels}
본 발명은 일반적으로 기술하면 확산 스펙트럼 신호들을 수신하는 확산 스펙트럼 수신기들 및 방법에 관한 것이며, 더 구체적으로 기술하면 코드 분할 다중 접속(CDMA) 수신기들에서 사용하기 위한 채널 등화기들 및 코드 분할 다중 접속(CDMA) 다운링크 채널들의 등화를 수행하는 방법에 관한 것이다.
데이터 송신 시스템을 설계 및 구현함에 있어서의 주요한 문제는 가능한 한 적게 신호들이 서로 간섭하게끔 하는 여러 동시적인 사용자로부터의 신호들의 동시적인 송신 및 수신이다. 이러한 것과 사용된 송신 용량 때문에, 여러 송신 프로토콜 및 다수의 액세스 방법이 사용되었으며, 특히 이동 전화에서 가장 통상적인 송신 프로토콜은 주파수 분할 다중 액세스(Frequency Division Multiple Access; FDMA) 및 시분할 다중 액세스(Time Division Multiple Access; TDMA), 및 최근에는 코드 분할 다중 액세스(Code Division Multiple Access; CDMA)이다.
상기 여러 송신 프로토콜 중에서, CDMA는 확산 스펙트럼 기술을 기반으로 한 다중 액세스 방법이며, 이전에 사용된 FDMA 및 TDMA 에 추가하여 셀룰러 무선 시스템들에서 최근에 이용되어 왔다. 이와 관련하여, CDMA는 주파수 플래닝의 간소함, 및 스펙트럼 효율과 같은 이전 방법들보다 많은 이점을 지닌다.
CDMA 방법에서, 사용자의 협대역 데이터 신호는 데이터 신호보다 훨씬 넓은 대역을 지니는 확산 코드에 의해 비교적 넓은 대역에 승산된다. 공지된 테스트 시스템에서 사용된 대역폭들은 예를 들면 1.25 ㎒, 10 ㎒ 및 25 ㎒를 포함한다. 그러한 승산을 통해, 사용되는 전체 대역에 걸쳐 데이터 신호가 확산된다. 모든 사용자는 동일한 주파수 대역을 통해 동시에 송신한다. 상이한 확산 코드는 기지국 및 이동국 간의 각각의 접속을 통해 사용되고, 사용자의 확산 코드를 기반으로 하여 상기 수신기들에서 상기 사용자들의 신호들이 구별될 수 있다. 가능하다면, 상기 확산 코드들은 이들이 상호 직교하는 방식으로, 즉 그들이 서로 상관하지 않는 방식으로 선택된다.
종래 방식으로 구현된 CDMA 수신기들에서의 상관기들은 이들이 상기 확산 코드를 기반으로 하여 인식하는 원하는 신호와 동기된다. 상기 수신기에서, 상기 데이터 신호가 송신 단계에서와 같이 동일한 확산 코드에 상기 데이터 신호를 승산함으로써 원래의 대역으로 복구된다. 이상적으로는, 기타의 확산 코드에 의해 승산된 신호들은 상관하지 않으며 협대역으로 복구되지 않는다. 원하는 신호에 비추어 볼 때, 상기 신호들이 결과적으로 잡음으로서 나타난다. 상기 목적은 다수의 간섭 신호에서부터 원하는 사용자 신호를 검출하는 것이다. 실제로, 상기 확산 코드들이 어느 정도까지는 상관하며, 나머지 사용자들의 신호들은 수신 신호를 왜곡시킴으로써 원하는 신호를 검출하는 것을 더욱 어렵게 한다. 서로에 대한 사용자들로 인한 이러한 간섭은 다중 액세스 간섭이라고 언급된다.
그러한 상황은, 하나 또는 여러 사용자가 다른 사용자보다 상당히 큰 신호 강도로 송신할 경우에 특히 문제가 된다. 더 큰 신호 강도를 채용하는 이러한 사용자들은 다른 사용자들의 접속들을 상당히 방해한다. 그러한 상황은 근거리-원거리 문제(near-far problem)이라고 언급되며, 이는 예를 들면 하나 또는 여러 사용자가 기지국 부근에 위치해 있고 몇몇 사용자가 더 먼 곳에 있는 경우에 셀룰러 무선 시스템들에서 생길 수 있고, 그 때문에 상기 시스템의 전력 제어 알고리즘이 매우 신속하고 효율적이지 않는 한 가까이 위치해 있는 사용자들이 기지국 수신기에 위치해 있는 나머지 사용자들의 신호를 블랭키팅(blanketing)한다.
신뢰성 있는 신호 수신은 비동기 시스템들, 즉 사용자들의 신호들이 서로 동기되지 않는 시스템들에서 특히 문제가 되는데, 그 이유는 사용자들의 심벌들이 나머지 사용자들의 여러 심벌에 의해 방해를 받기 때문이다. 종래의 수신기들에서, 모두가 검출기들로서 사용되는 슬라이딩 상관기들, 및 확산 코드들과 정합된 필터들이 근거리-원거리 상황들에서 그다지 기능을 하지 못한다. 공지된 방법들 중에서 가장 양호한 결과는 비상관 검출기에 의해 제공되는데, 상기 비상관 검출기는 사용된 확산 코드들의 크로스-상관(cross-correlation) 매트릭스로 수신 신호를 승산함으로써 상기 수신 신호로부터의 다중 액세스 간섭을 제거한다. 상기 비상관 검출기는 알. 루파스 및 에스. 베르두(R. Lupas & S. Verdu), "동기 코드-분할 다중 액세스 채널들을 위한 선형 다중사용자 검출기( Linear Multiuser Detector for Synchronous Code - Division Multiple Access Channels )", 35 IEEE Trans. Info. Theory 123-136 (Jan. 1989); 및 알. 루파스 및 에스. 베르두(R. Lupas & S. Verdu), "비동기 채널들에서의 다중 사용자 검출기들의 근거리-원거리 저항( Near -Far Resistance of Multiuser Detectors in Asychronous Channels )", 38 IEEE Trans. on Comm. 496-508 (Apr. 1990)에 더 상세하게 기재되어 있다. 그러나, 이러한 방법들은 예를 들면 셀룰러 무선 시스템들에서와 같이 사용자들의 수 및 송신 채널의 품질이 일정하게 변하는 경우를 특히 요구하고 있으며 높은 계산 능력을 필요로 하는 역 매트릭스 연산(matrix inversion operation)들과 같은 여러 연산을 포함한다.
채널 등화는 주파수 선택 CDMA 다운링크에서 다운링크 수신기 성능을 개선하는 신뢰성 있는 수단이다. 현재의 연구는 2가지 타입의 선형 등화, 즉 선형 비-적응 등화(non-adaptive linear equalization) 및 선형 적응 등화(adaptive linear equalization)를 포함한다. 선형 비-적응 등화기들은 일반적으로 역 매트릭스를 통해 선형 등식 체계를 풀게 하는 최소 평균 제곱 오차(Least Minimum Mean Squared Error; LMMSE) 또는 제로 포싱(zero-forcing)과 같은 어떤 최적화 기준에 따라 상기 등화기를 설계하고 상기 채널의 "구분적(piece-wise)" 정상성(stationarity)을 취하는 것이 보통이다. 이는 특히 채널의 가간섭성 시간(coherence time)이 짧고 상기 등화기들이 빈번하게 업데이트되어야 할 경우에 계산적으로 비쌀 수 있다. 그 반면에, 적응 알고리즘들은 확률 기울기(stochastic gradient) 알고리즘을 통해 유사한 LMMSE 또는 제로포싱 최적화 문제들을 풀어서 직접적인 역 매트릭스를 회피한다. 비록 계산적으로 제어하기 쉬울 수 있지만, 적응 알고리즘들은 덜 견고한데, 그 이유는 그러한 알고리즘들의 수렴 동작 및 성능이 스텝 크기(step size)와 같은 매개변수들의 선택에 의존하기 때문이다.
당업계에서는 견고하며 대단한 계산력을 소비하지 않는 등화 절차가 여전히 필요하다.
앞서 언급된 배경기술에 비추어 볼 때, 본 발명의 실시예들은 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호를 처리하는 개선된 시스템, 단말기, 수신기 및 방법을 제공한다."터보(turbo)/반복(iterative)" 수신기로서 언급되는 본 발명의 실시예들의 수신기는 본 발명의 실시예들의 단말기, 결과적으로는 시스템의 복잡성 및 성능 간의 바람직한 타협(tradeoff)을 달성한다. 이러한 바람직한 타협을 달성하기 위해, 상기 터보/반복 수신기는 소프트 비트 (터보) 피드백 또는 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 선택적으로 동작하는 것이 가능하다. 이때, 상기 피드백은 송신된 칩 시퀀스의 반복들에 대해 업데이트되는 필터에 제공될 수 있다. 오류 전파(error propagation)의 영향을 완화하기 위해, 한 반복으로부터의 피드백을 기반으로 하여 계산된 통계 정보는 다음 반복에서의 상기 필터의 재계산에 병합될 수 있다. 그러므로, 상기 터보/반복 수신기는 종래의 비-반복 LMMSE 등화기들과 비교해 볼 때 상당한 성능 이득을 달성할 수 있다. 여러 예에서, 3-4번 반복 이후에는, 본 발명의 실시예들의 터보/반복 수신기의 성능이 이론적 한계, 즉 정합 필터 경계의 1 ㏈ 범위 내에 있다.
본 발명의 한 실시태양에 의하면, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호를 처리하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 상기 다운링크 채널로부터 상기 신호를 수신하는 단계, 및 반복 프로세스에 따라 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 단계를 포함한다. 이와 관련하여, 상기 반복 프로세스는 송신 칩 시퀀스의 이전의 반복에 대하여 평균 및 공분산과 같은 통계 정보를 계산하는 단계를 포함하고, 상기 통계 정보는 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기반으로 하여 선택적으로 계산된다. 이후, 조건부 비편중 추정과 같은 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정이 상기 통계 정보를 기반으로 하여 생성된다.
상기 평균 및 공분산은 다수의 다른 방식으로 계산될 수 있다. 예를 들면, 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산이 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 칩 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산될 수 있다. 그러한 경우에, 상기 칩 레벨 평균 및 공분산은 이전 반복에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산된다.
더 특정한 예에서, 이전 반복에 대한 평균(
Figure 112007029217912-PCT00001
)은
Figure 112007029217912-PCT00002
와 같은 수학식에 따라 계산될 수 있다. 마찬가지로, 이전 반복에 대한 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00003
)은
Figure 112007029217912-PCT00004
와 같은 수학식에 따라 계산될 수 있다. 이전의 수학식들에서,
Figure 112007029217912-PCT00005
는 칩 인덱스를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00006
는 반복을 나타내며,
Figure 112007029217912-PCT00007
는 송신 칩 시퀀스를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00008
는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내며
Figure 112007029217912-PCT00009
는 조건부 기대(conditional expectation)을 나타낸다.
통계 정보는 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신(예컨대, CDMA, 1X-EVDV, 1X-EVDO, HSDPA 등등)을 기반으로 하여 선택적으로 계산될 수 있으며, 이에 따라 신호가 다운링크 채널로부터 수신된다. 더욱이, 그렇게 하는 것이 필요하다면, 상기 통계 정보는 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 변조(예컨대, QPSK, QAM 등등)를 기반으로 하여 선택적으로 계산될 수 있다.
본 발명의 다른 실시태양들에 의하면, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템, 단말기 및 수신기가 제공된다. 그러므로, 본 발명의 실시예들은 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하고 이를 처리하는 개선된 시스템, 단말기, 수신기 및 방법, 그리고 컴퓨터 프로그램 생성물을 제공한다. 본 발명의 실시예들은 소프트 비트 (터보) 피드백 또는 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 선택적으로 동작함으로써 상기 신호들을 처리할 수 있다. 이때, 상기 피드백은 송신 칩 시퀀스의 반복들을 위해 업데이트되는 필터에 제공될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호들을 처리함에 있어서의 복잡성 및 성능 간의 바람직한 타협을 달성한다. 이 때문에, 본 발명의 실시예들의 시스템, 단말기, 수신기 및 방법은 이전 기술들에 관련된 문제들을 해결하고 추가의 이점들을 제공한다.
따라서, 지금까지는 본 발명이 총괄적으로 설명되었지만, 지금부터는 반드시 비례해서 도시될 필요가 없는 첨부도면들이 참조될 것이다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 단말기를 포함하는 무선 통신 시스템을 개략적으로 보여주는 블록 선도이다.
도 2는 단일-입력 다중-출력(SIMO) 채널, 다중경로 SIMO 채널, 및 SIMO 수신기를 포함하는 도 1의 무선 통신 시스템을 개략적으로 보여주는 블록 선도이다.
도 3은 종래의 단말 수신기의 검출/복호 블록을 개략적으로 보여주는 블록 선도이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 다른 터보/반복 단말 수신기의 검출/복호 블록을 개략적으로 보여주는 블록 선도이다.
도 5는 2개의 음성 사용자(단말기)를 포함하는 본 발명의 한 실시예에 따른 통신 시스템의 동작에 대한 전력 프로파일을 보여주는 바 그래프이다.
