KR20060101969A - 강압용 압전변압기를 사용하는 어댑터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 강압용 압전변압기를 이용한 어댑터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 어댑터 내 압전변압기에 입력되는 펄스전압의 주파수 및 펄스폭을 조정함으로써 어댑터에 인가되는 입력전원값이 변동되거나, 상기 어댑터의 출력단에 연결되는 부하값이 변동되더라도, 어댑터 내 압전변압기가 변압기능을 정상적으로 수행할 수 있도록 구성된 어댑터에 관한 것이다.
본 발명에 의한 어댑터는, 어댑터 내 압전변압기에 인가되는 펄스전압을 피드백 감지하여 상기 펄스전압의 펄스폭을 조정함으로써 입력전원값의 변동에 대응할 수 있고, 부하에 인가되는 어댑터의 출력전압을 감지하여 상기 펄스전압의 주파수를 조정함으로써 부하 임피던스의 변동에 대응할 수 있다.
압전 변압기, 강압, 110V/220V 겸용, 어댑터

Description

강압용 압전변압기를 사용하는 어댑터{ADAPTOR USING STEP-DOWN PIEZOELECTRIC TRANSFORMER}
도 1은 강압용 압전변압기를 포함하는 어댑터 내부회로의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 어댑터 내부의 회로구성을 상세히 나타낸 것이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 인버터회로의 동작파형을 나타낸 그래프이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인버터회로의 동작파형을 나타낸 그래프이다.
본 발명은, 강압용 압전변압기를 이용한 어댑터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 어댑터 내 압전변압기에 입력되는 펄스전압의 주파수 및 펄스폭을 조정함 으로써 어댑터에 인가되는 입력전원값이 변동되거나, 상기 어댑터의 출력단에 연결되는 부하값이 변동되더라도, 어댑터 내 압전변압기가 변압기능을 정상적으로 수행할 수 있도록 구성된 어댑터에 관한 것이다.
압전변압기(Piezoelectric Transformer)는, 자기 에너지 대신 기계적 공진 에너지를 매개로 하여 전기에너지의 크기를 변환시키는 장치로서 크게 승압용과 강압용으로 나눌 수 있다. 승압용 압전변압기의 경우, 노크북 컴퓨터의 LCD 백라이트인 냉음극 형광 램프(CCFL; Cold Cathode Fluorescent Lamp)용 인버터를 구동시키기 위한 용도로 많이 사용되며, 강압용 압전변압기의 경우, 각종 어댑터, DC-DC 컨버터 등의 구성요소로서 사용될 수 있다.
이와 같은 압전변압기는, 전류의 감응을 이용하는 권선형 변압기와 비교했을 때, 권선이 없으므로 대량 생산시 생산성 향상에 적합하며, 소형, 박형 및 경량화가 가능하다. 또한 권선형 변압기와 달리, 전기에너지를 승압 또는 강압시키는 변환과정에서 자기에너지로 변환되는 단계가 없으므로, 전자유도장애(EMI)가 발생하지 않는다는 장점이 있다.
또한, 강압용 압전 변압기에 있어서, 1차측 입력단자와 2차측 출력단자간의 강압비는 입출력의 임피던스에 따라 결정되는데, 공진점에서의 임피던스는 입력측에 대해 출력측이 훨씬 낮은 값을 가진다. 일반적인 권선형 변압기의 강압비가 수 십분의 일의 강압에 그치는 반면에, 압전 변압기는 수 백 배의 일의 강압비를 가질 수 있다.
그러나, 압전 변압기가 이와 같이 높은 강압비를 얻으려면, 압전 변압기의 공진주파수와 동일한 구동주파수의 선형적 교류전압을 압전 변압기에 인가하여야 한다. 또, 부하에 따라 공진주파수의 차이가 있는데, 압전 변압기의 특성상 공진주파수의 영역이 좁기 때문에 구동주파수의 매칭이 필수적이라 하겠다.
즉, 압전 변압기는 진동 소자로서 특정한 공진 주파수 영역에서만 동작이 가능하므로, 압전변압기를 이용한 어댑터 회로에 있어서, 만약 입력전원 값이 변동하거나 부하의 임피던스 값이 변동하게 되면, 이에 따라 압전 변압기에 인가되는 AC전압의 펄스폭과 펄스주파수를 적절한 값으로 변동시킬 필요가 있다.
