KR20060099140A - 수신기의 간섭 제거 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 통신 시스템에 있어서, 특히 다른 사용자의 신호를 제거하여, 수신 성능과 가입 용량을 증가시키는 수신기의 간섭 제거 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 수신기의 간섭 제거 장치는, 수신기의 간섭 제거 장치에 있어서, 입력되는 버스트를 위상 디로테이션을 수행하는 위상 디로테이터와; 입력되는 버스트의 훈련신호의 이용하여 신호대 잡음비(SNR)를 추정하여 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부를 결정하기 위한 SNR 추정기와; 상기 입력되는 버스트 신호 성분에 대한 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부에 따라 제 1 또는 제 2경로로 절환하는 경로 절환부와; 상기 제 1경로 상에 위상 디로테이터를 통과한 간섭신호에 존재하는 ISI 성분의 주 경로 신호 성분 방향으로 정렬되는 전치 등화기 및 DFE 수신부와; 상기 제 2경로 상에 상기 버스트 신호를 정합 필터링 및 채널 등화를 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
수신기, ISI, SAIC, DFE

Description

수신기의 간섭 제거 장치 및 방법{Apparatus and method for interference cancellation of the receiver}
도 1은 BIC의 원리를 나타낸 도면.
도 2는 종래 BIC 수신기의 구조를 나타낸 구성도.
도 3은 GSM의 노멀 버스트 구조를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명에 따른 수신기의 간섭 제거 장치를 나타낸 구성도.
도 5는 본 발명에 따른 전치 등화기의 기능을 나타낸 도면.
도 6은 본 발명에 따른 적응 알고리즘의 동작 예를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명에 따른 수신기의 간섭 제거 방법을 나타낸 플로우 챠트.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
110...위상 디로테이터 111,121...SNR 추정기
113...전치 등화기 114...피드포워드 필터(FFF)
120,124...가산기 122...판정부
123...피드백필터(FBF) 125...정합필터
126...MSLE 등화기
본 발명은 통신 시스템에 있어서, 특히 다른 사용자의 신호를 제거하여, 수신 성능과 가입 용량을 증가시키는 수신기의 간섭 신호 제거 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신 환경에는 여러 명의 사용자 신호가 존재하며, 원하는 신호 이외의 신호는 간섭(Interference)으로 작용하여 수신 성능을 열화시키는 주요한 요인이 된다. TDMA(Time Division Multiple Access)나 FDMA(Frequency Division Multiple Access) 시스템의 경우, 시간 혹은 주파수를 타 사용자와 분리하여 사용하므로, 원리적으로는 타 사용자 신호는 원하는 신호로부터 분리되어 있다. 그러나 시스템의 용량 증가를 위해 기지국을 조밀하게 설치할 경우, 주파수 재사용 계수(frequency reuse factor)가 증가하여 같은 주파수나 시간 슬롯 내에 여러 사용자 신호가 존재하여 간섭으로 작용한다.
이러한 간섭 제거를 위해 사용되는 방법들로는 다중 사용자 검출(MUD: Multi-User Detection), 스마트 안테나(Smart antenna) 등의 기술이 사용되고 있다. 이 중 다중 사용자 검출 방법은 원하는 신호 이외에 타 사용자의 신호까지 판정(decision)하여 성능을 증가시키는 방법으로서 연산량이 다소 많음이 알려져 있다. 그리고, 스마트 안테나 기술은 다중 안테나로 전파의 방사 패턴을 변화시켜 공간적으로 타 사용자 신호의 감쇄시키는 방법이나, 여러 개의 안테나를 수신기에 탑재해야 하므로, 크기와 전력소모에 민감한 단말기에 사용되기에는 부적합하다.
최근 대척 타입(antipodal type)의 신호 (BPSK 등)에 대해 연산량이 크지 않 으면서도 하나의 안테나(single antenna)만으로 간섭을 제거하는 방법이 제안되어 표준화 작업이 진행 중이다. 이 기술은 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC : Single Antenna Interference Cancellation) 방법이라고 불린다.
TDMA 및/또는 FDMA 전송 중 간섭을 제거하는 방법은 국내 특허출원번호 10-2003-7008696에 제시되어 있으며, 이 출원 발명은 블라인드 간섭 제거(BIC : Blind Interference Cancellation)이라고 불리며, 원리를 간략화하여 도시하면 도 1과 같다.
