KR20050123174A

KR20050123174A - Ｒｆｉｄ 태그들의 디자인 및 구현을 최적화하는 방법

Info

Publication number: KR20050123174A
Application number: KR1020057020120A
Authority: KR
Inventors: 라즈 브리지롤
Original assignee: 심볼테크놀로지스,인코포레이티드
Priority date: 2003-04-21
Filing date: 2004-04-21
Publication date: 2005-12-29
Also published as: WO2004095350A2; EP1618469A2; WO2004095350A3; EP1618469A4; JP2006524402A; AU2004232047A1; CA2521873A1; CN1777895A; US7516057B2; US20050030201A1; CN100356383C

Abstract

RFID 시스템 내의 RFID 판독기와 함께 사용하기 위한 RFID 태그의 디자인 파라미터를 최적화하는 방법이 제공된다. 상기 방법에서, RFID 태그가 동작하게 될 희망하는 주파수 대역이 선택된다. 부가적으로, RFID 태그에 대한 최대 수용 가능 비용, RFID 태그에 대한 최소 수용 가능 데이터 범위 및 RFID 태그에 대한 최소 동작 전압이 선택된다. 주어진 비용에 대하여, RFID 판독기에 의해 발생된 질문 신호(interrogation signal)의 캐리어 변조 기간 및 RFID 태그의 안테나 용량을 변화시킴으로써 최적의 데이터 레이트가 계산된다. 다음으로, 주어진 동작 전압에 대한 최적의 범위가 상기 최적의 데이터 레이트를 사용하여 계산된다.

Description

ＲＦＩＤ 태그들의 디자인 및 구현을 최적화하는 방법{Method for optimizing the design and implementation of ＲＦＩＤ tags}

관련 출원들과의 상호 참조

본 출원은 2003년 4월 21일자로 출원된 가출원 번호 제 60/464,234호의 장점을 청구한다.

본 발명은 일반적으로 무선 주파수 식별 시스템들(radio frequency identification systems ; RFID)에 관한 것이며, 특히 RFID 태그들의 디자인 및 구현을 최적화하는 방법에 관한 것이다.

수동 RFID 태그들은 스트림라인 로지스티컬 및 제조 프로세스들에 주로 사용되는 매우 신뢰 가능한 배터리가 없는 전자 디바이스들이다. 수동 RFID 태그들은 떨어져 있거나 이동하고 있는 물리적인 물체들에 부착될 수 있고, 몇 다스들의 특정한 에러-수정 가능한 식별 비트들을 제공한다. 더 높은 수행성능의 RFID 태그들은 또한 재기록 가능한 전자 메모리 및 환경적인 변환(transduction)을 포함한다. 예를 들어, 산업 타이어들 내부의 압력 RFID 태그들은 유지보수를 트리거하는 중앙 서버에 프로파일을 자동적으로 응답하므로, 수행성능, 신뢰도를 증가시키고, 교체 비용을 감소시킨다. 더 간단한 식별 RFID 태그들은 수송중인 물체, 예를 들어, 팔레트 화물(pallet load) 또는 고가의 향수의 케이스와 관련된 특정한 식별을 전달한다.

전형적인 RFID 시스템에서, RFID 태그들(또한 트랜스폰더(transponder)라 칭함)은 추적될 애셋(asset)에 위치된다. 전형적으로 무선 주파수(RF) 송수신기를 포함하는 RFID 판독기(또한 질문기(interrogator)라 칭함)는 트리거될 때, RFID 태그를 향하여 무선 주파수 신호(질문)을 전송한다. 전형적인 실시예에서, 처음에 캐리어 신호로서 또한 공지된 RF 신호는 RFID 태그의 안테나 코일에 전압을 공급한다. 수신된 전압은 RFID 태그에 전력을 공급하도록 RFID 태그에서 정류된다. RFID 판독기는 예시적인 실시예에서 진폭 변조(또는 AM 변조)를 사용하여 캐리어 신호를 변조해서 (RFID 태그의 식별 번호와 같은 정보를 제공하기 위한 RFID 태그에 대한 요구와 같은) 데이터를 RFID 태그로 송신한다. RFID 태그는 캐리어 신호를 변조하고 변조된 신호를 RFID 판독기에 백 스캐터링(back scattering)함으로써 응답한다.