도 1은 강압용 압전변압기를 포함하는 어댑터 내부회로의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다. 도시된 바와 같이, 어댑터의 내부회로는, 1차 정류회로(10), 인버터회로(20), 압전변압기(30), 2차 정류회로(40), 제어회로(50)를 포함하여 구성된다.
1차 정류회로(10)는 입력전원(Vs)으로부터 인가되는 AC전압을 DC전압으로 변환시키는 기능을 수행한다. 1차 정류회로(10)의 DC전압의 출력은 인버터로 인가된다.
상기 인버터회로(20)는, 고주파 스위칭 회로를 통해 상기 입력받은 DC전압을 고주파 펄스 형태의 AC전압으로 변환시킨다. 이와 같이 변환된 AC전압값은 압전 변압기(30)의 1차측 단자로 인가된다.
압전 변압기(30)는, 상기 인버터회로(20)에서 출력되는 상기 고주파 펄스 형태의 AC전압을 입력받아서, 미리 정해진 변압비만큼 강압시킨다. 강압된 전압값은 2차 정류회로(40)로 인가된다.
2차 정류회로(40)는, 상기 압전 변압기(30)로부터 인가받은 AC전압을 DC전압으로 변환하고, 변환된 전압값은 부하(80)에 인가된다.
제어회로(50)는, 상기 인버터회로(20)로부터 출력되는 AC전압, 즉, 상기 압전변압기의 1차측에 인가되는 전압의 펄스폭(pulse width) 및/또는 펄스주파수(pulse frequency)를 제어하는 기능을 수행한다.
상기한 구성을 갖는 강압용 압전변압기의 경우, 그 내부에 사용된 인버터회로(20)는, 기본적으로 하프브리지 형태이다. 이러한 하프브리지 형태의 인버터회로에서는, 동기화된 2개의 스위치가 교대로 온/오프(on/off)를 반복하는 방식으로 동작한다. 따라서, 상기 제어회로가, 입력전압의 변동(일반적으로, AC 85Vrms ~ 265Vrms) 및 부하의 임피던스 변동에 대한 제어를 동시에 하는 것은 용이하지 않다.
이와 같은 어려움을 해결하기 위해, 부하에 인가되는 전압값의 변동을 감지하고, 그 감지된 값에 따라 펄스폭 변조(PWM)와 펄스주파수 변조(PFM)를 적절히 혼합하여 사용하는 제어방법이 제안되고 있다. 예컨대, 부하에 인가되는 전압값의 변동에 따라, 모드 변환회로(예컨대, 스위치)를 이용하여 펄스폭 변조(PWM) 또는 펄스주파수 변조(PFM) 중 어느 하나만을 선택하도록 제어회로를 구성하는 것이다.
하지만, 이 방법은 제어회로에 모드 변환 회로를 추가적으로 사용해야 하는 것처럼, 제어방법 및 이를 구현하기 위한 회로의 구성이 복잡해지는 단점이 있다. 또 다른 회로의 예로서, 압전변압기 2개를 직렬 또는 병렬로 연결시키는 스위칭 블 록을 이용하여 펄스주파수 변조(PFM)의 제어만으로 110V/220V 겸용 어댑터를 구현하여 제어 방법을 단순화시킨 회로가 제안된 바 있다. 그러나, 이러한 제어회로 역시, 추가적으로 사용된 스위칭 블록(예컨대, MOSFET 스위치)으로 인해 설계비용 및 회로부피가 증가하는 문제점이 있다.
따라서, 압전 변압기를 이용한 어댑터에 있어서, 소형의 단순한 구성을 취하면서도, 압전변압기에 인가되는 펄스전압의 주파수 및 펄스폭을 효율적으로 제어할 수 있는 제어회로 및 상기 제어회로의 제어에 따라 적절한 펄스전압을 발생시킬 수 있는 인버터회로가 요청되고 있는 실정이다.
