KR20060084066A

KR20060084066A - 직교 주파수 분할 다중 수신기에서 에러 벡터 크기를감소시키기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20060084066A
Application number: KR1020050004338A
Authority: KR
Inventors: 연해동; 이재용; 박윤상; 송봉기
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-01-17
Filing date: 2005-01-17
Publication date: 2006-07-21
Also published as: KR100703523B1; US20060159006A1

Abstract

본 발명은 보호 구간과 이에 뒤이어지는 유효 심볼 구간으로 이루어지며 보호 구간의 선두와 유효 심볼구간의 후미 각각에 송신측에서의 윈도윙에 따른 윈도윙 구간을 가지는 수신 심볼을 입력하여, 선두 윈도윙 구간과 유효 심볼 구간 사이의 신호로 후미 윈도윙 구간의 신호를 대체하여 후미 윈도윙 구간의 신호가 대체된 유효 심볼 구간의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)할 신호로 출력한다. 이에 따라 송신측에서의 윈도윙에 의한 영향을 완전히 없앰으로써 EVM(Error Vector Magnitude)을 간단히 감소시킬 수 있다.

직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing), 윈도윙, 에러 벡터 크기(Error Vector Magnitude: EVM).

Description

직교 주파수 분할 다중 수신기에서 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR REDUCING ERROR VECTOR MAGNITUDE IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING RECEIVER}

도 1은 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙 기법에 관한 설명을 위한 예시도,

도 2는 3 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙 기법에 관한 설명을 위한 예시도,

도 3은 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙된 신호의 에러 벡터 크기 측정 예시도,

도 4는 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙된 신호의 스펙트럼 측정 예시도,

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기의 블록 구성도,

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 재정렬 처리의 설명을 위한 예시도,

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 재정렬 처리 흐름도,

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 BER 성능 측정 예시도.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 시스템에 관한 것으로, 특히 OFDM 수신기에 있어서 에러 벡터 크기(Error Vector Magnitude: EVM)를 감소시키기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

OFDM은 고속의 전송률을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률을 갖는 여러 데이터 열로 나누고, 이들을 다수의 부반송파(subcarrier)를 사용하여 동시에 병렬로 전송하는 방식이다. 이러한 OFDM은 높은 데이터 레이트와 주파수 효율을 가지며, 주파수 페이딩 채널(frequency fading channel)에 강인하다는 특성을 가진다.

OFDM에 있어서 부반송파들의 직교성이 채널로 인해 깨지지 않도록 하기 위해 OFDM 심볼(이하 "심볼"이라 함) 사이에 채널의 지연확산보다 긴 보호 구간(guard interval)을 삽입하여 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference: ISI)을 제거할 수 있다. 그리고 보호 구간을 포함한 심볼 구간 전체의 연속성을 보장하기 위해 CP(Cyclic Prefix)를 보호 구간에 삽입한다. 즉, 심볼의 일부를 복사하여 보호 구간에 CP로서 삽입하여 심볼의 시작 부분에 배치하면, 심볼이 순환적으로 확장(cyclically extended)되어 부반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference: ICI)을 피할 수 있다.

또한 OFDM은 송신측에서의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)와 수신측에서의 FFT(Fast Fourier Transform)로 부반송파의 병렬 전송을 구현한다. 이에 따라서 OFDM 신호의 부반송파들 각각은 sinc 함수로 이루어져 이들이 서로간의 직교 성을 유지하면서 중첩되어 있는 형태를 가진다. sinc 함수의 특성으로 인해 OFDM 신호는 대역 제한(band limited)된 신호가 아니며, 인접 대역에 간섭을 일으키는 특징을 가지고 있다.

이러한 인접 대역 간섭을 줄이기 위해 주파수 대역내의 모든 부반송파에 데이터를 전송하는 것이 아니라, 해당 대역 양쪽 끝 쪽의 일부 부반송파에는 전혀 신호를 전송하지 않는 방법을 사용한다. 그러나 sinc 함수 자체의 사이드로브(side lobe)가 비교적 큰 편이어서 이런 방법만으로 인접 대역 간섭을 없애려고 하면 데이터를 전송하지 않는 부반송파의 개수를 많이 늘여야 하고, 이럴 경우 주파수 효율이 현저히 나빠지게 된다.