도 6 및 도 7은 QPSK32 변조 신호들을 수신하며, 시뮬레이션된 1X-EVDV 시스템을 통해 각각 소프트-심벌(반복) 피드백 및 소프트-비트(터보) 피드백 기능을 가지고 동작하는 본 발명의 한 실시예에 따른 터보/반복 수신기의 성능을 보여주는 그래프들이다.
도 8 및 도 9는 QAM65 변조 신호들을 수신하며, 시뮬레이션된 1X-EVDV 시스템을 통해 각각 소프트-심벌(반복) 피드백 및 소프트-비트(터보) 피드백 기능을 가지고 동작하는 본 발명의 한 실시예의 터보/반복 수신기의 성능을 보여주는 그래프이다.
도 10은 QAM65 변조 신호를 수신하고, 각각 시뮬레이션된 1X-EVDV 시스템을 통해 소프트-심벌(반복) 및 피드백 및 편중(bias)된 재추정 기능을 가지고 동작하 는 본 발명의 한 실시예의 터보/반복 수신기의 성능을 보여주는 그래프이다.
도 11 및 도 12는 QAM102 변조 신호들을 수신하며, 시뮬레이션된 1X-EVDV 시스템을 통해 각각 소프트-심벌(반복) 피드백 기능을 가지고 그리고 소프트-심벌(반복) 피드백 기능을 가지지 않고 동작하는 본 발명의 한 실시예의 터보/반복 수신기의 성능을 보여주는 그래프들이다.
도 13, 도 14 및 도 15는 다른 변조 및 부호화 스킴(MCS)들에 따라 신호를 수신하며, 시뮬레이션된 1X-EVDO 시스템을 통해 소프트-심벌(반복) 피드백 기능을 가지고 동작하는 본 발명의 한 실시예의 터보/반복 수신기의 성능을 보여주는 그래프들이다.
지금부터 본 발명의 바람직한 실시예들이 도시되어 있는 첨부도면들을 참조하여 본 발명이 더 상세하게 설명될 것이다. 그러나, 본 발명은 다른 여러 형태로 구체화될 수 있으며 본원 명세서에서 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 안되며, 오히려 이러한 실시예들은 본원 명세서가 완전 무결한 것이며, 당업자에게 본 발명의 범위를 충분히 전달하게끔 제공된 것이다.
도 1을 참조하면, 도 1에는 본 발명으로부터 유리해질 수 있는 단말기(12)를 포함하는 한 유형의 무선 통신 시스템(10)이 예시되어 있다. 이하에서 설명되겠지만, 상기 단말기는 이동 전화를 포함할 수 있다. 그러나, 여기서 이해하여야 할 점은 그러한 이동 전화가 본 발명으로부터 유리해질 수 있는 한 유형의 단말기를 예시한 것뿐이므로, 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 취해져서는 안 된다는 것이 다. 상기 단말기의 여러 실시예가 예시되어 있으며 이하에서 예를 들어 설명되겠지만, 개인 휴대 정보 단말기(PDA)들, 페이저들, 랩톱 컴퓨터들 및 다른 유형의 음성 및 텍스트 통신 시스템들과 같은 다른 유형의 단말기들이 본 발명을 용이하게 채용할 수 있다. 그 외에도, 본 발명의 시스템 및 방법은 주로 이동 통신 애플리케이션들과 연관지어 설명될 것이다. 그러나, 여기서 이해해야 할 점은 본 발명의 시스템 및 방법이 이동 통신 산업 주변의 다양한 여러 애플리케이션과 연관지어 채용될 수 있다는 것이다.
상기 통신 시스템(10)은 기지국(BS; 14) 및 단말기(12)와 같은 2개의 통신국 간에 형성된 무선(RF) 링크들을 통해 상기 기지국(BS; 14) 및 상기 단말기(12)와 같은 2개의 통신국 간에 무선 통신이 수행되게 한다. 상기 단말기는 예시된 기지국을 포함해서 복수 개의 기지국과의 통신을 위해 신호들을 송수신하도록 구성된다. 상기 통신 시스템은 다수의 여러 확산 스펙트럼 통신 중 하나 이상의 확산 스펙트럼 통신에 따라 동작하도록 구성되거나, 더 구체적으로는 다수의 여러 유형의 확산 스펙트럼 통신 프로토콜 중 하나 이상의 확산 스펙트럼 통신 프로토콜들에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 더 구체적으로는, 상기 통신 시스템이 다수의 1G, 2G, 2.5G 및/또는 3G 중 어느 하나에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 예를 들면, 상기 통신 시스템은 2G 무선 통신 프로토콜들(IS-95(CDMA) 및/또는 cdma2000)에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 또한, 예를 들면, 상기 통신 시스템은 광대역 코드 분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access; WCDMA) 무선 접속 기술을 채용하는 범용 이동 전화 시스템(Universal Mobile Telephon System; UMTS)과 같은 3G 무선 통신 프로토콜들에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 더욱이, 예를 들면, 상기 통신 시스템은 1X-EVDO(TIA/EIA/IS-856) 및/또는 1X-EVDV와 같은 향상된 3G 무선 통신 프로토콜들에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 여기서 이해하여야 할 점은 본 발명의 실시예에 대한 동작이 마찬가지로 다른 유형의 무선 및 다른 통신 시스템들에서도 가능하다는 것이다. 그러므로, 이하의 설명이 앞서 언급된 무선 통신 프로토콜들에 관하여 본 발명의 한 실시예에 대한 동작을 설명하겠지만, 본 발명의 사상 및 범위로부터 이탈하지 않고서도 본 발명의 한 실시예에 대한 동작이 마찬가지로 다른 여러 유형의 무선 통신 프로토콜들 중 어느 한 무선 통신 프로토콜에 관하여 설명될 수 있다.
상기 기지국(14)은 기지국 제어기(BSC; 16)에 연결된다. 그리고, 상기 기지국 제어기는 다시금 이동 전화 교환국(Mobile Switching Center; MSC; 18)에 연결된다. 상기 이동 전화 교환국(MSC)은 네트워크 백본, 여기서는 공중 전화 교환 네트워크(Public Switched Telephonic Network; PSTN; 20)에 연결된다. 다시금, 대응노드(Correspondent Node; CN; 22)는 상기 공중 전화 교환 네트워크(PSTN)에 연결된다. 상기 공중 전화 교환 네트워크(PSTN), 상기 이동 전화 교환국(MSC), 상기 기지국 제어기(BSC) 및 기지국을 통해 통신 경로가 상기 대응 노드 및 상기 단말기(12) 사이에 형성될 수 있으며 상기 기지국 및 상기 단말기 사이에는 무선 링크가 형성된다. 그럼으로써, 음성 데이터 및 비-음성 데이터의 통신들이 상기 대응 노드(CN) 및 상기 단말기 사이에서 이루어진다. 예시된 대표적인 구현예에서, 상기 기지국은 셀(cell)을 정의하며, 어느 한 셀 내에서 상기 단말기가 이러한 단말기와 의 통신을 이루는 관련된 기지국과의 무선 통신이 가능한 복수 개의 셀을 정의하기 위해 다수의 셀 지점이 지리적인 영역에 걸쳐 일정 간격으로 이격된 위치들에 배치된다.
도시된 바와 같이, 하나 이상의 안테나들(24) 외에도, 본 발명의 한 실시예의 단말기(12)는 송신기(26), 수신기(28), 및 각각 상기 송신기 및 수신기로 신호들을 제공하며 상기 송신기 및 수신기로부터 신호들을 수신하는 제어기(30) 또는 다른 처리기를 포함할 수 있다. 이러한 신호들은 상기 무선 통신 시스템의 통신 프로토콜(들)에 따른 시그널링 정보를 포함하며, 또한 사용자 음성 및/또는 사용자에 의해 생성된 데이터를 포함한다. 이와 관련해서, 상기 단말기는 위에서 언급된 것들과 같은 다수의 다른 무선 통신 프로토콜 중 하나 이상의 무선 통신 프로토콜에 따라 통신하는 것이 가능할 수 있다. 도시되어 있지는 않지만, 상기 단말기는 하나 이상의 유선 및/또는 무선 네트워킹 기법에 따라 통신하는 것이 또한 가능하다. 더 구체적으로는, 예를 들면, 상기 단말기는 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; LAN), 도시권 통신 네트워크(Metropolitan Area Network; MAN), 및/또는 광역 통신 네트워크(Wide Area Network; WAN)(예컨대, 인터넷) 유선 네트워킹 기법들에 따라 통신하는 것이 가능할 수 있다. 추가적으로나 부가적으로, 예를 들면, 상기 단말기는 IEEE 802.11과 같은 무선 LAN(WLAN) 기법들, 및/또는 IEEE 802.16 따위와같은 WiMAX 기법들을 포함하는 무선 네트워킹 기법들에 따라 통신하는 것이 가능할 수 있다.
여기서 이해할 점은 상기 제어기(30)가 상기 단말기(12)의 오디오 및 논리 기능들을 구현하는데 필요한 회로를 포함한다는 것이다. 예를 들면, 상기 제어기는 디지털 신호 처리기 장치, 마이크로프로세서 장치, 및/또는 여러 아날로그-디지털 변환기, 디지털-아날로그 변환기 및 다른 지원 회로로 구성될 수 있다. 상기 단말기의 제어 및 신호 처리 기능들은 이러한 장치들에 대응하는 능력들에 따라서 이러한 장치들 사이에 할당된다. 상기 제어기는 내부 음성 부호기(Voice Coder; VC; 30a)를 추가로 포함하며, 내부 데이터 모뎀(Data Modem; DM; 30b)을 포함할 수 있다. 더욱이, 상기 제어기는 (이하에서 언급되는) 메모리에 저장될 수 있는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션들을 동작시키는 기능을 포함할 수 있다.
상기 단말기(12)는 또한 종래의 이어폰 또는 스피커(32), 신호기(ringer; 34), 마이크로폰(36), 디스플레이(38), 및 사용자 입력 인터페이스를 포함할 수 있으며, 이들 모두는 상기 제어기(18)에 연결된다. 상기 단말기가 데이터를 수신할 수 있게 하는 사용자 입력 인터페이스는 키패드(40), 터치 디스플레이(도시되지 않음) 도는 다른 입력 장치와 같은, 상기 단말기가 데이터를 수신할 수 있게 하는 다수의 장치 중 어느 하나를 포함할 수 있다. 키패드를 포함하는 실시예들에서, 상기 키패드는 종래의 숫자(0-9) 및 관련된 키들(#,*), 및 상기 단말기를 동작시키기 위해 사용되는 다른 키들을 포함한다. 도시되어 있지는 않지만, 상기 단말기는 데이터를 공유 및/또는 획득하는 하나 이상의 수단(도시되지 않음)을 포함할 수 있다.
그 외에도, 상기 단말기(12)는 이동 가입자와 관련된 정보 요소들을 저장하는 것이 전형적인 가입자 식별 모듈(Subscriber Identity Module; SIM; 42), 착탈가능한 사용자 식별 모듈(Removable User Identity Module; R-UIM) 따위와 같은 메 모리를 포함할 수 있다. 상기 가입자 식별 모듈(SIM) 외에도, 상기 단말기는 다른 착탈식 및/또는 고정식 메모리를 포함할 수 있다. 이와 관련해서, 상기 단말기는 임시 데이터 저장을 위한 캐시 영역을 포함하는 휘발성 랜덤 액세스 메모리(Random Access Memory; RAM)과 같은 휘발성 메모리(44)를 포함할 수 있다. 상기 단말기는 또한 내장될 수 있고 그리고/또는 착탈될 수 있는 다른 비-휘발성 메모리(46)를 포함할 수 있다. 상기 비-휘발성 메모리는 추가적으로 또는 부가적으로 EEPROM, 플래시 메모리 따위를 포함할 수 있다. 상기 메모리들은 상기 단말기의 기능들을 구현하기 위해 상기 단말기에 의해 사용되는 다수의 소프트웨어 애플리케이션, 명령어, 정보 일부, 및 데이터를 저장할 수 있다.
도 2를 지금부터 참조하면, 도 2에는 본 발명의 한 실시예에 따른 도 1의 시스템(10)에 대한 기능적인 블록 선도가 예시되어 있다. 더 구체적으로 기술하면, 도 2에는 단일 입력/다중 출력(Single In/Multiple Out; SIMO) 통신 시스템으로서 동작하는 시스템에 대한 기능적인 블록 선도가 예시되어 있다. 그러한 단일 입력/다중 출력(SIMO) 통신 시스템에서, 기지국(14)은 확산/스크램블링 요소(50) 및 송신 안테나(52)를 지니는 SIMO 송신기를 포함한다. 상기 확산/스크램블링 요소는 입력 변조된 (예컨대, 직각 위상 이동 변조(Quadrature phase shift keying; QPSK) 또는 직각 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation; QAM)) 심벌 스트림(
Figure 112007029217912-PCT00010
)을 수신하고, 상기 송신 안테나에 확산 및 스크램블링된 심벌 스트림(
Figure 112007029217912-PCT00011
)을 제공한다. 상기 송신 안테나는 다중 경로 다운링크 채널을 통해 상기 심 벌 스트림을 단말기(12)의 수신기(28)에 연결된
Figure 112007029217912-PCT00012
개의 안테나(
Figure 112007029217912-PCT00013
)로 송신한다. 그리하여, 상기 수신된 심벌 스트림은 상기 수신기의 수신기 검출/복호화 요소(54)에 적용될 수 있다.
