KR20060000054A

KR20060000054A - 고속 이동 환경을 위한 하이브리드 채널 추정 방법 및시스템

Info

Publication number: KR20060000054A
Application number: KR1020040048909A
Authority: KR
Inventors: 김동순; 전원기; 이연성; 위정욱; 서정욱
Original assignee: 전자부품연구원
Priority date: 2004-06-28
Filing date: 2004-06-28
Publication date: 2006-01-06
Also published as: US20050286406A1; KR100635534B1; US7649830B2

Abstract

OFDM 통신 시스템의 채널 추정에 관한 것으로서, 본 발명의 채널 추정 방법은 결정 지향 채널 추정 방식에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와, 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와, 상기 두 채널 계수에 각각 소정의 승산 계수를 곱한 후 가산하여 수신된 신호의 최종 채널 계수를 계산하는 단계를 포함한다. 상기 결정 지향 채널 추정 방식에 의한 채널 계수 획득 단계는, 긴 훈련 심볼을 LS(Least Square) 기법에 의해 처리하여 최초 채널 계수를 획득하는 단계와, 고속 푸리에 변환된 새로운 심볼을 이전 채널 계수에 의해 등화시켜 복조 및 변조하여 데이터 d^re를 생성하는 단계와, 상기 새로운 심볼을 상기 데이터 d^re로 제산하여 새로운 채널 계수를 획득하는 단계를 포함하며 잡음을 감소시키기 위하여 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 기법으로 처리하는 단계를 더 포함하며, 새로운 채널 계수는 이전에 추정한 채널 계수를 고려하여 결정한다.

OFDM, 채널 추정, 하이브리드, 결정 지향 채널 추정, 파일롯 심볼 이용 채널 추정

Description

고속 이동 환경을 위한 하이브리드 채널 추정 방법 및 시스템{Hybrid type chnnel estimation method and system for mobile environment}

도 1은 종래의 OFMD 송수신기 구조를 도시한 도면.

도 2는 본 발명에 따르는 채널 추정기의 구조를 도시한 도면.

도 3은 본 발명에 따르는 결정 지향 방식의 채널 추정기 구조를 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 따르는 채널 추정기에서 LS(Least Square) 기법을 수행하기 위한 구조를 도시한 기능 블록도.

도 5는 본 발명에 따르는 채널 추정 방식의 효과를 나타내기 위하여 LMMSE 방식과 LS 방식의 취한 경우의 결과를 비교한 도면.

도 6 및 도 7은 본 발명에 따르는 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식의 효과를 나타내기 위하여 도시한 도면.

도 8은 RMS 100ns인 JTC 채널 모델에서 본 발명에 따르는 채널 추정 방식의 BER 성능을 나타내기 위하여 도시한 도면.

도 9는 RMS 150ns인 JTC 채널 모델에서 본 발명에 따르는 채널 추정 방식의 BER 성능을 나타내기 위하여 도시한 도면.

도 10은 제이크 페이딩 채널(Jake's fading channel)에서 이동 속도에 따른 본 발명의 채널 방식의 BER 성능을 도시한 도면.

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로는 송신기 및/또는 수신기가 고속으로 이동 중인 시변 환경에서의 OFDM 채널 추정 방법 및 시스템에 관한 것이다.

한정된 통신 대역은 무선 통신 시스템들의 용량에 대한 상당한 제약이므로, 무선 통신 용량을 증대시키기 위하여, 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 같은 직교 변조 방식들이 반송파상에 정보를 변조하기 위하여 그리고 상기 변조된 신호의 전송을 위하여 개발되어 왔다.

OFDM은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 복수의 협대역 주파수 부대역으로 분할하는 광대역 변조 방식으로서, 각 부대역은 무선 주파수(RF) 부반송파를 포함하며, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교한다. 상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과의 간섭없이 중첩됨을 허용한다. 주파수 대역폭을 복수의 직교 부대역들로 분할함으로 말미암아 OFDM 방식은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용이 가능하다.

도 1은 종래의 예시적인 OFDM 통신 시스템(100)을 도시한 도면이다. OFDM 통신 시스템(100)은 송신측(102 내지 118) 및 수신측(122 내지 136)으로 이루어진다. 송신측에서, 데이터 송신부(102)는 부호기(104)로 데이터(통상적으로, 비트 스트림 형식)을 소싱한다. 부호기(104)는 상기 비트 스트림에 에러 정정 코드(통상적으로, 순방향 에러 정정 코드)를 적용하고 상기 부호화된 비트 스트림을 심볼 매퍼(106)로 전달한다. 심볼 매퍼(106)는 상기 비트 스트림을 P 비트들의 그룹들(P-투플들)로 그룹화하고 그다음 심볼 스트림을 생성하기 위하여 각 P-투플을 M개의 가능한 심볼들 중 한 심볼로 매핑하는데, M=2P 이고 각 심볼은 다차원 변조 방식에서의 한 무리의 포인트들에서의 한 포인트로서 표현된다. 통상, 다중 위상 편이 방식(MPSK: Multiple Phase Shift Keying) 또는 다중 직교 진폭 변조(MQAM: Multiple Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식과 같은, 2차원 변조 방식이 사용된다.