이에 따라 주파수 효율을 유지하면서 인접 대역 간섭 현상을 줄이는 방법으로 시간 윈도윙(windowing)을 주로 이용한다. 시간 윈도윙을 이용하면, 사이드로브를 효과적으로 줄일 수 있다. 이러한 윈도윙 기법에 사용되는 여러 윈도우 중에서 올림 코사인 윈도우(raised cosine window)가 가장 많이 이용된다.

상기한 올림 코사인 윈도우를 이용하는 올림 코사인 윈도윙 기법으로서, 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙(이하 "1 심볼 구간 윈도윙"이라 함) 기법과 3 심볼 구간 올림 코사인 윈도윙(이하 "3 심볼 구간 윈도윙"이라 함) 기법이 있다.

먼저 1 심볼 구간 윈도윙 기법에 관하여 도 1을 참조하여 설명한다. 도 1에서 T_s는 심볼 주기로서 1 심볼 구간을 나타내고, T_g는 보호 구간, T_b는 유효 심볼 구간을 나타낸다. 도 1에서 보는 바와 같이 하나의 심볼은 보호 구간 T_g와 이에 뒤 이어지는 유효 심볼 구간 T_b로 이루어진다. 보호 구간 T_g은 전술한 바와 같이 유효 심볼 구간 T_b 중에 보호 구간 T_g만큼의 뒷 부분이 CP(Cyclic Prefix)로서 복사되어 삽입된 것이다.

송신할 시간영역 OFDM 신호를 x(n)이라 할 때 신호 x(n)에 1 심볼 구간 윈도윙 기법에 따른 윈도윙을 적용한 송신신호 s(n)은 하기 수학식 1과 같고, 시간 윈도우 계수(coefficient) w(n)은 하기 수학식 2와 같이 정의된다.

상기 수학식 1,2에서 N_s는 도 1에서 보는 바와 같이 심볼 주기 T_s에 대한 시간 샘플 개수이며, m은 윈도우 사이즈(window size)이다.

상기한 수학식 1,2을 보면, OFDM 시스템의 송신기에서는 도 1에 보인 1 심볼 주기 T_s의 신호에 대하여 심볼 주기 T_s의 시작부터 선두의 윈도우 사이즈 m까지의 구간에는

을 곱하고, 선두의 윈도우 사이즈 m 이후부터 N_s-m까지의 구간에는 1을 곱하며, N_s-m 이후부터 심볼의 끝까지의 구간에는

을 곱함으로써, 1 심볼 구간 윈도윙이 이루어짐을 알 수 있다. 여기서 선두의 윈도우 사이즈 m 이후부터 N_s-m까지의 구간에는 1이 곱해지므로 원 신호와 동일하고, 선두의 윈도우 사이즈 m의 구간과 후미의 윈도우 사이즈 m의 구간이 실제 윈도윙에 의해 원 신호에 왜곡을 주는 윈도윙 구간이 된다.

본 명세서에서 이처럼 하나의 심볼에 있어서 윈도윙에 따른 선두의 윈도윙 구간과 후미의 윈도윙 구간을 각각 "선두 윈도윙 구간", "후미 윈도윙 구간"이라 칭한다.

이제 3 심볼 구간 윈도윙 기법에 관하여 도 2를 참조하여 설명한다. 도 2에서도 T_s는 심볼 주기로서 1 심볼 구간을 나타내고, T_g는 보호 구간, T_b는 유효 심볼 구간을 나타낸다. 3 심볼 구간 윈도윙 기법은 도 2에서 보는 바와 같이 현재 심볼의 프리픽스(prefix) 부분과 포스트픽스(postfix) 부분에 각각 이전 심볼의 신호와 다음 심볼의 신호를 중첩시키는 방식의 윈도우 기법이다.

송신할 시간영역 OFDM 신호를 x(n)이라 할 때 신호 x(n)에 3 심볼 구간 윈도윙을 적용한 송신신호 s(n)은 하기 수학식 3과 같이 되고, 시간 윈도우 계수 w(n)은 하기 수학식 4로 정의된다.

상기 수학식 3,4에서도 N_s는 한 심볼 주기 T_s에 대한 시간 샘플 개수이며, m은 윈도우 사이즈이다. 그리고 b_k는 k번째 부반송파에서 전송된 주파수 도메인 신호이고, N_g는 보호 구간 T_g 동안의 시간 샘플의 개수이며, N_used는 IFFT 사이즈에 해당하는 전체 부반송파들 중에 신호를 전송하지 않는 가상 부반송파(virtual carrier)들을 제외한 부반송파 개수이다. 즉, IFFT 사이즈에 해당하는 전체 부반송파들 중에 파일럿이나 데이터 할당이 가능한 부반송파 개수이다.