더 구체적으로 기술하면, 상기 시스템에서
Figure 112007029217912-PCT00014
개의 액티브 월시(Walsh) 코드를 취할 경우에, 송신 안테나(52)에서의 신호 모델(칩 시퀀스)이 다음과 같은 수학식 1로 표기될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00015
상기 수학식 1에서
Figure 112007029217912-PCT00016
,
Figure 112007029217912-PCT00017
및
Figure 112007029217912-PCT00018
는 각각 칩(chip), 심벌 및 확산 코드 인덱스들이다. 또한, 수학식 1에서,
Figure 112007029217912-PCT00019
가 상기 기지국(14)의 스크램블링 코드를 나타내며,
Figure 112007029217912-PCT00020
는 확산 코드(
Figure 112007029217912-PCT00021
)에 할당된 전력(모든 안테나에 대하여 동일함)을 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00022
는 심벌 간격(
Figure 112007029217912-PCT00023
)에서의 확산 코드(
Figure 112007029217912-PCT00024
)에 대한 정보 심벌 시퀀스를 나타내며,
Figure 112007029217912-PCT00025
는
Figure 112007029217912-PCT00026
번째 확산 코드를 나타낸다. 본원 명세서에서 설명된 바와 같이, 동일한 월시 코드 집합이 모든 기지국의 송신 안테나를 통해 사용된다고 묵시적으로 가정되었다. 그러나, 여기서 이해하여야 할 점은 월시 코드들이 하나 이상의 기지국들의 하나 이상의 송신 안테나들을 통해 변할 수 있다는 것이다.
송신 신호는
Figure 112007029217912-PCT00027
가 칩에 대한 샘플들의 개수를 나타낼 경우에 각각의 페이딩 채널이 차원들(
Figure 112007029217912-PCT00028
)을 지니는 다중 경로 페이딩 채널(
Figure 112007029217912-PCT00029
)을 통해 전파된 다. 따라서,
Figure 112007029217912-PCT00030
번째 칩 간격에 대하여 모든 수신 채널을 통해 수신된 샘플들을 합산한 후에, 상기 수신 채널들에서의 신호 모델이 다음과 같은 수학식 2로 표기될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00031
여기서 유념할 점은
Figure 112007029217912-PCT00032
가 길이(
Figure 112007029217912-PCT00033
)를 지니며, 각각의 작은 벡터(
Figure 112007029217912-PCT00034
)는
Figure 112007029217912-PCT00035
번째 칩 간격 내에 모든 임시 샘플을 포함한다는 것이다. 한편,
Figure 112007029217912-PCT00036
은 채널 메모리 길이를 나타내며,
Figure 112007029217912-PCT00037
은 시간(
Figure 112007029217912-PCT00038
)에서 송신된 칩 벡터를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00039
은
Figure 112007029217912-PCT00040
를 갖는
Figure 112007029217912-PCT00041
차원의 백색 가우스 잡음 벡터를 나타낸다. 여기서 또한 유념할 점은
Figure 112007029217912-PCT00042
이 잡음 분산(noise variance)을 나타내고
Figure 112007029217912-PCT00043
가 항등 매트릭스(identity matrix)를 나타낸다는 것이다. 더욱이, 최소 평균 제곱 오차(Least Minimum Mean Squared Error; LMMSE) 최적화 기준에 따른 등화 기법을 수행하는 수신기에 대한 이하의 설명을 용이하게 하기 위해,
Figure 112007029217912-PCT00044
개의 수신된 벡터들의 블록이 다음과 같은 수학식 3으로 합산될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00045
상기 수학식 3에서
Figure 112007029217912-PCT00046
는 LMMSE 등화 필터의 길이를 나타낸다(
Figure 112007029217912-PCT00047
는 LMMSE 등화 필터의 길이에 대한 측정값이다). 상기 수학식 3에 또한 표시된 바와 같이,
Figure 112007029217912-PCT00048
이며, 이 경우에 상기 매트릭스들의 차원들은 대응하는 수학식 다음에 표기되어 있다. 여기서 유념할 점은 상기 표기를 더 직관적이게 하기 위해, 첨자들이 "블록(block)" 레벨에 유지될 수 있다는 것이다. 예를 들면, 각각의 블록이 크기(
Figure 112007029217912-PCT00049
)의 벡터인 경우에
Figure 112007029217912-PCT00050
는 블록들(
Figure 112007029217912-PCT00051
)을 포함하는 벡터를 나타낸다.
I. LMMSE 칩-레벨 등화
도 3을 지금부터 참조하면, 도 3에는 한 종래 기술에 따른 도 3에 도시된 수신기(28)의 검출/복호화 요소(54)가 더 구체적으로 예시되어 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 종래의 검출/복호화 요소는 수신된 벡터들(
Figure 112007029217912-PCT00052
)과 아울러 채널 추정(
Figure 112007029217912-PCT00053
) 수신할 수 있는 비-반복 LMMSE 칩-레벨 등화기(56)를 포함하는데, 상기 채널 추정(
Figure 112007029217912-PCT00054
)은 상기 수신된 벡터들을 기반으로 하여 채널 추정기(58)로부터 생성될 수 있다. 그러한 칩-레벨 등화기에 관한 더 많은 정보를 위해, 에이. 클라인(A. Klein), CDMA 모바일 무선 시스템들의 다운링크용으로 특별히 설계된 데이터 검출 알고리즘들( Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink Of CDMA Mobile Radio Systems ), PROC. OF VTC 97 203-207 (1997); 아이. 가우리 및 디.티.M. 슬록(I. Ghauri & D.T.M. Slock), 확산 시퀀스들의 직교성을 이용한 DS - CDMA 다운링크용 선형 수신기들( Linear Receivers for the DS - CDMA Downlink Exploiting Orthogonality of Spreading Sequences ), PROC. OF 32ND ASILOMAR CONFERENCE 650-654 (1998); 에스. 베르너 및 제이. 릴레베르크(S. Werner & J. Lilleberg), 긴 코드들을 지니는 CDMA 시스템들에서의 다운링크 채널 디코릴레이션( Downlink Channel Decorrelation in CDMA Systems with Long Codes ), PROC. OF 49TH VTC 1614-1617 (1999); 티.피. 크라우스, 더블유.제이. 힐러리 및 엠.디. 졸토브스키(T.P. Krauss, W.J. Hillery & M.D. Zoltowski, 3G CDMA 에서의 순방향 링크에 대한 MMSE 등화: 심벌-레벨 대 칩-레벨(MMSE Equalization for Forward Link in 3G CDMA ): Symbol - Level Versus Chip - Level ), PROC. OF 10TH IEEE WORKSHOP ON STATISTICAL SIGNAL AND ARRAY PROCESSING 18-22 (2000); 엠.제이. 하이크킬라, 피. 코뮬라이넨 및 제이. 릴레베르크(M.J. Heikkila, P. Komulainen & J. Lilleberg), 적응 등화 채널을 통한 CDMA 다운링크에서의 간섭 억제( Interference Suppression In CDMA Downlink Through Adaptive Channel Equalization ), PROC. OF VTC 99-FALL 978-982 (1999); 엘.메일라엔데르(L. Mailaender), CDMA 다운링크 등화의 낮은 복잡성 구현( Low - Complexity Implementation of CDMA Downlink Equalization ), PROC. OF 2001 IEEE 3G MOBILE COMMUNICATION TECHNOLOGIES 396-400 (2001); 제이. 장, 티.바트 및 지. 만디암(J. Zhang, T. Bhatt & G. Mandyam), 높은 데이터 레이트 다운링크 CDMA 시그널링에 대한 효율적인 선형 등화( Efficient Linear Equalization for High Data Rate Downlink CDMA Signaling ), PROCEEDINGS OF ASILOMAR CONFERENCE (2003); and 에이치. 뉴엔, 제이. 장 및 비. 라고타만(H. Nguyen, J. Zhang & B. Raghothaman), 칼만 필터링을 통한 CDMA 다운링크 채널의 등화( Equalization of CDMA Downlink Channel via Kalman Filtering ), PROCEEDINGS OF ASILOMAR CONFERENCE (2003)를 참조하기 바라며, 이들 모두의 내용들이 본원 명세서에 그대로 참조병합된다.
칩-레벨 등화기(56) 다음에, 월시 코드의 직교성은 부분적으로 복구되고 모든 송신 심벌이 디스크램블/역확산 요소(60)로 검출된다. 도시된 바와 같이, 상기 디스크램블/역확산 요소는 또한 송신 신호들을 디스크램블할 수 있다. 따라서, 상기 디스크램블/역확산 요소는 디스크램블 및 역확산 심벌 스트림을 디인터리버(deinterleaver)/복호기 요소(62)로 출력시킬 수 있다.
(
Figure 112007029217912-PCT00055
가 에르미티안(Hermitian)에 대한 약어인 경우)
Figure 112007029217912-PCT00056
의 오류 벡터를 정의하면, SIMO LMMSE 칩-레벨 등화기(
Figure 112007029217912-PCT00057
)는 다음과 같은 수학식 4의 문제에 대한 해이다.
Figure 112007029217912-PCT00058
상기 수학식 4의 문제에 대한 최적의 해는 다음과 같은 수학식 5로 표기된다.
Figure 112007029217912-PCT00059
상기 수학식 5에서
Figure 112007029217912-PCT00060
은 수신 신호의 상관 매트릭스를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00061
는 칩-레벨 기지국 송신 전력을 나타낸다. 한편, 채널 추정(
Figure 112007029217912-PCT00062
)은 소정의 처리 블록에 대해 고정된 것이며 심벌 인덱스(
Figure 112007029217912-PCT00063
)의 함수가 아니라고 가정된다. 그러나, 본원 명세서에 기재된 바와 같이,
Figure 112007029217912-PCT00064
,
Figure 112007029217912-PCT00065
및
Figure 112007029217912-PCT00066
는 결과적으로 사용될 매트릭스-벡터 프로덕트의 전개에서 각각
Figure 112007029217912-PCT00067
,
Figure 112007029217912-PCT00068
및
Figure 112007029217912-PCT00069
와 연관된
Figure 112007029217912-PCT00070
의 서브-매트릭스들을 나타낸다.
Figure 112007029217912-PCT00071
II . 터보/반복 수신기
도 4를 지금부터 참조하면, 도 4에는 본 발명의 한 실시예에 따른 수신기(28)의 검출/복호화 요소(54)가 더 구체적으로 예시되어 있다. 본 발명의 실시예들에 의하면, 새로운 LMMSE 필터(64)(즉, 제2 요소)가 이전의 반복 출력으로부터 획득된 송신 심벌들(
Figure 112007029217912-PCT00072
)의 통계 정보를 기술하기 위해 각각의 반복에서 설계되는 반복 프로세스를 도입함으로써 LMMSE 등화기(56)의 성능이 더 개선될 수 있다. 이와 관련해서, 본 발명의 실시예들의 수신기의 검출/복호화 요소는 또한, 상기 이전의 반복 출력으로부터 획득된 송신 심벌들(
Figure 112007029217912-PCT00073
)의 통계 정보를 상기 칩-레벨 LMMSE 필터에 제공하는 이전 칩 통계 업데이트 요소(prior chip statistic update element; 66)(즉, 제1 요소)를 포함한다. 더욱이, 상기 수신기는 상기 수신기에 의해 수신된 신호들의 반복을 업데이트할 수 있는 반복 업데이트 요소(68)(
Figure 112007029217912-PCT00074
)를 포함할 수 있다. 이하에서 설명되겠지만, 상기 통계 정보는 상기 검출/복호화 요소의 소프트-비트(터보) 피드백 및 상기 검출/복호화 요소의 소프트-심벌(반복) 피드백 모두로부터 생성될 수 있다. 그리고나서, 상기 반복 업데이트 요소는 상기 이전 칩 통계 업데이트 요소에 제공하기 위해 소프트 심벌로 생성된 통계 정보 또는 소프트 비트로 생성된 통계 정보 중 어느 하나를 선택하는 것이 가능할 수 있다.
이러한 반복 프로세스에 대한 기초적인 추론은 종래의 검출/복호화 요소(54)의 칩-레벨 등화기(56)에서 사용되지 않는 변조 포맷 및 부호화 구조와 같은 이전 정보를 이용하는 것이다. 여기서 유념할 점은 도시된 바와 같이
Figure 112007029217912-PCT00075
가 콘스텔레이션(constellation) 크기를 언급할 경우에
Figure 112007029217912-PCT00076
가 변조된 심벌(
Figure 112007029217912-PCT00077
)을 형성하며
Figure 112007029217912-PCT00078
인 그러한 데이터 비트들을 언급한다는 것이다. 위에 나타나 있고 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 검출/복호화 요소는 차후에 다음 반복을 위해 이전 정보를 생성하는데 사용될 수 있는 이전의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00079
)으로부터 피드백를 제공하는 2 개의 가능한 피드백 경로를 포함한다. 즉, 상기 검출/복호화 요소는 (a) 디인터리버/복호기 요소(62)로부터의 소프트 비트들(
Figure 112007029217912-PCT00080
)dl 피드백되는 터보 피드백 경로(즉,
Figure 112007029217912-PCT00081
) 및 상기 디스크램블/역확산 요소(60)에 의해 제공되는 소프트 심벌들(
Figure 112007029217912-PCT00082
)이 피드백되는 반복 피드백 경로(즉,
Figure 112007029217912-PCT00083
)를 포함한다.