심볼 매퍼(106)는 상기 심볼 스트림을 역다중화기와 같은, 직렬-병렬 변환기(S/P)(108)로 전달한다. S/P(108)는 상기 심볼 스트림을 직렬에서 병렬 형태로 변환하고 N 병렬 심볼들의 출력을 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 또는 역 고속푸리에 변환(IFFT) 블록과 같은 직교 변조기(110)에 인가한다. 직교 변조기(110)는 N 병렬 변조된 부반송파들을 생성하기 위하여, N 부반송파들의 각 부반송파를 상기 N 심볼들 중 하나에 의해 변조하는데, 각 부반송파는 모든 다른 부반송파들에 직교적이다. 그 다음 상기 N 변조된 부반송파들은 직교 변조기(110)에 의해 출력 신호(113)를 생성하기 위하여 N 변조된 부반송파들을 결합하는 다중화기와 같은, 병렬-직렬(P/S) 변환기(112)로 전달된다. P/S 변환기(112)는 출력 신호(115)를 생성하기 위하여 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스를 상기 신호에 부가하는 순환 프리픽스(C/P) 부가기(114)로 출력 신호(113)를 전달한다. 그다음 신호(115)는 신호(115)를 기저대역 주파수에서 송신 주파수로 상향 주파수 변환하는 상향 주파수 변환기(116)로 전달된다. 상기 상향 주파수 변환된 신호는 상기 신호를 증폭하고 상기 증폭된 신호를 안테나를 통해 송신하는 전력 증폭기(PA)(118)로 전달된다.

통신 시스템(100)의 수신측(262)은 상기 송신측(260)에 관해 역 기능을 구현한다. 수신된 신호는 수신된 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기(LNA)로 전달되고 그다음 상기 증폭된 신호를 송신 주파수에서 기저대역 주파수로 하향 주파수 변환하는 하향 주파수 변환기(122)로 전달된다. 상기 기저대역 신호는 상기 신호에 부가된 순환 프리픽스를 제거하는 순환 프리픽스(C/P) 제거기(124)로 전달된다. C/P 제어기(124)는 상기 순환 프리픽스없는 신호를 S/P 변환기(126)로 전달한다. S/P 변환기(126)는 상기 하향 주파수 변환되고, 프리픽스없는 신호를 직렬에서 병렬 형태로 변환하고, N 병렬 변조된 부반송파들을 출력한다. 상기 N 병렬 변조된 부반송파들은 직교 변조기(110)에서 사용된 상기 N 직교 함수들에 기초하여 송신된 정보를 복조하는, 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 직교 복조기(128)로 전달된다. 직교 복조기(128)의 출력은 상기 N 변조된 부반송파들에 기초하는 N 병렬 심볼들을 포함하며, 이들은 변환기(132)로 전달된다. P/S 변환기(132)는 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 심볼들을 병렬에서 직렬 형태로 변환하고 상기 심볼 스트림을 역 심볼 매퍼(132)로 전달한다. 역 심볼 매퍼(132)는 심볼 매퍼(108)에 의해 사용된 심볼 매핑 방식에 기초하여 각 심볼에 대응하는 P-투플을 복구함으로써 비트 스트림을 생성한다. 그 다음 역 심볼 매퍼(132)는 상기 복구된 비트 스트림을 복호기(134)로 전달한다. 복호기(134)는 부호기(104)에 의해 적용된 에러 정정 코드에 기초하여 상기 비트 스트림을 복호화하고 복호화된 비트 스트림을 데이터 수신부(136)로 전달한다.

OFDM 시스템의 대역폭 효율에 대한 키는 부반송파들의 직교성이다. 반송파 직교성을 유지하기 위하여, OFDM 시스템은 각 OFDM 심볼에 '순환 프리픽스'로서 지칭되는 시간 길이 Tg 의 보호 대역 간격(guard band interval)을 부가한다. 따라서, 송신된 OFDM 심볼은 일반적으로 두 간격들, 상기 보호 대역 간격(Tg ) 및 상기 OFDM 심볼 간격(symbol interval)(Ts)을 포함하는 것으로 간주될 수 있어서, 송신된 심볼의 전체 주기 Ttotal =Tg + Ts 이다. 보호 대역 간격 또는 순환 프리픽스의 사용은 시간이 정보의 반복 부분에서 소비되기 때문에 스펙트럼 효율을 감소시킨다. 그러므로, 상기 보호 대역 간격의 길이는 제한되어야 한다.