그러나 윈도윙은 신호에 인위적으로 왜곡을 주는 방식이므로, 이로 인해 시스템의 EVM(Error Vector Magnitude)이 나빠지며, 윈도윙에 의해 하드웨어 복잡도 가 증가한다.

특히 1 심볼 구간동안 윈도윙을 취하는 기법은 그 구현이 간단하고 사이드로브 감쇄효과가 뛰어나지만 EVM 성능에 치명적인 영향을 미친다.

상기 EVM은 하기 수학식 5처럼 정의되는데, 송신기의 모듈레이션(modulation) 정확도의 척도가 되며, 스펙트럼(spectrum mask)와 함께 송신 시스템 구현의 중요한 파라미터로서, 특정 OFDM 시스템의 규격 상에 정해지는 조건을 항상 만족해야 한다.

상기 수학식 1에서

는 성상 포인트(contellation point) 중 가장 바깥쪽, 즉 크기(magnitude)가 가장 큰 포인트의 크기를 나타내며,

,

는 각각 실수 축과 허수 축, 즉 동위상(Inphase) 축과 직교(quadraturer) 위상 축의 에러 벡터이며, N은 부반송파 개수를 나타낸다.

도 3은 1 심볼 구간 윈도윙 기법의 윈도우 사이즈에 따른 EVM 시뮬레이션(simulaiton) 결과로서, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)와 16-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 각각의 변조방식의 송신 신호에 대하여 윈도우 사이즈 m이 4, 8, 12, 16, 24, 32인 경우의 EVM을 보인다. 도 3에서 보는 것처럼 윈도우 사이즈가 증가할수록 EVM도 나빠짐을 알 수 있다. 따라서 1 심볼 구간 윈도윙 방식은 EVM 조건을 만족하기 힘들다.

반면에 3 심볼 구간 윈도윙 기법은 1 심볼 구간 윈도윙 기법에 비해 EVM 성능을 떨어뜨리는 정도가 낮지만, 그 구현상에 여러 가지 문제가 있다. 즉, 3 심볼 구간 윈도윙 방식에 따르면 현재 심볼을 전송하기 위해서는 다음 심볼의 신호를 알아야 하므로 1 심볼 구간동안의 처리 지연(processing delay)이 생기게 되며, 이로 인한 제어 로직(control logic)과 버퍼 사이즈가 증가한다는 단점이 있다. 따라서 3 심볼 구간 윈도윙 방식을 이용할 경우 하드웨어 복잡도가 상당히 증가한다.

따라서 본 발명은 EVM에 대한 영향을 완전히 없애면서도 비교적 간단히 구현할 수 있는 방법 및 장치를 제공한다.

이를 위한 본 발명은, 보호 구간과 이에 뒤이어지는 유효 심볼 구간으로 이루어지며 보호 구간의 선두와 유효 심볼구간의 후미 각각에 송신측에서의 윈도윙에 따른 윈도윙 구간을 가지는 수신 심볼을 입력하여, 선두 윈도윙 구간과 유효 심볼 구간 사이의 신호로 후미 윈도윙 구간의 신호를 대체하여 후미 윈도윙 구간의 신호가 대체된 유효 심볼 구간의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)할 신호로 출력한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명 및 첨부 도면에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

후술하는 본 발명의 실시 예는 기본적으로 1 심볼 구간 윈도윙 기법이 적용되어 송신된 심볼에 적용된다. 그러므로 송신측에서의 윈도윙 기법과 윈도우 계수는 전술한 1 심볼 구간 윈도윙 기법과 동일하다. 따라서 송신기 구조는 전술한 1 심볼 구간 윈도윙을 이용하는 시스템과 동일하다.