그리고, 다중 경로를 고려하지 않을 경우, BPSK(Binary Phase Shift Key)와 같은 대척(antipodal) 신호는 콘스텔레이션(constellation)상에서 직선 축 상에 존재한다. 신호의 위상 성분은 페이딩 등 무선 채널의 특성에 따라 달라지게 된다.
만약, 블라인드 간섭 제거(BIC)을 적용하지 않은 수신기는 채널 추정기를 통해 원하는 신호(desired signal)만의 위상 성분을 보상하여 판정한다. 반면 블라인드 간섭 제거(BIC) 수신기는 도 1과 같이 간섭(interference) 신호 성분의 위상
Figure 112005012782515-PAT00001
을 추정하여 특정 방향으로 회전(1-tap rotator)시킨 후, 이에 수직인 축으로 원하는 신호(desired signal)를 판정함으로써 간섭(interference)을 제거한다.
도 2는 종래 블라인드 간섭 제거(BIC)를 구현한 수신기의 구조를 나타낸 구성도이다.
도 2를 참조하면, 다중 경로(1~N)로 입력되는 수신 신호(r1[k]-rN[k]))로부터 심볼 간의 간섭을 제거하기 위한 다수개의 피드포워드 필터(FFF: Feed Forward Filter)(11,12), 상기 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 실수 출력으로 변환하는 다수개의 투영 연산자(projection operator)(13,14), 다수개의 투영 연산자(13,14)로부터 출력된 신호를 가산하는 제 1가산기(15), 제 1가산기(15)의 출력 신호와 피드백된 신호를 가산하는 제 2가산기(16)와, 상기 제 2가산기(15)의 출력에 대해 판정하여 출력하는 판정부(17)와, 각 심볼의 포스트 고스트를 제거하기 위한 피드백 필터(FBF: Feed Back Filter)(18), 에러 출력부(19)로 구성된다.
상기 피드 포워드 필터(11,12)는
Figure 112005012782515-PAT00002
로서, 다중 경로가 존재하는 간섭 제거 신호까지도 제거하기 위한 복수개의 계수를 가진 FIR(Finite Impulse Response)필터이다. 상기 피드백 필터(18)는
Figure 112005012782515-PAT00003
로 훈련 신호 구간(Training signal sequence)에는 이미 알려진 훈련 신호를, 데이터 구간에서는 판정 후의 값을 입력으로 받는다. 상기 피드 포워드 필터(11,12)와 피드백 필터(18)는 함께 DFE(Decision Feedback Equalizer) 수신부로 구성하며, 이 루프 안에는 판정부(decision device)(17)를 포함한다.
상기 피드 포워드 필터(11,12)의 출력단에 부가되어 있는 투영 연산자(13,14)는
Figure 112005012782515-PAT00004
{}로서, 간섭 신호가 포함된 축의 수직인 축으로의 투영을 의미한다. 이 연산자는 복소수 입력을 실수 출력으로 변환하게 된다.
상기 피드 포워드 필터(11,12)와 피드백필터(18)의 계수는 수신 신호의 훈련 구간(Training sequence)을 이용하거나 데이터 구간의 판정 값을 이용하여, Wiener-Hopf equation의 역 행렬을 계산하거나, RLS(Recursive Least-Square), LMS(Least-Mean-Square) 등 적응 알고리즘을 적용하여 구한다. GSM(Global System for Mobile Communications) 신호의 경우 도 3에 도시된 하나의 노멀 버스트(normal burst)의 훈련 신호 길이는 26개로 비교적 짧고, 역 행렬을 구하는 연산은 현재 기술로는 현실적으로 실용성이 없으므로, 적응 알고리즘 중에서도 그 수렴 속도가 빠르다고 알려진 RLS 알고리즘을 이용하는 것이 적당하다. 참고로 GSM normal burst의 구조를 도시하면 도 3과 같다.
상기 피드 포워드 필터(11,12)와 피드백 필터(18)의 계수가 구해지면 그 계수가 고정된 채로 데이터를 통과시켜 판정 값을 얻는다.
기존 BIC 수신기를, 특히 GSM 이동 통신 단말기에 적용하는 경우 문제점은 다음과 같다.
첫 번째, 피드 포워드 필터(11,12)
Figure 112005012782515-PAT00005
는 복소수를 계수로 갖는 필터인 반면, 이 계수를 갱신하는데 사용되는 오차 신호 e[k]는 실수 신호이다. 따라서 적응 알고리즘을 기존의 방법대로 적용하는 경우, local optimum에 빠지는 등 계수가 올바르게 구해지지 않는 경우가 발생하여 성능을 열화시킨다.