그러나, 심볼간 간섭을 제거하기 위하여(부대역에서 송신된 하나의 심볼은 동일한 부대역에 송신된 후속 심볼과 간섭된다), 상기 보호 대역 간격은 적어도 전파(propagation) 환경에 의해 시스템에 야기되는 다중경로 지연(multipath delay) 또는 페이딩만큼은 길어야 한다.

무선 통신 시스템들에 있어서, 다중경로 지연은 매우 예측할 수 없을 수 있다. 이러한 시스템들에서의 다중경로 지연은 임의적인 현상이고, 무선 통신 시스템에서 송신된 신호에 유입된 다중경로 지연이 상기 순환 프리픽스의 미리 지정된 길이보다 더 짧지 않은 경우들이 존재한다.

즉, 패킷 기반의 전송을 위한 OFDM 시스템은 고속 데이터 전송을 위해 비교 적 짧은 OFDM 심볼을 사용하지만, 자동차나 열차와 같은 고속 이동 환경에서의 통신 시스템의 경우 송신된 신호가 시불변 채널 특성이라는 가정을 초월하여 시간이나 주파수에서 페이딩을 경험하는 경우가 발생하게 되며, 이런 경우 패킷 동안 시간상에서 채널의 변화들은 무시할 수 없게 된다. 따라서 이러한 경우 패킷 헤더(긴 훈련 심볼)에서 얻어진 CSI(Channel State Information)은 신뢰할 수 없게 된다. 만약 심볼 주기가 충분히 길지 못할 경우, 각각의 부반송파 대역 내의 채널은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 겪게 되고, 데이터 심볼 내 삽입된 파일럿 심볼들을 보간해서 얻은 CSI도 신뢰할 수 없다.

전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 OFDM 기반의 패킷 전송 시스템에서 추정된 CSI 정보의 정확성을 증진하기 위한 방법 및 시스템을 제공하는 것이다.

전술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방법으로서, 결정 지향 채널 추정 방식(decision-directed channel estimation)에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와, 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식(pilot-symbol-aided channel estimation)에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와, 상기 두 채널 계수에 각각 소정의 승산 계수를 곱한 후 가산하여 수신된 신호의 최종 채널 계수를 계산하는 단계를 포함하는 하이브리드 채널 추정 방법을 제공한다.

본 발명의 핵심적 기술 사상은 고속 이동중에도 신뢰성 높은 정확한 CSI 정 보 추출을 위하여 채널 추정에 있어서 시간 및 주파수 영역에서 처리되는 하이브리드 형태의 Direct-dedicated 채널 추정 방식을 적용한다는 것이다.

고속 무선통신 시스템은 채널의 왜곡으로 인한 심볼간 간섭의 발생 문제가 심각하게 작용하여 이로 인하여 수신기의 등화기가 복잡하게 된다. 따라서, 근래의 시스템들은 심볼간 간섭 문제를 일으키지 않는 CDMA 방식이나 OFDM 방식을 선호하고 있다. CDMA 방식은 딜레이 스프레드(delay spread)에 존재하는 다경로를 구분해 낼 수 있으며 OFDM 방식은 하나의 반송파를 여러 개의 부반송파로 나누어 심볼 구간이 딜레이 스프레드에 비해 길도록 함으로써 심볼간 간섭을 회피한다. 그러나, CDMA 나 OFDM 을 사용하는 경우라도 복잡한 등화기는 필요하지 않지만 채널에 의해서 신호가 왜곡되는 것을 보상해주는 단일 탭 등화기 형태의 채널추정(channel estimation) 및 채널보상(channel compensation)이 필요하다.

채널 추정 알고리즘은 파일럿 심볼 이용 채널추정방법(pilot-symbol-aided channel estimation)과 결정지향 채널추정 방법 (decision-directed channel estimation) 의 두 종류로 분류할 수 있다. 파일럿 심볼 이용 채널추정방법은 데이터의 중간에 주기적으로 파일럿(pilot)이라고 불리는 약정된 신호를 보내어 이를 이용해서 채널추정을 하는 방법이고, 결정지향 채널추정 방법은 파일럿 심볼뿐만 아니라 일반 데이터를 같이 이용하여 채널추정 값의 잡음분산을 줄이는 방법이다. 두 알고리즘 모두 채널 추정 값의 잡음분산을 줄이기 위해서 상관관계가 높은 인접한 채널 값들을 이용하여 필터를 통과시켜 양질의 채널 추정 값을 얻는 데 유용하다.