태그들은 연속적으로 또는 주기적으로 송신될 수 있는 능동 태그들(active tags) 또는 질문에 응답하여 송신하는 수동 태그들(passive tags) 중 하나일 수 있다. 능동 태그들은 전형적으로 배터리에 의해 전력이 공급된다. 수동 태그들은 전형적으로 판독기에 의해 발생된 전계 또는 자계에 의한 접촉 없이 전력이 공급된다.

RFID 시스템을 사용할 때, 주어진 목적을 선택하기 위하여 RFID 태그에 대한 고려 사항이 제공될 수 있다. 전형적으로, RFID 태그들의 사용자는 태그의 범위(통신들이 발생할 수 있는 RFID 판독기와 RFID 태그 사이의 최대 거리), 태그의 데이터 레이트 및 태그의 비용과 같은 RFID 태그의 일정 특성들을 최적화하도록 시도한다. 그러나, 최적화되어야만 하는 이러한 파라미터들과 다른 파라미터들 사이의 복잡한 관계가 존재한다.

예로서, 도 1은 최적화 프레임워크 내의 파라미터들의 의존성들을 도시한다. 이러한 예에서, 데이터 레이트(102), 범위(104) 및 비용(106)은 최적화될 파라미터들이고 최적화 삼각형의 최상부들에 나타난다. 도 1에서 알 수 있는 바와 같이, 이러한 파라미터들은 다른 팩터들에 좌우된다. 예를 들어, 범위(104)는 대역폭, 측파대 구성, 송신 전력, 사용된 파장, 안테나 이득, 디튜닝(detuning)에 대한 감도, 로직 파워(logic power), 태그에서 전압 조정기와 정류기(rectifier)의 효율에 좌우된다. 이러한 파라미터들 중 일부는 규정들에 의해 제한된다. 예를 들어, 다른 나라들은 RFID 시스템들이 다른 주파수 범위들 및 다른 전력 레벨들에서 동작하도록 한다. 일부 파라미터들은 사용된 반도체 제조 기술에 의존된다. 예를 들어, 동작 전압은 RFID 태그의 집적 회로의 용량 및 게이트 밀도와 같은 반도체 제조 기술에 의존된다. 마찬가지로, 비용(106) 및 데이터 레이트(102)는 또한 도 1에 도시된 바와 같은 상이한 파라미터들에 의해 영향을 받고, 이러한 파라미터들은 차례로 규정들, 동작 환경 및 반도체 제조 기술들에 의해 영향을 받는다.

따라서, 키 파라미터 의존성들을 관련시키는 능동 RFID 태그들에 대한 동작 모델을 개발하고 RFID 태그들의 디자인 및 구현을 최적화하는 방법을 개발하는 것이 바람직하다.

도 1은 RFID 태그의 파라미터들 및 그것들의 의존성들을 도시하는 도면.

도 2는 예시적인 수학식들에서 사용된 변수들을 목록화한 테이블을 도시하는 도면.

도 3은 예시적인 RFID 태그를 도시하는 도면.

도 4는 본 발명의 교시에 따른 RFID 태그의 저장 캐패시터의 에너지 축적을 도시하는 그래프.

도 5a는 최소 동작 전압과 범위 사이의 관계를 도시하는 그래프.

도 5b는 IC 비용과 범위 사이의 관계를 도시하는 그래프.

도 6은 다른 IC 디자인들과 여러 결정 레이트들에 대한 데이터와 범위 사이의 관계를 도시하는 그래프.

도 7은 집적 회로 전력 요건과 전원 전압 요건 사이의 관계를 도시하는 그래프.

도 8은 RFID 태그와 캐리어 변조의 범위 및 임계 전압 사이의 관계를 도시하는 그래프.

도 9는 최적화 공정을 도시하는 그래프.

도 10은 본 발명의 교시에 따른 RFID 태그들의 디자인을 최적화하는 예시적인 방법을 도시하는 흐름도.