두 번째, GSM에 사용되는 변조 방법인 GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying)는, 신호가 차지하는 주파수 대역을 줄이기 위해 의도적인 인터 심볼 간섭(ISI : Inter-Symbol Interference)이 추가되어 있다. 또 GSM 규격이 요구하는 차이 인코딩(differential encoding)을 제거하고, GMSK 신호를 대척 신호로 만들기 위해 수신기의 전단에는 매 심볼마다 신호를 90도씩 회전시키는 위상 디로테이터(phase derotator)를 사용한다. 따라서, 간섭 신호에는 필연적으로 90도의 위상 차를 갖는 ISI 신호가 포함되게 된다. 간섭 신호의 주경로 신호 성분을 제거하더라도 이 ISI성분은 지워지지 않으므로, 성능을 열화시킨다.
세 번째, 기존 BIC 수신기의 구조는 간섭 제거에는 효과적이지만, 간섭 신호가 없는 일반적인 환경에서는 열악한 성능을 보일 수밖에 없다. 그 이유는 첫째로, 26개의 짧은 훈련 신호(Training Sequence)로는 적응 알고리즘을 이용하는 것보다, 기존의 채널 추정기의 성능이 보다 우수하기 때문이고, 둘째로, 기존 BIC 수신기의 DFE(Decision Feedback Equalizer) 구조는 이론적으로 MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimation) 형식의 등화기(equalizer)보다 열등한 성능을 보이기 때문이다
본 발명의 제 1목적은 간섭 신호 유무에 따라 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부를 경로로 제어할 수 있도록 함에 있다.
본 발명의 제 2목적은 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘을 사용하지 않는 경로는 간섭 신호가 존재하지 않는다고 판단될 경우 사용하며, 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘을 사용하는 경로는 간섭신호가 존재할 때 적용할 수 있도록 함에 있다.
상기한 목적 달성을 위한 본 발명에 따른 수신기의 간섭 신호 제거 장치는,
수신기의 간섭 제거 장치에 있어서, 입력되는 버스트를 위상 디로테이션을 수행하는 위상 디로테이터와;
입력되는 버스트의 훈련신호의 이용하여 신호대 잡음비(SNR)를 추정하여 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부를 결정하기 위한 SNR 추정기와;
상기 입력되는 버스트 신호 성분에 대한 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부에 따라 제 1 또는 제 2경로로 절환하는 경로 절환부와;
상기 제 1경로 상에 위상 디로테이터를 통과한 간섭신호에 존재하는 ISI 성분의 주 경로 신호 성분 방향으로 정렬되는 전치 등화기 및 DFE 수신부와;
상기 제 2경로 상에 상기 버스트 신호를 정합 필터링 및 채널 등화를 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 버스트 수신신호는 GMSK(Gaussian filtered MSK) 신호인 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 SNR 추정기는 채널의 응답함수를 추정하여 그 결과를 상기 정합필터링 및 채널 등화 수단에 의해 이용되는 것을 특징으로 하며, 편차 보상기를 포함한다.