한편, 일반적으로 채널추정기의 필터 크기는 이동체의 속도 추정을 이용하여 결정하지만 필터 크기를 결정짓는 요소는 속도와 관련된 도플러 주파수만 있는 것은 아니다. 파일럿 심볼 이용 채널추정방법은 수신된 신호를 전송된 신호로 나누어 줌으로써 순간 채널 추정 값을 얻는 방식으로서, 순간 채널 추정 값은 잡음분산이 크므로 필터를 통과시켜 보다 정확한 추정값을 얻는다. 파일럿 심볼 이용 채널 추정 방법의 경우 필터크기는 신호 대잡음비와 채널의 변화속도에 의해 결정 된다. 잡음분산은 필터 크기에 비례해서 값이 감소하며 채널변화에 의한 부분은 필터크기가 증가함에 따라 값이 증가하게 된다. 따라서 추정한 채널 값의 분산이 최소인 지점을 선택하여 필터크기를 결정해야 한다.

결정지향 채널추정 방법은 결정된 데이터를 파일럿처럼 사용하는 방법으로 결정오류가 발생하였을 경우 추정한 채널 값의 분산에 영향을 주기 때문에 신호대 잡음비와 채널의 변화속도만을 고려해서는 최적의 필터크기를 결정할 수 없으며 결정 오류 확률까지 함께 고려하여 최적의 필터크기를 결정해야 한다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 구성을 상세히 설명한다. 도 2는 본 발명에 따른 채널 예측기의 구조를 도시한 도면이다.

수신 신호가 보호 대역 구간 제거기(200)을 거쳐 FFT 연산기(210)에 입력되며, FFT 연산기(210)로부터의 신호는 파일롯 제거기(220)와, 복조기 및 변조기(230, 240)을 통과하여 결정 지향 채널 추정기(250)에서 채널 추정이 이루어지고 계수 ??가 승산되어 가산기(280)에 입력된다. 이와 동시에 FFT 연산기(210)를 거친 신호는 파일롯 심볼 이용 채널 추정기(260)와 지연기(270)을 거친 후의 채널 추정 결과가 계수 ??가 승산되어 가산기(280)에 전달되고, 가산기(280)로부터의 출력값은 결정 지향 및 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식을 모두 이용하여 계산된 추정 채널 값이 된다.

즉, 본 발명에 따른 채널 추정 방법은 더 정확한 CSI를 얻기 위해서 결정 지향 채널 추정 방식과 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식을 함께 채택한다. 여기서 각 OFDM 심볼안의 제한된 수의 파일럿 심볼을 이용하는 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식은 채널의 시간에 따라 변하는 속성에 대처하기 위해서 사용되며, 결정 지향 채널 추정 방식은 채널의 주파수 선택성을 극복하기 위해서 이용된다.

패킷 앞부분에 적용되는 결정 지향 채널 추정 방법은 처음 긴 훈련 심볼을 LS(Least Square)기법을 이용해서 얻어진 채널 정보를 초기값으로 두고, 결정된 데이터 심볼을 이용하여 채널 정보를 업데이트한다. 보다 정확한 채널 계수를 얻기 위해서 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식을 사용하였으며, 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식은 최대 시간 지연이 보호 구간을 넘는 경우에 대처하기 위해서 파일럿 심볼 위치에서 LS함으로써 얻어진 채널 추정값을 누적 평균하고, 데이터 심볼 위치에서 채널 계수를 얻기 위해 선형 보간한다. 이 값을 IFFT(Inverse FFT)하고 보호 구간을 넘어온 시간 지연을 추정한 후 실제 채널 계수에 근접하도록 업데이트 한다.

결정 지향 채널 추정 방식과 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식을 함께 적용한 채널 추정결과는 아래의 수학식 1과 같다.

여기서 α 및 β는 결정 계수 이며 이하에서 구체적으로 설명한다.

<결정 지향(Decision-directed) 채널 추정>

도 3을 참조하여 결정 지향 채널 추정 방식을 보다 구체적으로 설명하면, FFT(300)를 거친 수신된 데이터

는 이전 심볼에 의해 추정된 채널 계수

에 의해 아래의 수학식 2에 따라 등화된다.

