KR20070022072A - 간섭에 대한 최소 제곱 추정을 이용한 수신 - Google Patents

간섭에 대한 최소 제곱 추정을 이용한 수신 Download PDF

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Abstract

하나 이상의 간섭 신호의 기여를 추정하도록 최소 제곱 처리에 기초하여 수신된 통신 신호의 수신 신호 처리를 실행하는 방법 및 장치가 제공된다. 예시적인 수신기는 간섭 신호의 채널 추정을 이용하여 하나 이상의 간섭 신호의 간섭 기여에 대한 최소 제곱 추정을 획득하여, 이들 추정을 이용하여 복조 처리 중에 간섭을 억압한다. 또한, 최소 제곱 추정을 이용하여, 복조 처리 중에 탐색된 신호의 후보 세트가 감소되는 감소된 탐색 공간을 획득할 수 있다.
간섭 성분, 최소 제곱 추정, 후보 신호, 격자 복조

Description

간섭에 대한 최소 제곱 추정을 이용한 수신{RECEPTION WITH LEAST-SQUARES ESTIMATION OF INTERFERENCE}
본 발명은 일반적으로 통신 신호 처리에 관한 것으로서, 특히, 이와 같은 신호의 복조에 관한 것이다.
무선 근거리 통신망(LAN), 특히 이동 무선 네트워크와 같은 무선 통신 시스템에 관련하여, 수신된 통신 신호로부터 원래의 송신된 정보를 정확히 복구하는데에는 상당한 도전을 받는다. 이동 통신 네트워크는, 예컨대, 급속한 페이딩(fading) 전파 채널, 다수의 사용자 간섭 등 때문에, 특정 도전적인 환경을 나타낸다.
정보 복구에 대한 공통의 접근법에서, 수신 신호는, 도래하는(incoming) 신호의 샘플링된 부분과 수신 신호의 가능치를 나타내는 가설(hypotheses)의 비교에 기초하여 복조된다. 이와 같은 접근법은, 이 비교가 원인 불명의 간섭에 의해 정확하지 않기 때문에 바람직하지 않아, 비교 결과가 양호한 또는 불량한 가설을 반영하거나, 원인 불명의 노이즈의 결과를 간단히 반영하는지를 아는 것이 곤란하다. 또한, 특히, 복소수(complex) 송신 신호의 변조 성상(modulation constellation)에 관련하여, 수신 신호를 식별하기 위해 추정되는 후보(candidate) 신호의 수는, 보 통 실제 또는 거의 실시간으로 신호를 처리하기 위해 이용 가능한 시간량에 대해 상당히 크게 된다.
복조를 위한 상기 접근법에 대한 하나의 대안은 소위 조인트 검출(joint detection)을 수반하는데, 여기서, 수신기는 원하는 신호 및 간섭 신호를 함께 공동으로 검출하여 복조한다. 따라서, 간섭 신호에 대해 획득된 신호 정보에 의한 간섭의 억압은 비교적 똑바른 제안이다. 그러나, 간섭 억압에서 획득된 정밀도는 조인트 검출 그 자체로부터 생성된 복조 복잡성의 부수적인 증대에 의해 보다 많이 상쇄된다.
본 발명은 최소 제곱 처리를 이용하여 하나 이상의 간섭 신호의 기여(contribution)를 추정하는 수신 신호 처리 방법 및 장치를 포함한다. 이 구성에 의해, 예시적인 수신기는 간섭 신호의 채널 추정을 이용하여 하나 이상의 간섭 신호의 최소 제곱 추정을 획득하고 나서, 이들 추정을 이용하여, 복조 처리 중에 간섭을 억압한다. 또한, 최소 제곱 추정을 이용하여, 복조 처리 중에 탐색된 신호의 후보 세트가 감소되는 감소된 탐색 공간을 획득할 수 있다.
그래서, 원하는 신호를 포함하는 수신 신호에서 간섭을 억압하는 예시적인 방법은, 간섭 신호의 채널 추정에 기초하여 최소 제곱 추정을 통해 하나 이상의 간섭 성분을 추정하는 단계 및, 적어도 부분적으로 간섭 성분에 기초하여 원하는 신호를 복구하도록 수신 신호를 복조하는 단계를 포함한다. 이에 관련하여 간섭 성분을 추정하는 단계는 원하는 신호 가설 세트에서 각 간섭 신호에 대한 수신 신호의 간섭 성분을 추정하는 단계를 포함한다.
다른 예시적인 실시예에서, 이 방법은, 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 하나 이상의 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하는 단계, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하는 단계, 대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하는 단계 및, 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계를 포함한다.
제 2 잔여 신호의 평가는 억제되지 않을 수 있는데, 여기서, 최상의 제 2 잔여 신호에 대응하는 후보 신호는 제 2 잔여 신호의 명백한 타당성을 특별히 평가하지 않고 수신 신호에 대한 최상의 후보로서 선택된다. 그러나, 최상의 제 2 잔여 신호를 생성시키는 추정된 간섭 성분이 간섭 신호의 공지되거나 추정된 송신 신호의 특성에 비추어 합리적인지를 고려하도록 예시적인 복조 처리가 구성될 수 있다. 예컨대, 예시적인 수신기는 역 간섭기 채널을 이용하여, 추정된 간섭기를 송신 신호 공간으로 뒤바꾸어, 그것이 예컨대, 공지된 변조 엔벨로프 바운드(envelope bounds)에 의하여 타당한지를 결정한다. 이 추정이 합리적이지 않으면, 수신기는 최상의 후보를 식별하는 다른 접근법을 이용하거나, 적용 가능한 바운드 내에 있도록 이 추정을 클립(clip)할 수 있다.
하나 이상의 상기 실시예에 따르면, 원하는 신호를 포함하는 수신 신호에서 간섭을 억압하는 수신기 회로는, 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 하나 이상의 각 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하도록 구성되는 하나의 처리 회로를 포함한다. 이 처리 회로는, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하고, 대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하여, 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 더 구성된다.
다른 예시적인 수신기 회로의 실시예에서, 수신기 회로는, 격자(trellis) 복조를 이용하여 원하는 신호를 획득하도록 수신 신호를 복조하기 위해 구성되는 격자 복조기를 포함하는데, 여기서, 격자 복조기는, 하나 이상의 격자 스테이지에서 간섭의 최소 제곱 추정을 생성하도록 구성되고, 또한, 적어도 부분적으로 간섭의 추정에 기초하여 이들 스테이지로부터 이동하는 브랜치 메트릭스(branch metrics)를 계산하도록 구성되는 최소 제곱 추정 회로를 포함한다.
상기 예시적인 상세 사항은 다음의 설명에서 기술되고, 첨부한 도면에 도시된다. 부가적인 특징 및 이점은 이 설명을 이해하고, 이들 도면을 관찰함으로써 당업자에게는 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따라 처리하는 간섭 억압 및 다른 복조 신호를 구현하는 예시적인 처리 회로의 다이어그램이다.
도 2A는 예시적인 무선 통신 네트워크의 적어도 일부의 다이어그램이다.
도 2B는 어떤 실시예에 따라 도 1의 처리 회로를 포함하는 예시적인 무선 통신 장치, 예컨대, 이동 단말기의 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따른 예시적인 처리 논리의 다이어 그램이다.
도 4는 수신 신호를 원하는 및 간섭 잔여 성분으로 분해하는 일례를 도시한 다이어그램이다.
도 5는 도 3의 처리 논리에 대응하는 예시적인 상세 사항의 다이어그램이다.
도 6은 추가의 예시적인 처리 상세 사항의 다이어그램이다.
도 7은 도 1의 처리 회로를 포함하는 복조기/디코더의 다른 예시적인 실시예의 다이어그램이다.
도 8은 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따른 예시적인 고속 탐색 처리의 다이어그램이다.
본 발명은, 간섭 신호 지식을 이용하여 간섭을 억압하고, 및/또는 수신 신호 가설 테스트를 위한 후보 탐색 공간을 축소하는 수신 신호 복조 방법 및 장치를 포함한다. 이 설명에 관련하여, 이 수신 신호는, 하나 이상의 간섭 신호도 포함하는 전체 수신 신호의 부분으로서 수신되는 원하는 신호의 차원성(dimensionality)보다 큰 "차원성"을 갖는 것으로 고려된다. 이 점에서, 수신 신호의 보다 큰 차원성은 단순히, 수신기가 송신된 원하는 신호에 대해 알려지지 않은 것보다 더 많이 관측하는 능력을 갖는다는 것을 의미한다.