또한, 상기 SNR 추정기는 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 SNR을 추정하는 제 1간섭신호와, 상기 전치 등화기 및 DFE 수신부에 의해 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR을 추정하는 제 2간섭신호를 검출하고, 상기 제 1 및 제 2간섭신호의 비를 문턱 값과 비교하여, 문턱값 보다 크면 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘을 사용하는 경로로 처리하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 전치 등화기 및 DFE 수신부는 훈련된 계수를 이용하여 수신된 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 DFE 수신부는 피드포워드 필터(FFF) 및 피드백필터(FBF)를 포함하며, 수신된 버스트의 간섭 제거를 위해 훈련 신호를 이용하는 것을 특징으로 하며, 상기 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 훈련에 LMS 또는 RLS 알고리즘을 사용하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 간섭 제거를 위해 사용되는 피드포워드 필터에 적응 알고리즘을 적용할 때, 실수 성분과 허수 성분 계수, 피드백 필터 계수를 직렬로 연결하여 훈련시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 수신기의 간섭 제거 장치는, 수신되는 버스트에서의 간섭 신호의 존재 여부를 결정하는 수단 및, 상기 간섭 신호의 존재여부에 따라 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 사용 여부를 온/오프하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 온/오프 결정시, 간섭 제거 전과 간섭 제거 후의 SNR을 비교하여 결정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 온/오프 결정시, 간섭 제거 후의 간섭 신호 크기와 원하는 신호 크기를 비교하여 결정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 수신기의 간섭 제거 방법은, 수신된 버스트를 수신하여 위상 디로테이션을 수행하는 단계; 상기 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 SNR 0을 추정하는 단계; 상기 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여, 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 계수를 훈련하는 단계; 상기 훈련된 계수를 이용하여 수신된 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링하는 단계; 상기 필터링된 결과로부터 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR 1을 추정하는 단계; 상기 SNR0 및 SNR1의 비율을 문턱값과 비교하는 단계; 상기 비교 결과에 따라 SAIC의 사용 여부를 결정하여 경로를 절환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 SNR0 및 SNR 1의 비율이 문턱값 보다 크면 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하는 경로로 처리하며, 문턱 값 보다 작으면 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하지 않는 경로로 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하는 경로는 위상 디로테이션된 신호를 전치 등화시키는 단계; 상기 전치 등화된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 피드 포워드 필터 계수와 피드백 필터 계수를 훈련시키는 단계 및, 신호를 판정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하지 않는 경로는 위상 디로테이션된 버스트 신호를 정합 필터링 및 MLSE 등화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기와 같이 구성되는 본 발명 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서의 간섭 신호 제거 장치에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 4는 본 발명 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서의 간섭 신호 제거 장치를 나타낸 구성도이다.
도 4를 참조하면, 버스트(burst) 신호를 수신하여 위상 디로테이션(phase derotation)을 수행하는 위상 디로테이터(Phase derotator)(110)와, 입력 버스트 신호의 간섭을 추정하여 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘을 사용할 지를 결정해 주는 SNR 추정기(111,121)와, 상기 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘의 온/오프에 따라 제 1 또는 제 2경로를 절환해 주는 경로 절환부(112)와, 제 1 경로 상에 전치 등화기(113) 및 DFE(Decision Feedback Equalizer) 수신부가 구성되며, 제 2경로 상에 정합 필터(matched filter)(125) 및 MLSE 등화기(equalizer)(126)를 포함하는 구성된다.
여기서, 상기 DFE 수신부는 피드 포워드 필터(114), 가산기(120), 판정부(122), 피드백필터(123), 에러 출력부(124)가 포함된다.
상기와 같은 본 발명 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서의 간섭 신호 제거 장치에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 4에 도시된 바와 같이, 수신기는 간섭 신호가 있는 경로와 간섭신호가 없는 경로로 구분하여 동작하게 된다. 즉, 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘을 사용하는 제 1경로와 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘을 사용하지 제 2경로로 구분되어 동작하게 된다. 도면에서 굵은 실선은 복소수 부분을 나타내며, 가는 실선은 실수 부분을 나타낸다.
먼저, 위상 디로테이터(110)는 승산기(110a)로 구성되며, 디지털 신호로 입력되는 버스트 수신 신호를 90도 위상 차를 갖도록 위상 디로테이팅시켜 주게 된다. 여기서, 위상 디로테이터는 GSM이 만족하는 차이 디코딩(differential encoding)을 제거하고 GMSK 신호를 대척(antipodal) 신호로 만들어 주기 위해 수신기의 전단에서 매 심볼마다 버스트 신호를 90도씩 회전시켜 주게 된다. 즉, 본 발명은 GMSK 이외에도 대척 신호의 간섭에 이용되건, ISI를 미리 알 수 있는 대척 신호의 간섭에 이용될 수 있다.
상기 위상 디로테이텨(110)에 의해 출력되는 간섭 신호에는 90도의 위상차를 갖는 심볼 간 간섭 신호가 포함되어 있게 된다.
이때, 상기 위상 디로테이터(110)를 통과한 신호는 SNR(Signal to Noise Ratio) 추정기(111,121)에 의해 간섭이 추정되며, 그 추정된 간섭에 의해 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘을 사용할지의 여부를 결정하게 된다. 여기서, SNR 추정기(111,121)는 도면 상에는 두 개의 SNR 추정기(111,121)가 존재하는데, 물리적으로 분리된 두 개의 블록이 존재하는 것은 아니며 단일개가 동작되는 것이다.