등화된 심볼

를 복조기(340)에서 복조한 후 이를 다시 변조기(350)에서 변조하면 데이터

가 생성된다. 새로운 채널 계수

를 얻기 위해서 수신된 심볼

은 아래의 수학식 3과 같이

로 나뉘어지고, 잡음의 영향을 줄이기 위해서 MMSE 블록(310)을 거치게 된다.

결정된 데이터 심볼에 오류가 있는 경우에는 성능이 저하되므로, 이를 방지 하기 위해, 수학식 4에서와 같이, 이전에 추정한 채널을 함께 이용한다.

<결정 지향 추정 방식의 업데이트 인자 (

)의 결정>

수학식 4의 업데이트 인자

의 결정은 아래와 같이 이루어진다.

수신된 신호

은 잡음

와 채널

에 의해 간섭을 받는 랜덤변수라고 가정한다.

, (여기서 D는 데이터 세트)

이러한 가정하에

의 PDF는 다음과 같다.

(S는 수신 신호)

M-QAM 변조에서

(

)은 유한의 알파벳 세트 d 로부터 정해질 것이다. 만약 모든 심볼

이 송신부에서 균일 분포한다고 가정하면, 전 확률 공식과 베이 정리에 의해서

의 사후확률은 다음과 같다.

위 수학식 7은 측정된 심볼은 알파벳 세트 d 에서 가장 큰 사후 확률을 가짐을 보여준다.

(M은 유한한 데이터 세트의 최대수)

순환 필터에서 발생된 업데이트 인자

(

)는 복조된 심볼의 품질(즉,수신된 심볼을 위한 채널 추정의 신뢰성)을 가리킨다.

과

는 의 범위에서 균일 분포하지 않기 때문에 정규화된 인자

는 결정 지향 채널 추정 방식에서 아래의 수학식 9와 같이 계산된다.

수학식 9에서 α는 추정하기 원하는 신호의 레벨값이며, 이는 추정하기 원하는 신호를 레퍼런스값으로 나누는 상관기의 출력값을 제곱함으로써 얻을 수 있다.

,

여기서, k는 OFMD 신호의 심볼 길이이고, n는 부반송파 번호, m은 부반송파의 총수이며, α는 결정 지향 채널 추정 결과와 파일롯 심볼의 채널 추정 결과를 혼합할 때 결정 지향 채널 추정의 결과에 곱해지는 승산 계수이기도 하다.

<Least-Square 채널 추정>

전술한 바와 같이, 본 발명에 따르는 결정 지향 채널 추정 방식은 우선 긴 훈련 심볼을 LS 기법으로 처리하여 얻어진 채널 정보를 초기값으로 두고, 결정된 데이터 심볼을 이용하여 채널 정보를 업데이트한다. 이하, 도 4를 참조하여 LS 기법에 대해 상술한다.

FFT블록을 거친 수신된 긴 훈련 심볼

은 송신된 긴 훈련 심볼

과 channel

의 곱에 잡음

가 더해진 형태이다.

여기서, 긴 훈련 심볼을 이용한 채널 추정은 아래의 수학식 12에 따라 수행된다.

잡음

은 서로 독립이기 때문에,

의 분산값은 각각의 노이즈 샘플의 분산값의 절반과 같다

결정 지향 채널 추정에서 잡음 성분을 줄이기 위한 LMMSE 의 블록은 다음과 같다.

여기서,

이고,

: 잡음의 분산

공분산 행렬

이다.

LMMSE 채널 추정은 역행렬은 X값이 변할 때마다 필요하기 때문에 상당한 복잡도를 가진다.

하지만, 이 추정의 복잡도는 송신 데이터를 평균 (

) 함으로써 감소시킬 수 있다. 모든 부반송파에서 같은 신호 성상과 모든 성상 위치들에서 같은 확률값을 가진다고 가정하면,

부분은

으로 변환될 수 있다. 평균 SNR을

으로 정의하면, LMMSE 채널 추정은 아래의 수학식 14와 같이 단순해진다.

여기서,

: 신호 성상에 좌우되는 상수값이며, 각 변조 방식에 따른 β값은 아래의 표1과 같다.

변조 방식	β값
BPSK	1
QPSK	1
16-QAM	1.8889
64-QAM	2.6854

X는 행렬 계산에 필요한 인자가 아니기 때문에 X가 변할 때 마다 역행렬을 구할 필요가 없다. 만약

와 SNR이 고정된 값으로 정해지면, 행렬

은 최초의 한 번만 계산하면 된다.

<파이롯 심볼 이용 채널 추정>

본 발명에 따른 채널 추정 방식은 전술한 결정 지향 채널 추정 방식과 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식을 혼합하는 것이다. 이하, 본 발명에 따르는 파일롯 심볼 채널 추정 방식에 대해 상술한다.