본원 명세서에서 언급된 바와 같이, 본 발명의 실시예들의 수신기(28)는 "터보/반복" 수신기로서 언급될 수 있다. 본원 명세서에 도시 및 기재된 바와 같이, 터보/반복 수신기는 다수의 요소를 포함하고, 상기 다수의 요소 중 하나 이상의 요소들이 종래의 수신기와 유사한 하나 이상의 기능들을 수행하는 것이 가능할 수 있다. 여기서 이해해야 할 점은 본 발명의 실시예들의 터보/반복 수신기의 요소들이 대응하는 요소들의 기능들을 수행하는 것이 가능한 하드웨어, 펌웨어 및/또는 소프트웨어 구성요소들을 포함할 수 있다. 여기서 또한 이해해야 할 점은 상기 수신기의 요소들 중 하나 이상의 요소들에 의해 수행되는 기능들 중 하나 이상의 기능들이 변형적으로 예를 들면 제어기(30)와 같은 단말기(12)의 다른 요소들에 의해 수행될 수 있다는 것이다.
본 발명의 실시예들에 의하면, 새로운 LMMSE 필터(
Figure 112007029217912-PCT00084
)는 다음과 같은 수학식 7로 표기되는 칩들의 이전 평균(
Figure 112007029217912-PCT00085
) 및 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00086
) 및 수신된 신호(
Figure 112007029217912-PCT00087
) 모두를 기반으로 하여 이러한 칩들의 새로운 추정(
Figure 112007029217912-PCT00088
)을 제공하기 위해 각각의 반복에서 계산될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00089
상기 수학식 7에서
Figure 112007029217912-PCT00090
는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타낸다. 또한, 수학식 7에서,
Figure 112007029217912-PCT00091
는 조건부 공분산 매트릭스를 나타낸다. 이해하겠지만, 상기 LMMSE 문제는 수학식 4의 LMMSE 문제와 실제로 유사하다.
Figure 112007029217912-PCT00092
상기 수학식 8에서
Figure 112007029217912-PCT00093
의 추정기는
Figure 112007029217912-PCT00094
형태를 취하며, 이는 수학식 4에서와 같이 선형 대신에 아핀(affine)인데, 이 경우
Figure 112007029217912-PCT00095
(선형 필터) 및
Figure 112007029217912-PCT00096
(오프셋)가 결정된다.
Figure 112007029217912-PCT00097
가 수학식 7에 표기된 바와 같은 이전 평균 및 분산을 지닌다고 가정하면, 수학식 8에 대한 해는 가우스-마르코프 정리에 의해 다음과 같은 수학식 9와 같이 표기된다.
Figure 112007029217912-PCT00098
상기 수학식 9에서
Figure 112007029217912-PCT00099
및
Figure 112007029217912-PCT00100
는 각각 최적의 선형 필터 및 오프셋을 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00101
번째 반복에 대한
Figure 112007029217912-PCT00102
의 새로운 칩 추정은 다음과 같은 수학식 10과 같다.
Figure 112007029217912-PCT00103
가우스-마르코프 정리에 관한 더 많은 정보를 얻으려면, 엘. 샤르프(L. SCHARF), 통계 신호 처리: 검출, 추정 및 시계열 분석(STATISTICAL SIGNAL PROCESSING; DETECTION, ESTIMATION AND TIME SERIES ANALYSIS) (1991)을 참조하기 바란다.
수학식 7을 고려해 보면, 다음과 같은 수학식 11인 것으로 보일 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00104
상기 수학식 11에서는
Figure 112007029217912-PCT00105
및
Figure 112007029217912-PCT00106
이다. 그리고 수학식 10의 칩 추정은 다음과 같은 수학식 12와 같이 된다.
Figure 112007029217912-PCT00107
상기 처리를 유효화하기 위해, 최초 반복(즉,
Figure 112007029217912-PCT00108
)에 대한 바람직한 해가 이전에 획득된 간단한 LMMSE 알고리즘과 동일하다고 간주하기로 한다. 그리고나서, 모든
Figure 112007029217912-PCT00109
에 대한 초기 조건(
Figure 112007029217912-PCT00110
,
Figure 112007029217912-PCT00111
)으로부터, 수학식 12는 다음과 같은 수학식 13으로 단순화될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00112
상기 수학식 13에서
Figure 112007029217912-PCT00113
이고 칩 추정은 상기 해가 논리정연하게 되도록 종래의 LMMSE 수신기로부터 사전에 획득되는 것과 동일한 것이다.
수학식 12의 더 면밀한 조사로부터 알 수 있는 바와 같이, 적합한 동작을 위해, 매트릭스 역(
Figure 112007029217912-PCT00114
)이 각각의 칩(
Figure 112007029217912-PCT00115
)에 대하여 수행되어야 한다. 각각의 칩에 대한 그러한 매트릭스 역을 수행하기가 어려울 수 있기 때문에, 불가능한 것은 아니지만, 실제의 시스템의 경우에, 한 실시예에 있어서, 칩 공분산들(
Figure 112007029217912-PCT00116
)은 다음과 같은 수학식 14와 같은 처리 블록을 통해 평균화된 칩 공분산과 근사하게 된다.
Figure 112007029217912-PCT00117
상기 수학식 14에서
Figure 112007029217912-PCT00118
는 처리 블록의 크기를 나타낸다. 이때, 수학식 12는 다음과 같은 수학식 15로 다시 표기될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00119
상기 수학식 15에서
Figure 112007029217912-PCT00120
이다. 칩 추정(
Figure 112007029217912-PCT00121
)이
Figure 112007029217912-PCT00122
번째 반복에 이용가능하게 된 다음에는, 소프트 심벌 추정들(
Figure 112007029217912-PCT00123
) 및 궁극적으로는 소프트 비트 추정들(
Figure 112007029217912-PCT00124
)을 계산하는 것이 간단하다. 계속해서, 여기서 유념할 점은
Figure 112007029217912-PCT00125
가 상한선 동작(ceiling operation)을 나타내는 경우에 심벌 인덱스(
Figure 112007029217912-PCT00126
)가
Figure 112007029217912-PCT00127
이므로 칩 인덱스(
Figure 112007029217912-PCT00128
)에 관련한 것이라는 것이다.
Figure 112007029217912-PCT00129
번째 심벌 간격을 통해
Figure 112007029217912-PCT00130
개의 추정 칩들을 수집하고 그러한 벡터를
Figure 112007029217912-PCT00131
로서 표현하는 경우에는,
Figure 112007029217912-PCT00132
의 신호 모델이 다음과 같은 수학식 16과 같이 제공될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00133
상기 수학식 16에서
Figure 112007029217912-PCT00134
는
Figure 112007029217912-PCT00135
번째 월시 코드를 나타내며
Figure 112007029217912-PCT00136
는
Figure 112007029217912-PCT00137
번째 심벌 간격에 대한 대각선 스크램블링 코드 매트릭스를 나타낸다. 수학식 16에 또한 표기되어 있는 바와 같이,
Figure 112007029217912-PCT00138
이고 여기서 수학식 15가
Figure 112007029217912-PCT00139
로 표기될 경우에
Figure 112007029217912-PCT00140
는 수학식 15에서 사후 필터링 잡음을 나타낸다. 월시 코드들의 직교성을 인식한 경우에는, 다음과 같은 수학식 17을 통해 소프트 심벌(
Figure 112007029217912-PCT00141
)이 수학식 16으로부터 계산될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00142
상기 수학식 17에서
Figure 112007029217912-PCT00143
는 실효 심벌 진폭을 나타내며
Figure 112007029217912-PCT00144
는 실효 심벌 잡음을 나타낸다. 반복 프로세스가 적절하게 수행되는 경우에는, 반복 횟수(
Figure 112007029217912-PCT00145
)가 증가함에 따라 잡음 분산(
Figure 112007029217912-PCT00146
)이 감소한다. 마지막으로, 완전성을 위해, 또한 유념해 주어야 할 점은 일단
Figure 112007029217912-PCT00147
가 이용가능할 경우에 표준 복조기 및 복호화 프로세스가 소프트 비트 추정(
Figure 112007029217912-PCT00148
)을 획득하도록 수행될 수 있다.
지금부터는 소프트 심벌 또는 소프트 비트 추정들에서
Figure 112007029217912-PCT00149
및
Figure 112007029217912-PCT00150
의 이전 통계들을 획득한다는 점에 주의를 기울려야 한다. 이는 조금 더 많은 작업을 필요로 하는데, 그 이유는 소프트 심벌 및 소프트 비트들이 심벌 레벨의 분량이며 이전의 통계들은 칩 레벨이다. 그러나, 칩 통계의 생성을 설명하기 전에, 조건부 비편중성, 사후 필터링 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise; SNR) 추정, 및 각각의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00151
)에서의 채널 재추정을 포함한 다수의 실제 문제가 고려된다. 이해하겠지만, 그러한 실제 문제들은 특히, 16 QAM과 같은 가변 진폭 변조들을 지니는 시스템들에 대하여 본 발명의 실시예들의 수신기(28)에 의해 제공되는 성능 이점을 증가시킬 수 있다.
A. 조건부 비편중성
조건부 비편중성(conditional unbiasness)의 경우, 랜덤 매개변수(random parameter;
Figure 112007029217912-PCT00152
)에 대하여, 다음과 같은 수학식 18의 조건부가 만족될 경우에 추정(
Figure 112007029217912-PCT00153
)이 비편중된다는 것을 고려하기로 한다.
Figure 112007029217912-PCT00154
그러나, 이러한 비편중성 개념이 때때로 통신 문제들에서는 불편하다. 이러한 점을 예시하기 위해, 관측 결과(
Figure 112007029217912-PCT00155
)가 다음과 같은 수학식 19에 의해 제공되는 간단한 문제를 고려하기로 한다.
Figure 112007029217912-PCT00156
상기 수학식 19에서
Figure 112007029217912-PCT00157
은 추가 백색 가우스 잡음(Additive White Gaussian Noise; AWGN)이고
Figure 112007029217912-PCT00158
는
Figure 112007029217912-PCT00159
과 무관한 제로 평균 가우스 확률 변수이다.
Figure 112007029217912-PCT00160
및
Figure 112007029217912-PCT00161
가 공동으로 가우시안 형태이기 때문에,
Figure 112007029217912-PCT00162
의 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean-Squared Error; MMSE) 추정은 다음과 같은 수학식 20에 의해 제공된다.
Figure 112007029217912-PCT00163
수학식 18에 의하면,
Figure 112007029217912-PCT00164
이기 때문에, 이러한 추정은 비편중된다. 그러나, 수학식 20의 우변에서는, 이러한 추정이 "편중"되는 것으로 보 일 수 있는데, 그 이유는 진정한 매개변수(
Figure 112007029217912-PCT00165
)가 일반적으로 1보다 작은
Figure 112007029217912-PCT00166
에 의해 스케일링되기 때문이다. 그러한 혼동은 수학식 18에 의해 야기되는데, 이 경우에 기대값이 잡음에 걸쳐서 뿐만 아니라
Figure 112007029217912-PCT00167
자체의 분포에 걸쳐서 채용된다. 통신 문제들에서는, 신호 부분, 또는 이러한 경우에 상기 매개변수(
Figure 112007029217912-PCT00168
)가 상기 추정(
Figure 112007029217912-PCT00169
)에서 비편중되는 것으로서 "비편중"된 상황을 언급하는 것이 바람직할 수 있다. 따라서, 상기 매개변수 자체에 관한 기대값이 제거될 수 있으며, 조건부 비편중성 개념이 유도될 수 있는데, 조건부 비편중성의 정의는 다음과 같은 수학식 21에 의해 제공된다.
Figure 112007029217912-PCT00170
수학식 20에서의 추정(
Figure 112007029217912-PCT00171
)은 현재 이러한 추정이 조건부로 편중되어 있다는 것을 검증하기 위해 검사될 수 있는데, 그 이유는
Figure 112007029217912-PCT00172
이기 때문이다. 더욱이, 이러한 경우에 상기 편중은 간단한 곱셈 인자에 의해 제거될 수 있다. 즉,
Figure 112007029217912-PCT00173
가 조건부로 비편중된 추정이다(그러나 더 이상 MMSE 추정이 아니다).