이러한 SNR 추정기(111,121)는 간섭 신호의 존재 여부에 따라 SAIC의 사용 여부를 온/오프 제어하게 된다. 즉, SAIC의 온/오프 결정하기 위해 간섭 신호의 제거 전(SNR0)과 간섭 신호의 제거 후의 SNR(SNR1)을 비교하여 결정하게 된다. 다른 예로서, 간섭 제거 후의 간섭 신호 크기(SNR1)와 원하는 신호 크기를 비교하여 결정할 수 도 있다.
즉, SNR 추정기(Estimator)(111,121)는 채널 추정 결과와 이미 알려져 있는 훈련 신호를 바탕으로 SAIC의 사용 여부를 결정하게 된다. 또한 SNR 추정기(111,121)에는 일반적인 채널 추정기가 가지는 편차(bias) 문제를 보정 가능한 편차 보정기(bias compensator)를 포함하는 구성이다.
또한 SNR 추정기(111,121)에서는 채널의 응답 함수도 함께 추정하여, 그 결과를 정합필터링 및 채널 등화에 이용하게 된다.
경로 절환부(112)는 SNR 추정기(111,121)의 간섭 신호가 존재하면 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘을 사용하는 제 1경로로 전환해 주고(SAIC ON), 간섭 신호가 존재하지 않을 경우 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘을 사용하지 않는 제 2경로로 전환해 주게 된다(SAIC OFF).
제 1경로 상에는 전치 등화기(Pre-equalizer)(113) 및 DFE 수신부를 포함하게 된다. 상기 전치 등화기(113)는 미리 알려진 심볼간 간섭(ISI) 신호를 제거해 주게 된다.
이러한 전치 등화기(113)는 도 5의 입력(a)과 출력(b)으로 동작하게 되는데, 위상 디로테이터(110)를 통과한 간섭 신호는 90도 어긋난 ISI 신호가 존재하는데 반해, 전치 등화기(113)의 출력 신호는 상기 ISI 성분(h(1),h(-1))이 주 경로 신호 성분 방향(h(0))으로 정렬되어 있다. 이러한 연산이 가능한 이유는 GMSK의 ISI 성분이 송신기와 수신기 양쪽에 모두 알려져 있기 때문이다. GSM의 규격에 규정된 GMSK 신호 특성을 기반으로 전치 등화기의 계수를 정할 수 있으며, 이 전치 등화기로는 무선 채널에서 발생되는 다중 경로 성분은 등화할 수 없다. 이에 따라 본 발명은 무선 채널뿐만 아니라 유선 채널에 대한 수신기에도 적용할 수 있다.
그리고, DFE 수신부는 피드 포워드 필터(114), 가산기(120), 판정부(122), 피드백필터(123), 에러 출력부(124)를 포함한다. 상기 피드 포워드 필터(114)는 실수 추출부(115), 실수 필터부(116), 허수 추출부(117) 및 허수 필터부(118), 가산 기(118)로 구성된다.
상기 피드 포워드 필터(114)는 복소수 입력과 복소수 계수를 가지며, 실수 출력을 가지는 FIR 필터이다. 복소수(imaginary) 출력 값 중 실수(real) 부분만으로 출력하게 된다. 따라서 복소수 부분은 실수 부분과 허수 부분을 처리하는 두 개의 독립된 필터로 분리할 수 있다. 즉, 피드 포워드 필터(114)의 출력은
Figure 112005012782515-PAT00006
로 구해진다.
상기 실수 필터부(116) 및 허수 필터부(118)의 출력은 가산기(119)에 의해 가산되어 출력되며, 상기 가산기(119)의 출력은 가산기(120)에서 피드백 필터(123)의 출력과 가산되어 판정부(122)로 출력된다.
그리고, 피드백 필터(123)는 실수 입력, 실수 계수, 실수 출력을 가지는 FIR 필터이다. 상기 피드백 필터(123)의 입력은 훈련 구간(Training sequence)에서는 이미 알려져 있는 훈련 신호를 사용하며, 데이터 구간에서는 판정 후의 데이터 값을 사용하게 된다. 여기서, 판정 후의 데이터 구간 신호를 훈련 신호로 이용할 수도 있다.