만약 보호 구간이 최대 지연 시간에 비해 짧다면, ISI(Inter Symbol Interference; 심볼간 간섭)와 ICI(Inter Channel Interference; 채널간 간섭)가 발생한다. 이러한 조건에서 수신된 파일럿 심볼

는 다음과 같다.

여기서,

는 유용한 부분이고,

는 충분치 못한 보호 구간으로 인해 유발된 ICI성분,

는 채널의 시간 변화 때문에 발생된 ICI 성분,

부분은 ISI 성분이다.

첫번째 유용한 부분인

은 다음과 같이 쓰여질 수 있다.

여기서,

(

)는 보호구간 내의 채널 계수이고,

(

)는 데이터 심볼 내의 채널 계수이다.

따라서, 수학식 15는 다음과 같이 귀결된다.

,

마지막 두 부분은 왜곡으로서 규정되며,

로 정의된다

많은 수의 부반송파에서 중심 극한 정리(Central limit theorem) 현상이 발생될 수 있고, 송신된 데이터 심볼들에 의해서 발생된 ICI-CIG 성분과 ISI 성분은 잡음 성분처럼 처리될 수 있다.

본 발명에 따르는 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식은 다음과 같다. 첫번째 초기 채널 계수값은 수신된 파일럿 심볼

를 수신부에서 알고 있는 파일럿 심 볼

로 나눔으로써 생성된다.

두 번째는 초기 채널 계수를 누적시킨다. 그리고, 이 값을 개의 OFDM 심볼으로 평균값을 구한다.

는 송신된 파일럿 심볼의 특성에 따라서 조정된다. 세 번째 데이터 심볼들의 위치에서 채널 계수값을 추정하기 위해 선형 보간한다. 고정된 값을 가지는 파일럿 심볼에서 첫 번째 단계에서 추정된 채널 계수는 다음의 수학식 20와 같다.

두 번째 추정된 채널 계수는 다음과 같다.

는 앞에서 보여던 것처럼 평균값이 0인 가우시안 프로세스로서 처리될 수 있기 때문에

수가 많아질수록

의 평균 값은 0에 가까워질 것이다.

결과값이 실제의 채널에 근접하기 위해서 계수

가 결과식에 부가되었다.

는 미지의 값이기 때문에

를

로 대체하면,

는 평균한 채널 계수

의 데이터 내의 잔여 지연 시간로 변환된다.

를 IFFT한 후에

에서 보호구간 내의

를 0으로 고정시키면 이 값을 추정할 수 있다.

을 추정한 후에 적분 부분을 FIR 필터를 사용해서

를 얻을 수 있다.

<본 발명에 따르는 채널 추정 방식의 성능>

도 5는 결정 지향 채널 추정에서 잡음 성분을 줄이기 위해 도입된 LMMSE의 BER성능을 보여준다. 채널 모델은 지연 시간이 100ns인 JTC 채널 모델이고, 전송속도 24Mbps에서 BER 성능을 긴 훈련 심볼을 평균함으로써 구해지는 LS방식과 비교하였다. LS방식으로 추정된 채널 계수에는 AWGN 잡음이 존재하고, 이로 인해 ICI를 유발시킨다. 채널 계수 사이에 존재하는 잡음 성분을 LMMSE 블록에 의해 줄어들게 되고, 그림에서처럼 약 0.9dB 정도의 이득을 얻을 수 있다. 결정 지향 채널 추정에서 새로운 채널 계수를 얻기 위해 수신된 데이터는 다시 변조되거나 코딩부를 거치게 된다. 비터비 디코더(360)는 데이터에서 발생하는 오류를 정정하는 능력을 가지고 있으므로, 비터비 디코더(360)에서 나오는 출력 데이터는 IEEE 802.11a 무선랜에서는 최선의 결정 비트이다.

그러나, 비터비 디코더는 수신부의 디스크램블러 전에 위치하기 때문에, 비터비 디코더(360)의 결과로부터 피드백된 데이터들을 이용하기 위해서는 비터비 내에서 소모되는 지연시간을 감수해야만 한다.

도 6은 누적된 심볼수에 따른 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식의 성능을 보여준다. ICI와 ISI가 존재하는 시스템에서 본 발명에 따르는 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방법의 성능을 확인하기 위하여 MSE(Mean Square Error)값을 비교하였다. 이 조건을 충족시키기 위해서 최대 지연 시간이 보호구간을 넘는 채널 조건을 가지는 RMS가 150ns인 JTC 채널 모델을 선정하였다. 위 그림에서 볼 수 있듯이 시간에 따라 누적된 심볼

가 많아질수록 제안된 채널 추정 방법에 의해 획득된 MSE는 크 게 줄어들었다. 데이터의 의존적인 ICI 성분과 ISI 성분을 누적 평균함으로써 줄일 수 있음을 보여준다.