이에 따라 송신단의 스펙트럼은 도 4에 보인 통상의 1 심볼 구간 윈도윙 기법에 따른 스펙트럼과 동일하다. 도 4는 1 심볼 구간 윈도윙된 신호의 스펙트럼을 보인 것으로, 1,024개의 부반송파를 가진 16-QAM 신호의 윈도우 사이즈에 따른 스펙트럼들을 보인 것이다. 1,024개의 부반송파 중 실제 데이터가 전송된 부반송파는 864개이며, 나머지 부반송파는 인접 대역 간섭을 줄이기 위해 사용하지 않는다. 또한 이상적 필터(ideal filter)의 경우는 윈도윙을 적용하지 않은 경우로서, 소거 대역 감쇠 이득(stop band attenuation gain)이 80dB인 하프 대역 로우패스 필터(half band lowpass filter)를 보간(interpolation) 필터로 이용하여 송신 신호를 2배 보간을 하였다. 도 4에서 보는 바와 같이 윈도우 사이즈가 증가할수록 소거 대역 감쇠 이득이 증가하고, 사이드로브의 경사도가 급해지는 것을 볼 수 있다.

본 발명은 이러한 윈도윙 효과를 송신단에서는 그대로 얻으면서, 수신기 구조를 변경해 EVM을 완전히 없앨 수 있도록 한다.

전술한 도 1에 보인 1 심볼 구간 윈도윙 기법에서 윈도윙에 의해 신호에 왜곡을 주는 부분은 선두 윈도윙 구간, 즉 보호 구간 T_g의 n = 0 ∼ m인 구간과 후미 윈도윙 구간, 즉 유효 심볼 구간 T_b인 n = N_s-m ∼ N_s-1인 구간이다. 그러나 보호 구간 T_g의 신호는 OFDM 수신기에서 FFT 부의 입력 전단에서 제거한 후 유효 심볼 구간 T_b신호에 대하여만 복원하므로 실제적으로 EVM에 영향을 미치지는 않는다. 그러므로 EVM에 영향을 미치는 부분은 유효 심볼 구간 T_b내에서 윈도윙된 신호이다.

또한 시간 영역 신호는 기본적으로 연속인 신호이며, 유효 심볼 구간 T_b의 윈도윙된 신호는 보호 구간 T_g에 삽입된 CP의 뒷 부분에 있는 신호와 같은 신호이다. 따라서 FFT 부에 입력전에 CP를 제거하는 부분에서 하기 수학식 6처럼 신호를 재정렬하면, 윈도윙에 의한 영향을 완전히 없앨 수 있다.

여기서 r(n)는 수신신호이며, N_g는 보호 구간 T_g 동안의 시간 샘플 개수이고, N_FFT는 FFT 사이즈이며, y(

)은 재정렬된 FFT 입력 신호이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 블록 구성도로서, 통상적인 OFDM 수신기에서 동기화(synchronization)부(102)와 FFT(Fast Fourier Transform) 부(106) 사이에 본 발명의 실시예에 따라 심볼 재정렬기(symbol realigner)(104)를 구비한다. 수신된 신호로부터 얻어지는 베이스밴드 디지털 수신 신호는 수신 필터(100)를 거쳐 동기화부(102)에 의해 심볼 타이밍과 주파수 동기가 이루어진다. 동기화부(102)의 출력 신호는 통상적으로 보호 구간 추출부(도시하지 않았음)에 입력 되어 CP가 제거된 후, FFT 부(210)에 입력되어 FFT된다.

하지만 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기에서는 도 5에서 보는 바와 같이, 동기화부(102)의 출력 신호가 심볼 재정렬기(104)를 거쳐 FFT 부(106)에 입력된다. 심볼 재정렬기(104)는 상기한 수학식 6처럼 심볼의 신호를 재정렬하여 FFT 부(106)로 FFT할 신호로서 출력한다. 즉, 심볼 재정렬기(104)는 도 6에 보인 바와 같이 보호 구간 T_g 중에 선두 윈도윙 구간(200)과 유효 심볼 구간 T_b 사이의 구간(202)의 신호로 후미 윈도윙 구간(204)의 신호를 대체하여 후미 윈도윙 구간(204)의 신호가 대체된 유효 심볼 구간 T_b의 신호를 FFT 부(106)로 FFT할 신호로서 출력한다.

상기한 바와 같이 유효 심볼 구간 T_b의 윈도윙된 신호, 즉 후미 윈도윙 구간(204)의 신호는 보호 구간 T_g에 삽입된 CP의 뒷 부분(202)에 있는 신호와 같은 신호이다. 그러므로 송신측에서의 윈도윙에 따라 왜곡된 후미 윈도윙 구간(204)의 신호 대신에 윈도윙에 의해 영향을 받지 않은 구간(202)의 신호가 FFT 부(106)에서 FFT됨으로써 송신측에서의 윈도윙에 의한 영향을 완전히 없앨 수 있다.

