JPH1098440A - 移動体無線通信チャネルにおけるマルチキャリア信号検出およびパラメータ推定方法 - Google Patents
移動体無線通信チャネルにおけるマルチキャリア信号検出およびパラメータ推定方法Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 パイロット・シンボル・アシステッド変調方
式でマルチプル・サブキャリア通信処理を行う信号検出
およびチャネル・パラメータ推定を統合的に行う方式を
提供する。 【解決手段】 サブキャリアに配置された既知シンボル
を用いて全てのサブキャリアに共通のフェージング周波
数選択性の発生プロセスに関連するパラメータのペアを
推定する。これらの既知シンボルの推定値を用いて、サ
ブキャリアに配置された未知シンボルに対するパラメー
タ・ペアの推定値を得る。このパラメータ推定によっ
て、関心のあるサブキャリアだけでなく他のサブキャリ
アによっても同様に、受信されたパイロット・シンボル
を通じてフェージング周波数選択性に関する情報を効果
的に抽出する。各サブキャリアをもつフェージング複素
包絡線はパラメータ・ペアの推定値から得られる。
式でマルチプル・サブキャリア通信処理を行う信号検出
およびチャネル・パラメータ推定を統合的に行う方式を
提供する。 【解決手段】 サブキャリアに配置された既知シンボル
を用いて全てのサブキャリアに共通のフェージング周波
数選択性の発生プロセスに関連するパラメータのペアを
推定する。これらの既知シンボルの推定値を用いて、サ
ブキャリアに配置された未知シンボルに対するパラメー
タ・ペアの推定値を得る。このパラメータ推定によっ
て、関心のあるサブキャリアだけでなく他のサブキャリ
アによっても同様に、受信されたパイロット・シンボル
を通じてフェージング周波数選択性に関する情報を効果
的に抽出する。各サブキャリアをもつフェージング複素
包絡線はパラメータ・ペアの推定値から得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に、マルチプ
ル・サブキャリア(multiple subcarrier) 信号のための
信号検出およびチャネル(channel) ・パラメータ推定に
関するものである。より詳細には、本発明は、移動体無
線通信チャネルにおけるマルチキャリア信号検出および
パラメータ推定のための方法に関する。
ル・サブキャリア(multiple subcarrier) 信号のための
信号検出およびチャネル(channel) ・パラメータ推定に
関するものである。より詳細には、本発明は、移動体無
線通信チャネルにおけるマルチキャリア信号検出および
パラメータ推定のための方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチプル・サブキャリア通信において
は、全バンド幅はいくつかの連続したサブバンドに分け
られる。各サブバンドの中心に配置されたサブキャリア
周波数は、相対的に低い速度のディジタル信号で変調さ
れる。チャネルの遅延分散(channel delay spread)τ
は、シンボルの時間隔(duration)Ｔよりかなり小さい。
Ｔは、Ｔ＝１／ｆｓとして定義され、ここで、ｆｓは、
シンボル・レートである。
は、全バンド幅はいくつかの連続したサブバンドに分け
られる。各サブバンドの中心に配置されたサブキャリア
周波数は、相対的に低い速度のディジタル信号で変調さ
れる。チャネルの遅延分散(channel delay spread)τ
は、シンボルの時間隔(duration)Ｔよりかなり小さい。
Ｔは、Ｔ＝１／ｆｓとして定義され、ここで、ｆｓは、
シンボル・レートである。
【０００３】このサブキャリア・システムの全体のシン
ボル・レートは各サブキャリアのシンボル・レートにサ
ブキャリアの数を乗ずることによって得られる。したが
って、もし各サブキャリアのシンボル・レートがｆｓで
あり、およびＭ個のサブキャリアがあったとすれば、全
体のシンボル・レートはＭｆｓとなる。
ボル・レートは各サブキャリアのシンボル・レートにサ
ブキャリアの数を乗ずることによって得られる。したが
って、もし各サブキャリアのシンボル・レートがｆｓで
あり、およびＭ個のサブキャリアがあったとすれば、全
体のシンボル・レートはＭｆｓとなる。
【０００４】マルチプル・サブキャリア・システムが有
効なのは、その全体のシンボル・レートは、全バンド幅
がチャネル・コヒーレンス・(channel coherence) バン
ド幅より大きいか又は等しい場合である。この場合、各
サブキャリアのバンド幅は、受信信号がシンボル間の干
渉(inter-symbol interference：ＩＳＩ）によりダメー
ジを受けるのを防ぐのに十分に小さい。それゆえ、マル
チプル・サブキャリア信号処理は移動体通信チャネルで
現れるフェージングの周波数選択性(frequencyselectiv
ity) の作用を低減するための効果的な方法として、従
来技術において知られている。このようなシステムで
は、同じ（全体の）シンボル・レート（Ｍｆｓ）を有す
る単一キャリア信号処理方式において必要とされる、チ
ャネル等化器(channel equalizers)の必要性がない。
効なのは、その全体のシンボル・レートは、全バンド幅
がチャネル・コヒーレンス・(channel coherence) バン
ド幅より大きいか又は等しい場合である。この場合、各
サブキャリアのバンド幅は、受信信号がシンボル間の干
渉(inter-symbol interference：ＩＳＩ）によりダメー
ジを受けるのを防ぐのに十分に小さい。それゆえ、マル
チプル・サブキャリア信号処理は移動体通信チャネルで
現れるフェージングの周波数選択性(frequencyselectiv
ity) の作用を低減するための効果的な方法として、従
来技術において知られている。このようなシステムで
は、同じ（全体の）シンボル・レート（Ｍｆｓ）を有す
る単一キャリア信号処理方式において必要とされる、チ
ャネル等化器(channel equalizers)の必要性がない。
【０００５】図１は、多重サブキャリア１２、１４、１
６、１８に分割されたバンド幅１０を図示したものであ
る。周波数選択性フェージング２０はバンド幅の全体に
わたり信号の劣化の原因となりうる。しかしながら、個
々のサブキャリアはその様な小さいサブバンドのバンド
幅２１を有するため、フェージングはサブキャリアの各
々に対しては周波数に対して平坦なフェージングとして
近似することができる。
６、１８に分割されたバンド幅１０を図示したものであ
る。周波数選択性フェージング２０はバンド幅の全体に
わたり信号の劣化の原因となりうる。しかしながら、個
々のサブキャリアはその様な小さいサブバンドのバンド
幅２１を有するため、フェージングはサブキャリアの各
々に対しては周波数に対して平坦なフェージングとして
近似することができる。
【０００６】近年、パイロット・シンボル・アシステッ
ド変調（pilot symbol-assisted modulation：ＰＳＡ
Ｍ）を移動体通信へ適用することが提案されている。Ｐ
ＳＡＭでは、送信されるべき情報シンボルのシーケンス
の中に周期的に挿入されたパイロット・シンボルを用い
ることにより、フェージング複素包絡線(complex envel
ope)が推定される。図２は、従来技術によるシンボル・
シーケンス・フレーム・フォーマット２２の例である。
パイロット・シンボル２４は、情報シンボル２６のシー
ケンスの中に挿入されている。コヒーレント検出のため
に、フェージング包絡線の推定値の複素共役は、受信さ
れた信号サンプルに乗ぜられる。
ド変調（pilot symbol-assisted modulation：ＰＳＡ
Ｍ）を移動体通信へ適用することが提案されている。Ｐ
ＳＡＭでは、送信されるべき情報シンボルのシーケンス
の中に周期的に挿入されたパイロット・シンボルを用い
ることにより、フェージング複素包絡線(complex envel
ope)が推定される。図２は、従来技術によるシンボル・
シーケンス・フレーム・フォーマット２２の例である。
パイロット・シンボル２４は、情報シンボル２６のシー
ケンスの中に挿入されている。コヒーレント検出のため
に、フェージング包絡線の推定値の複素共役は、受信さ
れた信号サンプルに乗ぜられる。
【０００７】フェージング推定のために補間技術を用い
ること、および、それをレイリーフェージング・チャネ
ルにおける多値直交振幅変調(quadrature amplitude mo
duration：ＱＡＭ）信号送信に適用することが知られて
いる。例えば、S. Sampei およびT. Sunaga による「陸
上移動体無線通信における１６ＱＡＭに対するレイリー
フェージング補償について(Rayleigh Fading Compensat
ion for 16QAM in Land Mobile Radio Communication
s)」、IEEE Trans. VT., vol.VT-42, pp.137-147（１９
９３年５月）、および、T. Sunaga およびS. Sampei に
よる「ディジタル移動通信無線に対する検出後最大比合
成空間ダイバーシティでの多値ＱＡＭの特性(Performan
ce of Multi-Level QAM with Post-Detection Maximal
Ratio Combining Space Diversity for Digital Land-M
obile Radio Communications) 」、IEEE Trans. VT., v
ol.VT-42, pp.294-301（１９９３年８月）参照のこと。
ること、および、それをレイリーフェージング・チャネ
ルにおける多値直交振幅変調(quadrature amplitude mo
duration：ＱＡＭ）信号送信に適用することが知られて
いる。例えば、S. Sampei およびT. Sunaga による「陸
上移動体無線通信における１６ＱＡＭに対するレイリー
フェージング補償について(Rayleigh Fading Compensat
ion for 16QAM in Land Mobile Radio Communication
s)」、IEEE Trans. VT., vol.VT-42, pp.137-147（１９
９３年５月）、および、T. Sunaga およびS. Sampei に
よる「ディジタル移動通信無線に対する検出後最大比合
成空間ダイバーシティでの多値ＱＡＭの特性(Performan
ce of Multi-Level QAM with Post-Detection Maximal
Ratio Combining Space Diversity for Digital Land-M
obile Radio Communications) 」、IEEE Trans. VT., v
ol.VT-42, pp.294-301（１９９３年８月）参照のこと。
【０００８】ＰＳＡＭ信号検出はトレリス符号の復号化
と組み合わせられてもいる。例えば、M. L. Moher およ
びJ. H. Lodge による「ＴＣＭＰ−ライシアン・フェー
ジング・チャネルのための変調および符号化戦略(TCMP
- A Modulation and CodingStrategy for Rician Fadin
g Channels)」、IEEE JSAC., vol.SAC-7, pp.1347-1355
（１９８９年１２月）、および、A. N. D'Andrea, A.
Diglio およびU. Menglaiによる「非選択性フェージン
グ・チャネルでのシンボル支援によるチャネルの推定(S
ymbol-Aided Channel Estimation with Nonselective F
ading Channels) 」、IEEE Trans. VT, Vol.VT-44, pp.
41-49 （１９９５年）参照。
と組み合わせられてもいる。例えば、M. L. Moher およ
びJ. H. Lodge による「ＴＣＭＰ−ライシアン・フェー
ジング・チャネルのための変調および符号化戦略(TCMP
- A Modulation and CodingStrategy for Rician Fadin
g Channels)」、IEEE JSAC., vol.SAC-7, pp.1347-1355
（１９８９年１２月）、および、A. N. D'Andrea, A.
Diglio およびU. Menglaiによる「非選択性フェージン
グ・チャネルでのシンボル支援によるチャネルの推定(S
ymbol-Aided Channel Estimation with Nonselective F
ading Channels) 」、IEEE Trans. VT, Vol.VT-44, pp.