여분의 차원성은, 원하는 신호를 송신하는데 이용된 것보다 더 많은 수의 수신 안테나를 포함하는 수신기에 의해 획득될 수 있다. 여분의 차원성은 또한, 수신기가 원하는 신호에 대해 초과 대역폭을 갖는 단일의 수신기 안테나에 의해서도 획 득될 수 있다. 비제한 예에 의해, 예시적인 수신기는, 다수의 수신기 안테나의 이용을 통해 GSM 시스템에서의 필요한 여분의 차원성을 획득한다. WCDMA 구성의 경우, 예시적인 수신기는 단일의 수신기 안테나를 가진 WCDMA 시스템 내의 고유의 여분의 차원성을 이용하거나, 다수의 수신기 안테나를 이용할 수 있다.
따라서, 본 발명은, 광범위한 통신 시스템에 적용 가능하고, 어떤 특정 네트워크 타입에 제한되지 않는 것으로 이해된다. 이를 염두에 두고, 간섭 억압 및 신호 복조의 양태를 포함하는 예시적인 수신 신호 처리는, 하나의 원하는 신호 및 하나의 간섭 신호를 가진 시나리오를 조사함으로써 최상으로 이해될 수 있으며, 이들 신호의 각각은 M 안테나로부터 송신되고, N 안테나를 가진 예시적인 수신기에서 수신된다. 원하는 신호 및 간섭 신호가 상이한 수의 송신 안테나를 가지면, M은 보다 큰 수의 송신 안테나로서 처리될 것이다. M-차원 벡터 sD는 원하는 신호를 나타내는 반면에, M-차원 벡터 sI는 간섭 신호를 나타낸다. sD 및 sI의 값은 일반적으로 유한 신호 성상으로 제한된다. 예컨대, 이들은 양자 모두 신호 성상 S에 의해 정해진 값으로 제한될 수 있다. 원하는 및 간섭 신호의 각각의 신호 포맷은 8PSK 및/또는 16QAM과 같은 관련된 성상을 정한다.
신호 sD 및 sI는 제각기 매트릭스 CD 및 CI로 나타내는 페이딩 채널을 통해 송신된다. WCDMA 다운링크에서와 같이 멀티코드 송신의 경우, 간섭 기지국으로부터 송신된 신호는 단일의 간섭 신호로서 처리될 수 있으며, 이 신호의 신호 성상은 모드 코드의 복합물(composite)임을 알 수 있다. 이 프레임워크(framework)에 의해, 수신 신호는 원하는 및 간섭 성분의 양방뿐만 아니라 간섭 플러스 노이즈도 포함한다. 따라서, 수신 신호는 다음과 같이 기록될 수 있는 N-차원 벡터 r로 나타낼 수 있으며,
Figure 112006090655296-PCT00001
(1)
여기서, r D 는 원하는 신호 s D의 기여를 나타내고, r I 는 간섭 신호 s I의 기여를 나타내며, v는, 복소수 화이트 가우스 노이즈(complex white Gaussian noise)로서 모델링되는 모든 다른 간섭 및 내부 및/또는 외부 노이즈의 혼합이다. 여기서 나중에 기술되는 바와 같이, 수신 신호에 대한 "간섭" 및 "원하는" 라벨의 사용은 특정 신호가 중요함을 나타내는데 이용된다. 따라서, 수신기는 다수의 원하는 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하며, 이들 원하는 신호 중 어느 하나에 대해, 원하는 잔여 신호는 간섭 신호로 고려된다.
여기에 제안된 예시적인 신호 복조는 간섭 신호의 채널의 지식을 이용한다. 하나의 실시예에서, 복조는 간섭 신호를 억제되지 않은 가변 신호로서 처리하며, 여기서, 수신 신호에 대한 기여의 추정은 최소 제곱 추정에 기초한다. 다른 실시예에서, 처리는, 최소 제곱 처리로부터 결정되는 간섭 신호의 간섭 기여가 간섭 신호에 대해 공지되거나 추정되는 송신 신호 특성에 비추어 타당한 범위로 억제되는 한 억제된다. 그래서, 이와 같은 억제는 간섭 추정 결과에 대한 타당성 또는 합리적 테스트를 제공하는 것으로 고려될 수 있다.
본 발명에 따른 예시적인 일반적 접근법을 주목하면, 원하는 신호를 포함하 는 수신 신호에서 간섭을 억압하는 단계는, 간섭 신호의 채널 추정에 기초하여 최소 제곱 추정을 통해 하나 이상의 간섭 성분을 추정하는 단계 및, 적어도 부분적으로 추정된 간섭 성분에 기초하여 원하는 신호를 복구하도록 수신 신호를 복조하는 단계를 포함한다. 이 예시적인 간섭 억압에 대한 상세 사항은 여기에 나중에 제공되지만, 도 1은 예시적인 처리의 광대한 개료를 제공한다.
도 1은 하나 이상의 수신 처리 회로(10)를 포함하는 본 발명의 예시적인 실시예를 도시하며, 이 수신 처리 회로(10)는 최소 제곱 간섭 억압(LSIS) 회로(14) 및, 선택적으로, 고속 탐색 회로(16)를 가진 복조기(12)를 포함하고, 또한, 원하는 신호의 채널 추정 CD 및 간섭 신호의 채널 추정 CI의 양방을 제공하도록 구성된 채널 추정기(18)를 포함한다. 예시적인 실시예에서, 채널 추정기(18)는, 간섭 송신기로부터 발신하는 파일럿 또는 다른 간섭 신호에 기초하여 간섭 신호의 채널 추정을 추정하도록 구성된다. 예컨대, 무선 통신 네트워크 실시예에서, 하나 이상의 간섭 신호를 생성시키는 이웃한 기지국은 파일럿 신호를 송신하여, 간섭 신호의 전파 채널을 추정한다.
따라서, 이와 같은 응용으로 제한되지는 않지만, 예시적인 처리 회로(10)는, 도 2A에 도시된 바와 같이, 무선 통신 네트워크(22)에 사용하기 위해 구성된 이동 단말기에서 구현될 수 있으며, 무선 통신 네트워크(22)는, 제어기(26)를 통해 하나 이상의 코어 네트워크에 통신 가능하게 결합되는 하나 이상의 기지국(24)을 부분적으로 포함하는 것으로 도시된다. 당업자는, 네트워크(22)의 실제 구성이 통상적으 로 여기에 도시되지 않는 추가적인 엔티티를 포함하는 것을 알 것이다. 부가적으로, 당업자는, 네트워크(22)의 구조가 적어도 어느 정도까지는 수반되는 특정 네트워크 표준에 기초함을 알 것이다.
도 2B는 이동 단말기(20)로부터의 예시적인 실시예를 도시하며, 이동 단말기(20)는, 2개 이상의 안테나(30-1...30-N), 스위치/듀플렉서(32), 수신기(34), 송신기(36), 기저대 프로세서(38), 시스템 제어기(40), 사용자 인터페이스(42) 및 하나 이상의 메모리 장치(44)를 포함한다. 예시적인 수신기(34)는, 수신 처리 회로(10)와 관련되어 있는 바와 같이 전술된 처리 소자의 일부 또는 모두를 포함하여, 이동 단말기(20)는 본 발명에 따라 수신 신호 복조를 실행하도록 구성된다.
또한, 이 다이어그램이 예시적인 수신기 동작의 각종 양태를 설명하는데 중요한 토대를 제공하지만, 이 다이어그램은 본 발명에 대해 제한하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 예컨대, 기저대 프로세서(38)는, 수신기(34) 및 송신기(36)에 의해 식별되는 기능 중 적어도 일부를 실행하도록 구성되는 하나 이상의 집적 회로를 포함할 수 있다. 따라서, 감소된 예시적인 간섭 신호 복조를 실행하는데 이용되는 수신 처리 회로(10)는 보다 큰 기능적 소자의 부분으로서 포함될 수 있다.
하여튼, 도 3은 본 발명의 하나 이상의 실시예를 실행하도록 구현될 수 있는 예시적인 처리 논리를 도시한 것이다. 이와 같은 처리 논리는 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 일부 조합으로 구현될 수 있다. 적절한 하드웨어는, 하나 이상의 주문형 반도체(ASIC), 프로그램 가능 논리 소자(PLD), 필드 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 이상 또는 집적 처리 회로를 포함하지만, 이에 제한되지 않는다. 적당한 소프트웨어 구현은 펌웨어, 소프트웨어, 마이크로코드 등을 실행하는 하나 이상의 마이크로프로세서, 마이크로 제어기, 디지털 신호 프로세서 등을 기초하여 행해질 수 있다.