이전의 정의들을 통해, 각각의 반복에서의 칩 추정은 칩 추정이 조건부로 비편중되어 있는지를 결정하도록 조사될 수 있으며, 칩 추정 조건부로 비편중되어 있지 않은 경우에, 어떻게 그러한 편중을 제거해야 할지를 결정하도록 조사될 수 있다. 이때, 그러한 목적은 (소프트) 복조기에 대한 콘스텔레이션(constellation)이 적절히 스케일링되게 하는 것일 수 있는데, 이는 특히 16 QAM 변조에 대해 중요할 수 있다. 따라서, 수학식 16으로부터 다음과 같은 수학식 22의 결정이 칩 추정에 대하여 내려질 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00174
일반적으로는 이러한 추정이 조건부로 편중된다는 것을 의미한다. 위의 수학식 22에서는,
Figure 112007029217912-PCT00175
이고,
Figure 112007029217912-PCT00176
는
Figure 112007029217912-PCT00177
를 제외한
Figure 112007029217912-PCT00178
의 모든 요소들을 포함하는 벡터를 나타낸다. 마찬가지로,
Figure 112007029217912-PCT00179
이고,
Figure 112007029217912-PCT00180
는
Figure 112007029217912-PCT00181
를 제외한
Figure 112007029217912-PCT00182
의 모든 요소들을 포함하는 벡터를 나타낸다. 한편, 최종의 부등성은
Figure 112007029217912-PCT00183
이고
Figure 112007029217912-PCT00184
이라는 사실로부터 획득될 수 있다. 이때, 조건부 비편중성은 다수의 다른 방식 중 어느 하나로 제거될 수 있다. 예를 들면, 수학식(22)에서
Figure 112007029217912-PCT00185
의 스케일링 인자는 수학식 15에서의 칩 추정의 선형 부분을
Figure 112007029217912-PCT00186
로 스케일링함으로써 제거되어 다음과 같은 수학식 23 및 결과적으로는 수학식 24가 구해질 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00187
Figure 112007029217912-PCT00188
불행하게도, 수학식 24의 두번째 항이 일반적으로 제로(0)가 아닌데, 그 이유는
Figure 112007029217912-PCT00189
및
Figure 112007029217912-PCT00190
가 독립적이지 않게 때문이다. 실제로는, 이전의 평균(
Figure 112007029217912-PCT00191
)이 계산될 경우에 이하에서 알 수 있는 바와 같이
Figure 112007029217912-PCT00192
가 복잡한 비-선형 방식으로
Figure 112007029217912-PCT00193
와 관련된다. 그러므로, 정확한 조건부 비편중된 해는 일반적으로 계산상 복잡하다.
Figure 112007029217912-PCT00194
일 때 첫번째 반복에서는 예외이다. 그러한 경우에,
Figure 112007029217912-PCT00195
이고 수학식 23의 해는 조건부로 비편중된 최소 분산 무왜곡 응답(Minimum Variance Distortionless Response; MVDR) 해가 된다. 그럼에도, 16 QAM 변조에 대해, 수학식 23에서의 간단한 스케일링이 수학식 15의 비-스케일링된 해보다 상당히 양호한 성능을 야기시킬 수 있다.
B. 사후- 필터링 잡음 분산 및 실효 진폭의 추정
조건부 비편중성 외에도, 사후 필터링 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise; SNR)의 추정이 각각의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00196
)에서 고려되는 것이 바람직하다면, 사후 필터링 신호 대 잡음 비의 추정이 각각의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00197
)에서 고려될 수 있다. 이와 관련하여, 수학식 17에서는, 실효 심벌 진폭(
Figure 112007029217912-PCT00198
) 및 사후 필터링 잡음 분산(
Figure 112007029217912-PCT00199
)이 일반적으로 알려져 있지 않다. 1X-EVDO 및 HSDPA와 같은 몇몇 시스템의 경우에,
Figure 112007029217912-PCT00200
가 고 정(1X-EVDO)되거나 다운링크 제어 채널(HSDPA)로부터 획득될 수 있다. 그러나, 이는
Figure 112007029217912-PCT00201
이 고정되지도 않고 제어 채널로부터 이용가능하지 않은 경우에 1X-EVDV에 대한 경우가 아닌 것이 전형적이다. 진폭(
Figure 112007029217912-PCT00202
)이 사전에 알려져 있는 경우에, 잡음 전력의 추정은 모든 심벌의 에너지에 대해 평균함으로써 다음과 같은 수학식 25와 같이 획득될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00203
상기 수학식 25에서
Figure 112007029217912-PCT00204
는 각각의 처리 블록에서의 심벌들의 개수를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00205
는 셀에서의 액티브 월시 코드들의 개수를 나타낸다.
다른 한편으로는, 진폭(
Figure 112007029217912-PCT00206
)이 사전에 알려져 있지 않은 경우에, 잡음 전력의 추정을 획득하는 것은 사소한 것으로 보이지 않는 것이 전형적이다. 한 대표적인 2차 기법에 의하면, 잡음 추정(
Figure 112007029217912-PCT00207
)은 기타의 수단으로부터 생성될 수 있으며 수학식 25는
Figure 112007029217912-PCT00208
의 추정을 획득하도록 다음과 같은 수학식 26과 같이 다시 표기된다.
Figure 112007029217912-PCT00209
이때, 잡음 추정은 칩 추정(수학식 24)의 스케일링된 버전에서부터 개시함으로써 다음과 같은 수학식 27과 같이 획득될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00210
상기 수학식 27에서
Figure 112007029217912-PCT00211
는
Figure 112007029217912-PCT00212
번째 칩에 대한 실효 사후 필터링 잡음을 나타낸다. 이때 다음과 같은 수학식 28과 같은 관계가 성립된다는 것을 알 수가 있다.
Figure 112007029217912-PCT00213
상기 수학식 28에서
Figure 112007029217912-PCT00214
이다. 여기서 유념할 점은 앞서 언급한 설명에서, 평균 칩 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00215
)이
Figure 112007029217912-PCT00216
번째 칩 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00217
) 대신에 채용되었다는 것이다. 또한 여기서 유념할 점은 이전의 수학식들이 묵시적으로 다음과 같은 수학식 29와 같이 수학식들을 채용한다는 것이다.
Figure 112007029217912-PCT00218
따라서, 일단
Figure 112007029217912-PCT00219
가 수학식 28에 따라 획득될 경우에, 잡음 흐름(
Figure 112007029217912-PCT00220
)은 최종의 심벌 레벨 잡음 추정에 도달하도록 다음과 같은 수학식 30과 같이 수행될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00221
변형적으로는, 고차 잡음 분산 및 진폭 추정 방법에 의하면, 관찰된 심벌(
Figure 112007029217912-PCT00222
)의 비-공액 고차 통계들이 먼저 다음과 같은 수학식 31과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00223
Figure 112007029217912-PCT00224
, 임
이 경우에는 송신 심벌 및 사후 필터링 잡음 간의 독립성이 묵시적으로 취해질 수 있다. 더군다나, 가장 실제적인 상황들에서는, 다수의 법칙으로 인해 잡음(
Figure 112007029217912-PCT00225
)이 대략 복소 가우스 분포로 이루어지는데, 이는 복소 가우스 분포의 순환 대칭(circular symmetry)으로 인해 다음과 같은 수학식 32를 초래시킨다.
Figure 112007029217912-PCT00226
Figure 112007029217912-PCT00227
, 임
결과적으로, 수학식 31의 비-복소 고차 통계들은 다음과 같은 수학식 33과 같이 다시 표기될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00228
이제, 남아있는 것은
Figure 112007029217912-PCT00229
이게끔 하는
Figure 112007029217912-PCT00230
을 구하는 것이다. 이와 관련해서,
Figure 112007029217912-PCT00231
의 선택은 변조에 의존하는 것으로 판명되어 있다. 즉, QPSK 및 16 QAM 변조 에 대해,
Figure 112007029217912-PCT00232
가 자연수일 때
Figure 112007029217912-PCT00233
인 경우
Figure 112007029217912-PCT00234
이다. 그 반면에, 8PSK에 대해서는,
Figure 112007029217912-PCT00235
가 자연수일 때 인 경우
Figure 112007029217912-PCT00237
이다.
QPSK에 대한 고차 기법을 예시하기 위해, 정규화된 QPSK 콘스텔레이션에 대해
Figure 112007029217912-PCT00238
일 때
Figure 112007029217912-PCT00239
이라는 것을 고려하기로 한다. 이해하겠지만,
Figure 112007029217912-PCT00240
을 가능한 한 작게 선택하는 것이 바람직하고, 이 경우에는
Figure 112007029217912-PCT00241
이다. 이때,
Figure 112007029217912-PCT00242
의 추정은 다음과 같은 수학식 34와 같이 획득될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00243
이론적으로는 충분하지만, 상기 고차 방법들은 신뢰성 있는 추정을 획득하기 위해 보다 많은 데이터 샘플(수백 개의 심벌)을 필요로 할 수 있다.
2차 및 그보다 높은 차수의 방법들 외에도, 여기서 이해하여야 할 점은 잡음 분산 및 진폭이 다수의 다른 방법들에 따라 추정될 수 있다는 것이다. 예를 들면, 잡음 분산 및 진폭은 소위 기대 최대화(Expectation Maximization; EM) 방법에 따라서 추정될 수 있다.
C. 각각의 반복에서의 채널 재추정
더욱이, 채널 재설정은 각각의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00244
)에서 고려될 수 있다. 여기서 유념해야 할 점은, 터보/반복 수신기(28)에 관한 이전의 논의에서, 채널 추정들이 반복 횟수와는 무관하게 동일한 것이라고 묵시적으로 가정되었다는 것이다. 그러나, 송 신 신호들에 관한 더 많은 정보는 각각의 반복(
Figure 112007029217912-PCT00245
)에서 획득되기 때문에, 이러한 정보는 더 양호한 채널 추정들을 획득하도록 영향을 받을 수 있다. 이와 관련해서 비-반복 수신기에서 어떻게 채널 추정이 획득되는지를 고려하기로 한다. 설명을 용이하게 하기 위해, 상기 채널이
Figure 112007029217912-PCT00246
개의 칩들의 처리 블록에 대하여 고정적이며, 단일 채널 추정을 획득하는 것으로 가정하기로 한다. 이때, 이를 "슬라이딩 윈도우(sliding window)" 타입의 추정 접근방안에 이르기까지 확장하여 상기 채널의 시변(time-varying) 특성을 설명하는 것이 상당히 간단할 수 있다. 한편,
Figure 112007029217912-PCT00247
일 경우 공지된 파일럿 진폭이
Figure 112007029217912-PCT00248
이고, 모두가 하나의 파일럿 심벌(즉,
Figure 112007029217912-PCT00249
)이며 모두가 하나의 파일럿 월시 코드(즉,
Figure 112007029217912-PCT00250
)이라고 가정하기로 한다. 이러한 가정들 및 수학식 1 및 2에 표기된 신호 모델들이 주어지면, 상기 채널은 다음과 같은 수학식 35와 같은 상관 방법에 따라 추정될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00251
Figure 112007029217912-PCT00252
, 임
반복(
Figure 112007029217912-PCT00253
)에서, 칩들의 이전 수단()이 이전의 반복으로부터 이용가능하다. 그러나, 파일럿 월시 코드로부터의 기여가
Figure 112007029217912-PCT00255
에 포함되는 것이 종종 바람직하지 않다. 따라서,
Figure 112007029217912-PCT00256
번째에서의 채널 추정을
Figure 112007029217912-PCT00257
로 나타내면,
Figure 112007029217912-PCT00258
의 기여는
Figure 112007029217912-PCT00259
로부터 감산되어서, 다음과 같은 수학식 36이 획득된다.
Figure 112007029217912-PCT00260
상기 수학식 36에서
Figure 112007029217912-PCT00261
는
Figure 112007029217912-PCT00262
번째의 반복에서의 채널 오정렬로 인한 잡음 및 AWGN을 포함한다. 이제
Figure 112007029217912-PCT00263
가 아직도 파일럿 월시 코드들로부터의 기여를 포함하고 있기 때문에,
Figure 112007029217912-PCT00264
번째의 반복에 대한 채널 추정은 수학식 35와 유사하게 다음과 같은 수학식 37과 같이 획득될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00265
현 시점에서 유념해야 할 점은, 약간 더 복잡한 대가로, 이전의 프로세스가 소위 블라인드 비-상관 방법(blind de-correlating method)을 채택함으로써 더 향상될 수 있다는 것이다. 그러한 경우들에서, 채널 추정은 블라인드 단일-사용자 검출 문제로서 재구성되는데, 그 이유는 파일럿 월시 코드가 간섭 억제된 칩 시퀀스(
Figure 112007029217912-PCT00266
)에서 유일한 액티브 월시 코드이기 때문이다. 블라인드 비-상관 방법에 관한 더 많은 정보에 대하여는, 엘. 통(L. Tong)과 그의 동료, (긴 코드 WCDMA에 대한 블라인드 비상관 레이크 수신기들(Blind Decorrelating RAKE Receivers for Long-Code WCDMA), 51 IEEE Transactions on Signal Processing 1642-1655 (2003); 및 에이. 바이스 및 비. 프리드랜더(A. Weiss & B. Friedlander), 비주기적 확산 코드들을 통한 DS-CDMA 다운-링크에 대한 채널 추정(Channel Estimation for DS-CDMA Down-Link with Aperiodic Spreading Codes), 47 IEEE Transactions on Communications 1561-1569 (1999)를 참조하기 바라며, 이러한 문헌 모두에 대한 내용은 그대로 본원 명세서에 참조병합된다.
III . 칩 레벨 이전 평균 및 공분산
지금부터 이전 반복으로부터의 소프트 심벌 추정들(
Figure 112007029217912-PCT00267
) 또는 소프트 비트 추정들(
Figure 112007029217912-PCT00268
)로부터의 칩 통계들, 즉 이전 칩 평균 및 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00269
,
Figure 112007029217912-PCT00270
)의 생성에 유의하기 바란다. 먼저, 상기 소프트 비트들(
Figure 112007029217912-PCT00271
)이 다음의 수학식 38과 같은 비트의 로그 우도 비(Log-likelihood Ratio; LLR)로서 정의될 수 있고 고려하기로 한다.