41-49 （１９９５年）参照。
【０００９】近年、パイロット支援によるコヒーレント
信号検出の能力の限界が分析されてきており、ここで
は、ウィーナー(Wiener)フィルタを用いて線形フィルタ
のクラス内で推定エラーの分散を最小化する。例えば、
J. K. Caversによる「レイリーフェージング・チャネル
に対するパイロット支援変調の分析(An Analysis of Pi
lot Symbol-Assisted Modulation for Rayleigh Fading
Channels)」、IEEE Trans. VT., Vol.VT-40, pp.686-6
93（１９９１年）参照。
信号検出の能力の限界が分析されてきており、ここで
は、ウィーナー(Wiener)フィルタを用いて線形フィルタ
のクラス内で推定エラーの分散を最小化する。例えば、
J. K. Caversによる「レイリーフェージング・チャネル
に対するパイロット支援変調の分析(An Analysis of Pi
lot Symbol-Assisted Modulation for Rayleigh Fading
Channels)」、IEEE Trans. VT., Vol.VT-40, pp.686-6
93（１９９１年）参照。
【００１０】単一キャリア信号処理の場合と異なり、フ
ェージング複素包絡線についての情報は、ＰＳＡＭがサ
ブキャリア信号処理に用いられたときに、サブキャリア
のいくつかに対する異なるタイミングでパイロット・シ
ンボルを配置することにより、より頻繁に抽出される。
図３はマルチプル・サブキャリアＰＳＡＭフォーマット
の例を示す。サブキャリア２８，３０，３２，３４のい
くつかに対して情報シンボル２６内の異なるタイミング
３６，３７においてパイロット・シンボル２４を挿入す
る。
ェージング複素包絡線についての情報は、ＰＳＡＭがサ
ブキャリア信号処理に用いられたときに、サブキャリア
のいくつかに対する異なるタイミングでパイロット・シ
ンボルを配置することにより、より頻繁に抽出される。
図３はマルチプル・サブキャリアＰＳＡＭフォーマット
の例を示す。サブキャリア２８，３０，３２，３４のい
くつかに対して情報シンボル２６内の異なるタイミング
３６，３７においてパイロット・シンボル２４を挿入す
る。
【００１１】ＰＳＡＭでは、サブキャリアの各々のパイ
ロット・シンボルは、一定の周期で送信される。これ
は、全体の周波数効率（＝サブキャリア毎の情報シンボ
ル・レート／ｆｓ）を一定に維持しながら、単一キャリ
アの場合よりもより正確なフェージングの推定のために
パイロット・シンボルの使用を示唆する。
ロット・シンボルは、一定の周期で送信される。これ
は、全体の周波数効率（＝サブキャリア毎の情報シンボ
ル・レート／ｆｓ）を一定に維持しながら、単一キャリ
アの場合よりもより正確なフェージングの推定のために
パイロット・シンボルの使用を示唆する。
【００１２】マルチプル・サブキャリア信号処理では、
τ≪Ｔ（ここで、τはチャネル遅延分散である）である
ため、各サブキャリアは周波数に対してほぼ平坦なフェ
ージングの影響を受ける。Ｍ個のサブキャリアによるフ
ェージング複素包絡線は互いに異なるが、密接な相関関
係を有する。従って、コヒーレント検出のためのフェー
ジング推定をサブキャリア毎に行うとすると、この方式
は各サブ周波数のパイロット・シンボル受信において、
サブキャリア間のフェージング相関を用いないことにな
る。
τ≪Ｔ（ここで、τはチャネル遅延分散である）である
ため、各サブキャリアは周波数に対してほぼ平坦なフェ
ージングの影響を受ける。Ｍ個のサブキャリアによるフ
ェージング複素包絡線は互いに異なるが、密接な相関関
係を有する。従って、コヒーレント検出のためのフェー
ジング推定をサブキャリア毎に行うとすると、この方式
は各サブ周波数のパイロット・シンボル受信において、
サブキャリア間のフェージング相関を用いないことにな
る。
【００１３】図４は、従来技術によるサブキャリア毎の
検出を図示するグラフである。ただし、この図では、時
刻ｔにおけるフェージング包絡線３８のパワースペクト
ラムは、全てのサブキャリア周波数に対して一定であ
る。この従来技術の方法は、フェージング相関を効率的
に用いていない。なぜなら、周波数に対して平坦なフェ
ージングの下でさえも、サブキャリア３２および３４に
対する信号検出を通じて得られたフェージング推定はサ
ブキャリア２８および３０の信号検出のために用いられ
ない。
検出を図示するグラフである。ただし、この図では、時
刻ｔにおけるフェージング包絡線３８のパワースペクト
ラムは、全てのサブキャリア周波数に対して一定であ
る。この従来技術の方法は、フェージング相関を効率的
に用いていない。なぜなら、周波数に対して平坦なフェ
ージングの下でさえも、サブキャリア３２および３４に
対する信号検出を通じて得られたフェージング推定はサ
ブキャリア２８および３０の信号検出のために用いられ
ない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ＰＳＡＭ信号検出方法
の１つの重大な欠点は、この方法がフェージング複素包
絡線を各々でキャリア毎に、直接に推定することであ
る。図５は、従来技術による周波数選択性フェージング
の下での各キャリア毎の信号検出を図示するグラフであ
る。この条件下では、時刻ｔにおけるフェージング包絡
線３８のパワースペクトラムはサブキャリア周波数が変
わるのに応じて異なる。周波数に対して平坦なフェージ
ングにおける場合と同じように、サブキャリア３２およ
び３４の信号検出を通じて得られたフェージング推定
は、サブキャリア２８および３０の信号検出のために用
いることはできない。
の１つの重大な欠点は、この方法がフェージング複素包
絡線を各々でキャリア毎に、直接に推定することであ
る。図５は、従来技術による周波数選択性フェージング
の下での各キャリア毎の信号検出を図示するグラフであ
る。この条件下では、時刻ｔにおけるフェージング包絡
線３８のパワースペクトラムはサブキャリア周波数が変
わるのに応じて異なる。周波数に対して平坦なフェージ
ングにおける場合と同じように、サブキャリア３２およ
び３４の信号検出を通じて得られたフェージング推定
は、サブキャリア２８および３０の信号検出のために用
いることはできない。
【００１５】しかし、全てのサブキャリアに共通であ
り、およびフェージング周波数選択性の発生プロセスに
関連するパラメータが推定されるならば、他のサブキャ
リアから得られたフェージングについての知識を問題と
するサブキャリアの信号検出のために用いることができ
る。従って、図６のグラフに示されるように、サブキャ
リア３２および３４の信号検出を通じて得られたパラメ
ータ推定はサブキャリア２８および３０の信号検出に用
いることができる。
り、およびフェージング周波数選択性の発生プロセスに
関連するパラメータが推定されるならば、他のサブキャ
リアから得られたフェージングについての知識を問題と
するサブキャリアの信号検出のために用いることができ
る。従って、図６のグラフに示されるように、サブキャ
リア３２および３４の信号検出を通じて得られたパラメ
ータ推定はサブキャリア２８および３０の信号検出に用
いることができる。
【００１６】マルチプル・サブキャリアＰＳＡＭ信号を
コヒーレント検出するための信号検出およびチャネル・
パラメータ推定を統合して行う方式を提供することは有
効である。もし、そのようなシステムが、異なるサブキ
ャリアによって受信したパイロット・シンボル（必ずし
も問題とするパイロット・シンボルでなくともよい。）
を効果的に使用するならば、それもまた利点である。
コヒーレント検出するための信号検出およびチャネル・
パラメータ推定を統合して行う方式を提供することは有
効である。もし、そのようなシステムが、異なるサブキ
ャリアによって受信したパイロット・シンボル（必ずし
も問題とするパイロット・シンボルでなくともよい。）
を効果的に使用するならば、それもまた利点である。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、パイロット・
シンボル・アシステッド変調方式でマルチプル・サブキ
ャリア信号処理を行うための信号検出およびチャネル・
パラメータ推定の方式を提供する。既知シンボルはサブ
キャリアのフレーム・フォーマットにおいて、異なるタ
イミングに配置される。これらの既知シンボルを用い
て、全てのサブキャリアに共通なフェージングの周波数
選択性の発生プロセスに関連するパラメータのペアを推
定する。ついで、既知シンボルの推定値を用いてサブキ
ャリア内に位置する情報シンボル、すなわち未知シンボ
ルに対するパラメータ・ペアの推定値を得る。先に受信
されたパイロットおよび情報シンボルによって与えられ
るフェージング周波数選択性に関する情報を用いて、問
題のサブキャリアのパラメータ推定値を得る。ついで、
問題の各サブキャリアのフェージング複素包絡線をパラ
メータ・ペアの推定値から得る。
シンボル・アシステッド変調方式でマルチプル・サブキ
ャリア信号処理を行うための信号検出およびチャネル・
パラメータ推定の方式を提供する。既知シンボルはサブ
キャリアのフレーム・フォーマットにおいて、異なるタ
イミングに配置される。これらの既知シンボルを用い
て、全てのサブキャリアに共通なフェージングの周波数
選択性の発生プロセスに関連するパラメータのペアを推
定する。ついで、既知シンボルの推定値を用いてサブキ
ャリア内に位置する情報シンボル、すなわち未知シンボ
ルに対するパラメータ・ペアの推定値を得る。先に受信
されたパイロットおよび情報シンボルによって与えられ
るフェージング周波数選択性に関する情報を用いて、問
題のサブキャリアのパラメータ推定値を得る。ついで、
問題の各サブキャリアのフェージング複素包絡線をパラ
メータ・ペアの推定値から得る。
【００１８】請求項１記載の発明は、マルチプル・サブ
キャリアを有する信号の検出およびチャネル推定を統合
的に行う方法であって、前記マルチプル・サブキャリア
の少なくとも１つに既知シンボルを配置するステップ
と、前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通する周
波数選択フェージング発生プロセスと関連づけられた少
なくとも１つのパラメータ・ペアを前記既知シンボルか
ら推定するステップと、前記推定されたパラメータ・ペ
アから前記サブキャリアに対するフェージング複素包絡
線を得るステップとを具えている。
キャリアを有する信号の検出およびチャネル推定を統合
的に行う方法であって、前記マルチプル・サブキャリア
の少なくとも１つに既知シンボルを配置するステップ
と、前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通する周
波数選択フェージング発生プロセスと関連づけられた少
なくとも１つのパラメータ・ペアを前記既知シンボルか
ら推定するステップと、前記推定されたパラメータ・ペ
アから前記サブキャリアに対するフェージング複素包絡
線を得るステップとを具えている。
【００１９】請求項２記載の発明は、請求項１におい
て、前記少なくとも１つの既知シンボルの推定値を用い
て未知シンボルに対する少なくとも１つのパラメータ・
ペアの推定値を得るステップをさらに具えたこととする
ことができる。
て、前記少なくとも１つの既知シンボルの推定値を用い
て未知シンボルに対する少なくとも１つのパラメータ・
ペアの推定値を得るステップをさらに具えたこととする
ことができる。
【００２０】請求項３記載の発明は、請求項１におい
て、既知または未知シンボルのいずれか一方に対する少