따라서, 본 발명은, 압전 변압기를 이용한 어댑터에 있어서, 소형의 간단한 구성을 취하면서도, 압전변압기에 인가되는 펄스전압의 주파수 및 펄스폭을 효율적으로 제어할 수 있는 제어회로 및 상기 제어회로의 제어에 따라 적절한 펄스전압을 발생시킬 수 있는 인버터회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 다른 목적은, 상기한 바와 같이 개선된 구성을 갖는 제어회로 및 인버터회로를 통해, 입력전원값의 변동이나, 부하 임피던스가 변동되더라도 효율적인 변압기능을 유지할 수 있는 어댑터를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 이하 발명의 상세한 설명 및 첨부도면에 의해 더욱 명확해 질 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 어댑터는, 교류전원으로부터 교류전압을 인가받아서 직류전압으로 정류하는 1차 정류회로; 상기 1차 정류회로로부터 상기 직류전압을 인가받아서 고주파 펄스 형태의 교류전압으로 변환시키는 인버터회로; 상기 인버터회로로터 상기 펄스 형태의 교류전압을 자신의 입력단자로 인가받아서 미리 정해진 변압비만큼 강압시킨 후 자신의 출력단자로 출력하는 압전변압기; 상기 압전변압기에 의해 강압된 상기 교류전압을 인가받아서 직류전압으로 정류시키는 2차 정류회로; 상기 압전변압기의 입력단자에 인가되는 전압값을 감지하여 상기 인버터회로에서 출력되는 교류전압의 펄스폭을 제어하는 펄스폭 제어회로; 및 상기 2차 정류회로에서 출력하는 전압값을 감지하여 상기 인버터회로에서 출력되는 교류전압의 펄스주파수를 제어하는 펄스주파수 제어회로를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 어댑터에 대하여 상세히 살펴본다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 어댑터 내부의 회로구성을 상세히 나타낸 것이다. 도시된 바와 같이, 본 발명의 어댑터는, 1차 정류회로(110), 인버터회로(120), 압전변압기(130), 2차 정류회로(140), 펄스폭 제어회로(150) 및 펄스주파수 제어회로(160)를 포함하여 구성된다.
1차 정류회로(110)는 교류전원(Vs)으로부터 교류전압을 인가받아서, 이를 DC 전압으로 변환시킨다. 변환된 DC전압(Vin)은 인버터회로(120)에 인가되고, 상기 인버터회로(120)는 인가받은 DC전압(Vin)을 펄스형태의 교류전압으로 변환시킨다.
도 2에 도시된 바와 같이, 인버터회로(120)는 2개의 스위치(S1, S2), 하나의 다이오드(D1), 하나의 인덕터(Lr)를 포함하여 구성된다. 스위치 S1의 온/오프 작동은 펄스폭 제어회로(150)에 의해 제어되고, 스위치 S2의 온/오프 작동은 펄스주파수 제어회로(160)에 의해 제어된다. 스위치 S1, S2의 작동을 제어함으로써 인버터회로(120)에서 출력되는 교류전압의 펄스폭과 펄스주파수를 조정할 수 있다.
도 2에 도시된 인버터회로(120)는, 일반적인 벅 컨버터에 클래스-E 인버터를 직렬 연결한 것과 유사한 형태를 가진다. 클래스-E 인버터는, 압전변압기 내부에 등가적으로 존재하는 입력 캐패시터(Cd1)와 직렬공진회로(Lm-Cm)까지 최대한 활용하는 형태이며, 또한 스위치 S2의 영전압 스위칭을 통하여 인버터회로의 고효율이 가능한 구조이다. 하지만, 도 2의 인버터회로(120)에서 사용되는 인덕터 Lr 은, 초크 인덕터로 사용하는 일반적인 클래스-E 인버터에서와는 달리 공진 인덕터로 사용되며, 동시에 벅 컨버터의 저주파 필터용으로도 사용되는 특징을 가지며, 이러한 인덕터를 통해 인버터회로(120) 내의 소자수를 최소화하는 것이 가능하다.
상기 인버터회로(120)에서 출력되는 교류전압은 압전변압기(130)의 입력단으로 인가된다. 압전변압기(130)는 인가된 교류전압(Vpri)을 소정의 비로 강압시킨다. 강압된 전압은 2차 정류회로(140)에서 DC전압으로 변환되어 부하(R)에 인가된다.
펄스폭 제어회로(150)는, 상기 압전변압기(130)의 입력단에 인가되는 전압 (Vpri)값의 크기를 감지하여 인버터회로(120) 내 스위치 S1의 온/오프 작동을 제어한다. 전압(Vpri)값의 크기는, 다이오드 및 커패시터로 구성된 피크검파기(152)에 의해 감지하고, 펄스폭 제어회로(150) 내의 비교기(154)에서는, 상기 감지된 전압(Vpri)과 미리 설정된 기준전압(Vref1)을 비교하여, 어느 한 쪽 값이 다른 값보다 커질 때마다 반전된 신호를 출력한다. 비교기(154)의 출력은 펄스폭 조정기(156)에 인가되며, 펄스폭 조정기(156)는 상기 비교기(154)의 출력값에 따라 스위치 S1의 온/오프 작동을 제어하여 시비율(Duty ratio)을 조정한다. 스위치 S1의 시비율을 조정함으로써, 입력전압 변동에도 상관없이 압전변압기(130)의 1차측에 인가되는 전압(Vpri)을 일정하게 유지시킬 수 있다.