도 7은 SNR에 따라 본 발명에 따르는 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식과 기존의 방식(LS 기법 및 보간법)의 MSE를 비교한 결과를 도시한 도면이다. 본 발명의 방법과 기존의 방법과 비교했을 때 같은 SNR값에서 20dB정도의 이득이 있음을 볼 수 있다.

도 7에서 '제안된 방법 without adjusting(Proposed without adjusting)'으로 표기된 결과는 본 발명에 따라 통상의 결정 지향 방식의 채널 추정 결과와 파일롯 심볼 이용 채널 추정 결과를 함께 고려함으로써 얻어진 결과이고, '제안된 방법 with adjusting(Proposed with adjusting)'은 본 발명의 전술한 바람직한 실시예에 따라 LMMSE 기법 등을 이용하여 이전 신호를 고려하여 매번 조정을 하면서 얻어진 결과, 즉 수학식 1 내지 23을 이용하여 획득된 결과이며, 이후의 도면상의 표기도 이와 같다.

도 8a 및 도 8b는 각각 RMS 100ns인 JTC 채널 모델에서 본 발명에 따르는 채널 추정 방법과 종래 기술과의 BER(Bit Error Rate) 비교 결과를 도시한 도면이다. 도 8a는 전송 속도가 24Mbps일 경우이고, 도 8b는 54Mbps인 경우이다.

RMS 100ns인 JTC 채널 모델은 최대 지연 시간이 IEEE 802.11a 무선랜의 보호구간을 넘지 않는 경우이다. 이 경우에 조정 인자가 없는 경우와 있는 경우에 거의 차이가 없었다. 이는 최대 지연 시간이 보호 구간을 넘지 않기 때문에 조정 인자가 BER에 미치는 영향이 미미하기 때문이다. 따라서 기존의 방식과 본 발명의 방 법과의 차이는 결정 지향 채널 추정에서 채널 계수 사이의 잡음을 줄이기 위해 도입된 LMMSE 블록에 의해 발생된다. 도 8a 및 도 8b에서 'conventional'로 표기된 결과는 종래의 MSE 기법에 의한 결과이며, 이후의 도면에서도 동일하다.

도 9a 및 도 9b는 RMS 450ns인 JTC 채널 모델에서 제안된 채널 추정 방법의 BER 결과를 비교한 도면이다. 도 9a는 전송 속도가 24Mbps인 경우이고, 도 9b는 54Mbps인 경우이다. 도 9a 및 도 9b에서 나타난 것처럼 보호구간을 넘는 채널 임펄스 반응을 효과적으로 상쇄시키지 못하는 경우 높은 전송률을 가진 변조 방식에서 좋은 BER 성능을 가질 수 없다. 파일럿 심볼을 누적평균 하는 블록에서 보정 계수가 없을 경우 보호 구간을 넘는 채널 임펄스 반응을 효과적으로 제거하지 못함으로써 SNR이 높아질수록 특정한 값으로 수렴하는 것을 볼 수 있다.

도 10은 Jakes' fading channel에서 속도에 따른 시변 채널에 적용된 채널 추정 방식의 BER 성능을 도시한 도면이다. 여기서 전송속도는 24Mbps이다. 속도가 60km/h에서

의 BER을 가졌다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 고속 이동 중인 시변 환경에서도 결정 지향 채널 추정 방식과 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식을 혼합하여 이용함으로써, 채널의 시변 속성에 대응하는 동시에 채널의 주파수 선택성을 극복하여 다양한 이동 및 데이터 전송 환경하에서도 종래의 채널 추정 방식에 비하여 현저히 정확히 채널 계수를 얻을 수 있고, 이에 따라 효과적인 BER 성능을 얻을 수 있으며 ICI 및 ISI를 줄일 수 있다. 아울러, 본 발명에 따르는 수신기 구조는 재구성 구조 로 인하여 고속 연산 및 전력 소모 저감 효과가 뛰어나다.