그럼에도 불구하고, 원하는 신호 성분 및 하나 이상의 간섭 신호 성분을 포함하는 수신 신호의 하나 이상의 샘플을 이용하여 처리는 개시한다. 이들 샘플은, 수신되는 특정 타입의 신호(GSM, WCDMA 등) 및, 수신기(34)에 포함되는 프론트-엔드(front-end) 회로의 특정 구현에 따라, 하나 이상의 변조 심벌, 심벌의 시퀀스 등에 대응하는 값을 포함할 수 있다. 하여튼, 예시적인 수신기 처리는, 원하는 및 간섭 신호 성분을 포함하는 수신 신호 샘플, 예컨대, 기저대 샘플 상에서 동작한다.
본 발명에 따르면, 수신 신호의 복조는 최소 제곱 간섭 억압 방법을 포함하며, 이 방법은, 간섭 신호를 복조시키고, 및/또는 특히 간섭 신호를 처리하는데 요구되는 계산적인 자원을 소비하지 않고, 간섭 신호와 관련된 간섭을 수신기가 억압하도록 한다. 특히, 예시적인 수신기는, 원하는 신호의 채널 추정 및 간섭 신호의 채널 추정의 양방을 생성시켜(단계 100), 간섭 신호의 채널 추정을 이용하여 수신 신호 내의 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 행하여, 원하는 신호의 복구를 개선한다(단계 102).
여기서 복조에 대한 기본적인 접근법에서, 처리 회로(10)는, 수신된 원하는 신호에 대한 많은 가설, 즉 "후보 신호" 중 최상의 신호를 결정함으로써, 원하는 신호를 복구하도록 구성된다. 특히, 원하는 신호 가설을 나타내는 후보 신의 세트 내의 각 원하는 후보 신호에 대해, 즉, 세트 S = {s D ,1,s D ,2,...,s D ,L} 내의 각 s D ,k에 대해, 예시적인 처리 회로(10)는 다음과 같은 복합 수신 신호로부터의 후보 신호의 "채널화된" 버전의 감산에 기초하여 제 1 잔여 신호를 계산하도록 구성된다.
Figure 112006090655296-PCT00002
(2)
따라서, 후보 신호의 채널화된 버전은, 원하는 신호의 채널 추정을 후보 신호에 적용함으로써 간단히 획득되어, 수신된 원하는 신호가 실제 전파 채널을 통과함으로써 이 원하는 신호의 공칭값으로부터 변경되는 것과 실질적으로 동일한 방식으로, 후보 신호가 그의 공칭값으로부터 변경되도록 한다.
후보 신호 s D ,k가 원하는 신호 r D에 대해 잘못된 추측(guess)이면, 제 1 잔여 신호 reslk는 명백히 0이 아닐 것이다. 그러나, s D ,k가 정확히 송신된 바와 같은 r D의 값일지라도, reslk는 여전히 0이 아닌데, 그 이유는, 후보 신호값과 실제 원하는 신호값 간의 어떤 차를 제외하고, reslk가 채널 추정 에러로부터 생긴 일부 및 간섭 및 노이즈로부터 생긴 일부를 포함하기 때문이다.
이를 염두에 두고, 제 1 잔여 신호에 기초로 한 원하는 신호에 대한 세트 S로부터 최상의 가설 s D ,k를 식별하는 것은 복합 수신 신호와, 이 수신 신호에 대한 수신기의 가설 "추측" 간의 차가 간섭 및 노이즈에 의해 명확하지 않게 되기 때문에 복잡해진다는 것을 알 수 있다. 따라서, 더욱 많은 정보 없이는, 각 가설에 대해 생성된 많은 제 1 잔여 신호가 후보 에러에 의해 설명되어야 하고, 노이즈, 간 섭 및 채널 추정 에러에 의해 설명되어야 하는지를 아는 것이 곤란하다. (이 간섭은 거의 항상 설명되지 않은 가장 중요한 용어임을 알아야 한다.)
예시적인 수신 처리 회로(10)는, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 신호의 간섭 기여를 설명함으로써 후보 신호 선택을 개선한다. 특히, 예시적인 수신 처리 회로(10)는, 각각의 제 1 잔여 신호에서 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 생성시켜, 각각의 제 1 잔여 신호로부터의 간섭 성분을 제거함으로써 대응하는 제 2 잔여 신호를 생성시키도록 구성된다. 도 4는, 이 방법을 제한하는 것으로 의도되지 않지만, 이들 동작의 예시적인 그래픽이다.
도 4에서, 각 후보 신호 s D ,k에 대해, 수신 신호는 C D s D ,k로 표시되는 제 1 성분 및, 제 1 잔여 신호, 즉 reslk = (r - C D s D ,k)를 포함하는 제 2 성분을 포함하는 것으로 고려될 수 있다. 또한, 제 1 잔여 신호의 간섭 부분은 다음과 같이 주어지는 제 2 잔여 신호에 따라 추정될 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00003
(3)
여기서,
Figure 112006090655296-PCT00004
는 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 포함한다.
최소 제곱 처리는 기본적으로 통계적 모델의 하나 이상의 파라미터를, 종속 변수의 관측된 값과 이 모델에 의해 예측된 값의 제곱차(squared differences)의 합을 최소화하는 수량으로서 추정한다. 예시적인 수신기에서, 최소 제곱 추정 처리를 이해함으로써, s가 M-차원 변수이고, r이 N-차원 노이즈 관측이라면, 다음에 의해 주어짐을 더욱 명백히 이해할 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00005
(4)
여기서, v는 노이즈 벡터이다. 따라서, s의 최소 제곱(LS) 추정은 다음에 의해 주어진다.
Figure 112006090655296-PCT00006
(5)
차원 관계 N ≥ M은 존재할 (5)의 역을 위해 유지해야 한다. 보통 가우스 가정(Gaussian assumptions) 하에,
Figure 112006090655296-PCT00007
는 s에 대한 최대 가능도 추정이 된다.
Figure 112006090655296-PCT00008
에 대응하는 벡터는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112006090655296-PCT00009
(6)
여기서, N ＞ M이면, 이 r의 추정은 일반적으로, 예시적인 수신기가 신호와 노이즈를 구별할 수 있음을 나타내는 r과 상이할 것이다.
최소 제곱법을 논의하면, 이 논의는 예시적인 수신기 설명으로 리턴할 수 있다. 각 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 신호의 기여, 즉, 간섭에 의해 설명된 각 제 1 잔여 신호의 부분은 다음과 같이 최소 제곱 처리를 통해 추정될 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00010
(7)
M이 이 신호 및 간섭 신호의 송신 안테나의 수 중 가장 큰 수라 한다. 여기서, 간섭 신호의 송신 안테나의 수 M에 집중한다. 수신 안테나의 수 N이 M을 초과하면, LS 수신기는 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 신호 기여와 노이즈를 구별할 것이다. 알 수 있는 바와 같이, 이러한 최소 제곱 처리 접근법은, 간섭 신호의 채널 추 정에 대한 수신기의 지식을 이용하지만, 간섭 신호의 내용(contents)의 특정 지식을 획득하기 위해 간섭 신호의 복조 또는 다른 계산 금지 동작을 필요로 하지 않는다.
따라서, 최상의 후보 신호의 선택은, 각각의 제 1 잔여 신호로부터의 간섭 성분의 억압을 통해 제 2 잔여 신호를 획득함으로써 개선된다. 최상의 후보 탐색은 세트 S 내의 모든 후보에 걸쳐 실행되지만,
Figure 112006090655296-PCT00011
를 계산하여, 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 추정
Figure 112006090655296-PCT00012
을 생성시킨다. 이 평가는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006090655296-PCT00013
(8)
따라서, 예시적인 수신 처리 회로(10)는, 각 가설에 대해 획득된 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 신호의 간섭 기여를 계산함으로써 수신된 원하는 신호에 대한 최상의 가설을 결정하도록 구성된다. 특히, 예시적인 수신기는, 그 후보 신호에 대해 결정된 제 1 잔여 신호에 기초하여 각 후보 신호에 대한 최소 제곱 처리를 이용하여 간섭 신호의 간섭 기여를 계산하도록 구성된다. 그 후, 대응하는 간섭 기여는 제 2 잔여 신호의 세트를 획득하도록 각 제 1 잔여 신호로부터 제거되며, 각 후보 신호는 복조의 부분으로서 테스트된다.