なくとも１つの推定されたパラメータ・ペアを用いて、
少なくとも第２のシンボルに対するパラメータ・ペアの
少なくとも１つの次の推定値を得るステップをさらに具
えたこととすることができる。
て、既知または未知シンボルのいずれか一方に対する少
なくとも１つの推定されたパラメータ・ペアを用いて、
少なくとも第２のシンボルに対するパラメータ・ペアの
少なくとも１つの次の推定値を得るステップをさらに具
えたこととすることができる。
【００２１】請求項４記載の発明は、請求項１におい
て、前記既知のシンボルは、前記マルチプル・サブキャ
リアのうちの少なくとも２つに対する異なったタイミン
グに配置されていることができる。
て、前記既知のシンボルは、前記マルチプル・サブキャ
リアのうちの少なくとも２つに対する異なったタイミン
グに配置されていることができる。
【００２２】請求項５記載の発明は、請求項１におい
て、前記既知のシンボルは、パイロット・シンボルおよ
び一意的なワードから選択されることができる。
て、前記既知のシンボルは、パイロット・シンボルおよ
び一意的なワードから選択されることができる。
【００２３】請求項６記載の発明は、請求項２におい
て、前記未知のシンボルは情報シンボルを含むことがで
きる。
て、前記未知のシンボルは情報シンボルを含むことがで
きる。
【００２４】請求項７記載の発明は、請求項１におい
て、既知シンボルのための前記パラメータ・ペアの推定
値は、逐次形最小２乗推定法を用いて得られることがで
きる。
て、既知シンボルのための前記パラメータ・ペアの推定
値は、逐次形最小２乗推定法を用いて得られることがで
きる。
【００２５】請求項８記載の発明は、請求項７におい
て、前記逐次形最小２乗推定法のアルゴリズムは
て、前記逐次形最小２乗推定法のアルゴリズムは
【００２６】
【数７】
【００２７】であることとすることができる。
【００２８】請求項９記載の発明は、請求項１におい
て、前記既知シンボルに対する前記パラメータ・ペアを
推定する前記ステップは、前記信号のチャネルの状態空
間表現を提供するステップであって、ここで、
て、前記既知シンボルに対する前記パラメータ・ペアを
推定する前記ステップは、前記信号のチャネルの状態空
間表現を提供するステップであって、ここで、
【００２９】
【数８】
【００３０】であるステップと、標準逐次形最小２乗推
定法のアルゴリズムを前記状態空間表現に適用してパラ
メータ推定を提供するステップであって、
定法のアルゴリズムを前記状態空間表現に適用してパラ
メータ推定を提供するステップであって、
【００３１】
【数９】
【００３２】ステップをさらに具えたこととすることが
できる。
できる。
【００３３】請求項１０記載の発明は、請求項２におい
て、前記既知シンボル推定値は、前記未知シンボルを取
り囲んでいるタイムインデックスされた既知シンボルの
推定値から得ることができる。
て、前記既知シンボル推定値は、前記未知シンボルを取
り囲んでいるタイムインデックスされた既知シンボルの
推定値から得ることができる。
【００３４】請求項１１記載の発明は、請求項２におい
て、前記未知シンボル推定値は、補間または曲線のあて
はめにより得ることができる。
て、前記未知シンボル推定値は、補間または曲線のあて
はめにより得ることができる。
【００３５】請求項１２記載の発明は、請求項２におい
て、未知シンボルのためのパラメータ・ペアの推定値
は、判定ディレクティブ・カルマン・アルゴリズムを用
いることによって得ることができる。
て、未知シンボルのためのパラメータ・ペアの推定値
は、判定ディレクティブ・カルマン・アルゴリズムを用
いることによって得ることができる。
【００３６】請求項１３記載の発明は、請求項２におい
て、前記未知シンボルに対する前記パラメータを推定す
る前記ステップは、前記信号のチャネルの状態空間表示
を提供するステップと、先に決定されたパラメータ・ペ
アから前記未知シンボルに対するパラメータ・ペアの第
１の推定値を得るステップと、再帰アルゴリズムを前記
状態空間表現に適用するステップとをさらに具えたこと
とすることができる。
て、前記未知シンボルに対する前記パラメータを推定す
る前記ステップは、前記信号のチャネルの状態空間表示
を提供するステップと、先に決定されたパラメータ・ペ
アから前記未知シンボルに対するパラメータ・ペアの第
１の推定値を得るステップと、再帰アルゴリズムを前記
状態空間表現に適用するステップとをさらに具えたこと
とすることができる。
【００３７】請求項１４記載の発明は、請求項３におい
て、以下の式
て、以下の式
【００３８】
【数１０】
【００３９】を適用することにより前記状態空間表現を
決定することができる。
決定することができる。
【００４０】請求項１５記載の発明は、請求項１３にお
いて、前記再帰アルゴリズムが以下の式が、
いて、前記再帰アルゴリズムが以下の式が、
【００４１】
【数１１】
【００４２】であることとすることができる。
【００４３】請求項１６記載の発明は、請求項１３にお
いて、前記第１の推定値を、
いて、前記第１の推定値を、
【００４４】
【数１２】
【００４５】によって推定することによって得ることが
できる。
できる。
【００４６】請求項１７記載の発明は、マルチプル・サ
ブキャリア信号のための検出およびチャネル推定を統合
的に行う方法であって、サブキャリア中に既知シンボル
を配置するステップと、前記既知シンボルの各タイミン
グｎＴにおいてフィルタ出力を標本化するステップと、
前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通の周波数選
択性フェージング発生プロセスに関連するパラメータ・
ペアを近似するステップと、前記サブキャリアのフェー
ジング包絡線を前記パラメータ・ペアで近似するベクト
ルを推定するステップとを具え、ここで、ｎは、信号の
タイミング・インデックス、Ｔは、シンボルの時間間隔
である。
ブキャリア信号のための検出およびチャネル推定を統合
的に行う方法であって、サブキャリア中に既知シンボル
を配置するステップと、前記既知シンボルの各タイミン
グｎＴにおいてフィルタ出力を標本化するステップと、
前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通の周波数選
択性フェージング発生プロセスに関連するパラメータ・
ペアを近似するステップと、前記サブキャリアのフェー
ジング包絡線を前記パラメータ・ペアで近似するベクト
ルを推定するステップとを具え、ここで、ｎは、信号の
タイミング・インデックス、Ｔは、シンボルの時間間隔
である。
【００４７】請求項１８記載の発明は、請求項１７にお
いて、前記フィルタ出力を標本化するステップは、シン
ボル列を与えるステップと、前記シンボル列をフィルタ
処理して全体のインパルス応答を与えるステップと、前
記全体のインパルス応答にチャネルの伝達関数を適用し
て受信信号を発生するステップとをさらに具えたことと
することができる。
いて、前記フィルタ出力を標本化するステップは、シン
ボル列を与えるステップと、前記シンボル列をフィルタ
処理して全体のインパルス応答を与えるステップと、前
記全体のインパルス応答にチャネルの伝達関数を適用し
て受信信号を発生するステップとをさらに具えたことと
することができる。
【００４８】請求項１９記載の発明は、マルチプル・サ
ブキャリア信号に対する検出およびチャネル推定を統合
的に行う装置であってサブキャリアに既知シンボルを配
置する手段と、前記既知シンボルの各タイミングｎＴに
おいてフィルタ出力を標本化する手段と、前記マルチプ
ル・サブキャリアの各々に共通の周波数選択性フェージ
ング発生プロセスに関連するパラメータ・ペアを近似す
る手段と、前記サブキャリアのフェージング複素包絡線
を前記パラメータ・ペアで近似するベクトルを推定する
手段とを具え、ここでｎは信号のタイミング・インデッ
クス、Ｔはシンボルの時間隔である。
ブキャリア信号に対する検出およびチャネル推定を統合
的に行う装置であってサブキャリアに既知シンボルを配
置する手段と、前記既知シンボルの各タイミングｎＴに
おいてフィルタ出力を標本化する手段と、前記マルチプ
ル・サブキャリアの各々に共通の周波数選択性フェージ
ング発生プロセスに関連するパラメータ・ペアを近似す
る手段と、前記サブキャリアのフェージング複素包絡線
を前記パラメータ・ペアで近似するベクトルを推定する
手段とを具え、ここでｎは信号のタイミング・インデッ
クス、Ｔはシンボルの時間隔である。
【００４９】請求項２０記載の発明は、請求項１９にお
いて、前記既知シンボルから前記サブキャリアの各々に
共通の周波数選択性のフェージング発生プロセスに関連
する少なくとも１つのパラメータ・ペアを推定する手段
をさらに具えたこととすることができる。
いて、前記既知シンボルから前記サブキャリアの各々に
共通の周波数選択性のフェージング発生プロセスに関連
する少なくとも１つのパラメータ・ペアを推定する手段
をさらに具えたこととすることができる。
【００５０】請求項２１記載の発明は、請求項１９にお
いて、前記少なくとも１つの既知シンボル推定値から未
知シンボルに対する少なくとも１つのパラメータ・ペア
の推定値を得る手段をさらに具えたこととすることがで
きる。
いて、前記少なくとも１つの既知シンボル推定値から未
知シンボルに対する少なくとも１つのパラメータ・ペア
の推定値を得る手段をさらに具えたこととすることがで
きる。
【００５１】請求項２２記載の発明は、請求項１９にお
いて、既知または未知シンボルのいずれか一方に対する
少なくとも１つの推定されたパラメータ・ペアから少な
くとも第２のシンボルに対するパラメータ・ペアの少な
くとも１つの次の推定値を得る手段をさらに具えたこと
とすることができる。
いて、既知または未知シンボルのいずれか一方に対する
少なくとも１つの推定されたパラメータ・ペアから少な
くとも第２のシンボルに対するパラメータ・ペアの少な
くとも１つの次の推定値を得る手段をさらに具えたこと
とすることができる。
【００５２】請求項２３記載の発明は、請求項１９にお
いて、前記フィルタ出力を標本化する手段はナイキスト
・フィルタであることとすることができる。
いて、前記フィルタ出力を標本化する手段はナイキスト
・フィルタであることとすることができる。
【００５３】請求項２４記載の発明は、請求項１９にお
いて、前記パラメータ・ペアを近似する手段は、チャネ
ル推定器であることとすることができる。
いて、前記パラメータ・ペアを近似する手段は、チャネ
ル推定器であることとすることができる。
【００５４】請求項２５記載の発明は、請求項１９にお
いて、前記サブキャリアのフェージング複素包絡線を近
似する前記手段はチャネル推定器であることとすること
ができる。
いて、前記サブキャリアのフェージング複素包絡線を近
似する前記手段はチャネル推定器であることとすること
ができる。
【００５５】
【発明の実施の形態】本発明は、既知のシンボルがサブ
キャリア内に配置されているパイロット・シンボル・ア
システッド変調方式を用いてマルチプル・サブキャリア
信号処理を行うために信号検出およびチャネル・パラメ
ータ推定を統合的に行う方式を提供する。すべてのサブ
キャリアは周波数選択性フェージングの影響を受けるの
で、すべてのサブキャリアに対して共通なこのフェージ
ングの発生と関連する要因が存在する。したがって、既
知のシンボルを用いて、この共通なフェージング発生プ
ロセスと関連する一対のパラメータを推定する。
キャリア内に配置されているパイロット・シンボル・ア
システッド変調方式を用いてマルチプル・サブキャリア
信号処理を行うために信号検出およびチャネル・パラメ