펄스주파수 제어회로(160)는, 2차 정류회로(140)에서 출력하는 전압, 즉 상기 부하(R)에 인가되는 전압(Vo)값의 크기를 감지하여 인버터회로(120) 내 스위치 S2의 온/오프 작동을 제어한다. 즉, 펄스주파수 제어회로(160) 내의 비교기(164)에서는 부하(R)에 인가되는 전압(Vo)과 미리 설정된 기준전압(Vref2)을 비교하여, 어느 한 쪽 값이 다른 값보다 커질 때마다 반전된 신호를 출력한다. 비교기(164)의 출력은 펄스주파수 조정기(166)에 인가되며, 펄스주파수 조정기(166)는 상기 비교기(164)의 출력값에 따라 스위치 S2의 온/오프 작동을 제어한다. 스위치 S2의 온/오프 작동을 제어함으로써, 인버터회로(120)에서 출력하는 교류전압의 펄스주파수를 조정할 수 있다.
예컨대, 상기 펄스주파수 조정기(166)는, 상기 2차 정류회로(140)에서 출력하는 전압값이 미리 설정된 기준값에 비해 큰 값을 가지면 상기 제 2스위치의 온/ 오프 작동 주파수를 증가시키고, 상기 2차 정류회로(140)에서 출력하는 전압값이 미리 설정된 기준값에 비해 작은 값을 가지면 상기 제 2스위치의 온/오프 작동 주파수를 감소시키도록 설정할 수 있다.
상기한 구성을 갖는 본 발명의 어댑터는, 상용 교류전원인 110V/220V 겸용 어댑터로서 제조될 수 있다.
이하, 도 3과 도 4를 참조하여 도 2에 도시된 인버터회로(120)의 동작에 대하여 살펴본다.
도 3 및 도 4에 나타난 인버터회로(120)의 동작파형에 있어서, 기본적으로 2개의 스위치 (S1,S2)가 턴온되는 시점이 같으며, 항상 같은 주파수로 동기화된 상태에서 동작하며, 영전압 스위칭을 위해 압전변압기(130)의 게인 커브의 오른쪽 주파수 영역에서만 동작한다고 가정한다. 또한 스위치 S2의 시비율 D2는, 항상 50%의 일정한 시비율을 갖도록 설정한다.
도 3 및 도 4의 그래프에서, VGS1은 스위치 S1의 게이트와 드레인 사이에 걸리는 전압, VGS2는 스위치 S2의 게이트와 드레인 사이에 걸리는 전압, Vpri는 압전변압기(130) 1차 측에 걸리는 전압, ILr은 인덕터 Lr에 흐르는 전류를 나타낸다. 또한, ILr(0)와 Vpri(0)은 각 구간에서의 초기값을 나타낸다.
도 3은 스위치 S1의 시비율 D1이 50%보다 큰 경우의 인버터회로(120)의 동작파형을 나타낸 그래프이다. 도 3에 도시된 파형은, 인버터회로(120)에 인가되는 전압 Vin의 값이 큰 경우를 나타내고 있다. 도 3을 참조하여 본 발명의 인버터 회로의 동작모드를 살펴보면 다음과 같다.
(T0,T1) 구간: 시간 T0에서 스위치 S1과 S2를 동시에 턴온(turn-on)시키면, 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(ILr)가 선형적으로 증가한다. 스위치 S2가 온(on) 상태이므로, 압전변압기 1차측의 캐패시터 Cin에는 전류가 흐르지 않는다. 따라서 이 구간동안에는, 캐패시터 Cin 양단의 전압은 0으로 유지된다. 시간에 따른 인덕터 전류 및 커패시터의 전압값은 다음의 수학식 1로 표현될 수 있다.