Figure 112007029217912-PCT00272
또한, 상기 소프트-심벌이 다음과 같은 수학식 39와 같이 수학식 17에 따라 제공되는 신호 모델을 갖는 역확산기(de-spreader)의 출력 신호로서 정의될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00273
상기 수학식 39에서
Figure 112007029217912-PCT00274
이고,
Figure 112007029217912-PCT00275
는 실효 사후-필터링 진폭을 나타낸다.
계속해서, 단말기(12)가 상기 단말기(12)에 대응하는 셀에서 유일한 액티브 장치이라고 가정하기로 하는데, 이것이 의미하는 것은 변조/부호화 정보와 아울러 액티브 월시 코드들 모두에 대한 정보가 알려져 있다는 것을 의미한다. 내부 셀 데이터 및 음성 간섭자와의 더 일반적인 설정을 통해 이러한 경우를 조사하기 전에, 평균(
Figure 112007029217912-PCT00276
) 및 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00277
)이 칩 레벨 분량이기 때문에 상기 평균 및 공분산이 심벌 레벨 분량(
Figure 112007029217912-PCT00278
)으로부터 직접 생성될 수 없다. 그러므로, 심벌 레벨 이전 평균 및 공분산은 이하에서 설명되겠지만 조정자 단계에 따라
Figure 112007029217912-PCT00279
로부터 계산될 수 있다.
A. 심벌-레벨 이전 평균 및 공분산
Figure 112007029217912-PCT00280
로부터 심벌 레벨 이전 평균 및 공분산을 계산하기 위해, 2가지의 시나리오를 고려하기로 한다. 이전에 설명된 터보 피드백 경로(
Figure 112007029217912-PCT00281
)의 경우에 복호기 출력으로부터 피드백이 생긴다면, 심벌 레벨 이전 평균(
Figure 112007029217912-PCT00282
) 및 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00283
)이 다음과 같은 수학식 40 및 41에 의해 제공된다.
Figure 112007029217912-PCT00284
Figure 112007029217912-PCT00285
상기 수학식 40 및 41에서,
Figure 112007029217912-PCT00286
는 복소 평면 내의 콘스텔레이션 지점들의 설정을 나타낸다. 한편, 심벌 확률 질량 함수(
Figure 112007029217912-PCT00287
)가 다음과 같은 수학식 42와 같이 비트 확률의 곱에 의해 제공될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00288
상기 수학식 42에서
Figure 112007029217912-PCT00289
는 콘스텔레이션 심벌(
Figure 112007029217912-PCT00290
)의
Figure 112007029217912-PCT00291
번째 비트를 나타낸다.
그 반면에, 앞서 수학식(39)에서 표기된 바와 같이 소프트 심벌들(
Figure 112007029217912-PCT00292
)이 이하의 수학식 43과 같은 신호 모델을 취할 경우에 이전에 설명된 반복 피드백 경로(즉,
Figure 112007029217912-PCT00293
)의 경우에서와 같이 디스크램블/역확산 요소(60)로부터 생기는 피드백을 고려하기 한다.
Figure 112007029217912-PCT00294
그러한 경우에서 알 수 있는 점은, 심벌 레벨 이전 평균이 다음과 같은 수학 식 44에 의해 제공되고,
Figure 112007029217912-PCT00295
심벌 레벨 이전 공분산이 다음과 같은 수학식 45에 의해 제공된다는 것이다.
Figure 112007029217912-PCT00296
B. 칩 레벨 이전 평균 및 공분산
계속해서 단지 하나의 단말기(12)만이 대응하는 셀에 존재하고 모든 액티브 월시 코드가 동일한 길이(G)를 지닌다고 가정하기로 한다.
Figure 112007029217912-PCT00297
번째 심벌 간격을 통해
Figure 112007029217912-PCT00298
개의 칩을 수집하고 칩 벡터를
Figure 112007029217912-PCT00299
로서 나타내는 것이 다음과 같은 수학식 46으로 표현될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00300
상기 수학식 46에서
Figure 112007029217912-PCT00301
는
Figure 112007029217912-PCT00302
번째 월시 코드를 나타내고,
Figure 112007029217912-PCT00303
는
Figure 112007029217912-PCT00304
번째의 심벌 간격에 대한 대각선 스크램블 링 코드(diagonal scrambling code)를 나타낸다. 이때,
Figure 112007029217912-PCT00305
의 이전 평균 및 공분산은 다음과 같은 수학식 47 및 48로 제공될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00306
Figure 112007029217912-PCT00307
상기 수학식 47 및 48에서 심벌 레벨의 이전들(즉 이전 또는 사전 반복)(
Figure 112007029217912-PCT00308
,
Figure 112007029217912-PCT00309
)이 터보 피드백 루프의 경우에 수학식 40 및 41에 따라 계산되고, 반복 피드백 루프의 경우에 수학식 44 및 45에 따라 계산된다. 이해하겠지만, 수학식 48에서의 칩 벡터의 공분산 매트릭스는 대각선이 아니고 동일 심벌 간격 내에서 칩 레벨 신호들 간의 상관 관계를 나타낸다. 그러나, 실제로는, 이러한 상관 관계가 무시될 수 있고, 그 대신에 공분산 매트릭스의 대각선 항들(diagonal terms)에 초점을 맞춘 것이다.
Figure 112007029217912-PCT00310
의 모든 대각선 요소들이 1이라는 점에 유념하면, 상기 공분산은 다음과 같은 수학식 49와 같이 근사하게 될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00311
상기 수학식 49에서
Figure 112007029217912-PCT00312
는
Figure 112007029217912-PCT00313
크기의 항등 행렬을 나타내고, 임의의 칩(
Figure 112007029217912-PCT00314
)에 대한 공분산은 이때 다음과 같은 수학식 50으로 제공된다.
Figure 112007029217912-PCT00315
상기 수학식 50에서
Figure 112007029217912-PCT00316
는 상한선 동작(ceiling operation)을 나타내고
Figure 112007029217912-PCT00317
는 칩(
Figure 112007029217912-PCT00318
)을 포함하는 심벌 간격의 인덱스를 나타낸다. 그 반면에, 칩(
Figure 112007029217912-PCT00319
또는
Figure 112007029217912-PCT00320
)에 대한 이전 수단은
Figure 112007029217912-PCT00321
가 수학식 47에서 제공된 경우 칩 벡터(
Figure 112007029217912-PCT00322
)의
Figure 112007029217912-PCT00323
번째의 요소에 의해 제공된다. 더군다나, 이전에 설명된 바와 같이, 칩 공분산의 평균은 다음과 같은 수학식 51과 같이 획득될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00324
지금까지는
Figure 112007029217912-PCT00325
번째의 반복의 소프트 피드백으로부터 칩 레벨 사전 평균 및 공분산(
Figure 112007029217912-PCT00326
,
Figure 112007029217912-PCT00327
)을 어떻게 결정 또는 이와는 달리 계산하는지가 설명되었다. 그러나, 이러한 현 시점에 이르기까지는, 모든
Figure 112007029217912-PCT00328
개의 액티브 월시 코드가 단말기(12)에서 알려져 있다고 가정되었다. 이와 관련해서, 다른 동시 다운링크 단말기들로부터의 내부 셀 데이터 및 음성 간섭을 통한 더 일반적인 설정이 이하에서 설명될 것이다. 그러나, 이러한 상황을 설명하기 전에, 여기서 유념해야 할 점은 비록 음성 트래픽이 일반적으로 데이터 트래픽보다 긴 월시 코드들을 사용하지만 이러한 차이는 수학식 47 및 51로부터 알 수 있는 바와 같이 본 발명의 실시예들에 본질적으로 영향을 주지 않는다는 것이다. 그러므로, 표기를 간단하게 할 목적으로, 동일한 확산 길이는 모든 월시 코드들에 대하여 가정될 수 있다. 그러나, 가변 확산 이득 시스템에 본 발명의 실시예들을 적용시키는데 특정의 적응 방식이 필요할 수 있다.
C. 내부 셀 데이터 및 음성 간섭 핸들링
이하의 설명에서 사용되는 바와 같은 통신 시스템은 1X-EVDV에 따라 구성된 것이며 관심 있는 데이터 사용자(단말기(12)) 외에도, 상기 통신 시스템은 또한 동일 셀 내에 여러 음성 사용자들(단말기들) 및 다른 한 데이터 사용자를 포함한다. 또한, 원하는 사용자에게는
Figure 112007029217912-PCT00329
개의 월시 코드가 할당되고, 나머지 데이터 사용자에게는
Figure 112007029217912-PCT00330
개의 월시 코드가 할당되며,
Figure 112007029217912-PCT00331
개의 음성 사용자가 존재한다고 가정하기로 한다. 액티브 월시 코드들의 총 개수는
Figure 112007029217912-PCT00332
로서 다시 표기된다. 상기 1X-EVDV 시스템에서, 양자 모두의 데이터 사용자의 월시 코드, 변조 및 부호화 정보는 전력 제어로 인해 그다지 신뢰성이 없을 수 있다. 또한 음성 트래픽이 오로지 QPSK 변조만을 사용하는 것으로 알려져 있다. 그러나, 상기 음성 트래픽에 대한 부호화 정보 및 액티브 음성 월시 코드들이 데이터 사용자들에게 일반적으로 알려져 있지 않다.
그와 같이 내부 셀 데이터 및 음성 간섭에 관한 불완전하고 때로는 신뢰성 없는 지식만이 있으면, 터보/반복 수신기(28)가 최악의 시나리오에서 그러한 지식 을 사용하지 않고 동작할 수 있다. 한편, 그러한 정보가 신뢰성 있는 것으로 간주될 때마다 상기 터보/반복 수신기가 성능 이점들을 위해 이러한 추가 정보를 이용하는 것이 또한 바람직할 수 있다. 따라서, 이하의 설명은 본 발명의 실시예들의 터보/반복 수신기가 얼마나 양자 모두의 요건들을 만족할 정도로 충분히 유연한지를 보여준다. 먼저, 사용자가 단지 자기 자신의 트래픽 또는 최초의
Figure 112007029217912-PCT00333
개의 월시 코드에 따라 수행되는 신호에 관한 정보만을 취하는 최악의 시나리오를 고려해 보기로 한다. 그러한 경우에, 본 발명의 실시예들에 의하면,
Figure 112007029217912-PCT00334
에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산은 다음과 같은 수학식 52과 같이 표기될 수 있다.
Figure 112007029217912-PCT00335
또한, 수학식 47 및 51에 표기된 바와 같은 칩 레벨 이전들은 다음과 같은 수학식 53으로 표기된다.
Figure 112007029217912-PCT00336
Figure 112007029217912-PCT00337
상기 수학식 53에서, 다음과 같은 수학식 54는 전체적인 내부 셀 간섭 전력 을 나타내고 이는 총체적인 칩 전력(
Figure 112007029217912-PCT00338
)에 대하여 한번 계산될 수 있고
Figure 112007029217912-PCT00339
또한, (원하는) 트래픽 전력(
Figure 112007029217912-PCT00340
)이 추정된다.
상기 최악의 시나리오를 처리한 경우에, 지금부터 사용자가 모든 데이터 및 음성 간섭의 이전 추정을 획득하려고 시도하는 다른 극단의 경우를 고려해 보기로 한다. 상기 데이터 간섭에 대하여, 월시 코드, 부호화 및 변조 정보가 신뢰성이 있는 한, 심벌 레벨 이전들(즉,
Figure 112007029217912-PCT00341
일 때,
Figure 112007029217912-PCT00342
,
Figure 112007029217912-PCT00343
)의 계산은 원하는 사용자의 심벌 레벨 이전들의 계산과 동일하다. 따라서, 양자 모두의 타입의 피드백, 소프트 심벌(반복 피드백 경로) 또는 소프트 비트들(터보 피드백 경로)이 가능하다. 그러나, 여러 실제의 경우에는, 보안성 또는 프라이버시 관계 때문에 다른 데이터 사용자로부터의 소프트 비트 타입의 피드백을 사용하는 것이 가능하지 않을 수도 있다.
반면에, 음성 간섭에 대한 상황은 조금 다르다. 이러한 간섭에 대하여, 사용자(단말기(12)는 음성 사용자들이 QPSK 변조된다는 것을 알 수 있지만, 부호화 정보를 알지 못하는데, 이것이 의미하는 것은 사용자가 소프트 심벌(반복) 타입의 피드백에 한정될 수 있다는 것을 의미한다. 더욱이, 어느 월시 코들이 액티브한지를 사용자가 알 필요가 있을 수 있기 때문에, 가능한 모든 비-데이터 월시 코드에 관 한 평균 심벌 에너지가 액티브 월시 코드들을 결정하도록 비교될 경우에 에너지 검출 프로세스가 수행될 수 있다. 이와 관련해서, 도 5에는 각각의 사용자가 낮은 SNR 환경(기하학적 구조=4임)에서의 총체적인 기지국 송신 전력의 대략 6 퍼센트를 공유하는 2개의 음성 사용자가 통신 시스템(10)에 존재하는 경우에 대한 전력 프로파일이 예시되어 있다. 이러한 경우에, 이러한 2개의 음성 사용자(사용자 1 및 사용자 2)는 잡음 플로어(noise floor)보다 상당히 높아서 놓치지 어렵다.