ータ推定を統合的に行う方式を提供する。すべてのサブ
キャリアは周波数選択性フェージングの影響を受けるの
で、すべてのサブキャリアに対して共通なこのフェージ
ングの発生と関連する要因が存在する。したがって、既
知のシンボルを用いて、この共通なフェージング発生プ
ロセスと関連する一対のパラメータを推定する。
【００５６】これらの既知のシンボルの推定値を用い
て、サブキャリアに位置する未知のシンボルに対するパ
ラメータ・ペアの推定値を得る。このようなパラメータ
推定方式は、フェージングの周波数選択性についての情
報を、問題とするサブキャリアによって受信したパイロ
ット・シンボルを通じてだけでなく、他のサブキャリア
によっても同様に効果的に抽出する。ついで、各サブキ
ャリアにおけるフェージング複素包絡線がパラメータ・
ペアの推定値から導かれる。
て、サブキャリアに位置する未知のシンボルに対するパ
ラメータ・ペアの推定値を得る。このようなパラメータ
推定方式は、フェージングの周波数選択性についての情
報を、問題とするサブキャリアによって受信したパイロ
ット・シンボルを通じてだけでなく、他のサブキャリア
によっても同様に効果的に抽出する。ついで、各サブキ
ャリアにおけるフェージング複素包絡線がパラメータ・
ペアの推定値から導かれる。
【００５７】本発明において用いられた全バンド幅は、
以下の中心周波数を有するＭ個の連続したサブバンドに
分けられている。
以下の中心周波数を有するＭ個の連続したサブバンドに
分けられている。
【００５８】
【数１３】
【００５９】ここで、１≦ｋ≦Ｍであり、およびΔｆ
は、隣接サブキャリアがサブバンド干渉を防ぐのに必要
とされるチャネル・セパレーションである。従来技術に
おいて、Δｆおよびロールオフ(roll-off)・フィルタを
適切に選択することにより隣接サブキャリアからの干渉
を無視できることは知られている。
は、隣接サブキャリアがサブバンド干渉を防ぐのに必要
とされるチャネル・セパレーションである。従来技術に
おいて、Δｆおよびロールオフ(roll-off)・フィルタを
適切に選択することにより隣接サブキャリアからの干渉
を無視できることは知られている。
【００６０】ｋ番目のサブキャリアは中心周波数ｆk を
有する。各サブキャリアは相対的に低い速度のディジタ
ル信号により変調される。本発明の好適な具体例におい
ては、ＰＳＫやＱＡＭのような多値位相振幅変調方式(m
ultilevel phase-amplitudemodulation scheme)および
同様の変調方式がＭ個のサブキャリアにすべてまたはい
くつかに用いられる。直交周波数分割多重(orthogonal
frequency division multiplexing)方式もまた本発明の
具体例に用いることができる。例えば、L. J.Cimini, J
r. による「直交周波数分割多重を用いたディジタル移
動体チャネルの解析およびシミュレーション(Analysis
and Simulation of a Digital Mobile Channel Using O
rthogonal Frequency Division Multiplexing)」、IEEE
Trans.COM., Vol.COM-33, pp.665-675（１９８５年）
参照のこと。
有する。各サブキャリアは相対的に低い速度のディジタ
ル信号により変調される。本発明の好適な具体例におい
ては、ＰＳＫやＱＡＭのような多値位相振幅変調方式(m
ultilevel phase-amplitudemodulation scheme)および
同様の変調方式がＭ個のサブキャリアにすべてまたはい
くつかに用いられる。直交周波数分割多重(orthogonal
frequency division multiplexing)方式もまた本発明の
具体例に用いることができる。例えば、L. J.Cimini, J
r. による「直交周波数分割多重を用いたディジタル移
動体チャネルの解析およびシミュレーション(Analysis
and Simulation of a Digital Mobile Channel Using O
rthogonal Frequency Division Multiplexing)」、IEEE
Trans.COM., Vol.COM-33, pp.665-675（１９８５年）
参照のこと。
【００６１】ｋ番目のサブキャリアは、送信されるべき
シンボルのシーケンスＳｋ（ｎ）によって変調される。
ここで、ｎ∈（−∞、∞）はシンボルのタイミング・イ
ンデックスである。ｓk （ｎ）（＝Ｉ＋ｊＱ、ここでＩ
およびＱは、それぞれ、同相、直交成分である）は、変
調アルファベットとして定義される信号ポイントのうち
の１つをとる。Ｍ個のサブキャリアのシンボルのタイミ
ングは互いに同期しているものとする。
シンボルのシーケンスＳｋ（ｎ）によって変調される。
ここで、ｎ∈（−∞、∞）はシンボルのタイミング・イ
ンデックスである。ｓk （ｎ）（＝Ｉ＋ｊＱ、ここでＩ
およびＱは、それぞれ、同相、直交成分である）は、変
調アルファベットとして定義される信号ポイントのうち
の１つをとる。Ｍ個のサブキャリアのシンボルのタイミ
ングは互いに同期しているものとする。
【００６２】シンボル・シーケンスは、Ｎｆの長さを有
するフレーム３９に区分されている。１フレーム中に合
計ＭＮｆ個のシンボルを有する。好適なフレーム・フォ
ーマットを図７に示す。サブキャリア４２，４４，４
６，４８における情報シンボル・シーケンス４０におい
ては、Ｎu の長さを有するユニーク・ワード・シーケン
ス(a unique word sequence)が先頭に配置されている
（全体でＭＮu ）。既知のパイロット・シンボル４１
は、周期的に情報シンボル・シーケンスに挿入されてい
る。パイロット・シンボルはいくつかのサブキャリアに
対する異なるタイミングに配置される。これは「オフセ
ット・パイロット配置(offset pilot location) 」と称
することにする。このようなオフセット・パイロット配
置を使用することによって、受信機がフェージング複素
包絡線についての情報をより頻繁に引き出すことを可能
にする。
するフレーム３９に区分されている。１フレーム中に合
計ＭＮｆ個のシンボルを有する。好適なフレーム・フォ
ーマットを図７に示す。サブキャリア４２，４４，４
６，４８における情報シンボル・シーケンス４０におい
ては、Ｎu の長さを有するユニーク・ワード・シーケン
ス(a unique word sequence)が先頭に配置されている
（全体でＭＮu ）。既知のパイロット・シンボル４１
は、周期的に情報シンボル・シーケンスに挿入されてい
る。パイロット・シンボルはいくつかのサブキャリアに
対する異なるタイミングに配置される。これは「オフセ
ット・パイロット配置(offset pilot location) 」と称
することにする。このようなオフセット・パイロット配
置を使用することによって、受信機がフェージング複素
包絡線についての情報をより頻繁に引き出すことを可能
にする。
【００６３】図８は、等価複素ベースバンド領域(equiv
alent complex baseband domain)における送信機５０の
ブロック図を示す。個別のサブキャリアへの入力アルフ
ァベット５１は、マッパー５３に伝達される。すべての
入力アルファベットはともに複素シンボル・シーケンス
ｓk （ｎ）５２からなる。個別のマップされた入力アル
ファベットは、ついで、ロールオフ・フィルタ５４によ
ってスペクトラム・シェーピング(spectrum shaping)の
ためにそれぞれフィルタリングされる。ナイキスト(Nyq
uist) ・ロールオフ・フィルタの総合伝達関数は送信機
および受信機によって等しく共有される。従って、ｋ番
目のサブキャリアの変調信号Ｚmk（ｔ）はルート(root)
・ナイキスト・ロールオフ・フィルタの出力波形であ
る。加算器５７は、個々の信号を加算して送信用のコン
ポジット信号を形成する。Ｍ個の変調されたサブキャリ
アからなるコンポジット信号Ｚt （ｔ）５８は、以下の
ように表現される。
alent complex baseband domain)における送信機５０の
ブロック図を示す。個別のサブキャリアへの入力アルフ
ァベット５１は、マッパー５３に伝達される。すべての
入力アルファベットはともに複素シンボル・シーケンス
ｓk （ｎ）５２からなる。個別のマップされた入力アル
ファベットは、ついで、ロールオフ・フィルタ５４によ
ってスペクトラム・シェーピング(spectrum shaping)の
ためにそれぞれフィルタリングされる。ナイキスト(Nyq
uist) ・ロールオフ・フィルタの総合伝達関数は送信機
および受信機によって等しく共有される。従って、ｋ番
目のサブキャリアの変調信号Ｚmk（ｔ）はルート(root)
・ナイキスト・ロールオフ・フィルタの出力波形であ
る。加算器５７は、個々の信号を加算して送信用のコン
ポジット信号を形成する。Ｍ個の変調されたサブキャリ
アからなるコンポジット信号Ｚt （ｔ）５８は、以下の
ように表現される。
【００６４】
【数１４】
【００６５】ここで、ωｋ＝２πｆk である。この複素
コンポジット信号は、ついでアップコンバートされ、送
信される。
コンポジット信号は、ついでアップコンバートされ、送
信される。
【００６６】フェージング周波数選択性はＮ個の伝搬路
のシナリオによる。例えば、W. C.Jakes による「マイ
クロ波移動体通信(Microwave Mobile Communications)
」、IEEE Press. （１９９４年）参照のこと。
のシナリオによる。例えば、W. C.Jakes による「マイ
クロ波移動体通信(Microwave Mobile Communications)
」、IEEE Press. （１９９４年）参照のこと。
【００６７】図９は、本発明による等価複素ベースバン
ド領域での周波数選択性フェージングの発生プロセスの
ブロック図である。
ド領域での周波数選択性フェージングの発生プロセスの
ブロック図である。
【００６８】Ｎ個の通路(N-path)をもつレイリー・フェ
ージング・チャネルの等価ベースバンド伝達関数ｈ
（ｔ）は以下のように表せる。
ージング・チャネルの等価ベースバンド伝達関数ｈ
（ｔ）は以下のように表せる。
【００６９】
【数１５】
【００７０】ここで、Ｚfl（ｔ）およびτ1 は、それぞ
れ、フェージング複素包絡線１００およびｌ番目の伝搬
路での遅延時間１０２であり、δ（・）は、デルタ関数
である。一般性を失うことなしに、τ1 ＝０と仮定す
る。マルチプル・サブキャリア伝送であるので、チャネ
ル遅延拡散(delay spread)τ＝Ｍａｘ（τi ）はシンボ
ル時間隔Ｔ（＝１／ｆs ）と比較して充分に小さいと仮
定する。
れ、フェージング複素包絡線１００およびｌ番目の伝搬
路での遅延時間１０２であり、δ（・）は、デルタ関数
である。一般性を失うことなしに、τ1 ＝０と仮定す
る。マルチプル・サブキャリア伝送であるので、チャネ
ル遅延拡散(delay spread)τ＝Ｍａｘ（τi ）はシンボ
ル時間隔Ｔ（＝１／ｆs ）と比較して充分に小さいと仮
定する。
【００７１】図１０は、本発明による受信機６０のブロ
ック図である。Ｍ個の変調されたサブキャリアからな
る、受信されたコンポジット信号５８は、そのサブキャ
リア成分１０４に分離され、そしてフィルタされる。ｋ
番目のサブキャリアに対して、ルート・ナイキスト受信
フィルタ６４の出力Ｚrk（ｔ）６２は、以下のようにな
る。
ック図である。Ｍ個の変調されたサブキャリアからな
る、受信されたコンポジット信号５８は、そのサブキャ