도 7은 상기한 심볼 재정렬기(104)의 심볼 재정렬 처리 흐름도를 보인 것으로, 매 심볼에 대하여 상기 수학식 6에 따른 처리를 하는 단계들을 보인 것이다. 먼저 심볼 재정렬기(104)는 (300)단계에서 동기화부(102)로부터 하나의 수신 심볼의 신호를 입력하여 저장한다. 이때 수신신호를 r(n)이라 하면, 도 6에 보인 바와 같이 심볼 주기 T_s 전체의 신호이므로 n은 0 ∼ (N_FFT + N_g - 1)이 된다.

다음에 (302)단계에서

을 0으로 초기화하고, (304)단계에서

이 N_FFT -m보다 작으면 (306)단계로 진행하고 N_FFT -m보다 작지 않으면 (310)단계로 진행한다. 상기 (306)단계에서는

을 FFT 부(106)로 출력한 후 (308)단계에서

을 1 증가시킨 후 상기 (304)단계로 되돌아간다. 상기 (310)단계에서는

이 N_FFT보다 작으면 (312)단계로 진행하고 작지 않으면 종료한다. 상기 (312)단계에서는

을 FFT 부(106)로 출력한 후 (308)단계에서

을 1 증가시킨 후 상기 (304)단계로 되돌아간다.

즉,

이 N_FFT -m이 되기 전까지

을 1씩 증가시켜 가면서

을 FFT 부(106)로 출력함으로써, 도 6에 보인 보호 구간 T_g의 신호는 제외하고 유효 심볼 구간 T_b의 처음부터 후미 윈도윙 구간(204) 이전까지의 신호를 FFT 부(106)로 그대로 출력하는 것이다. 이렇게 하여 유효 심볼 구간 T_b 중에 처음부터 후미 윈도윙 구간(204) 이전까지의 신호를 모두 출력하고 나면,

이 N_FFT가 되기 전까지

을 1씩 증가시켜 가면서

을 FFT 부(106)로 출력함으로써 선두 윈도윙 구간(200)과 유효 심볼 구간 T_b 사이의 구간(202)의 신호를 후미 윈도 윙 구간(204)의 신호 대신에 FFT 부(106)로 출력하는 것이다.

이처럼 FFT 부(106)로 출력된 신호는 통상의 OFDM 수신기에서와 마찬가지로 FFT된 다음에 채널 추정기/보상기(channel estimator/compensator)(108)에 의해 채널 추정 및 추정된 채널값에 따라 채널 왜곡이 보상된 다음에, 복조기/FEC(Forward Error Correction) 디코더(110)에 의해 데이터가 복원된다.

도 8은 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널 환경에서 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 SNR(Signal-to-Noise Ratio)에 따른 BER(Bit Error Rate) 성능을 보인다. 시뮬레이션 환경은, FFT 사이즈는 1,024, 변조 방식은 QPSK, CTC(Convolutional Turbo Code) 1/2 코드, 윈도우 사이즈는 32이다. 도 8에서와 같이 본 발명의 실시예에 따른 수신기 구조가 심볼 재정렬을 취하지 않은 경우에 비해 BER 성능 개선 효과가 있음을 알 수 있다. 이는 윈도윙에 의해 인위적으로 주어진 왜곡의 영향을 심볼 재정렬기(104)에서 없앨 수 있기 때문이다.

따라서 본 발명에 따른 수신기 구조는 채널의 영향이 전혀 없는 이상적인 수신기에서 윈도윙에 의한 EVM성능 열화를 완전히 제거할 수 있다. 이뿐만 아니라 도 8에서 보는 바와 같이 AWGN 채널에서 윈도윙에 의해 나빠지는 BER 성능도 어느 정도 개선시킬 수 있다. 또한 본 발명은 OFDM 신호의 특징을 이용하는 방식으로서, 수신신호의 순서만을 재정렬하는 방식으로 간단히 구현할 수 있으므로 하드웨어 복잡도에 대한 부담이 낮다는 장점이 있다.