스펙트럼의 양자 모두의 극단(extreme)을 포함한 경우, 여기서 유념해야 할 점은 가장 실제의 상황에서, 일부 간섭이지만 나머지에 대한 이전들을 획득하는데 좋은 결과가 획득될 수 있다는 것이다. 유리한 점으로는, 본 발명의 실시예들의 터보/반복 수신기(28)가 어떠한 간섭 지식도 지니지 않는 최악의 시나리오에 대하여 작동함으로써 훨씬 바람직한 유용성을 제공함과 아울러, 상기 간섭에 관한 추가 정보가 입수됨에 따라 점진적 성능 향상을 제공한다.
IV . 시뮬레이션 결과들
이하에서 설명되겠지만, 본 발명의 실시예들에 대한 이점들을 부가적으로 예시하기 위해, 1X-EVDV 및 1ㅌ-EVDO 무선 통신 시스템들(10)의 경우에 다수의 시뮬레이션이 수행되었다. 상기 시뮬레이션들에서, 프레임 오류율(Frame Error Rate; FER)은 기하학적인 구조 또는 수신된 SNR의 범위에 걸쳐 평가된 성능 기준으로서 사용된다. 또한, 상기 시뮬레이션은 단일 송신 안테나(52), 단일 수신 안테나(241) 단일-입력 단일-출력(Single-Input Single-Output; SISO) 구성을 취한다.
A. 1X- EVDV 결과들
시뮬레이션된 1X-EVDV 시스템에서 터보/반복 수신기(28)의 성능을 예시하기 위해, 매개변수들이 하기 표 1에 나타나 있는 3가지 다른 경우를 고려해보기로 한다. QPSK32 및 QAM 65의 경우에, 이용가능한 모든 기지국들(14)의 송신 전력(이 경우에는 90%의 송신 전력임)이 원하는 트래픽 사용자(단말기(12))에 할당되고 QAM(102)의 경우에, 기지국 송신 전력 중 단지 일부 송신 전력(이 경우에는 50%임)만이 원하는 사용자에 할당되며 나머지 40%의 송신 전력은 내부 셀 데이터 및 음성 간섭에 할당된다.
표 1 - 3개의 집합의 IX-EVDV 모듈레이션 매개변수들
매개변수 이름 QPSK32 QAM65 QAM102
채널 프로파일 Veh A Veh A Veh A
이동 속도(km/h) 30 30 30
변조 QPSK 16 QAM 16 QAM
정보 데이터 레이트(Kbps) 932.1 932.1 624
터보 코드 레이트 0.7132 0.5511 0.6771
파일럿 전력 10% 10% 10%
트래픽 전력 90% 90% 50%
트래픽 월시 코드들의 개수 17 11 6
도 6 및 도 7에는 QPSK32에 대한 터보/반복 수신기(28)의 성능이 나타나 있다. 이용가능한 모든 트래픽 전력이 원하는 사용자(단말기(12))에 할당되기 때문에, 양자 모두의 타입의 피드백, 즉 소프트 심벌(반복) 및 소프트 비트(터보) 피드백이 사용될 수 있다. 도 6에는 소프트 심벌(반복) 피드백을 통해 동작하는 터보/반복 수신기의 성능이 도시되어 있다. 도 7에는 터보/반복 수신기의 성능이 도시되어 있는데, 이 경우에는 복호기(62)가 반복 루프에 있으며 소프트 비트(터보) 피드백이 사용된다.
간단한 LMMSE 및 정합 필터 영역 간의 갭이 우선 작기(대략 2 ㏈) 때문에, 소프트 심벌 피드백을 통해 동작하는 터보/반복 수신기(28)에 의해 달성되는 성능 이득이 이러한 경우에 제한된다. 그러한 경우에, 상기 이득은 2 번째 반복 다음에 대락 1 ㏈이며 이후에는 부진해진다. 그 반면에, 상기 소프트 비트 피드백을 통해 동작할 경우에는, 성능이 각각의 반복을 통한 개선을 유지하고 전체 이득은 4 번째 반복 다음에 대략 1.5 ㏈이다.
2) QAM65의 경우
QAM65의 경우에, 다시 이용가능한 모든 트래픽 전력이 원하는 사용자(단말기(12)), 양자 모두의 타입의 피드백, 즉 소프트-심벌(반복) 피드백 및 소프트 비트(터보) 피드백이 사용될 수 있다. 도 8에는 소프트 심벌 피드백을 통해 동작하는 수신기(28)의 성능이 나타나 있으며 도 9에는 소프트 비트 피드백을 통해 동작하는 수신기의 성능이 나타나 있다. 이러한 경우에 간단한 LMMSE 및 정합 필터 경계 간의 갭이 크기 때문에, 소프트 심벌 피드백을 통해 동작하는 수신기에 의해 달성되는 이득은 QPSK32의 경우보다 훨씬 더 의미가 있다. 소프트-심벌 피드백을 통해 동작하는 수신기에 대하여, 간단한 LMMSE 프로세스를 통한 이득은 3 번째의 반복 다음에 대략 2.5 ㏈이며 이후에는 부진해진다. 그 반면에, 소프트-비트 피드백을 통해 동작하는 수신기에 대하여, 이득은 5 번째의 반복 이후에 대략 3 ㏈이며, 성능은 정합 필터 경계의 1 ㏈ 범위 내에 있다.
여기서 유념할 점은 이러한 결과들이 또한 수학식 23에서의 칩 재추정의 스케일링된 버전을 통해 달성될 수 있다는 것이고, 이 경우에는 상기 스케일링이 칩 추정의 근사한 조건부 비편중을 보장하다. 이와 관련하여, 도 10에는 소프트 심벌(반복) 피드백을 통해 동작하는 수신기에서의 수학식 15의 원래 편중된 LMMSE 해를 갖는 수신기(28)의 성능이 예시되어 있습니다. 이러한 경우에, 반복 프로세스로부터의 이득은 편중된 칩 재추정의 경우보다 0.5 ㏈ 미만이다. 도 10에는 16 QAM 변조 시스템에 대하여 조건부 편중의 제거로 인해, 소프트-비트(터보) 피드백을 통해 동작하는 수신기의 원하는 성능 이득에 대한 달성이 용이하게 된다.
3) QAM102의 경우
QAM102의 경우는 QAM102에서, 원하는 사용자(단말기(12)에 총체적인 기지국 전력 중 단지 50%의 기지국 전력만이 할당되고, 나머지 40%의 기지국 전력이 상기 시스템(10)의 동일한 셀 내에서의 다른 데이터 및 음성 사용자들(단말기들)의 혼합에 할당된다. QAM102의 경우에 대하여, 부분적으로 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 동작하는 수신기(28)에 맞춰지는데, 그 이유는 상기 수신기에 필요한 소프트 비트(터보) 피드백이 간섭 데이터 및 음성 사용자들에 대하여 획득하기 어려울 수 있기 때문이다.
앞서 언급된 바와 같이, 섹션 III-C에서 간섭 신호를 처리하는 2가지 시나리오가 설명되었다. 최악의 시나리오에서, 상기 수신기(28)는 간섭 신호를 전혀 검출하려고 시도하지 않는 것이 전형적이지만, 수학식 53 및 54에서 도시된 바와 같이 단일의 공분산 항(
Figure 112007029217912-PCT00344
)에 대한 간섭 신호들의 영향을 고려한다. 도 11에는 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해, 그리고 간섭 피드백을 통하지 않고 동작하는 수신기의 성능이 도시되어 있다. 알다시피, 성능 이득이 대략 1 ㏈로 한정되지만, 성능이 저하되지 않는다는 사실은 수신기의 견고성을 보여준다. 그 반면에, 간섭 월시 코드들이 적절히 검출되고 간섭 피드백이 소프트 피드백을 통해 동작하는 수신기에서 사용된다는 가정으로, 도 12에 도시된 바와 같이 성능이 훨씬 더 중요해진다.
B. 1X- EVDO 결과들
시뮬레이션된 1X-EVDO 시스템의 경우에, 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 동작하는 터보/반복 수신기(28)의 성능은 각각의 경우에 사용된 채널 모델과 함께 이하 표 2에 사양들이 목록화되어 있는 3개의 다른 1X-EVDO 변조 및 부호화 스킴들(Modulation and Coding Scheme; MCS) 하에서 평가되었다. 여기서 이해하여야 할 점은 비록 소프트 비트 (터보) 피드백을 통해 동작하는 수신기의 성능이 여기서 평가되지 않지만, 소프트 비트 피드백 기술이 1X-EVDV 표준 하의 성능 이득들과 유사한 성능 이득들을 나타낼 수 있다는 것이다.
표 2 - 1X-EVDO 구성들 및 시뮬레이션 매개변수들
MCS 번호 9 11 12
변조 QPSK 8-위상 16-QAM
데이터 레이트(kbps) 1228.8 1843.2 2457.6
터보 코드 레이트 1/3 1/3 1/3
트래픽 월시 코드들의 개수 16 16 16
확산 이득 16 16 16
채널 프로파일 Veh A Veh A Veh A
이동 속도(km/h) 50 50 30
상기 EVDO 표준의 프레임 구조가 상기 EVDV 표준의 프레임 구조와는 아주 다르기 때문에, 그의 간단한 설명이 바람직하다. 먼저, DO 표준은 시분할 다중(Time Division Multiplex; TDM) 구조를 지닌다. 각각의 물리 계층 다운링크 프레임은 다중 슬롯을 포함하며, 각각의 슬롯은 2048개의 칩과 등가인 지속기간을 갖는다. 바람직한 사용자(단말기(12))에 속해 있는 각각의 슬롯은 다른 사용자들(단말기들)에 속해 있는 3개의 슬롯에 의해 다음 슬롯으로부터 분리된다. 96개의 칩의 파일럿 버스트는 각각의 슬롯에 2개의 파일럿 버스트가 존재하게끔 매 절반 슬롯 지속기간마다 상기 프레임 내에 삽입된다. 각각의 슬롯이 2개의 등가 절반 슬롯들로 분할될 경우에, 각각의 절반 슬롯이 대략 그의 중심에 대하여 대칭으로 하나의 파일럿을 포함한다. 그 외에도, 송신 전력이 일정하게 유지되고 모든 16개의 월시 확산 코드가 전체 EVDO 프레임에 걸쳐 사용되기 때문에, 동적 전력 할당 및 송신 전력 변동들에 기인하여 EVDV에 존재하는 스케일링 인자의 모호성이 EVDO에 존재하지 않는다. 따라서, 등화기의 관점에서 볼 때, 각각의 EVDO 슬롯은 모든 액티브 월시 코드들이 원하는 사용자에 속해 있으며 송신 전력이 알려져 있는 "이상적인" EVDV 슬롯처럼 보인다. EVDO 프레임 구조 및 사양들에 관한 더 많은 정보를 위해, 미국 통신 산업 협회(Telecommunications Industry Association; TIA) 표준 TIA-85-A, 제목 "cdma2000 ®고속 패킷 데이터 공중 인터페이스 사양( cdma2000 ® High Rate Packet Data Air Interface specification )" (2004)를 참조하기 바란다.
소정의 프레임 구조로 인해, 단지 하나의 파일롯 기반 채널 추정은 각각의 절반 슬롯 내에서 이용가능하다. 따라서, 0 번째의 반복에서(반복이 개시되기 전에), LMMSE 필터(68)는 매 절반 슬롯마다 많아야 한번 업데이트될 수 있다. 본원 명세서에 제시된 시뮬레이션들에 대하여, 소프트 결정 심벌들은 각각의 절반 슬롯에 내재하는 파일럿 버스트에서 벗어나서 2개의 채널 추정을 생성하는데 사용된다. 그러므로, 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 동작하는 수신기(28)는 절반 슬롯에 대하여 2번 업데이트된다.
데이터 레이트를 증가시키기 위해 도 13, 도 14 및 도 15에는 3개의 EVDO 구성에 대하여 소프트 심벌 (반복) 피드백을 통해 동작하는 터보/반복 수신기(28)의 FER 성능이 도시되어 있다. 비교를 목적으로 하여, 종래의 레이크 수신기의 정합 필터 경계 및 성능이 또한 도시되어 있다. 당업자에게 잘 알려져 있는 바와 같이, 레이크 수신기 내에서의 채널 추정이 각각의 프레임에 내재하는 모든 파일럿 버스트를 통해 수행된다. 상기 파일럿 버스트들로부터 획득된 채널 추정들은 상기 파일럿 버스트들 외부에서 채널 임펄스 응답을 추정하도록 선형 보간기(linear interpolator)를 통해 전달된다. 그 반면에, 정합 필터 경계는 실제의 송신 데이터로부터 획득된 절반 슬롯에 대하여 2번의 채널 추정을 기반으로 한다. 그러므로, 여기에서의 정합 필터 성능은 낙관적 경계(optimistic bound)를 나타낸다.
본 발명의 한 실시예에 의하면, 본 발명의 실시예들의 단말기의 일부 및 모두가 일반적으로 하나 이상의 컴퓨터 프로그램 생성물들의 제어 하에서 동작한다. 본 발명의 실시예들의 방법들을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램 생성물(들)은 비-휘발성 저장 매체와 같은 적어도 하나의 컴퓨터 판독가능 저장 매체, 및 상기 커퓨터 판독가능 저장 매체에 저장된 일련의 컴퓨터 명령어들과 같은 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드 부분들을 포함한다.