リア成分１０４に分離され、そしてフィルタされる。ｋ
番目のサブキャリアに対して、ルート・ナイキスト受信
フィルタ６４の出力Ｚrk（ｔ）６２は、以下のようにな
る。
【００７２】
【数１６】
【００７３】ここで、Ｚk （ｔ）は入力複素シンボル・
シーケンスｓk （ｎ）５２に対するナイキスト・ロール
オフ・フィルタの総合応答であり、Ｚk （ｔ）は、以下
の式で与えられる。
シーケンスｓk （ｎ）５２に対するナイキスト・ロール
オフ・フィルタの総合応答であり、Ｚk （ｔ）は、以下
の式で与えられる。
【００７４】
【数１７】
【００７５】ここで、
【００７６】
【数１８】
【００７７】である。
【００７８】ｈｒ（ｔ）は、このフィルタの総合インパ
ルス応答であり、αはロールオフ・ファクタであり、お
よびＺnk（ｔ）はｋ番目のサブキャリアにおけるアディ
ティブ白色ガウス雑音(additive white Gaussian nois
e：ＡＷＧＮ）成分である。これらのサンプルされた信
号はチャネル推定器１０８にフィードバック１１５とし
て供給される。図１１は、ルート・ナイキスト受信フィ
ルタの出力Ｚrk（ｔ）６２の発生をさらに示す受信機の
ブロック図である。
ルス応答であり、αはロールオフ・ファクタであり、お
よびＺnk（ｔ）はｋ番目のサブキャリアにおけるアディ
ティブ白色ガウス雑音(additive white Gaussian nois
e：ＡＷＧＮ）成分である。これらのサンプルされた信
号はチャネル推定器１０８にフィードバック１１５とし
て供給される。図１１は、ルート・ナイキスト受信フィ
ルタの出力Ｚrk（ｔ）６２の発生をさらに示す受信機の
ブロック図である。
【００７９】フェージング推定値１０６である
【００８０】
【外１】
【００８１】判定回路(decision cuircuit) １１０への
入力である。判定結果１１２は、チャネル推定器に戻さ
れる。このようにして、情報シンボルおよび既知のシン
ボル１１４のための判定結果１１２は、チャネル推定器
に対して利用可能であり、ここに開示された信号検出お
よびパラメータ推定を統合的に行う方法において用いら
れる。
入力である。判定結果１１２は、チャネル推定器に戻さ
れる。このようにして、情報シンボルおよび既知のシン
ボル１１４のための判定結果１１２は、チャネル推定器
に対して利用可能であり、ここに開示された信号検出お
よびパラメータ推定を統合的に行う方法において用いら
れる。
【００８２】好適な構成は、ＩＳＩのキャンセルのため
に等価器は用いない。受信機のフィルタ出力は、各シン
ボル・タイミングｎＴでサンプルされる。τ≪Ｔゆえ、
ＩＳＩ成分を式（５）では無視すれば、フィルタ出力サ
ンプルは、以下のように近似される。
に等価器は用いない。受信機のフィルタ出力は、各シン
ボル・タイミングｎＴでサンプルされる。τ≪Ｔゆえ、
ＩＳＩ成分を式（５）では無視すれば、フィルタ出力サ
ンプルは、以下のように近似される。
【００８３】
【数１９】
【００８４】ここで、ｚfl（ｎ）＝Ｚfl（ｎＴ）、ｚrk
（ｎ）＝Ｚrk（ｎＴ）およびｚnk（ｎＴ）である。
（ｎ）＝Ｚrk（ｎＴ）およびｚnk（ｎＴ）である。
【００８５】
【数２０】
【００８６】式（８）で定義されるＺfk（ｎ）は、ｋ番
目のサブキャリアが影響を受ける（周波数フラット）フ
ェージング複素包絡線であることが、式（７）からわか
る。Ｚfl（ｎ）と、Ｚnk（ｎ）の両方とも、それぞれ、
＜｜Ｚfl（ｎ）｜2 ＞＝σfl 2 と＜ｚnk（ｎ）｜2 ＞＝
σnk 2 の分散を有し、ゼロを平均とする複素ガウス過程
である。平均信号電力を＜ｌｓk （ｎ）｜2 ＞＝１と仮
定すると、ｋ番目のサブキャリアの平均受信信号対雑音
電力比（ＳＮＲ）Γｋは以下で定義される。
目のサブキャリアが影響を受ける（周波数フラット）フ
ェージング複素包絡線であることが、式（７）からわか
る。Ｚfl（ｎ）と、Ｚnk（ｎ）の両方とも、それぞれ、
＜｜Ｚfl（ｎ）｜2 ＞＝σfl 2 と＜ｚnk（ｎ）｜2 ＞＝
σnk 2 の分散を有し、ゼロを平均とする複素ガウス過程
である。平均信号電力を＜ｌｓk （ｎ）｜2 ＞＝１と仮
定すると、ｋ番目のサブキャリアの平均受信信号対雑音
電力比（ＳＮＲ）Γｋは以下で定義される。
【００８７】
【数２１】
【００８８】コヒーレント検出は、
【００８９】
【外２】
【００９０】を必要とし、次に、
【００９１】
【数２２】
【００９２】は、Ｚrk（ｎ）で乗ぜられる。ここで＊は
複素共役を示し、
複素共役を示し、
【００９３】
【数２３】
【００９４】に最も近いシンボルが変調信号ポイントの
中から選択され、判定結果として出力される。
中から選択され、判定結果として出力される。
【００９５】ここで、マルチプル・サブキャリアＰＳＡ
Ｍの信号検出およびパラメーター推定の統合の一つの目
的は、情報シンボルのための先の判定結果と同じよう
に、特有のワードおよびパイロット・シンボルのような
既知のシンボルを用いる各サブキャリアのＺFk（ｎ）の
Ｍの信号検出およびパラメーター推定の統合の一つの目
的は、情報シンボルのための先の判定結果と同じよう
に、特有のワードおよびパイロット・シンボルのような
既知のシンボルを用いる各サブキャリアのＺFk（ｎ）の
【００９６】
【外３】
【００９７】を供給することである。サブキャリアごと
の検出は、従来技術によれば、シングルキャリアＰＳＡ
Ｍのためのフェージング推定方式を用いることができ
る。しかしながら、本発明と異なり、従来技術のフェー
ジング推定方式は、式（３）で表されたフェージングの
周波数選択性の発生プロセスを考慮していない。ここで
式（３）は、Ｍ個のサブキャリアに共通であり、オフセ
ット・パイロット配置の利点を利用していない。
の検出は、従来技術によれば、シングルキャリアＰＳＡ
Ｍのためのフェージング推定方式を用いることができ
る。しかしながら、本発明と異なり、従来技術のフェー
ジング推定方式は、式（３）で表されたフェージングの
周波数選択性の発生プロセスを考慮していない。ここで
式（３）は、Ｍ個のサブキャリアに共通であり、オフセ
ット・パイロット配置の利点を利用していない。
【００９８】τ≪Ｔのために、式（８）の高次項は無視
しうる。従って、ＺFk（ｎ）は以下のごとく近似され得
る。
しうる。従って、ＺFk（ｎ）は以下のごとく近似され得
る。
【００９９】
【数２４】
【０１００】ここで、
【０１０１】
【数２５】
【０１０２】また、
【０１０３】
【数２６】
【０１０４】ｘ1 （ｎ）およびｘ2 （ｎ）のパラメータ
・ペアは、フェージングの周波数選択性の発生プロセス
と関連し、ｋに独立である。もし、
・ペアは、フェージングの周波数選択性の発生プロセス
と関連し、ｋに独立である。もし、
【０１０５】
【外４】
【０１０６】も式（９）を用いることによって得ること
ができる。それゆえ、本発明の方法はＺFk（ｎ）の代わ
りにベクトルｘ（ｎ）＝［ｘ1 （ｎ）ｘ2 （ｎ）］t を
推定するものである。
ができる。それゆえ、本発明の方法はＺFk（ｎ）の代わ
りにベクトルｘ（ｎ）＝［ｘ1 （ｎ）ｘ2 （ｎ）］t を
推定するものである。
【０１０７】ここで、好適な構成は、以下の二つの段階
を備えている。
を備えている。
【０１０８】・パイロット・シンボルのような既知のシ
ンボルのパラメータ・ペアの推定値は、最初に再帰最小
２乗推定法（recursive least square：ＲＬＳ）を用い
て得られる。
ンボルのパラメータ・ペアの推定値は、最初に再帰最小
２乗推定法（recursive least square：ＲＬＳ）を用い
て得られる。
【０１０９】・次に、情報シンボルの推定値を得るのに
判定ディレクテッド法(decision-directed method)が用
いられる。
判定ディレクテッド法(decision-directed method)が用
いられる。
【０１１０】図１２は、図７のフレーム・フォーマット
の信号処理の順序を示したものである。既知のシンボル
４１の信号処理順序は、パイロット・シンボルのタイミ
ングに相当するｎサフィックスの最小値から最大値まで
である（ただし、これらは連続はしていない）。図１２
で図示された例では、信号処理の順序は、連続するｉに
よって再インデックスされている。チャネルの状態空間
表示、
の信号処理の順序を示したものである。既知のシンボル
４１の信号処理順序は、パイロット・シンボルのタイミ
ングに相当するｎサフィックスの最小値から最大値まで
である（ただし、これらは連続はしていない）。図１２
で図示された例では、信号処理の順序は、連続するｉに
よって再インデックスされている。チャネルの状態空間
表示、
【０１１１】
【数２７】
【０１１２】は、次にパラメータ推定のために用いられ
ている。ここで、
ている。ここで、
【０１１３】
【数２８】
【０１１４】は、観測ベクトル(observation vector)で
あり、Ｗ（ｉ）はプロセス・ノイズ、ＩL はＬ×Ｌの単
位行列である。ｋは既知シンボルが転送されるサブキャ
リアのインデックスである。
あり、Ｗ（ｉ）はプロセス・ノイズ、ＩL はＬ×Ｌの単
位行列である。ｋは既知シンボルが転送されるサブキャ
リアのインデックスである。
【０１１５】ユニーク・ワードとパイロット・シンボル
は既知であるから、ｓk （ｉ）は知られている。それゆ
え、
は既知であるから、ｓk （ｉ）は知られている。それゆ
え、
【０１１６】
【外５】
【０１１７】以下のように標準形ＲＬＳアルゴリズムを
用いることができる。
用いることができる。
【０１１８】
【数２９】
【０１１９】であり、Ｈは行列の転置複素共役を示し、
λは
λは
【０１２０】
【数３０】
【０１２１】により与えられる定数である。
【０１２２】例えば、Simon Haykin, 「Adaptive Filte
r Theory」, Prentice-Hall （１９８６年）を参照のこ
と。
r Theory」, Prentice-Hall （１９８６年）を参照のこ
と。
【０１２３】ノイズの分散σnk 2 は、通常は未知であ
る。ここで開示された方式の正確さは、σnk 2 ＝１の仮
定を用いることによって、重要な影響は及ぼされない。
同様に、σw 2は通常未知である。σnk 2 ＝１を仮定する
ことにより、忘却係数(forgetting factor) λ＝１／
（１＋σw 2）は、σw 2の代わりにアルゴリズムの収束の
速度を制御するのに用いられる。ここで、０＜λ≦１で
ある。
る。ここで開示された方式の正確さは、σnk 2 ＝１の仮
定を用いることによって、重要な影響は及ぼされない。
同様に、σw 2は通常未知である。σnk 2 ＝１を仮定する
ことにより、忘却係数(forgetting factor) λ＝１／
（１＋σw 2）は、σw 2の代わりにアルゴリズムの収束の
速度を制御するのに用いられる。ここで、０＜λ≦１で
ある。
【０１２４】式（１５）および（１６）の再帰がフレー
ム中の最後のパイロット・シンボルに到達するとき、
ム中の最後のパイロット・シンボルに到達するとき、
【０１２５】
【外６】
【０１２６】が存在する。
【０１２７】
【外７】
【０１２８】パラメータ・ペアの推定値を得るのに用い
られる。
られる。
【０１２９】（未知の）情報シンボルのためのパラメー
タ推定は、ここで開示される方式の２番目の段階、すな
わち、判定ディテクテッドな方法である。図１３は、本
発明による、未知のシンボル５０のための信号処理順序
の例を示す。図１３中シンボル・タイミング・インデッ
クスｎは、信号処理順序に用いられる。本発明の好適実
施の形態としては、タイムインターバルｎ1 ≦ｎ≦ｎ2
の間、パラメータ・ペアｘ（ｎ）＝［ｘ1 （ｎ）ｘ2
（ｎ）］t の値は、ｎの関数ｆ（ｎ）として、変化する