도 5는 상기 방법을 실행하는 예시적인 처리 논리를 도시하며, 이는, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합에서 처리 회로(10)에 의해 구현될 수 있다. 하나 이상의 중요한 수신 신호 샘플이 이용 가능하면, 처리는 제 1 후보 신호 s D ,k의 선택을 "개시"한다(단계 110). 처리는, 선택된 후보 신호 s D ,k에 대해 식(2)에 주어진 바와 같이 대응하는 제 1 잔여 신호의 계산을 계속한다(단계 112). 그 후, 최소 제곱 처리를 이용하여, 식(7)에서 주어진 바와 같이 제 1 잔여 신호의 간섭 성분을 추정한다(단계 114). 이와 같이 추정된 간섭 성분에 의해, 처리는 식(3)에서 주어진 바와 같이 선택된 후보 신호에 대한 제 2 잔여 신호의 계산을 개시한다(단계 116).
가설 세트 내에 더욱 많은 후보 신호가 존재하면(단계 118), 처리는 다음 후보 신호의 선택을 계속하며(단계 120), 제 1 잔여 신호, 간섭 성분 및 제 2 잔여 신호 계산은 다음 후보 신호를 위해 반복된다. 이런 식으로 후보 세트 S를 처리함으로써, 수신된 원하는 신호와 최상으로 일치하는 후보 신호 s D ,k에를 결정하도록 평가될 수 있는 제 2 잔여 신호의 세트가 생성된다. 그 후, 최상의 후보 신호의 값은 수신된 원하는 신호를 나타내는 것으로 취해져, 필요하거나 바라는 바대로 처리될 수 있다. 상기 복조 프로세스는 진행중의 프로세스로서 도래하는 수신 신호에 대해 반복한다.
본 발명에 따른 제 2 잔여 신호의 평가에 관해 상당한 유연성이 존재한다. 도 6은 상기 단계 122에서 실시된 평가 프로세스에 대한 수개의 예시적인 변형을 도시한 것이다. 예컨대, 최상의 후보 신호의 식별은, 제 2 잔여 신호를 비교하여, 식(8)에 주어진 바와 같이 최상의 (예컨대, 최소의) 제 2 잔여 신호를 식별하는 것(단계 130 및 132)을 포함할 수 있다. 이 평가 방법은, 각각의 제 1 잔여 신호로 부터 제거되어 제 2 잔여 신호를 획득하는 추정된 간섭 성분에 제약(constraint)을 가하지 않기 때문에 억제되지 않은 복조로서 고려된다.
이를 염두에 두고, 선택적인 억제된 접근법은, 상술한 바와 같이 최상의 제 2 잔여 신호를 식별하지만, 최상의 제 2 잔여 신호에 대해 추정된 간섭 성분이 간섭 신호를 생성시키도록 공지되거나 추정된 간섭 신호에 대한 합리적인 간섭의 추정을 나타내는지를 결정할 수 있다(단계 134). 예시적인 수신기는 간섭 신호의 변조 타입을 알고 있거나 추정하여, 추정된 간섭 성분이 공지되거나 추정된 간섭 신호의 송신 특성이 주어진 합리적인 간섭 신호의 추정인지를 평가할 수 있다. 예로서, 수신기는 간섭 신호가 공지된 바운드 변조 엔벨로프를 가진 16QAM 신호임을 알고 있거나 추정할 수 있다.
따라서, 수신기는, 최상의 제 2 잔여 신호에 대응하는 추정된 간섭 성분이 역 간섭 신호의 채널 추정을 간섭 성분에 적용함으로써 합리적이거나 타당한지를 평가할 수 있다. 이 동작은, 간섭 신호의 송신 신호 공간 내에 송신된 신호 크기를 산출한다. 16QAM 예를 계속하여, 간섭 신호의 송신 신호 공간 내에 병진된( translated) 추정된 간섭 성분의 크기가 16QAM 송신 신호의 변조 한계치를 초과하면, 추정된 간섭 성분은 합리적이지 않다. 물론, 다른 송신 신호 특성은, 변조 엔벨로프 바운드 이외에 또는 대안으로서 평가될 수 있다.
하여튼, 간섭 신호의 송신 신호 공간 내로의 간섭 성분의 병진이 감지 가능한 결과를 나타내지 못하면(단계 136), 예시적인 처리 회로(10)는 원하는 신호에 대한 최상의 후보를 결정하도록 제 1 잔여 신호를 평가하기 위해 폴 백(fall back) 하도록 구성될 수 있다(단계 138). 이 점에서, 제 1 잔여 신호의 평가는, 처리 회로(10)가 최상의 제 1 잔여 신호를 골라, 가설 중에서 최상인 대응하는 후보 신호를 선택하도록 구성될 수 있다는 점에서, 제 2 잔여 신호의 평가와 유사하다(단계 138). 선택적으로, 처리 회로(10)는 최소의 제 2 잔여 신호의 이용에 기초하여 복조를 진행하도록 구성되지만, 이 경우에는 공지되거나 추정된 송신 신호 특성의 제한에 적합하도록 값을 바운드하거나 클립할 수 있다(단계 140).
선택적으로, 본 발명에 관한 부가적인 유연성 포인트로서, 도 7은 처리 회로(10)의 복조기(12)의 다른 실시예를 도시하며, 이 복조기(12)는, 다수의 연속 디코딩 스테이지(42-1...42-M)를 포함하는 격자(trellis) 디코더(40) 및, 초기에 상술한 구성과 일치하는 예시적인 최소 제곱 간섭 억압 회로(14)를 포함하는 브랜치 메트릭 계산기(44)로서 구성된다.
이 실시예에서는, 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 이용하여, 격자 디코더에 의해, 연속 디코딩 스테이지를 통해 이동하는데 이용되는 브랜치 메트릭스를 웨이트한다. 따라서, 브랜치 메트릭 계산은, 상기 실시예에서와 같이 간섭 신호 성분의 최소 제곱 추정에 기초하여 간섭 신호의 억압으로부터 이득을 획득한다.
브랜치 메트릭스에서의 간섭 억압 외에, 격자 복조/디코딩 절차가 또한 변경되지 않을 수 있다. 따라서, 최대 가능도(ML) 또는 MAP(maximum a posteriori) 반복 절차는 복조기(12) 내에서 구현될 수 있다. 또한, 격자 디코더(40) 자체의 구조는 완전한 구조(ML) 또는 축소 상태의 구조(RSSE 또는 DFSE, 또는 M-알고리즘)일 수 있다.
본 발명의 다른 양태를 고려하면, 예시적인 수신기는 다수의 원하는 신호를 수신하여, 여기에 기술된 바와 같은 예시적인 복조를 이들 원하는 신호의 각각에 적용할 수 있다. 이 점에서, 주어진 원하는 신호를 처리할 동안, 나머지 원하는 신호는 간섭 신호로서 처리될 수 있다. 따라서, 용어 간섭 신호는 여기서 광범위하게 해석되어야 한다. 또한, 수신 신호가 다수의 간섭 신호를 포함할 수 있다는 점에 대해, 처리 회로(10)는 다수의 간섭 시나리오를 다양한 방식으로 다루도록 구성될 수 있음을 알아야 한다.
예컨대, 여기에 기술된 바와 같은 최소 제곱 간섭 억압은 다수의 각 간섭에 대한 채널 추정의 획득에 기초로 할 수 있으며, 그 결과, 예시적인 처리 회로(10)는 모든 간섭 신호의 기여를 동시에 추정함으로써, 간섭을 공동으로 공제한다. 선택적으로, 예시적인 처리 회로(10)는 순차적 동작을 위해 구성될 수 있으며, 여기서, 그것은 먼저 가장 큰 간섭 성분을 추정하고, 이 성분을 제거하여 제 1 간섭 감소 잔여 신호를 생성시켜, 가장 큰 제 2 간섭 성분을 추정하여, 그것을 제 1 간섭 감소 잔여 신호로부터 공제하여 제 2 간섭 감소 잔여 신호를 획득한다.