이때, 수신된 버스트 신호를 이용하여 피드 포워드 필터(114)와 피드백 필터(123)의 계수를 훈련하게 된다. 여기서, 상기 훈련에 사용되는 벡터의 구성 방법은 도 6과 같다. 상기 훈련에 사용되는 적응 알고리즘은 LMS이거나 RLS일 수 있다. 다른 예로서, 연산량을 더욱 감소시켜 주기 위해 계층적 RLS(HRLS)나 빠른 RLS(Fast RLS)를 적용할 수도 있다.
여기서, 도 6에 도시된 바와 같이, 간섭 제거를 위해 피드 포워드 필터(114) 에 적응 알고리즘을 적용할 때, 리얼(real) 성분과 허수(imaginary) 성분 계수, 피드백 필터(FBF) 계수를 직렬로 연결하여 훈련시켜 주게 된다. Re{y(n)}는 전치 등화기의 출력의 실수 부분이며, n은 심볼 계수(symbol index)이다. Im{y(n)}은 전치 등화기 출력의 허수(imaginary) 부분이며, n은 심볼 계수이다. u(n)은 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 지연 라인(vector)이며, w(n)은 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 계수(vector)이다. Lf는 피드 포워드 필터의 길이이며, Lb는 피드백 필터의 길이이다. 131은 각 심볼 계수를 가중치 계수와 승산하기 위한 승산기이며, 132는 전체 승산기 131의 출력을 가산하며, 133은 지연 신호(d(n))의 출력과 가산해 주어 출력하게 된다.
그리고, 피드 포워드 필터(114)와 피드백 필터(123)의 훈련에 사용된 계수를 이용하여 수신된 버스트 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링한다. 그 필터링 결과를 이용하여 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR1을 SNR 추정기(121)에서 추정하게 된다.
여기서, 제 1SNR 추정기(111)는 간섭 신호가 제거되기 전의 SNR 0을 추정하며, 제1 SNR 추정기(121)는 간섭 신호가 제거된 다음의 SNR 1을 추정하게 된다.
이때, 상기 SNR 추정기(111,121)에 의해 추정된 SNR 0와 SNR1의 비율을 미리 설정된 문턱 값(Threshold)과 비교하게 되며, 그 비교 결과에 따라 비율이 문턱 값 보다 크면 SAIC 알고리즘을 사용하는 제 1경로로 절환하여, 전치 등화기를 통과시키고, DFE 수신부를 통과시켜 먹티플렉싱 체인(Inerleaver, channel decoder,...등)을 출력된다. 상기 비교결과 비율이 문턱 값 보다 작으면 SAIC 알고리즘을 사용 하지 않는 제 2경로로 절환해 주어 정합 필터를 통해서 정합 필터링되고, MLSE 등화기(126)에 의해 등화되어 먹티플렉싱 체인(Multiplexing chain)으로 출력된다.
그리고, 제 2경로 상에는 상기에 설명한 바와 같이 정합 필터(125) 및 MLSE 등화기(126)가 구비되어, 버스트가 채널 간섭이 없을 때 정합 필터링 및 등화를 수행하게 된다. 여기서, 다른 예로서, MLSE 등화기를 설치하지 않을 수도 있으며, 또는 다른 등화기 예를 들면, DFSE(Decision feedback sequence estimation), RSSE(reduced state sequence estimation), DFE, ZF((Zero Forcing) 등을 설치할 수도 있다.
한편, 도 7은 본 발명 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서의 간섭 제거 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 7을 참조하면, GSM의 버스트를 수신하여 위상 디로테이션을 수행한다(S111,S112). 상기 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 SNR을 추정한다(SNR0)(S113).
이때, SNR을 추정하는 S113 과정에서 채널의 응답 함수도 함께 추정되며, 그 채널 추정 결과(S122)는 정합 필터링과 채널 등화에 이용된다. 이러한 SNR 추정기는 편차 보상기를 포함하게 된다.
그리고, 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 피드 포워드 필터(FFF)와 피드백 필터(FBF) 계수 즉, DFE 계수를 적응 알고리즘을 사용하여 훈련하게 된다(S114). 상기 훈련에 사용되는 벡터의 구성 방법은 도 6과 같다. 이때 사용되는 적응 알고리즘은 LMS이거나 RLS일 수 있다. 연산량을 더욱 감소시키기 위해 계층적 RLS(HRLS)나 패스트 RLS(FRLS)를 적용할 수도 있다. 이러한 DFE 계수의 훈련시 그 계수들을 직렬로 배열하여 훈련시킴으로써, 기존의 방법과 달리 local optimum에 빠지지 않는 계수를 얻을 수 있다.