ことが考えられる。
タ推定は、ここで開示される方式の２番目の段階、すな
わち、判定ディテクテッドな方法である。図１３は、本
発明による、未知のシンボル５０のための信号処理順序
の例を示す。図１３中シンボル・タイミング・インデッ
クスｎは、信号処理順序に用いられる。本発明の好適実
施の形態としては、タイムインターバルｎ1 ≦ｎ≦ｎ2
の間、パラメータ・ペアｘ（ｎ）＝［ｘ1 （ｎ）ｘ2
（ｎ）］t の値は、ｎの関数ｆ（ｎ）として、変化する
ことが考えられる。
【０１３０】従来技術として知られているように、同時
にインデックスされた両側のいくつかの既知のシンボル
の推定に用いられる補間又は曲線適合技術は、ｆ（ｎ）
を決定するのに用いることができる。ｘ（ｎ）＝ｆ
（ｎ）から、ｇ（ｎ）＝ｆ（ｎ＋１）−ｆ（ｎ）とした
場合のｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋ｇ（ｎ）は、強制的に
パラメータ・ベクトルをドライブする制御力(control f
orce) である。例えば、ｎのＰ次多項式が、ｆ（ｎ）と
して以下の式で用いられる。
にインデックスされた両側のいくつかの既知のシンボル
の推定に用いられる補間又は曲線適合技術は、ｆ（ｎ）
を決定するのに用いることができる。ｘ（ｎ）＝ｆ
（ｎ）から、ｇ（ｎ）＝ｆ（ｎ＋１）−ｆ（ｎ）とした
場合のｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋ｇ（ｎ）は、強制的に
パラメータ・ベクトルをドライブする制御力(control f
orce) である。例えば、ｎのＰ次多項式が、ｆ（ｎ）と
して以下の式で用いられる。
【０１３１】
【数３１】
【０１３２】次にｇ（ｎ）は、
【０１３３】
【数３２】
【０１３４】ここで、０≦ｐ≦Ｐについてａp ＝
（ａp1，ａp2）t である。
（ａp1，ａp2）t である。
【０１３５】ゆえに、ｎ1 ≦ｎ≦ｎ2 についてチャネル
の状態空間表現は、
の状態空間表現は、
【０１３６】
【数３３】
【０１３７】である。ここで、
【０１３８】
【数３４】
【０１３９】および、
【０１４０】
【数３５】
【０１４１】である。
【０１４２】制御力としてのｇ（ｎ）についてのこの状
態空間表現に対して、次の再帰的アルゴリズムが提供さ
れる。
態空間表現に対して、次の再帰的アルゴリズムが提供さ
れる。
【０１４３】
【数３６】
【０１４４】既知のシンボルの推定プロセスと異なり、
情報シンボルｓk （ｎ）は、再帰が、インデックスｎに
到達するときは未知である。ゆえにＭ個のサブキャリア
についての未知のシンボルの判定は、式（２２）、（２
３）の再帰の前になされなければならない。
情報シンボルｓk （ｎ）は、再帰が、インデックスｎに
到達するときは未知である。ゆえにＭ個のサブキャリア
についての未知のシンボルの判定は、式（２２）、（２
３）の再帰の前になされなければならない。
【０１４５】
【外８】
【０１４６】以下のように推定される。
【０１４７】
【数３７】
【０１４８】ｋ番目のサブキャリアに対するフェージン
グ複素包絡線の推定は、シンボルタイミングｎでのコヒ
ーレント検出に要求され、式（９）から得られる。ｓk
（ｎ）についての判定が次になされる。上述のプロセス
は既知のユニーク・ワードおよびパイロット・シンボル
間の他の情報の検出のため他のインターバル（ｎ1 、ｎ
2 ）について繰り返される。
グ複素包絡線の推定は、シンボルタイミングｎでのコヒ
ーレント検出に要求され、式（９）から得られる。ｓk
（ｎ）についての判定が次になされる。上述のプロセス
は既知のユニーク・ワードおよびパイロット・シンボル
間の他の情報の検出のため他のインターバル（ｎ1 、ｎ
2 ）について繰り返される。
【０１４９】ｎ∈（ｎ1 、ｎ2 ）として、ｎ2 −ｎ1 が
相対的に小さいと仮定すれば、パラメータ・ベクトルｘ
（ｎ）は、ａ1 ＝（ａ11、ａ12）t 、ａ0 ＝（ａ01、ａ
02）t とした場合、ｘ（ｎ）＝ｆ（ｎ）＝ａ1 ｎ＋ａ0
ｎの線形関数として変化する。この場合、制御力ｇ
（ｎ）は、ｇ（ｎ）＝ｆ（ｎ＋１）−ｆ（ｎ）＝ａ1 で
ある。ｎ1 およびｎ2 が本発明の実施の形態における既
知のシンボルのためのシンボル・タイミングと仮定すれ
ば、ａ1 は以下のように推定される。
相対的に小さいと仮定すれば、パラメータ・ベクトルｘ
（ｎ）は、ａ1 ＝（ａ11、ａ12）t 、ａ0 ＝（ａ01、ａ
02）t とした場合、ｘ（ｎ）＝ｆ（ｎ）＝ａ1 ｎ＋ａ0
ｎの線形関数として変化する。この場合、制御力ｇ
（ｎ）は、ｇ（ｎ）＝ｆ（ｎ＋１）−ｆ（ｎ）＝ａ1 で
ある。ｎ1 およびｎ2 が本発明の実施の形態における既
知のシンボルのためのシンボル・タイミングと仮定すれ
ば、ａ1 は以下のように推定される。
【０１５０】
【数３８】
【０１５１】ただし、ｎ1 ≦ｎ≦ｎ2 とする。
【０１５２】サブキャリアごとの推定は、先に述べてき
たように、フェージング複素包絡線ｚFk（ｎ）それ自身
を直接的に推定する。図１４に示すように、このプロセ
スは、それぞれのサブキャリアに他のキャリアとは独立
して行われる。
たように、フェージング複素包絡線ｚFk（ｎ）それ自身
を直接的に推定する。図１４に示すように、このプロセ
スは、それぞれのサブキャリアに他のキャリアとは独立
して行われる。
【０１５３】
【外９】
【０１５４】と同様に得られる。上述の２段階推定プロ
セスは既知のシンボルおよび情報シンボルに対するＺFk
（ｎ）の状態空間表現に適用され得る。
セスは既知のシンボルおよび情報シンボルに対するＺFk
（ｎ）の状態空間表現に適用され得る。
【０１５５】コンピュータ・シミュレーションがここで
開示された性能の評価として導かれた。４−ＰＳＡＭ／
１６ＱＡＭがシミュレーションに対する変調方式として
用いられる。したがって、ＰＳＡＭフォーマットを有す
る４つのサブキャリアがある。本発明を用いて得られた
シンボル・エラー率（ＳＥＲ）の性能が従来技術である
サブキャリアごとの推定および検出方式と比較される。
開示された性能の評価として導かれた。４−ＰＳＡＭ／
１６ＱＡＭがシミュレーションに対する変調方式として
用いられる。したがって、ＰＳＡＭフォーマットを有す
る４つのサブキャリアがある。本発明を用いて得られた
シンボル・エラー率（ＳＥＲ）の性能が従来技術である
サブキャリアごとの推定および検出方式と比較される。
【０１５６】例示のコンピュータ・シミュレーションは
図７で示されたフレーム・フォーマットを用いる。フレ
ームは６０シンボルの長さで（Ｎf ＝６０）、一意的な
ワードは１シンボルの長さである（Ｎu ＝１）。４つの
サブキャリアのために、１フレームは２４０の１６ＱＡ
Ｍのシンボルを備えている。パイロット・シンボルはサ
ブキャリアごとのすべての８シンボルに送信されるがそ
れらの位置はサブキャリアの中で異なる。受信機では、
パイロット・シンボルがすべての４つのシンボル・タイ
ミングで受信される。
図７で示されたフレーム・フォーマットを用いる。フレ
ームは６０シンボルの長さで（Ｎf ＝６０）、一意的な
ワードは１シンボルの長さである（Ｎu ＝１）。４つの
サブキャリアのために、１フレームは２４０の１６ＱＡ
Ｍのシンボルを備えている。パイロット・シンボルはサ
ブキャリアごとのすべての８シンボルに送信されるがそ
れらの位置はサブキャリアの中で異なる。受信機では、
パイロット・シンボルがすべての４つのシンボル・タイ
ミングで受信される。
【０１５７】コンピュータ・シミュレーションでのナイ
キスト・フィルタのロールオフ・ファクタはα＝０．５
と推定する。サブキャリアΔｆ／ｆｓ間のチャネル・セ
パレーションは、サブキャリアごとにシンボルレートｆ
ｓで正規化されたものであり、１．１２５である。従っ
て、α＝０．５で、隣接サブキャリアからの干渉成分は
無視され得る。等しいパワーの２経路伝搬モデル（Ｎ＝
２）が仮定される。すべてのＭ個のサブキャリアに対
し、平均電力Γk ＝Γも仮定される。ｆ（ｎ）＝ａ1 ｎ
＋ａ0 が制御力として用いられる。ここで、ａ1 は式
（２５）を用いて決定される。
キスト・フィルタのロールオフ・ファクタはα＝０．５
と推定する。サブキャリアΔｆ／ｆｓ間のチャネル・セ
パレーションは、サブキャリアごとにシンボルレートｆ
ｓで正規化されたものであり、１．１２５である。従っ
て、α＝０．５で、隣接サブキャリアからの干渉成分は
無視され得る。等しいパワーの２経路伝搬モデル（Ｎ＝
２）が仮定される。すべてのＭ個のサブキャリアに対
し、平均電力Γk ＝Γも仮定される。ｆ（ｎ）＝ａ1 ｎ
＋ａ0 が制御力として用いられる。ここで、ａ1 は式
（２５）を用いて決定される。
【０１５８】４つの例のサブキャリアについての
【０１５９】
【外１０】
【０１６０】図１５のグラフで示されている。図１５
は、遅延拡散τ／Ｔおよび最大ドップラー周波数ｆD Ｔ
に対して、両方ともシンボル時間隔Ｔにより正規化され
各々０．０２および０．０１であり、Γ→∞の場合のキ
ャリアごとの平均受信ＳＮＲを示している。
は、遅延拡散τ／Ｔおよび最大ドップラー周波数ｆD Ｔ
に対して、両方ともシンボル時間隔Ｔにより正規化され
各々０．０２および０．０１であり、Γ→∞の場合のキ
ャリアごとの平均受信ＳＮＲを示している。
【０１６１】図１６は、それらの対応する現実のフェー
ジング複素包絡線ＺFk（ｎ）の特性を示す図である。
ジング複素包絡線ＺFk（ｎ）の特性を示す図である。
【０１６２】
【外１１】
【０１６３】現実のフェージング複素包絡線ｚFk（ｎ）
に相対的に良く追随している。しかし、それらはｚ
Fk（ｎ）の軌道の周りでうねっている。これは主として
パラメータ推定（式（７）参照）の間無視された隣接シ
ンボルからのＩＳＩ成分が、アルゴリズムの収束を乱し
ているからである。
に相対的に良く追随している。しかし、それらはｚ
Fk（ｎ）の軌道の周りでうねっている。これは主として
パラメータ推定（式（７）参照）の間無視された隣接シ
ンボルからのＩＳＩ成分が、アルゴリズムの収束を乱し
ているからである。
【０１６４】図１７は、本発明を用いて、並びに、ｆD
Ｔおよびτ／Ｔをパラメータとして、サブキャリアごと
の検出方式対キャリアについての平均受信ＳＮＲである
Γを用いて得たＳＥＲ特性を示す図である。両方のパラ
メータはシンボル時間隔Ｔにより、正規化されている。
τ／Ｔ＝０およびτ／Ｔ＝０．０２の両方の場合には本
発明による１３０、１３２は、従来方式による１３４、
１３６のサブキャリアごとの技術より良い特性になって
いる。τ／Ｔ＝０のとき１６ＱＡＭのコヒーレント検出
の理論的な平均ＳＥＲは、
Ｔおよびτ／Ｔをパラメータとして、サブキャリアごと
の検出方式対キャリアについての平均受信ＳＮＲである
Γを用いて得たＳＥＲ特性を示す図である。両方のパラ
メータはシンボル時間隔Ｔにより、正規化されている。
τ／Ｔ＝０およびτ／Ｔ＝０．０２の両方の場合には本
発明による１３０、１３２は、従来方式による１３４、
１３６のサブキャリアごとの技術より良い特性になって
いる。τ／Ｔ＝０のとき１６ＱＡＭのコヒーレント検出
の理論的な平均ＳＥＲは、
【０１６５】
【数３９】
【０１６６】から計算することができる。
【０１６７】ここで、ｐ（γ）は、受信瞬時ＳＮＲであ
るγの確率密度関数ｐｄｆである。
るγの確率密度関数ｐｄｆである。
【０１６８】例えば、J. G. Proakis 、「ディジタル・
コミュニケーションズ(Digital Communications)」、Mc
Grow-Hill （１９８３年）参照のこと。レイリー・フェ
ージング下ではｐ（γ）＝（１／Γ）ｅｘｐ（−γ／
Γ）である。