Figure 112005015002681-PAT00001
(T1,T2)구간: 시간 T1에서 스위치 S2를 턴오프(turn-off)시키면, 인버터 회로는 LC 공진회로를 형성하게 된다. 따라서 인덕터 Lr 과 압전변압기 1차측 캐패시터 Cin 상호간에 공진(resonance)이 발생하게 된다. 즉, 인덕터 전류 ILr은 방전되며, 동시에 압전변압기 1차측 캐패시터 양단전압 Vpri 는 충전되기 시작한다. (T1,T2)구간에서 인버터 회로의 공진주파수, 임피던스, 인덕터 전류 및 캐패시터의 전압은 아래의 수학식 2 내지 수학식 4로 표현될 수 있다.
Figure 112005015002681-PAT00002
Figure 112005015002681-PAT00003
Figure 112005015002681-PAT00004
(T2,T3)구간: T2에서 스위치 S1을 턴오프시키면, 인버터 회로 내의 다이오드 D1이 도통되면서 인덕터 Lr과 캐패시터 Cin 사이에 계속해서 공진이 일어나게 된다. 시간에 따른 인덕터 전류 및 커패시터의 전압값은 다음의 수학식 5 및 수학식 6으로 표현될 수 있다.
Figure 112005015002681-PAT00005
Figure 112005015002681-PAT00006
(T3,T4)구간: T3에서 ILr=0 이 된다. T3에서 스위치 S1의 역병렬 다이오드를 도통시키면, 인덕터 Lr과 캐패시터 Cin 사이에 계속해서 공진이 일어나게 된다. 시간에 따른 인덕터 전류 및 커패시터의 전압값은 다음의 수학식 7 및 수학식 8로 표현될 수 있다.
Figure 112005015002681-PAT00007
Figure 112005015002681-PAT00008
(T4,T5)구간: T4에서 압전변압기 1차측 캐패시터 양단전압 Vpri은 0이 된다. 이때 스위치 S2의 역병렬 다이오드 DA2 를 도통시킨다. 이로 인해, T5에서 스위치 S1 및 S2가 턴온될 때 영전압 스위칭이 가능하게 된다. 한편, 인덕터 전류 ILr은, S1의 역병렬 다이오드 DA1이 도통되어 있으므로, 입력 직류 전압에 의해 선형적으로 충전된다. 이 구간에서 인덕터 전류 및 캐패시터 전압은 다음의 수학식 9로 표시될 수 있다.
Figure 112005015002681-PAT00009
도 4는 스위치 S1의 시비율 D1이 50%보다 작은 경우의 인버터회로(120)의 동작파형을 나타낸 그래프이다. 도 4의 파형은 인버터회로(120)에 인가되는 전압 Vin의 값이 작은 경우를 나타내며 동작모드는 다음과 같다.
(T0,T1) 구간: 이 구간에서는 도 3의 시비율 D1>50% 인 경우와 동일하다. 즉 시간 T0에서 스위치 S1과 S2를 동시에 턴온(turn-on)시키면, 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(ILr)가 선형적으로 증가한다. 스위치 S2가 온 상태이므로, 압전변압기 1차측의 캐패시터 Cin에는 전류가 흐르지 않는다. 따라서 이 구간동안에는, 캐패시터 Cin 양단의 전압은 0으로 유지되고, 시간에 따른 인덕터 전류 및 커패시터의 전압값은 위 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
(T1,T2)구간: T1에서 스위치 S1이 턴오프시키면, 다이오드 D1이 도통된다. 이에 따라 인덕터 Lr에 저장된 에너지는, 다이오드 D1 및 온 상태에 있는 스위치 S2에 의해 형성된 패스를 통해 순환하게 된다. 이 경우 캐패시터에는 전류가 흐르지 않으므로, 캐패시터 양단의 전압은, 계속하여 0으로 유지된다. 이를 식으로 표현하면 아래의 수학식 10과 같다.
Figure 112005015002681-PAT00010
(T2,T3)구간: T2에서 스위치 S2를 턴오프시키면, 인덕터 Lr 에 저장된 에너지는 캐패시터 Cin 을 통해 방전된다. 다시 말해서, Lr과 Cin 사이에 공진 현상이 발생한다. 이를 식으로 표현하면 아래의 수학식 11 및 수학식 12와 같다.
Figure 112005015002681-PAT00011
Figure 112005015002681-PAT00012
(T3,T4)구간: 위의 도 3의 시비율 D1>50% 인 경우와 동일하다. 즉, T3에서 ILr=0 이 되고, 스위치 S1의 역병렬 다이오드를 도통시키면, 인덕터 Lr과 캐패시터 Cin 사이에 계속해서 공진이 일어나게 된다. 시간에 따른 인덕터 전류 및 커패시터의 전압값은 위 수학식 7,8로 표현될 수 있다.