상기 훈련된 계수를 이용하여 수신된 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링(pre-equalizer + DFE)한다. 그 결과를 이용하여 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR을 추정한다(SNR1)(S115). SNR 추정기는 편차 보상기를 포함하게 된다.
상기 간섭 추정 비율(SNR1/SNR0)을 문턱 값(threshold)과 비교한다(S116). 상기 간섭 추정 비율이 문턱 값 보다 크면 SAIC를 사용(SAIC ON)하는 경로로 처리한다. 이 경로에서는 전치 등화기(Pre-Equalizer)를 통과시킨 후 DFE(FFF+FFB)를 통과시켜 먹싱 체인(inter leaver, channel decoder 등)로 전달하게 된다(S117,S118,S121). 여기서, 이미 알려져 있는 GMSK의 ISI성분은 전치 등화기로 미리 제거함으로써, 기존의 발명보다 우수한 간섭 제거 효과를 얻을 수 있다.
그러나, 채널 간섭 비율이 문턱 값 보다 작으면 SAIC를 사용하지 않는 경로(SAIC OFF)로 처리한다. 이 경로에서는 정합 필터를 통과시킨 후(S119), MLSE 등화기를 통과시켜 먹싱 체인으로 전달하게 된다(S120,S121).
상기 SAIC의 온/오프 결정시, 간섭 제거 전과 간섭 제거 후의 SNR(SNR0,SNR1)을 비교하여 결정할 수도 있고, 또는 간섭 제거 후의 간섭 신호 크기와 원하는 신호 크기(문턱 값 등)를 비교하여 결정할 수도 있다.
본 발명은 간섭 신호의 존재 여부를 판단하여, 존재하지 않는다고 판단될 경우, 간섭 신호가 존재하지 않는 경우에서 최적인 수신기를 동작시킴으로써, 일반적 인 모든 경우에서 기존 발명보다 우수한 성능을 보이게 된다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시 예를 중심으로 살펴보았으며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 본질적 기술 범위 내에서 상기 본 발명의 상세한 설명과 다른 형태의 실시 예들을 구현할 수 있을 것이다. 여기서 본 발명의 본질적 기술범위는 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따른 수신기의 간섭 제거 장치 및 방법에 의하면, 간섭 신호의 존재 여부를 판단하여, 존재하지 않는다고 판단될 경우, 간섭 신호가 존재하지 않는 경우에서 최적인 수신기를 동작시킴으로써, 일반적인 모든 경우에서 기존 발명보다 우수한 성능을 보이게 된다.
또한 DFE 계수의 훈련시 그 계수들을 직렬로 배열하여 훈련시킴으로써, 기존의 방법과 달리 local optimum에 빠지지 않는 계수를 얻을 수 있다.
또한 이미 알려져 있는 GMSK의 ISI성분은 전치 등화기로 미리 제거함으로써, 기존의 발명보다 우수한 간섭 제거 효과를 얻을 수 있다.

Claims (17)

  1. 수신기의 간섭 제거 장치에 있어서,
    입력되는 버스트를 위상 디로테이션을 수행하는 위상 디로테이터와;
    입력되는 버스트의 훈련신호의 이용하여 신호대 잡음비(SNR)를 추정하여 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부를 결정하기 위한 SNR 추정기와;
    상기 입력되는 버스트 신호 성분에 대한 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘의 사용 여부에 따라 제 1 또는 제 2경로로 절환하는 경로 절환부와;
    상기 제 1경로 상에 위상 디로테이터를 통과한 간섭신호에 존재하는 ISI 성분의 주 경로 신호 성분 방향으로 정렬되는 전치 등화기 및 DFE 수신부와;
    상기 제 2경로 상에 상기 버스트 신호를 정합 필터링 및 채널 등화를 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 수신신호는 GMSK(Gaussian filtered MSK) 신호인 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 SNR 추정기는 채널의 응답함수를 추정하여 그 결과를 상기 정합필터링 및 채널 등화 수단에 의해 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 SNR 추정기는 편차 보상기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 SNR 추정기는 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 SNR을 추정하는 제 1간섭신호와, 상기 전치 등화기 및 DFE 수신부에 의해 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR을 추정하는 제 2간섭신호를 검출하고, 상기 제 1 및 제 2간섭신호의 비를 문턱 값과 비교하여, 문턱값 보다 크면 싱글 안테나 간섭 제거 알고리즘을 사용하는 경로로 처리하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 전치 등화기 및 DFE 수신부는 훈련된 계수를 이용하여 수신된 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 수신기는 대척 신호의 간섭 제거에 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 DFE 수신부는 피드포워드 필터(FFF) 및 피드백필터(FBF)를 포함하며, 수신된 버스트의 간섭 제거를 위해 훈련 신호를 이용하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 훈련에 LMS 또는 RLS 알고리즘을 사용하는 것을 특징으로 하는 이동통신 시스템에서의 간섭 제거 수신기.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 간섭 제거를 위해 사용되는 피드포워드 필터에 적응 알고리즘을 적용할 때, 실수 성분과 허수 성분 계수, 피드백 필터 계수를 직렬로 연결하여 훈련시키는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  11. 수신기의 간섭 제거 장치에 있어서,
    수신되는 버스트에서의 간섭 신호의 존재 여부를 결정하는 수단 및, 상기 간섭 신호의 존재여부에 따라 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 사용 여부를 온/오프하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 온/오프 결정시, 간섭 제거 전과 간섭 제거 후의 SNR을 비교하여 결정하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)의 온/오프 결정시, 간섭 제거 후의 간섭 신호 크기와 원하는 신호 크기를 비교하여 결정하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 장치.