コミュニケーションズ(Digital Communications)」、Mc
Grow-Hill （１９８３年）参照のこと。レイリー・フェ
ージング下ではｐ（γ）＝（１／Γ）ｅｘｐ（−γ／
Γ）である。
【０１６９】理論上の平均ＳＥＲ１３８もまた図１６に
プロットされている。τ／Ｔ＝０の場合、本発明の平均
ＳＥＲは理論上のＳＥＲと約３ｄＢ異なる。本発明の他
の実施の形態では式（２５）で与えられる制御力とは異
なる制御力ｆ（ｎ）が適用される。したがって、本発明
の具体例による平均ＳＥＲと理論的な平均ＳＥＲとの間
の相違を減少するために本発明の他の実施の形態では、
適切な制御力が用い得る。それによって、特性が改善さ
れることになる。
プロットされている。τ／Ｔ＝０の場合、本発明の平均
ＳＥＲは理論上のＳＥＲと約３ｄＢ異なる。本発明の他
の実施の形態では式（２５）で与えられる制御力とは異
なる制御力ｆ（ｎ）が適用される。したがって、本発明
の具体例による平均ＳＥＲと理論的な平均ＳＥＲとの間
の相違を減少するために本発明の他の実施の形態では、
適切な制御力が用い得る。それによって、特性が改善さ
れることになる。
【０１７０】図１８は、τ／Ｔをパラメータとして、平
均ＳＮＲΓ→∞の場合のＳＥＲ特性対ｆD Ｔを示す。τ
／Ｔ＝０．０２の場合、正規化された最大ドップラー周
波数ｆD Ｔが相対的に小さいときには、本発明のこの例
の平均ＳＥＲ１３２は、サブキャリアごとの方式による
１３６とほぼ同一である。これは、ｆD Ｔの小さい値の
範囲では、本発明およびサブキャリアごとの方式の両方
において無視されたＩＳＩ成分により特性が左右される
からである。
均ＳＮＲΓ→∞の場合のＳＥＲ特性対ｆD Ｔを示す。τ
／Ｔ＝０．０２の場合、正規化された最大ドップラー周
波数ｆD Ｔが相対的に小さいときには、本発明のこの例
の平均ＳＥＲ１３２は、サブキャリアごとの方式による
１３６とほぼ同一である。これは、ｆD Ｔの小さい値の
範囲では、本発明およびサブキャリアごとの方式の両方
において無視されたＩＳＩ成分により特性が左右される
からである。
【０１７１】τ／Ｔ＝０の場合、仮にＩＳＩが存在しな
い場合でさえも、ｆD Ｔがより小さくなるにつれて、本
発明の例およびサブキャリアごとの方式のＳＥＲ特性１
３０，１３４は両方とも平坦である。これは、ｆD Ｔ→
０およびΓ→∞のときに、カルマン・アルゴリズムにお
ける共分散行列Ｐ（ｉ）又はＰ（ｎ）が特異(singular)
化する傾向にあるからである。ｆD Ｔが大きくなる場合
にτ／Ｔ＝０およびτ／Ｔ＝０．０２の両方で、本発明
はサブキャリアごとの方式より良いＳＥＲを特性を達成
する。これは、他のサブキャリアの信号検出プロセスに
より得られたチャネルについての知識を用いることがい
かに有効であるかを示している。
い場合でさえも、ｆD Ｔがより小さくなるにつれて、本
発明の例およびサブキャリアごとの方式のＳＥＲ特性１
３０，１３４は両方とも平坦である。これは、ｆD Ｔ→
０およびΓ→∞のときに、カルマン・アルゴリズムにお
ける共分散行列Ｐ（ｉ）又はＰ（ｎ）が特異(singular)
化する傾向にあるからである。ｆD Ｔが大きくなる場合
にτ／Ｔ＝０およびτ／Ｔ＝０．０２の両方で、本発明
はサブキャリアごとの方式より良いＳＥＲを特性を達成
する。これは、他のサブキャリアの信号検出プロセスに
より得られたチャネルについての知識を用いることがい
かに有効であるかを示している。
【０１７２】図１９はΓ→∞およびｆD Ｔ＝０．０２の
ときのＳＥＲ特性対τ／Ｔを示している。本発明の例１
４０によるＳＥＲ特性はτ／Ｔ＞０．０５のときのサブ
キャリアごとの方式１４２による特性より悪い。本来τ
／Ｔ＞０．０５となるシステム設計ではマルチプル・サ
ブキャリア信号処理の利点を十分に得ることができな
い。τ／Ｔ≦０．０５の場合、本発明はサブキャリアご
との方式より小さいＳＥＲを達成する。
ときのＳＥＲ特性対τ／Ｔを示している。本発明の例１
４０によるＳＥＲ特性はτ／Ｔ＞０．０５のときのサブ
キャリアごとの方式１４２による特性より悪い。本来τ
／Ｔ＞０．０５となるシステム設計ではマルチプル・サ
ブキャリア信号処理の利点を十分に得ることができな
い。τ／Ｔ≦０．０５の場合、本発明はサブキャリアご
との方式より小さいＳＥＲを達成する。
【０１７３】式（７）において、隣接シンボルからのＩ
ＳＩ成分は、フェージングの周波数選択性によるもので
あって、τ≪Ｔゆえ無視される。実際、ＩＳＩは特性曲
線でＳＥＲを最低にする。ＩＳＩの影響は、ロールオフ
・ファクターαに依存する。図２０は、τ／Ｔ＝０．０
２およびｆD Ｔ＝０．０２として、Γ→∞とした場合の
ＳＥＲ特性対αを示す。より大きいαの値により、より
良い特性が達成されているのがわかる。本発明の場合よ
りサブキャリアごとの構成の場合の方がαの値に対する
ＳＥＲの感度は低い。
ＳＩ成分は、フェージングの周波数選択性によるもので
あって、τ≪Ｔゆえ無視される。実際、ＩＳＩは特性曲
線でＳＥＲを最低にする。ＩＳＩの影響は、ロールオフ
・ファクターαに依存する。図２０は、τ／Ｔ＝０．０
２およびｆD Ｔ＝０．０２として、Γ→∞とした場合の
ＳＥＲ特性対αを示す。より大きいαの値により、より
良い特性が達成されているのがわかる。本発明の場合よ
りサブキャリアごとの構成の場合の方がαの値に対する
ＳＥＲの感度は低い。
【０１７４】図２１は、本発明による検出およびチャネ
ル推定を統合的に行う装置のブロック図である。各シン
ボル・タイミングでのフィルタ出力標本化手段１５２
は、サブキャリア内に既知シンボルを位置づける手段１
５０と結合されている。サンプラ１５２はｔ＝ｎＴでの
フィルタ出力サンプルを提供する。従って、近似値を見
いだす手段１５４は、ｔ＝ｎＴでのインパルス応答成分
ｈｒ（−τ）でのフィルタ出力のサンプルを前記マルチ
プル・サブキャリア信号の全てのサブキャリアに共通す
るフェージング周波数選択性の発生プロセスに関連づけ
られたパラメータ・ペアを近似する手段１５６に伝達す
る。
ル推定を統合的に行う装置のブロック図である。各シン
ボル・タイミングでのフィルタ出力標本化手段１５２
は、サブキャリア内に既知シンボルを位置づける手段１
５０と結合されている。サンプラ１５２はｔ＝ｎＴでの
フィルタ出力サンプルを提供する。従って、近似値を見
いだす手段１５４は、ｔ＝ｎＴでのインパルス応答成分
ｈｒ（−τ）でのフィルタ出力のサンプルを前記マルチ
プル・サブキャリア信号の全てのサブキャリアに共通す
るフェージング周波数選択性の発生プロセスに関連づけ
られたパラメータ・ペアを近似する手段１５６に伝達す
る。
【０１７５】パラメータ・ペアは既知シンボルに対して
最初に推定される。手段１５８は既知シンボルのための
推定されたパラメータ・ペアを用いて供給される。
最初に推定される。手段１５８は既知シンボルのための
推定されたパラメータ・ペアを用いて供給される。
【０１７６】既知シンボルのための先に得られたパラメ
ータ・ペアは、次の未知シンボルのためのパラメータ・
ペアを導くために用いられる。次の推定値のために先に
得たパラメータ・ペアを用いる手段１６０が、供給され
る。
ータ・ペアは、次の未知シンボルのためのパラメータ・
ペアを導くために用いられる。次の推定値のために先に
得たパラメータ・ペアを用いる手段１６０が、供給され
る。
【０１７７】推定されたパラメータ・ペアは、順番に、
サブキャリアのフェージング複素包絡線に相当するベク
トルを推定する手段１６２に通信される。
サブキャリアのフェージング複素包絡線に相当するベク
トルを推定する手段１６２に通信される。
【０１７８】本発明は、ここでは好ましい具体例を参照
して記述されたが、ここに述べた具体例は、本発明の精
神および範囲から逸脱することなく、他の応用例に代え
ることができる。従って、本発明は特許請求の範囲によ
って制限されるのみである。
して記述されたが、ここに述べた具体例は、本発明の精
神および範囲から逸脱することなく、他の応用例に代え
ることができる。従って、本発明は特許請求の範囲によ
って制限されるのみである。
【図１】従来技術によりマルチプル・サブキャリアに分
けられたバンド幅を示す図である。
けられたバンド幅を示す図である。
【図２】従来技術によるシンボル列のフレーム・フォー
マットの例を示す図である。
マットの例を示す図である。
【図３】従来技術によるマルチプル・サブキャリアＰＳ
ＡＭフォーマットの例を示す図である。
ＡＭフォーマットの例を示す図である。
【図４】従来技術によるサブキャリアごとの検出を示す
図である。
図である。
【図５】従来技術による周波数選択性フェージングを示
す図である。
す図である。
【図６】フェージング複素振幅を検出するために全ての
サブキャリアに共通なパラメータの推定を示す図であ
る。
サブキャリアに共通なパラメータの推定を示す図であ
る。
【図７】本発明によるフレーム・フォーマットの例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】本発明による等価複素ベースバンド領域での送
信機の例を示すブロック図である。
信機の例を示すブロック図である。
【図９】本発明による等価複素ベースバンド領域での周
波数選択性フェージングの発生プロセスのブロック図で
ある。
波数選択性フェージングの発生プロセスのブロック図で
ある。
【図１０】本発明による受信機の例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１１】本発明によるルートナイキスト受信フィルタ
の出力を得るための受信機のブロック図である。
の出力を得るための受信機のブロック図である。
【図１２】本発明の方法の好ましい具体例のフレーム・
フォーマットに対する信号処理の順序を示す図である。
フォーマットに対する信号処理の順序を示す図である。
【図１３】本発明による未知シンボルの信号処理の順序
を示すフレーム・フォーマットの例を示す図である。
を示すフレーム・フォーマットの例を示す図である。
【図１４】従来技術によるサブキャリアごとの推定のた
めの信号処理の順序を示す図である。
めの信号処理の順序を示す図である。
【図１５】本発明による４つのサブキャリアに対する推
定されたフェージング複素包絡線の特性の例を示す図で
ある。
定されたフェージング複素包絡線の特性の例を示す図で
ある。
【図１６】本発明による４つのサブキャリアに対する、
それぞれ対応する実際のフェージング複素包絡線の特性
の例を示す図である。
それぞれ対応する実際のフェージング複素包絡線の特性
の例を示す図である。
【図１７】本発明のＳＥＲ特性の例、および本発明によ
る４つのサブキャリアに対する、サブキャリアごとの検
出方式対キャリアごとの平均受信ＳＮＲの例を示す図で
ある。
る４つのサブキャリアに対する、サブキャリアごとの検
出方式対キャリアごとの平均受信ＳＮＲの例を示す図で
ある。
【図１８】本発明によるＳＥＲ特性対ｆD Ｔの例を示す
図である。
図である。
【図１９】本発明によるＳＥＲ特性対τ／Ｔの例を示す
図である。
図である。
【図２０】本発明によるＳＥＲ特性対αの例を示す図で
ある。
ある。
【図２１】本発明の装置のブロック図である。
１０，２１ バンド幅 １２，１４，１６，１８，２０，４２，４３，４４，４
６ サブキャリア ２２ シンボル・シーケンス・フレーム・フォーマット ２４ パイロット・シンボル ２６ 情報シンボル ３８ フェージング包絡線 ４０ 情報シンボル・シーケンス ４１ シンボル ５０ 送信機 ５７ 加算器 ６０ 受信機 １０４ サブキャリア成分 １３０，１３２，１４０ 本発明による特性 １３４，１３６，１４２ サブキャリアごとによる特性