상기 복조 프로세스를 염두에 두고, 본 발명은 선택적으로 복조 탐색 공간을 축소함으로써 추가적인 복조 성능 이득을 계획한다. 환언하면, 후보 신호 선택을 포함하는 상기 처리는, 원하는 신호에 대한 가설을 나타내는 후보 신호의 세트의 각각 상에서 실행되는 동작을 수반한다. 따라서, 이와 같은 실시예에서 전체 처리 시간 및/또는 처리 복잡도는 후보 세트 사이즈에 의존한다.
도 1에서, 예시적인 수신 처리 회로(10)는 선택적으로 고속 탐색 회로(16)를 포함하는 것으로 도시되었고, 예시적인 실시예 또는 처리 회로(10)에서, 고속 탐색 회로(16)는 원하는 신호의 송신 신호 공간에서 "구형 검출(spherical detection)" 탐색 공간 축소 방법을 실행하도록 구성된다. 이것은 아래에 더욱 상세히 설명되지만, 광범한 용어로, 예시적인 수신기는 간섭 신호의 채널 추정에 대한 지식을 이용하여 원하는 신호의 초기 추정을 획득하여, 그 추정을 (예컨대, 공칭 송신 신호의 심벌 변조 성상으로 이동되는) 원하는 신호의 송신 공간 내로 이동한다. 그 후, 구형 검출은, 원하는 신호의 송신 신호 공간 내에 적용되어, 축소된 사이즈의 후보 신호 세트 S를 생성시킨다.
따라서, 구형 검출은 평가되는 후보 신호를 감소시킴으로써 보다 고속 복조를 제공하며, 이의 이점은 특히 큰 변조 성상(즉, 32QAM, 64QAM 등)에 관련하여 두드러진다. 일반적으로, 최대 가능도(ML) 또는 MAP(maximum a posteriori) 결정 장치는 출력을 생성하기 위해 송신 신호에 대한 모든 가능 후보를 고려해야 한다. 부가 가우스 노이즈에 따른 통신 문제에서, 그리고 타당한 SNR 조건하에, 수신된 원하는 신호에 필적하는 후보 신호의 가능도는, 후보 신호와 수신 신호 간의 적당한 거리의 함수로서 매우 신속히 드롭(drop)한다. 여기서 이용된 바와 같은 용어 "거리"는 적용 가능한 변조 성상의 차원성에 따른 적절한 N-공간 메트릭을 의미한다.
고 가능도를 가진 후보로 제한되는 탐색에 의한 결정 장치는 일반적으로 최상의 후보의 식별에 의해 광범위한 탐색과 일치할 뿐만 아니라 그에 대하여 실행한다. 이 점은, 여기에 계획된 구형 검출 및 유사한 고속 탐색 기술의 기본 사상을 바탕으로 한다. 다음에 의해 주어지고, 실수(real) AWGN의 단일 실수 신호를 가진 간단한 통신 시나리오를 고려한다.
Figure 112006090655296-PCT00014
(9)
여기서, s는 실수 다차원 신호를 나타내는 행(column) 벡터이고, n는 실수 화이트 가우스 노이즈의 벡터이며, r은 실수 수신 벡터이다. 결정 장치의 기본 함수는 송신 신호에 대한 최상의 후보를 탐색하는 것이다. 다수 사용자, MIMO, 다수의 송신 및 수신 안테나 등과 같은 더욱 정교한 구성은, 매우 복잡한 변조 성상 시나리오를 제공하여, 처리 회로(10) 내의 고속 탐색 회로(16)의 선택적 구성은 원하는 신호의 성상이 많은 포인트 및 다수의 크기를 갖는 환경에서 점점 유리하게 된다.
수신된 무선 통신 신호에 대한 고속 탐색은 다음과 같이 모델링될 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00015
(10)
여기서, C는 복소수 페이딩 채널을 나타내고, 다수의 송신 및 수신 안테나에 대해 설명할 수 있다. 또한, s는 복소수 신호이고, v는 복소수 노이즈이다. 변조 격자가 전형적으로 실수를 통해 조사되었으므로, 이와 같은 격자를 더욱 상세히 기술하는데 도움을 줄 수 있다. 이런 기술은 또한 격자 구조 없이 실행하고, PSK의 경우에 중요한 변동에 관한 정보를 제공한다.
N-차원 (변조) 격자 L은 M 크기를 가진 N 독립 벡터를 토대로 정의될 수 있으며, 여기서, M ≥ N이다. 기본 벡터의 요소는 실수이다. (M χ N) 생성 매트릭스 G는 행으로서 기본 벡터를 포함한다. L의 요소 s는 다음과 같이 N 정수의 벡터 u에 의해 결정된다:
Figure 112006090655296-PCT00016
(11)
추가적 관련 정보에 대해서는, H. Conway 및 N. Sloane, "Sphere Packings, Lattices, 및 Groups," (Spring-Verlag, 3rd Ed. 1999)를 참조할 수 있다.
u의 요소를 정수로 제한함으로써, 보통의 반복 구조를 가진 이산 세트가 생성된다. 변조 관계에서, 벡터 u는 정보를 나타낸다. N = 2의 경우, 간단한 격자는 다음에 의해 주어진다.
Figure 112006090655296-PCT00017
(12)
명백히, 그것은 원점 (0,0)T을 포함한다. QAM 변조는 이런 격자에 관계된다. 보통, QAM은 원점으로부터 오프셋하게 정의된다. 그것은 다음에 의해 주어지는 격자의 시프트된 버전으로서 해석될 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00018
(13)
실제 유한 변조 성상은 무한 사이즈 격자의 유한 서브세트를 실행함으로써 결정된다. 다른 예는 다음에 의해 주어지는 6각형 격자이다.
Figure 112006090655296-PCT00019
(14)
등가 표현은 다음에 의해 주어진다.
Figure 112006090655296-PCT00020
(15)
(스케일링, 회전, 반사 등에 의해 등가 격자를 생성할 수 있다.) 이 격자의 3차원 버전은 "stack of oranges"를 제공한다. 그것은 다음에 의해 기술될 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00021
(16)
6각형 격자는 그것이 패킹(packing) 디스크의 최상의 방식이다는 점에서 2차원의 가장 조밀한 격자이다. 마찬가지로, 3차원 stack of oranges 격자는 구형의 최상의 패킹이다. 많은 다른 고전적 격자는 24 차원(dimension)의 Leech 격자와 같이 광범하게 연구되었으며, 이는 Golay 코드와 밀접한 관계에 있고, 일부 고유 특성을 공유한다.
격자의 보통의 구조는 이들 격자를 고속 탐색 기술에 따르게 한다. Leech 격자와 같은 일부 특정 격자의 경우, 이용 가능한 모든 특성을 이용하는 매우 특수화된 탐색 기술이 있다. 특히, 모든 격자에 적용하는 양호한 범용 탐색 기술이 있다.
처리 회로(10) 내에서 구현될 수 있는 하나의 방법인 구형 검출은 활동적인 고속 탐색 기술의 2개의 바람직한 특징을 달성한다. 첫째로, 구형은 쉽게 식별된 탐색 서브세트이고, 수신된 신호 공간에서 송신된 신호 공간까지의 수신 신호의 역 맵핑은 송신 신호 공간 변조 내에서 후보 영역 내에 구형 서브세트를 배치하는 간단한 메카니즘을 제공한다. 축소된 세트 사이즈에 영향을 주는 설계 파라미터는, 원하는 신호의 변조 성상의 축소된 후보 세트를 획득하는데 이용된 구형의 반경 ρ 이다. 부가적인 관련된 정보에 대해서는, E. Agrell, et al., "Closest Point Search in Lattices," IEEE Trans. Inform. Thy. (Oct. 2000)을 참조할 수 있다.
신호 s가 s=Gu에 의해 주어지는 실수 AWGN 시나리오를 고려하며, 여기서, u는 정보를 나타내는 정수의 벡터이고, G는 실수 격자의 (N χ N) 생성 매트릭스이다. 기술이 나중에 복소수를 포함하므로, 더욱 일반적인 복소수 용어가 이용됨을 알 수 있다. 표준 ML 디코더는, 모든 유효 정보 벡터 u를 통해 가장 근접한 후보 Gu를 탐색함으로써 해법
Figure 112006090655296-PCT00022
을 찾는다:
Figure 112006090655296-PCT00023
(17)
여기서,
Figure 112006090655296-PCT00024
는 Euclidean norm이다. 추가적인 관련 정보에 대해서는, E. Viterbo and J. Boutros, "A Universal Lattice Code Decoder for Fading Channels, IEEE Trans. Inform. Thy., vol. 45, pp. 1639-1642, Jul. 1999를 참조할 수 있다.