  14. 수신기의 간섭 제거 방법에 있어서,
    수신된 버스트를 수신하여 위상 디로테이션을 수행하는 단계;
    상기 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 SNR 0을 추정하는 단계;
    상기 수신된 버스트의 훈련 신호를 이용하여, 피드 포워드 필터 및 피드백 필터의 계수를 훈련하는 단계;
    상기 훈련된 계수를 이용하여 수신된 신호의 훈련 신호 부분만을 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 결과로부터 간섭 신호가 제거된 훈련 신호의 SNR 1을 추정하는 단계;
    상기 SNR0 및 SNR1의 비율을 문턱값과 비교하는 단계;
    상기 비교 결과에 따라 SAIC의 사용 여부를 결정하여 경로를 절환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 신호 제거 방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 SNR0 및 SNR 1의 비율이 문턱값 보다 크면 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하는 경로로 처리하며, 문턱 값 보다 작으면 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하지 않는 경로로 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 신호 제거 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하는 경로는 위상 디로테이션된 신호를 전치 등화시키는 단계; 상기 전치 등화된 버스트의 훈련 신호를 이용하여 피드 포워드 필터 계수와 피드백 필터 계수를 훈련시키는 단계 및, 신호를 판정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 방법.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 싱글 안테나 간섭 제거(SAIC)를 사용하지 않는 경로는 위상 디로테이션된 버스트 신호를 정합 필터링 및 MLSE 등화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 제거 방법.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR100754967B1 (ko) * 2006-01-23 2007-09-04 학교법인 포항공과대학교 신호간 간섭과 고주파 잡음 동시에 제거할 수 있는 적응형결정 궤환 등화기 기능을 갖는 적분 수신기와 이를구비하는 시스템
KR100851975B1 (ko) * 2006-05-02 2008-08-12 삼성전자주식회사 무선 수신 방법 및 장치
CN106464619A (zh) * 2014-04-23 2017-02-22 诺基亚通信公司 相位噪声跟踪和降低

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7006811B2 (en) * 2003-02-27 2006-02-28 Nokia Corporation Method and apparatus for switching on and off interference cancellation in a receiver
US7295636B2 (en) * 2003-03-28 2007-11-13 Texas Instruments Incorporated Linear single-antenna interference cancellation receiver
US20050036575A1 (en) * 2003-08-15 2005-02-17 Nokia Corporation Method and apparatus providing low complexity equalization and interference suppression for SAIC GSM/EDGE receiver

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100754967B1 (ko) * 2006-01-23 2007-09-04 학교법인 포항공과대학교 신호간 간섭과 고주파 잡음 동시에 제거할 수 있는 적응형결정 궤환 등화기 기능을 갖는 적분 수신기와 이를구비하는 시스템
KR100851975B1 (ko) * 2006-05-02 2008-08-12 삼성전자주식회사 무선 수신 방법 및 장치
CN106464619A (zh) * 2014-04-23 2017-02-22 诺基亚通信公司 相位噪声跟踪和降低
CN106464619B (zh) * 2014-04-23 2019-10-29 诺基亚通信公司 相位噪声跟踪和降低的方法和装置

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