다만 이러한 방식은 결국 OFDM의 보호 구간을 좁힌다. 그러나 도 4에서와 같이 1 심볼 구간 윈도윙 방식의 윈도윙 성능이 뛰어나기 때문에, 윈도우 사이즈를 4 나 8 정도로 설정해도 충분하다. 이럴 경우 본 발명으로 인해 보호 구간이 줄어드는 영향이 크지 않으며, FFT 이후의 채널 추정에 미치는 영향도 역시 크지 않다.

한편 상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 여러가지 변형이 본 발명의 범위내에서 이루어질 수 있다. 특히 본 발명의 실시 예에서는 1 심볼 구간 윈도윙 기법을 채용한 OFDM 시스템에 적용하는 예를 들었으나, 3 심볼 구간 윈도윙 기법을 채용한 경우에도 필요하다면 마찬가지로 적용될 수 있다. 이러한 경우에는 도 2에 보인 보호 구간 T_g의 뒷 부분, 즉 프리픽스 구간 T_prefix의 신호로 포스트픽스 구간 T_postfix의 신호를 대체하면 된다. 이뿐만 아니라 OFDM에 기반한 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템은 물론이고 OFDM 시간 윈도윙 기법을 채용한 시스템에서 윈도윙에 의한 EVM 영향을 감소시키기 위해서라면 마찬가지로 적용될 수 있다. 따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의하여 한정되는 것이 아니며 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의하여 정하여져야 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 유효 심볼 구간의 신호 중에 윈도윙에 따라 왜곡된 구간의 신호를 보호 구간의 신호 중에 윈도윙에 의한 영향을 받지 않은 구간의 신호로 대체하여 송신측에서의 윈도윙에 의한 영향을 완전히 없앰으로써 EVM을 감소시킬 수 있다. 또한 수신신호의 순서만을 재정렬하는 방식이므로 간단히 구현 할 수 있다.

Claims

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에서 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 방법에 있어서,

보호 구간과 이에 뒤이어지는 유효 심볼 구간으로 이루어지며 상기 보호 구간의 선두와 상기 유효 심볼구간의 후미 각각에 송신측에서의 윈도윙에 따른 윈도윙 구간을 가지는 수신 심볼을 입력하는 단계와,

상기 선두 윈도윙 구간과 상기 유효 심볼 구간 사이의 신호로 상기 후미 윈도윙 구간의 신호를 대체하여 상기 후미 윈도윙 구간의 신호가 대체된 유효 심볼 구간의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 부에 FFT할 신호로서 출력하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 방법.
제1항에 있어서, 상기 출력 단계가,

상기 유효 심볼 구간의 신호 중에 상기 보호 구간과 후미 윈도윙 구간 사이의 신호를 상기 FFT 부로 출력하는 단계와,

상기 보호 구간의 신호 중에 상기 선두 윈도윙 구간과 상기 유효 심볼 구간 사이의 신호를 상기 FFT 부로 출력하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 방법.
제2항에 있어서, 상기 윈도윙이, 상기 심볼에 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도우를 적용한 것임을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 방법.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에서 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 장치에 있어서,

보호 구간과 이에 뒤이어지는 유효 심볼 구간으로 이루어지며 상기 보호 구간의 선두와 상기 유효 심볼구간의 후미 각각에 송신측에서의 윈도윙에 따른 윈도윙 구간을 가지는 수신 심볼의 신호를 입력하여, 상기 선두 윈도윙 구간과 상기 유효 심볼 구간 사이의 신호로 상기 후미 윈도윙 구간의 신호를 대체하여 상기 후미 윈도윙 구간의 신호가 대체된 유효 심볼 구간의 신호를 출력하는 심볼 재정렬기와,

상기 후미 윈도윙 구간의 신호가 대체된 유효 심볼 구간의 신호를 입력하여 FFT(Fast Fourier Transform)하는 FFT 부를 구비함을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 장치.
제4항에 있어서, 상기 심볼 재정렬기가, 상기 유효 심볼 구간의 신호 중에 상기 보호 구간과 후미 윈도윙 구간 사이의 신호를 상기 FFT 부로 출력하며 그에 뒤이어 상기 보호 구간의 신호 중에 상기 선두 윈도윙 구간과 상기 유효 심볼 구간 사이의 신호를 상기 FFT 부로 출력함을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 장치.
제5항에 있어서, 상기 윈도윙이, 상기 심볼에 1 심볼 구간 올림 코사인 윈도우를 적용한 것임을 특징으로 하는 에러 벡터 크기를 감소시키기 위한 장치.