구형 검출(SD)은 이 탐색을
Figure 112006090655296-PCT00025
을 가진 후보로 제한한다. 그렇게 행하기 위해, 그것은 먼저 다음에 의해 주어지는 초기 추정
Figure 112006090655296-PCT00026
을 식별한다.
Figure 112006090655296-PCT00027
(18)
둘째로, 그것은, r에서 중심을 이룬 반경 ρ의 N-차원 구형을
Figure 112006090655296-PCT00028
에서 중심을 이룬 N-차원 타원형으로 맵한다. 이 타원형은 G로부터 결정된다. 그 후, 그것은 타원형의 후보를 통해
Figure 112006090655296-PCT00029
을 최소화하는 해법
Figure 112006090655296-PCT00030
을 탐색한다.
탐색이 진행됨에 따라, 반경은 축소되어, 타원형의 사이즈를 줄여, 프로세스를 가속시킨다. 초기 반경 ρ이 적절히 선택되면, 탐색은 매우 감소되지만, 성능은 참된(true) ML 용어만큼 양호하다. 타원형을 통해 탐색을 용이하게 하기 위해, 그것은 G를 상 삼각형 형식(upper triangular form)으로 처리하는데 도움을 준다.
매트릭스 F = G H G를 고려하면, 여기서, 위 첨자 H는 Hermitian를 나타낸다. F = T H T이도록 상 삼각 매트릭스 T를 찾을 수 있다. 이것은 F의 Cholesky 인수 분해에 의해 행해질 수 있다. 표준 처리를 이용하여, 다음을 나타낼 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00031
(19)
타원형의 경계는 T의 구조를 이용하여 표현될 수 있다. 제 N 요소 uN으로부터 개시하면, 다음을 나타낼 수 있다.
Figure 112006090655296-PCT00032
(20)
u의 요소가 정수인 지식을 이용하여, uN에 대한 경계값을 찾는다:
Figure 112006090655296-PCT00033
(21)
역으로 행하면, 다음을 나타내어,
Figure 112006090655296-PCT00034
(22)
uN에 대한 경계값을 조합하여 uN -1에 대한 경계값을 획득할 수 있다. 이 프로세스는 나머지 요소에 대해 순차적으로 계속된다. 당업자는 경계값에 대한 명백한 표현이 존재하고, 타원형 내에 후보 u를 생성시키기 위한 식이 존재함을 인식할 것이다.
처리 회로(10)를 이용하여 실행될 수 있는 예시적인 SD 절차의 단일 반복에 대해 기술하면,
Figure 112006090655296-PCT00035
가 현재의 최상의 후보를 의미하고, dmin은 그의 대응하는 거리를 의미한다. SD 방법은 타원형에서 새로운 후보 u를 찾아 거리
Figure 112006090655296-PCT00036
를 계산한다. dmin ＞ d이면, 최상의 후보 및 그의 거리는
Figure 112006090655296-PCT00037
및 dmin = d로 갱신된다. d ＜ ρ이면, 구형의 반경은 ρ= d로 갱신되고, 대응하는 타원형의 경계는 이에 따라 조정된다.
이것은 다음 후보가 현재의 후보보다 큰 거리를 갖지 않음을 보증한다. 그 후, 새로운 후보가 발견되고, 그의 거리가 현재 dmin 및 현재 ρ 등과 비교된다. 궁극적으로, ρ는 충분히 수축하여, 새로운 후보가 타원형에 남아 있지 않아, 탐색은 종료한다.
실수 페이딩 케이스에 대한 외연(extension)은 페이딩을 생성 매트릭스 내에 흡수함으로써 달성된다. 페이딩을 실수 AWGN 시나리오 내에 포함시킴으로써, 다음의 일반적인 공식을 갖는다:
Figure 112006090655296-PCT00038
(23)
C는 실수 페이딩 계수를 나타내고, 다른 수량은 전과 같이 실수로 남아 있다.
상이한 통신 시나리오에 대응하는 s의 차원 N 및 r의 차원 M의 3개의 케이스를 고려한다. 제 1 케이스에서는, N = M. 이 케이스는 AWGN 시나리오와 매우 유사하다. 페이딩은 그것을 새로운 생성 매트릭스 G c = CG로 흡수함으로써 처리된다. 퇴화(degenerate) 케이스를 제외하고, C-1가 존재하고, 초기 추정은 다음에 의해 주어진다.
Figure 112006090655296-PCT00039
(24)
이것은,
Figure 112006090655296-PCT00040
이므로, 제로 강제(zero-forcing) 해법임을 알아야 한다. 또한, T c를 G c에 대응하는 상 삼각 매트릭스로 한다. 반면에, AWGN 시나리오에서는, 역수 G -1 및 상 삼각 매트릭스 T는 오프라인으로 계산되며, 여기서, 역수 G c -1 및 상 삼각 매트릭스 Tc는 모든 새로운 수신 블록에 대해 계산된다. 이들 수량이 이용 가능하면, SD 단계는 전과 같이 적용된다. 특히, 이 케이스는 하나의 송신 및 하나의 수신 안테나를 가진 시나리오에 적용한다. 그 후, r 및 s는 동일한 사이즈 N을 가지고, C는 진단 매트릭스이며, 진단 요소는 s의 연속 심벌 상의 페이딩 계수를 나타낸다. G c -1 및 T c의 계산은 간략화된다.
N ＞ M이면, 수신기는 알려지지 않은 s보다 더 많은 r의 관측을 갖는다. 예상대로, 이것은 일반적으로 유익하다. 초기 추정
Figure 112006090655296-PCT00041
은 LS 추정이다.
Figure 112006090655296-PCT00042
(25)
N = M에 대한 해법 (16)과 달리, 이 해법은, 일반적으로
Figure 112006090655296-PCT00043
이므로, 제로 강제가 아니다. 이것은 LS 추정이 신호와 노이즈를 구별할 수 있고, 나머지 단계는 변화되지 않는다는 것을 의미한다. 이 케이스는, 송신 안테나보다 많은 수신 안테나를 가진 시나리오, 또는 WCDMA와 같이 초과 대역폭을 가진 시스템에 적용한다.
N ＜ M이면, 수신기는 알려지지 않은 s보다 더 적은 r의 관측을 갖는다. 그러나,
Figure 112006090655296-PCT00044
를 추정할 시, 최소 놈(norm) 해법
Figure 112006090655296-PCT00045
을 산출하는 의사 또는 "일반화된" 역수 G c +를 이용할 수 있다. 이와 같은 해법은, 케이스 N = M에서와 같이 제로 강제이다. 나머지 단계는 변화되지 않는다.
이제, 일반적 복소수 페이딩 시나리오를 참조하면, u는 정보를 나타내는 정수의 벡터이고, G는 복소수 격자의 생성 매트릭스이며, s는 복소수 신호이고, v는 복소수 화이트 가우스 노이즈이다. 이 시나리오에 대한 SD 방법의 적용은 복소수를 통해 다음의 매트릭스식을 고려한다.
Figure 112006090655296-PCT00046
(26)
여기서, x는 그의 실수 및 허수 부분에 의해 x = x real + jx imag로서 표현되고, y 및 A에 대해서도 유사하게 표현된다.
본 문맥(context)에서는, 식(26)을 실수 매트릭스식으로 표현하는 것이 유용하다. 다음과 같이 실수 수량을 정의한다.
Figure 112006090655296-PCT00047
(27)
그 후, 그것은 다음의 것을 쉽게 검사한다.
Figure 112006090655296-PCT00048
(28)
이를 재공식화(reformulation)하면, 벡터 및 매트릭스 차원은 이에 따라 두배가 된다.
이런 재공식화는, 처리 회로(10)가 SD를 더욱 일반적인 문제에 적용하도록 한다. 정보 벡터 u가 정수이기 때문에 초기 추정
Figure 112006090655296-PCT00049
이 실수일지라도, 이 추정은 허수 부분
Figure 112006090655296-PCT00050
을 제로로 강제함으로써 간단히 행해질 수 있다.