６ サブキャリア ２２ シンボル・シーケンス・フレーム・フォーマット ２４ パイロット・シンボル ２６ 情報シンボル ３８ フェージング包絡線 ４０ 情報シンボル・シーケンス ４１ シンボル ５０ 送信機 ５７ 加算器 ６０ 受信機 １０４ サブキャリア成分 １３０，１３２，１４０ 本発明による特性 １３４，１３６，１４２ サブキャリアごとによる特性
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596025113 ネクステル コミュニケーションズ イン コーポレイテッド ＮＥＸＴＥＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯ ＮＳ， ＩＮＣ. アメリカ合衆国 22102 ヴァージニア州 マクリーン ファーム クレジット ド ライブ 1505 (72)発明者 松本 正 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内 (72)発明者 黒田 敏秋 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内
Claims (25)
- 【請求項１】 マルチプル・サブキャリアを有する信号
の検出およびチャネル推定を統合的に行う方法であっ
て、 前記マルチプル・サブキャリアの少なくとも１つに既知
シンボルを配置するステップと、 前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通する周波数
選択フェージング発生プロセスと関連づけられた少なく
とも１つのパラメータ・ペアを前記既知シンボルから推
定するステップと、 前記推定されたパラメータ・ペアから前記サブキャリア
に対するフェージング複素包絡線を得るステップとを具
えたことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記少なくとも１つの既知シンボルの推
定値を用いて未知シンボルに対する少なくとも１つのパ
ラメータ・ペアの推定値を得るステップをさらに具えた
ことを特徴とする請求項１記載の検出およびチャネル推
定を統合的に行う方法。 - 【請求項３】 既知または未知シンボルのいずれか一方
に対する少なくとも１つの推定されたパラメータ・ペア
を用いて、少なくとも第２のシンボルに対するパラメー
タ・ペアの少なくとも１つの次の推定値を得るステップ
をさらに具えたことを特徴とする請求項１記載の検出お
よびチャネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項４】 前記既知のシンボルは、前記マルチプル
・サブキャリアのうちの少なくとも２つに対する異なっ
たタイミングに配置されていることを特徴とする請求項
１記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項５】 前記既知のシンボルは、パイロット・シ
ンボルおよび一意的なワードから選択されることを特徴
とする請求項１記載の検出およびチャネル推定を統合的
に行う方法。 - 【請求項６】 前記未知のシンボルは情報シンボルを含
むことを特徴とする請求項２記載の検出およびチャネル
推定を統合的に行う方法。 - 【請求項７】 既知シンボルのための前記パラメータ・
ペアの推定値は、逐次形最小２乗推定法を用いて得られ
ることを特徴とする請求項１記載の検出およびチャネル
推定を統合的に行う方法。 - 【請求項８】 前記逐次形最小２乗推定法のアルゴリズ
ムは 【数１】 であることを特徴とする請求項７記載の検出およびチャ
ネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項９】 前記既知シンボルに対する前記パラメー
タ・ペアを推定する前記ステップは、 前記信号のチャネルの状態空間表現を提供するステップ
であって、ここで、 【数２】 であるステップと、 標準逐次形最小２乗推定法のアルゴリズムを前記状態空
間表現に適用してパラメータ推定を提供するステップで
あって、 【数３】 ステップをさらに具えたことを特徴とする請求項１記載
の検出およびチャネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項１０】 前記既知シンボル推定値は、前記未知
シンボルを取り囲んでいるタイムインデックスされた既
知シンボルの推定値から得られることを特徴とする請求
項２記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う方
法。 - 【請求項１１】 前記未知シンボル推定値は、補間また
は曲線のあてはめにより得られることを特徴とする請求
項２記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う方
法。 - 【請求項１２】 未知シンボルのためのパラメータ・ペ
アの推定値は、判定ディレクティブ・カルマン・アルゴ
リズムを用いることによって得られることを特徴とする
請求項２記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う
方法。 - 【請求項１３】 前記未知シンボルに対する前記パラメ
ータを推定する前記ステップは、 前記信号のチャネルの状態空間表示を提供するステップ
と、 先に決定されたパラメータ・ペアから前記未知シンボル
に対するパラメータ・ペアの第１の推定値を得るステッ
プと、 再帰アルゴリズムを前記状態空間表現に適用するステッ
プとをさらに具えたことを特徴とする請求項２記載の検
出およびチャネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項１４】 以下の式 【数４】 を適用することにより前記状態空間表現を決定すること
を特徴とする請求項１３記載の検出およびチャネル推定
を統合的に行う方法。 - 【請求項１５】 前記再帰アルゴリズムが以下の式が、 【数５】 であることを特徴とする請求項１３記載の検出およびチ
ャネル推定を統合的に行う方法。 - 【請求項１６】 前記第１の推定値を、 【数６】 によって推定することによって得ることを特徴とする請
求項１３記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う
方法。 - 【請求項１７】 マルチプル・サブキャリア信号のため
の検出およびチャネル推定を統合的に行う方法であっ
て、 サブキャリア中に既知シンボルを配置するステップと、 前記既知シンボルの各タイミングｎＴにおいてフィルタ
出力を標本化するステップと、 前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通の周波数選
択性フェージング発生プロセスに関連するパラメータ・
ペアを近似するステップと、 前記サブキャリアのフェージング包絡線を前記パラメー
タ・ペアで近似するベクトルを推定するステップとを具
え、 ここで、ｎは、信号のタイミング・インデックス、 Ｔは、シンボルの時間間隔であることを特徴とする方
法。 - 【請求項１８】 前記フィルタ出力を標本化するステッ
プは、 シンボル列を与えるステップと、 前記シンボル列をフィルタ処理して全体のインパルス応
答を与えるステップと、 前記全体のインパルス応答にチャネルの伝達関数を適用
して受信信号を発生するステップとをさらに具えたこと
を特徴とする請求項１７記載の検出およびチャネル推定
を統合的に行う方法。 - 【請求項１９】 マルチプル・サブキャリア信号に対す
る検出およびチャネル推定を統合的に行う装置であって
サブキャリアに既知シンボルを配置する手段と、 前記既知シンボルの各タイミングｎＴにおいてフィルタ
出力を標本化する手段と、 前記マルチプル・サブキャリアの各々に共通の周波数選
択性フェージング発生プロセスに関連するパラメータ・
ペアを近似する手段と、 前記サブキャリアのフェージング複素包絡線を前記パラ
メータ・ペアで近似するベクトルを推定する手段とを具
え、ここでｎは信号のタイミング・インデックス、 Ｔはシンボルの時間隔であることを特徴とする装置。 - 【請求項２０】 前記既知シンボルから前記サブキャリ
アの各々に共通の周波数選択性のフェージング発生プロ
セスに関連する少なくとも１つのパラメータ・ペアを推
定する手段をさらに具えたことを特徴とする請求項１９
記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う装置。 - 【請求項２１】 前記少なくとも１つの既知シンボル推
定値から未知シンボルに対する少なくとも１つのパラメ
ータ・ペアの推定値を得る手段をさらに具えたことを特
徴とする請求項１９記載の検出およびチャネル推定を統
合的に行う装置。 - 【請求項２２】 既知または未知シンボルのいずれか一
方に対する少なくとも１つの推定されたパラメータ・ペ
アから少なくとも第２のシンボルに対するパラメータ・
ペアの少なくとも１つの次の推定値を得る手段をさらに
具えたことを特徴とする請求項１９記載の検出およびチ
ャネル推定を統合的に行う装置。 - 【請求項２３】 前記フィルタ出力を標本化する手段は
ナイキスト・フィルタであることを特徴とする請求項１
９記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う装置。 - 【請求項２４】 前記パラメータ・ペアを近似する手段
は、チャネル推定器であることを特徴とする請求項１９
記載の検出およびチャネル推定を統合的に行う装置。 - 【請求項２５】 前記サブキャリアのフェージング複素
包絡線を近似する前記手段はチャネル推定器であること
を特徴とする請求項１９記載の検出およびチャネル推定
を統合的に行う装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/691,110 | 1996-08-01 | ||
| US08/691,110 US5912931A (en) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | Method for multicarrier signal detection and parameter estimation in mobile radio communication channels |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098440A true JPH1098440A (ja) | 1998-04-14 |
| JP3455073B2 JP3455073B2 (ja) | 2003-10-06 |
Family
ID=24775197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20798797A Expired - Fee Related JP3455073B2 (ja) | 1996-08-01 | 1997-08-01 | 移動体無線通信チャネルにおけるマルチキャリア信号検出およびパラメータ推定方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (1) | US5912931A (ja) |
| JP (1) | JP3455073B2 (ja) |
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| JP3455073B2 (ja) | 2003-10-06 |
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