(T4,T5)구간: 위의 도 3의 시비율 D1>50% 인 경우와 동일하다. T4에서 압전 변압기 1차측 캐패시터 양단전압 Vpri 전압이 0이 되고, 이때 스위치 S2의 역병렬 다이오드 DA2 를 도통시킨다. 이로 인해, T5에서 스위치 S1 및 S2가 턴온될 때 영전압 스위칭이 가능하게 된다. 한편, 인덕터 전류 ILr은, S1의 역병렬 다이오드 DA1이 도통되어 있으므로, 입력 직류 전압에 의해 선형적으로 충전된다. 이 구간에서 인덕터 전류 및 캐패시터 전압은 위 수학식 9로 표현될 수 있다.
이상 본 발명의 특정 실시예를 도시하고 설명하였으나, 본 발명의 기술사상은 첨부된 도면과 상기한 설명내용에 한정하지 않으며 본 발명의 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 형태의 변형이 가능함은 이 분야의 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 사실이다.
이상 살펴 본 바와 같이, 본 발명에 의한 어댑터는, 소형의 단순한 구성을 취하면서도, 압전변압기에 인가되는 펄스전압의 주파수 및 펄스폭을 효율적으로 제어할 수 있는 제어회로 및 상기 제어회로의 제어에 따라 적절한 펄스전압을 발생시킬 수 있는 인버터회로를 구비함으로써, 입력전원값의 변동이나, 부하 임피던스가 변동되더라도 효율적인 변압기능을 유지하는 것이 가능하다.

Claims (8)

  1. 교류전원으로부터 교류전압을 인가받아서 직류전압으로 정류하는 1차 정류회로;
    상기 1차 정류회로로부터 상기 직류전압을 인가받아서 고주파 펄스 형태의 교류전압으로 변환시키는 인버터회로;
    상기 인버터회로로부터 상기 펄스 형태의 교류전압을 자신의 입력단자로 인가받아서 미리 정해진 변압비만큼 강압시킨 후 자신의 출력단자로 출력하는 압전변압기;
    상기 압전변압기에 의해 강압된 상기 교류전압을 인가받아서 직류전압으로 정류시키는 2차 정류회로;
    상기 압전변압기의 입력단자에 인가되는 전압값을 감지하여 상기 인버터회로에서 출력되는 교류전압의 펄스폭을 제어하는 펄스폭 제어회로; 및
    상기 2차 정류회로에서 출력하는 전압값을 감지하여 상기 인버터회로에서 출력되는 교류전압의 펄스주파수를 제어하는 펄스주파수 제어회로를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인버터회로는,
    상기 펄스폭 제어회로의 제어에 의해 온/오프되는 제1 스위치; 및
    상기 펄스주파수 제어회로의 제어에 의해 온/오프되는 제2 스위치를 포함하 여 구성되는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 스위치 및 제2 스위치는, 동일한 주파수로 동기화되는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제2 스위치는, 시비율(duty ratio)이 50%인 것을 특징으로 하는 어댑터.
  5. 제2항에 있어서, 상기 펄스폭 제어회로는,
    상기 압전변압기의 입력단자에 인가되는 전압값을 감지하는 피크 검파기;
    상기 피크 검파기가 감지한 전압값을 미리 설정된 기준값과 비교하는 비교기; 및
    상기 비교기의 출력값에 따라 상기 제 1스위치의 시비율을 조정하는 펄스폭 조정기(PWM)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  6. 제2항에 있어서, 상기 펄스주파수 제어회로는,
    상기 2차 정류회로에서 출력하는 전압값을 감지하여 미리 설정된 기준값과 비교하는 비교기; 및
    상기 비교기의 출력값에 따라 상기 제 2스위치의 온/오프 작동 주파수를 조정하는 펄스주파수 조정기(PFM)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 펄스주파수 조정기는, 상기 2차 정류회로에서 출력하는 전압값이 미리 설정된 기준값에 비해 큰 값을 가지면 상기 제 2스위치의 온/오프 작동 주파수를 증가시키는 것을 특징으로 하는 어댑터.
  8. 제1항에 있어서, 상기 어댑터는, 입력전원이 110V/220V 겸용인 것을 특징으로 하는 어댑터.
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