처리 회로(10)는 또한 Phase Shift Keying과 같이 SD 방법을 원형의 단일 변조 공간에 적용하도록 구성될 수 있다. 이 공식화는 s = Gu의 격자 코드 추정을 이용하지 않고, 대신에, 신호 s를 어떤 성상으로부터 선택된 포인트로서 처리한다. 더욱이, 그것은 s 자체를 검출하는데 집중하며, 추정은, 대응하는 정보가 간접적으로 획득된다는 것이다. 이전의 부분과 관련하여, 등가 생성 매트릭스는 G c = C이다.
경계 부등식(20)은 s에 의해 재기재된다:
Figure 112006090655296-PCT00051
(29)
sN 및
Figure 112006090655296-PCT00052
은 복소수이고, (29)는 복소수면의
Figure 112006090655296-PCT00053
에서 중심을 이룬 반경
Figure 112006090655296-PCT00054
의 디스크를 기술한다. 나머지 경계 조건은 전과 같이 해석된다. 그것은 디 스크 및 원형 성상의 교점을 간단히 식별한다. 이것은 수정된 SD를 PSK 변조에 적합하게 한다. 사실상, QAM과 같은 비원형 성상을 처리하는 예시적인 방법은, 이들을 동심 PSK 세트의 합집합(union)으로서 처리하는 것이다. 수정된 SD는 원점 SD와 동일한 일반적인 형식을 갖는다. 상이한 경계 조건 이외에, 그것은 정수 그리드(integer grid) 대신에 원형 궤도상에 이동함으로써 타원형을 탐색한다. SD의 버전, 예컨대, QAM에 의해 처리될 수 있는 시나리오의 경우, 수정된 SD는 감소된 차원의 수 때문에 계산상 더욱 효율적일 수 있다. 추가적인 관련 정보에 대해서는, Hoschwald and S. ten Brink, "Achieving Near-capacity on a Multiple-antenna Channel," IEEE Trans. Comm. vol. 51, pp. 389-399, Mar. 2003을 참조할 수 있다.
하여튼, 도 8은 예시적인 처리 논리를 도시하며, 여기서, 처리 회로(10)는 고속 탐색 회로(16)와 함께 구성되어, 후보 신호의 탐색 공간을 축소함으로써 복조 효율을 획득하도록 구성된다.
베이스라인(baseline) SD 방법은, 다음과 같이 일반화된 역수의 원하는 신호의 채널 추정을 적용함으로써 원하는 신호의 송신 신호 공간 내에서 원하는 신호의 초기 추정을 찾는다:
Figure 112006090655296-PCT00055
(30)
그 후, 고속 탐색 회로(16)는 원하는 신호의 초기 추정을 재계산함으로써, 송신 신호 공간으로의 이항(transposition)이 간섭 신호의 효과를 고려하며, 이 효과는, 전과 같이, 최소 제곱 추정을 통해 획득된다. 따라서, 간섭 성분을 포함하는 것은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112006090655296-PCT00056
(31)
처리 회로(10)는 식(31)을 반복적으로 풀이하거나, 다음과 같이 주어진 조합된 식을 풀이함으로써 구성될 수 있다:
Figure 112006090655296-PCT00057
(32)
그 결과, 초기 추정은 인버전(inversion) 또는 많은 방법에 의해 찾아질 수 있다. 하여튼, 간섭 조정 초기 추정이 원하는 신호의 송신 신호 공간에서 발견되면(단계 150), 그것에서 탐색 공간 타원형 내의 각 후보 신호까지의 거리 계산은 다음과 같이 간섭 신호 성분의 최소 제곱 추정을 포함하도록 수정될 수 있다:
Figure 112006090655296-PCT00058
(33)
따라서, 최소 제곱 추정의 간섭 성분을 이용하여, 타원형을 위치시켜, 원하는 신호의 송신 신호 공간에서 후속 거리 기반 탐색을 계산한다. 그 후, 후보 신호
Figure 112006090655296-PCT00059
는, 원하는 신호 채널 추정을 이들에 적용함으로써 수신 신호 공간 내로 다시 옮겨지고(단계 154), 감소된 후보 세트를 이용한 복조는 상술한 바와 같이 실행될 수 있다.
상술한 바와 같이, 상기 고속 탐색 방법은 선택적으로, 고속 탐색 회로(16)를 구현하도록 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 일부 조합을 내장함으로써 처리 회로(10)에서 기능적으로 구현된다. 물론, 특히, 처리 회로(10)는 적어도, 예시적 인 최소 제곱 간섭 억압이 복조 프로세스의 부분으로서 실행될 수 있도록 LSIS 회로(14)를 구현한다. 상술한 바와 같이, 이와 같은 복조는, 후보 세트의 잔여 평가, 또는 간섭 억압 브랜치 메트릭스를 가진 격자 기반 복조에 기초로 할 수 있다.
이와 같이, 예시적인 수신기는, 설계 우선, 성능 목표 등에 따라, 많은 방식으로 최소 제곱 추정을 통해 획득되는 간섭 신호 성분의 지식을 이용할 수 있는 것으로 이해된다. 그래서, 상기 상세 사항은, 단지 예시적인뿐이고, 본 발명을 제한하지 않는다. 사실상, 본 발명은 다음의 청구범위 및 이들의 타당한 등가에 의해서만 제한된다.

Claims (47)

  1. 원하는 신호를 포함하는 수신 신호에서 간섭을 억압하는 방법에 있어서,
    간섭 신호의 채널 추정에 기초하여 최소 제곱 추정을 통해 하나 이상의 간섭 성분을 추정하는 단계 및,
    적어도 부분적으로 간섭 성분에 기초하여 원하는 신호를 복구하도록 수신 신호를 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 신호의 채널 추정에 기초하여 최소 제곱 추정을 통해 하나 이상의 간섭 성분을 추정하는 단계는 원하는 신호 가설 세트에서 각 간섭 신호에 대한 수신 신호의 간섭 성분을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 적어도 부분적으로 간섭 성분에 기초하여 원하는 신호를 복구하도록 수신 신호를 복조하는 단계는, 수신 신호와 각 가설 간의 제 1 잔여 신호를 결정함으로써 원하는 신호 가설 세트로부터 최상의 가설을 식별하는 단계, 각 제 1 잔여 신호와 대응하는 간섭 성분 간의 제 2 잔여 신호를 결정하는 단계 및, 제 2 잔여 신호를 평가하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 원하는 신호에 대응하는 송신 신호 공간 내에서 구형 검출의 실행에 기초하여 원하는 신호 가설 세트를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    하나 이상의 간섭 성분과 관련된 간섭 신호 채널 추정에 적어도 부분적으로 기초하여 송신 신호 공간 내에서 구형 검출의 궤적(locus)을 식별하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  6. 원하는 신호를 포함하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 각각의 하나 이상의 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하는 단계,
    각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하는 단계,
    대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하는 단계 및,
    제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하는 단계는 간섭 신호 채널 추정 및 제 1 잔여 신호에 기초하여 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    하나 이상의 간섭 신호를 발신하는 것으로 추정되는 하나 이상의 원격 송신기로부터 하나 이상의 파일럿 또는 다른 기준 신호의 수신에 기초하여 간섭 신호 채널 추정을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 각각의 하나 이상의 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하는 단계는, 원하는 신호의 채널 추정을 상기 후보 신호에 적용한 후에, 상기 수신 신호와 상기 후보 신호의 차를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하는 단계는 상기 제 1 잔여 신호와 상기 간섭 성분의 차를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계는 최소의 제 2 잔여 신호를 식별하여, 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  12. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계는 최소의 제 2 잔여 신호를 식별하여, 대응하는 간섭 성분이 합리적인지를 결정하고, 합리적일 경우, 최소의 제 2 잔여 신호와 관련된 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 대응하는 간섭 성분이 합리적이지 않을 경우, 최소의 제 1 잔여 신호에 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계를 더 포 함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 대응하는 간섭 성분이 합리적인지를 결정하는 단계는, 추정된 간섭 신호를 획득하도록 역 간섭 채널 추정을 상기 간섭 성분에 적용하여, 추정된 간섭 신호가 추정된 간섭 신호에 대해 공지되거나 추정된 송신 특성에 적합한지를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  15. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계는 최소의 상기 제 2 잔여 신호를 식별하고, 하나 이상의 간섭 신호 특성에 따라 필요 시 대응하는 간섭 성분을 바운드하며, 최소의 제 2 잔여 신호와 관련된 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 대응하는 간섭 성분을 바운드하는 단계는 상기 간섭 성분을, 상기 간섭 성분과 관련된 간섭 신호에 대해 공지되거나 추정된 송신 특성과 일치하는 변조 엔벨로프 레인지로 클립하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  17. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하는 단계는,
    최소의 상기 제 2 잔여 신호와 관련된 상기 간섭 성분이 공지되거나 추정된 송신 신호 특성에 적합한지를 결정함으로써 타당한 추정인지를 결정하는 단계,
    상기 간섭 성분이 타당한 추정이 아니면, 최소의 제 1 잔여 신호를 식별하여, 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계 및,
    상기 간섭 성분이 타당한 추정이면, 최소의 제 2 잔여 신호에 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  18. 제 6 항에 있어서,