Claims

OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,

결정 지향 채널 추정 방식(decision-directed channel estimation)에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와,

파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식(pilot-symbol-aided channel estimation)에 의하여 채널 계수를 획득하는 단계와,

상기 두 채널 계수에 각각 소정의 승산 계수를 곱한 후 가산하여 수신된 신호의 최종 채널 계수를 계산하는 단계

를 포함하는 하이브리드 채널 추정 방법.
제1항에 있어서, 상기 결정 지향 채널 추정 방식에 의한 채널 계수 획득 단계는,

긴 훈련 심볼을 LS(Least Square) 기법에 의해 처리하여 최초 채널 계수를 획득하는 단계와,

고속 푸리에 변환된 새로운 심볼을 이전 채널 계수에 의해 등화(equalizing)시켜 복조 및 변조하여 데이터 d^re를 생성하는 단계와,

상기 새로운 심볼을 상기 데이터 d^re로 제산하여 새로운 채널 계수를 획득하는 단계를 포함하는 것인 하이브리드 채널 추정 방법.
제2항에 있어서,

상기 새로운 채널 계수를 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 기법으로 처리하여 잡음을 감소시키는 단계를 더 포함하는 하이브리드 채널 추정 방법.
제2항에 있어서, 새로운 채널 계수는 이전에 추정한 채널 계수를 고려하여 결정하는 것인 하이브리드 채널 추정 방법.
제1항에 있어서, 파이롯 심볼 이용 채널 획득 단계는

상기 수신 신호의 파일롯 심볼 위치에서 LS 기법으로 채널 계수를 획득하는 단계와,

후속의 파일롯 심볼을 LS 기법으로 처리하여 채널 계수를 획득하고 이를 이전 채널 계수와 누적 평균하는 단계를 포함하는 것인 하이브리드 채널 추정 방법.
제4항에 있어서,

상기 수신 신호의 데이터 심볼 위치에서 선형 보간하여 채널 계수를 획득하는 단계를 더 포함하는 것인 하이브리드 채널 추정 방법.
제1항에 있어서, 상기 결정 지향 채널 추정 방식에 의한 채널 계수에 곱해지는 상기 승산 계수(α)는 상기 수신 신호의 추정 레벨값이고,

상기 파일롯 심볼 이용 채널 추정 방식에 의한 채널 계수에 곱해지는 상기 승산 계수(β)는 신호의 성상에 따라 정해지는 상수값인 하이브리드 채널 추정 방법.
OFDM 무선 통신의 채널 추정 시스템에 있어서,

수신 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 하는 FFT 연산기와,

결정 지향 방식의 채널 추정기와,

파일롯 심볼 이용 방식의 채널 추정기와,

상기 각 채널 추정기에 소정의 계수를 각각 승산하는 적어도 2개의 승산기와,

상기 적어도 2개의 승산기의 출력 결과를 가산하는 가산기

를 포함하는 하이브리드 채널 추정 시스템.
제8항에 있어서, 상기 결정 지향 방식의 채널 추정기는

긴 훈련 심볼을 LS(Least Square) 기법에 의해 처리하여 최초 채널 계수를 획득하는 단계와,

고속 푸리에 변환된 새로운 심볼을 이전 채널 계수에 의해 등화(equalizing)시켜 복조 및 변조하여 데이터 d^re를 생성하는 단계와,

상기 새로운 심볼을 상기 데이터 d^re로 제산하여 새로운 채널 계수를 획득 단계를 수행하는 것인 하이브리드 채널 추정 시스템.
제9항에 있어서, 상기 결정 지향 방식의 채널 추정기는

상기 새로운 채널 계수를 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 기법으로 처리하여 잡음을 감소시키는 단계를 더 수행하는 것인 하이브리드 채널 추정 시스템.
제8항에 있어서, 상기 파일롯 심볼 이용 방식의 채널 추정기는

수신 신호의 파일롯 심볼 위치에서 LS 기법으로 채널 계수를 획득하는 단계와,

후속의 파일롯 심볼을 LS 기법으로 처리하여 채널 계수를 획득하고 이를 이전 채널 계수와 누적 평균하는 단계를 수행하는 것인 하이브리드 채널 추정 시스템.
제11항에 있어서, 상기 파일롯 심볼 이용 방식의 채널 추정기는

상기 수신 신호의 데이터 심볼 위치에서 선형 보간하여 채널 계수를 획득하는 단계를 더 수행하는 것인 하이브리드 채널 추정 시스템.
제7항에 있어서,

상기 결정 지향 방식의 채널 추정기에 인접하여 비터비 디코더를 더 포함하 는 하이브리드 채널 추정 시스템.
제8항에 있어서, 상기 결정 지향 방식의 채널 추정기의 출력에 곱해지는 상기 승산 계수(α)는 상기 수신 신호의 추정 레벨값이고,

상기 파일롯 심볼 이용 방식의 채널 추정기의 출력에 곱해지는 상기 승산 계수(β)는 신호의 성상에 따라 정해지는 상수값인 하이브리드 채널 추정 시스템.