이와 관련하여, 도 4는 본 발명에 따른 방법들, 시스템들 및 프로그램 생성물들의 제어 흐름 블록 선도이다. 여기서 이해할 점은 상기 제어 흐름 블록 선도의 각각의 블록 또는 단계, 및 상기 제어 흐름 블록 선도에서의 블록들의 조합이 컴퓨터 프로그램 명령어들에 의해 구현될 수 있다는 것이다. 이러한 컴퓨터 프로그램 명령어들은 컴퓨터 또는 다른 프로그램 가능한 장치를 통해 실행하는 명령어들이 상기 제어 흐름 블록 선도의 블록(들) 또는 단계(들)에서 특정된 기능들을 구현하기 위한 수단을 생성하게끔 컴퓨터 또는 다른 프로그램가능한 장치상에 로드될 수 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램 명령어들은 컴퓨터 판독가능 메모리에 저장된 명령어들이 상기 제어 흐름 블록 선도의 블록(들) 또는 단계(들)에서 특정된 기능을 구행하는 명령 수단을 포함하는 제조 물품을 생성하게끔 컴퓨터 또는 다른 프로그램가능한 장치가 특정한 방식으로 기능을 수행하게 할 수 있는 컴퓨터 판독가능 메모리에 또한 저장될 수 있다. 상기 컴퓨터 프로그램 명령어들은 컴퓨터 또는 다른 프로그램가능한 장치를 통해 실행하는 명령어들이 상기 제어 흐름 블록 선도의 블록(들) 또는 단계(들)에서 특정된 기능들을 수행하는 단계들을 제공하게끔 컴퓨터 또는 다른 프로그램가능한 장치를 통해 수행될 일련의 동작 단계들이 컴퓨터 구현 프로세스를 생성하게 하도록 컴퓨터 또는 다른 프로그램가능한 장치상에 또한 로드될 수 있다.
따라서, 상기 제어 흐름 제어 블록 선도의 블록들 또는 단계들은 특정 기능들을 수행하는 수단의 조합들, 상기 특정 기능들을 수행하는 단계들의 조합 및 상기 특정 기능들을 수행하는 프로그램 명령 수단을 지원한다. 또한, 여기서 이해할 점은 상기 제어 흐름 블록 선도의 각각의 블록 또는 단계, 및 상기 제어 흐름 블록 선도의 블록들 또는 단계들의 조합이 특정 기능들 또는 단계들을 수행하는 전용 하드웨어 기반 컴퓨터 시스템들, 또는 전용 하드웨어 및 컴퓨터 명령어들의 조합에 의해 구현될 수 있다는 것이다.
본 발명의 여러 수정예 및 다른 실시예들은 위에서 언급된 설명들 및 관련된 도면들에 제시된 교시들의 이점을 갖는 당업자에게 상기될 것이다. 그러므로, 여기서 이해해야 할 점은 본 발명이 개시된 특정 실시예들에 한정되어선 안 되고 수정예들 및 다른 실시예들이 첨부된 청구항들의 범위 내에 포함되도록 의도되어 있다는 것이다. 비록 본 명세서에서 특정 용어들이 채용되고는 있지만, 그러한 특정 용어들은 한정할 목적으로 사용된 것이 아니며 일반적이고 기술적인 의미로만 사용된 것이다.

Claims (34)

  1. 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호를 처리하는 방법에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법은,
    상기 다운링크 채널로부터 상기 신호를 수신하는 단계; 및
    반복 프로세스에 따라 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 반복 프로세스는,
    송신 칩 시퀀스의 이전 반복(previous iteration)에 대한 통계 정보를 계산하는 단계로서, 상기 통계 정보가 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기반으로 하여 선택적으로 계산되는 단계; 및
    상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호 및 상기 이전 반복에 대한 통계 정보를 기반으로 하여 상기 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 통계 정보를 계산하는 단계는 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 이전 반복에 대한 평균을 계산하는 단계는
    Figure 112007029217912-PCT00345
    과 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 평균(
    Figure 112007029217912-PCT00346
    )을 계산하는 단계를 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00347
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00348
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00349
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00350
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00351
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  4. 제2항에 있어서, 이전 반복에 대한 공분산을 계산하는 단계는
    Figure 112007029217912-PCT00352
    와 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 공분산(
    Figure 112007029217912-PCT00353
    )을 계산하는 단계를 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00354
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00355
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00356
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00357
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00358
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  5. 제2항에 있어서, 상기 평균 및 공분산을 계산하는 단계는 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 칩 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 단계를 포함하며, 상기 칩 레벨 평균 및 공분산은 상기 이전 반복에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 추정을 생성하는 단계는 송신 칩 시퀀스의 조건부 비편중 추정을 생성하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  7. 제1항에 있어서, 통계 정보를 선택적으로 계산하는 단계는 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신을 기초로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하는 단계를 포함하며, 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 상기 신호가 상기 다운링크 채널로부터 수신되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 통계 정보를 선택적으로 계산하는 단계는 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 변조를 또한 기반으로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 단계는
    Figure 112007029217912-PCT00359
    와 같은 수학식에 따라 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정(
    Figure 112007029217912-PCT00360
    )을 생성하는 단계를 포함하며,
    Figure 112007029217912-PCT00361
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00362
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00363
    는 이전 반복에 대한 평균을 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00364
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00365
    는 필터 길이의 측정이고,
    Figure 112007029217912-PCT00366
    는 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 모델을 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 단계는 최적의 선형 필터(
    Figure 112007029217912-PCT00367
    ), 및 최적의 오프셋(
    Figure 112007029217912-PCT00368
    )을 기반으로 하여 상기 추정을 생성하며, 상기 최적의 선형 필터 및 최적의 오프셋은,
    Figure 112007029217912-PCT00369
    와 같은 수학식에 따라 계산되고, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00370
    는 칩 인덱스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00371
    는 반복을 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00372
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00373
    는 필터 길이의 측정이고,
    Figure 112007029217912-PCT00374
    는 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 모델을 나타내며
    Figure 112007029217912-PCT00375
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 처리 방법.
  11. 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템은,
    상기 다운링크 채널을 통해 신호를 송신하는 것이 가능한 기지국; 및
    상기 다운링크 채널로부터 상기 신호를 수신하는 것이 가능하고 반복 프로세스에 따라 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 것이 가능한 단말기를 포함하며,
    상기 반복 프로세스는,
    송신 칩 시퀀스의 이전 반복(previous iteration)에 대한 통계 정보를 계산하는 동작으로서, 상기 통계 정보가 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기반으로 하여 선택적으로 계산되는 동작; 및
    상기 통계 정보를 기반으로 하여 상기 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  12. 제11항에 있어서, 상기 통계 정보를 계산하는 동작은 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 상기 이전 반복에 대한 평균을 계산하는 동작은
    Figure 112007029217912-PCT00376
    과 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 평균(
    Figure 112007029217912-PCT00377
    )을 계산하는 동작을 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00378
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00379
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00380
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00381
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00382
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  14. 제12항에 있어서, 이전 반복에 대한 공분산을 계산하는 동작은
    Figure 112007029217912-PCT00383
    와 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 공분산(
    Figure 112007029217912-PCT00384
    )을 계산하는 동작을 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00385
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00386
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00387
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00388
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내며
    Figure 112007029217912-PCT00389
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  15. 제12항에 있어서, 상기 평균 및 공분산을 계산하는 동작은 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 칩 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 동작을 포함하며, 상기 칩 레벨 평균 및 공분산은 상기 이전 반복에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  16. 제12항에 있어서, 상기 추정의 생성은 송신 칩 시퀀스의 조건부 비편중 추정의 생성을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  17. 제12항에 있어서, 상기 기지국은 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 신호를 송신하는 것이 가능하고, 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작은 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신을 기반으로 하여 통신 정보를 선택적으로 계산하는 동작을 포함하며, 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 상기 신호가 상기 다운링크 채널로부터 수신되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  18. 제17항에 있어서, 상기 기지국은 변조 신호를 송신하는 것이 가능하고, 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작은 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 변조를 또한 기반으로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 시스템.
  19. 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기는,
    상기 다운링크 채널로부터 상기 신호를 수신하는 것이 가능한 적어도 하나의 안테나; 및
    반복 프로세스에 따라 상기 신호로부터 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 것이 가능한 수신기를 포함하며,
    상기 반복 프로세스는,
    송신 칩 시퀀스의 이전 반복(previous iteration)에 대한 통계 정보를 계산하는 동작으로서, 상기 통계 정보가 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기반으로 하여 선택적으로 계산되는 동작; 및
    상기 통계 정보를 기반으로 하여 상기 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  20. 제19항에 있어서, 상기 통계 정보를 계산하는 동작은 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  21. 제20항에 있어서, 상기 이전 반복에 대한 평균을 계산하는 동작은
    Figure 112007029217912-PCT00390
    과 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 평균(
    Figure 112007029217912-PCT00391
    )을 계산하 는 동작을 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00392
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00393
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00394
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00395
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00396
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  22. 제20항에 있어서, 이전 반복에 대한 공분산을 계산하는 동작은
    Figure 112007029217912-PCT00397
    와 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 공분산(
    Figure 112007029217912-PCT00398
    )을 계산하는 동작을 포함하며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00399
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00400
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00401
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00402
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00403
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  23. 제20항에 있어서, 상기 평균 및 공분산을 계산하는 동작은 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 칩 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하는 동작을 포함하며, 상기 칩 레벨 평균 및 공분산은 상기 이전 반복에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  24. 제19항에 있어서, 상기 추정의 생성은 송신 칩 시퀀스의 조건부 비편중 추정의 생성을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  25. 제19항에 있어서, 상기 적어도 하나의 안테나는 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 상기 신호를 수신하는 것이 가능하고, 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작은 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신을 기반으로 하여 통신 정보를 선택적으로 계산하는 동작을 포함하며, 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 상기 신호가 상기 다운링크 채널로부터 수신되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  26. 제25항에 있어서, 상기 적어도 하나의 안테나는 변조 신호를 수신하는 것이 가능하고, 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작은 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 변조를 또한 기반으로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하는 동작을 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터 신호를 수신하는 단말기.
  27. 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기는 상기 다운링크 채널로부터 상기 신호를 수신하는 것이 가능하고, 반복 프로세스에 따라 송신 칩 시퀀스의 추정을 생성하는 것이 가능한 검출/복호화 요소를 포함하며, 상기 검출/복호화 요소는,
    송신 칩 시퀀스의 이전 반복(previous iteration)에 대한 통계 정보를 계산하는 것이 가능한 제1 요소로서, 상기 통계 정보가 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복과 관련된 소프트 비트들 및 소프트 심벌들 중 하나를 기반으로 하여 선택적으로 계산되는 제1 요소; 및
    상기 통계 정보를 기반으로 하여 상기 칩 시퀀스의 현재 반복에 대한 추정을 생성하는 것이 가능한 제2 요소를 포함하는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  28. 제27항에 있어서, 상기 제1 요소는 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하도록 채택되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  29. 제28항에 있어서, 상기 제1 요소는
    Figure 112007029217912-PCT00404
    과 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 평균(
    Figure 112007029217912-PCT00405
    )을 계산하도록 채택되고, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00406
    는 칩 인덱스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00407
    는 반복을 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00408
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00409
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00410
    는 조건부 기 대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  30. 제28항에 있어서, 상기 제1 요소는
    Figure 112007029217912-PCT00411
    와 같은 수학식에 따라 이전 반복에 대한 공분산(
    Figure 112007029217912-PCT00412
    )을 계산하도록 채택되며, 상기 수학식 중에서
    Figure 112007029217912-PCT00413
    는 칩 인덱스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00414
    는 반복을 나타내며,
    Figure 112007029217912-PCT00415
    는 송신 칩 시퀀스를 나타내고,
    Figure 112007029217912-PCT00416
    는 이전 반복으로부터의 피드백을 나타내고
    Figure 112007029217912-PCT00417
    는 조건부 기대(conditional expectation)를 나타내는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  31. 제28항에 있어서, 상기 제1 요소는 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 칩 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 상기 송신 칩 시퀀스의 이전 반복에 대한 평균 및 공분산을 계산하도록 채택되며, 상기 칩 레벨 평균 및 공분산은 상기 이전 반복에 대한 심벌 레벨 평균 및 공분산을 기반으로 하여 계산되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  32. 제27항에 있어서, 상기 제2 요소는 송신 칩 시퀀스의 조건부 비편중 추정을 생성하도록 채택되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  33. 제27항에 있어서, 상기 제1 요소는 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신을 기반으로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하도록 채택되고, 상기 특정 타입의 확산 스펙트럼 통신에 따라 상기 신호가 상기 다운링크 채널로부터 수신되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
  34. 제33항에 있어서, 상기 제1 요소는 상기 다운링크 채널로부터 수신된 신호의 변조를 또한 기반으로 하여 통계 정보를 선택적으로 계산하도록 채택되는 것을 특징으로 하는, 확산 스펙트럼 다운링크 채널로부터의 신호를 처리하는 수신기.
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