    축소된 탐색 공간에 따라 후보 신호의 세트를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 축소된 탐색 공간에 따라 후보 신호의 세트를 결정하는 단계는 상기 후보 신호의 세트의 사이즈를 제한하도록 송신 신호 공간 내에서 구형 검출 방법을 이용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  20. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신 신호의 간섭 성분의 최소 제곱 추정 및 역의 원하는 신호 채널 추정에 기초하여 송신 신호 공간 내에서 초기의 원하는 신호 추정을 계산하는 단계,
    상기 송신 신호 공간 내의 구형 검출을 이용하여 후보 신호의 세트의 내장을 위한 후보 신호를 선택하는 단계 및,
    원하는 신호 채널 추정을 선택된 후보 신호에 적용하여, 대응하는 제 1 잔여 신호의 계산을 위한 수신 신호 공간으로 옮기는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  21. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 다수의 간섭 신호를 포함하는데, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하는 단계는 2 이상의 간섭 신호의 간섭 기여를 공동으로 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    제 2 잔여 신호를 생성하는 단계는 상기 제 1 잔여 신호로부터 공동으로 추정된 간섭 성분을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  23. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 다수의 간섭 신호를 포함하는데, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하는 단계는 2 이상의 간섭 신호에 대한 간섭 기여를 연속적으로 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 제 1 잔여 신호로부터 추정된 간섭 기여를 연속적으로 제거함으로써 상기 제 2 잔여 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  25. 원하는 신호를 포함하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 방법에 있어서,
    격자 복조를 이용하여 원하는 신호를 획득하도록 수신 신호를 복조하는 단계 및,
    격자 복조의 부분으로서, 격자 복조의 하나 이상의 격자 스테이지에서 간섭의 최소 제곱 추정을 생성하여, 적어도 부분적으로 간섭의 추정에 기초하여 상기 스테이지로부터 이동하는 브랜치 메트릭스를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭 억압 방법.
  26. 원하는 신호를 포함하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로에 있어 서,
    상기 수신기 회로는,
    상기 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 각각의 하나 이상의 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하고,
    각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하며,
    대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하고,
    제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 구성된 하나 이상의 처리 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  27. 제 26 항에 있어서,
    간섭 신호 채널 추정 및 제 1 잔여 신호에 기초하여 간섭 성분의 최소 제곱 추정을 실행함으로써, 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  28. 제 27 항에 있어서,
    하나 이상의 간섭 신호를 발신하는 것으로 추정되는 하나 이상의 원격 송신기로부터 하나 이상의 파일럿 또는 다른 기준 신호의 수신에 기초하여 간섭 신호 채널 추정을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  29. 제 26 항에 있어서,
    원하는 신호의 채널 추정을 상기 후보 신호에 적용한 후에, 상기 수신 신호와 상기 후보 신호의 차를 결정함으로써, 상기 수신 신호와, 원하는 신호로서 간주되는 각각의 하나 이상의 후보 신호 간에 제 1 잔여 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  30. 제 26 항에 있어서,
    상기 제 1 잔여 신호와 상기 간섭 성분의 차의 결정에 기초하여 상기 대응하는 간섭 성분을 제거함으로써 각각의 제 1 잔여 신호로부터 제 2 잔여 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  31. 제 26 항에 있어서,
    최소의 제 2 잔여 신호의 식별에 기초하여 상기 제 2 잔여 신호를 평가하여, 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  32. 제 26 항에 있어서,
    최소의 제 2 잔여 신호의 식별에 기초하여 상기 제 2 잔여 신호를 평가하고, 대응하는 간섭 성분이 합리적인지를 결정하며, 합리적일 경우, 최소의 제 2 잔여 신호와 관련된 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 최소의 제 2 잔여 신호에 대응하는 간섭 성분이 합리적이지 않을 경우, 최소의 제 1 잔여 신호에 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  34. 제 32 항에 있어서,
    추정된 간섭 신호를 획득하도록 역 간섭 채널 추정을 간섭 성분에 적용하여, 추정된 간섭 신호가 추정된 간섭 신호에 대해 공지되거나 추정된 송신 특성에 적합한지를 결정함으로써 대응하는 간섭 성분이 합리적인지를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  35. 제 26 항에 있어서,
    최소의 상기 제 2 잔여 신호의 식별에 기초하여 상기 제 2 잔여 신호를 평가하고, 하나 이상의 간섭 신호 특성에 따라 필요 시 대응하는 간섭 성분을 바운드하며, 최소의 제 2 잔여 신호와 관련된 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 대응하는 간섭 성분을, 상기 간섭 성분과 관련된 간섭 신호에 대해 공지되거나 추정된 송신 특성과 일치하는 변조 엔벨로프 레인지로 클립함으로써, 상기 대응하는 간섭 성분을 바운드하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  37. 제 26 항에 있어서,
    최소의 상기 제 2 잔여 신호와 관련된 상기 간섭 성분이 공지되거나 추정된 송신 신호 특성에 적합한지를 결정함으로써 타당한 추정인지를 결정하고,
    상기 간섭 성분이 타당한 추정이 아니면, 최소의 제 1 잔여 신호를 식별하여, 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택하며,
    상기 간섭 성분이 타당한 추정이면, 최소의 제 2 잔여 신호에 대응하는 후보 신호를 원하는 신호에 대한 최상의 후보로서 선택함에 기초하여,
    상기 제 2 잔여 신호를 평가함으로써 최상의 후보 신호를 결정하도록 구성되 는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  38. 제 26 항에 있어서,
    축소된 탐색 공간에 따라 후보 신호의 세트를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 후보 신호의 세트의 사이즈를 제한하도록 송신 신호 공간 내에서 구형 검출 방법을 이용함으로써 축소된 탐색 공간에 따라 후보 신호의 세트를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  40. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신 신호의 간섭 성분의 최소 제곱 추정 및 역의 원하는 신호 채널 추정에 기초하여 송신 신호 공간 내에서 초기의 원하는 신호 추정을 계산하고,
    상기 송신 신호 공간 내의 구형 검출을 이용하여 후보 신호의 세트의 내장을 위한 후보 신호를 선택하며,
    원하는 신호 채널 추정을 선택된 후보 신호에 적용하여, 대응하는 제 1 잔여 신호의 계산을 위한 수신 신호 공간으로 옮기도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  41. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 다수의 간섭 신호를 포함하는데, 상기 수신기 회로는 2 이상의 간섭 신호의 간섭 기여를 공동으로 추정함으로써 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 제 1 잔여 신호로부터 공동으로 추정된 간섭 성분을 제거함으로써 제 2 잔여 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  43. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 다수의 간섭 신호를 포함하는데, 상기 수신기 회로는 2 이상의 간섭 신호에 대한 간섭 기여를 연속적으로 추정함으로써 각각의 제 1 잔여 신호에 대한 간섭 성분을 최소 제곱 추정으로서 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 제 1 잔여 신호로부터 추정된 간섭 기여를 연속적으로 제거함으로써 상기 제 2 잔여 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  45. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신기 회로는 광대역 CDMA 수신기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  46. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신기 회로는 광대역 CDMA 통신 단말기 내의 무선 통신 수신기의 적어도 일부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
  47. 원하는 신호를 포함하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로에 있어서,
    격자 복조를 이용하여 원하는 신호를 획득하기 위해 수신 신호를 복조하도록 구성되는 격자 복조기를 포함하는데,
    상기 격자 복조기는 하나 이상의 격자 스테이지에서 간섭의 최소 제곱 추정을 생성하도록 구성되고, 적어도 부분적으로 간섭의 추정에 기초하여 상기 스테이지로부터 이동하는 브랜치 메트릭스를 계산하도록 더 구성되는 최소 제곱 추정 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호의 간섭을 억압하는 수신기 회로.
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