도 11은 최적의 데이터 레이트를 계산하는 예시적인 방법을 도시하는 흐름도.

본 발명의 하나의 실시예에서, RFID 시스템 내의 RFID 판독기와 함께 사용하기 위한 RFID 태그의 다자인 파라미터들을 최적화하는 방법이 제공된다. 상기 방법에서, RFID 태그가 동작할 희망하는 주파수 대역이 선택된다. 부가적으로, RFID 태그에 대한 최대 수용 가능 비용, RFID 태그에 대한 최소 수용 가능 데이터 범위 및 RFID 태그에 대한 최소 동작 전압이 선택된다. 주어진 비용에 대하여, RFID 판독기에 의해 발생된 질문 신호의 캐리어 변조 기간 및 RFID 태그의 안테나 용량을 변화시킴으로써 최적의 데이터 레이트가 계산된다. 다음으로, 최적의 데이터 레이트를 사용하여 주어진 동작 전압에 대한 최적의 범위가 계산된다.

본 발명은 이하에서 동일한 요소들에는 동일한 참조 번호들이 병기되어 있는 다음의 도시하는 도면들과 관련하여 여기에 설명될 것이다.

본 발명의 다음의 상세한 설명은 단지 예시적인 것이며 본 발명 및 상기 본 발명의 응용 및 용도들을 국한하고자 하는 것이 아니다. 더구나, 본 발명의 상술된 배경 또는 본 발명의 다음의 상세한 설명에서 제시된 임의의 이론에 국한되지 않는다.

본 발명은 하나의 예시적인 실시예에서, RFID 태그들의 선택을 최적화하는 방법을 제공한다. RFID 태그들의 선택을 최적화하기 위하여, RFID 태그 파라미터들 사이의 관계들은 일련의 도출된 수학식들과 관련된다. 다양한 수학식들은 어떤 파라미터들을 최적화할 때 발생하는 트레이드오프들(tradeoff)을 나타낸다. 다음의 수학식의 도출에서 사용되는 어떤 변수들에 대한 예시적인 값들뿐만 아니라, 중요 파라미터들 및 변수들이 도 2의 테이블에서 목록화된다. 다음의 숫자들 및 예들이 수동 RFID 태그들의 최적화를 논의하지만, 상기 개념들은 다른 아날로그 센서들뿐만 아니라 반-수동 태그들 및 능동 태그들에 적용 가능하다. 이들 관계들은 다음의 수학식들에서 설명될 수 있다.

먼저, 파 필드(far field)에서 안테나 서브-시스템에 의해 수신된 전력(P_r)은 다음 수학식 1로 주어진다는 것을 주목하라.

여기서 λ는 캐리어 신호의 파장이고, r은 캐리어 신호의 소스와 안테나 서브-시스템 사이의 거리이고, ψ_r은 수신 안테나에서의 이득이며 P_s는 송신된 전력이다. 송신된 전력(P_s)은 송신 안테나의 전력 이득을 포함한다. 수신 안테나 전력 이득은 수신 안테나 지향성 및 전력 전달 회로의 임피던스 정합 효율의 곱이다. 정합 회로 효율(matching circuit efficiency ; )은 다음 수학식 2의 안테나 임피던스 정합 회로의 전압-정재-파-비(voltage-standing-wave-ratio ; VSWR)로부터 도출된다. 여기서 다음과 같다.

상기의 것은 자유-공간에서 파-필드 RF 전파(far-field RF propagation)에 기초한 비교적 간단한 모델이다. 상기 파-필드 모델은 RF 송신에 관한 여러 나라들과 지역들에 의해 설정된 다양한 규제 요건들을 고려하지 않는다. 이 모델은 또한 반도체 디자인 고유의 제한들과 같은 반도체 제조 파라미터들도 고려하지 않는다. 따라서, 수행성능과 비용 목적들을 충족시키기 위한 다양한 디자인 파라미터들의 최적화 및 트레이드-오프들을 설명하는 더 정확한 모델이 필요하다.

더 정확한 모델의 도출을 시작하기 위하여, 전형적인 수동 RFID 태그의 전력 포착 및 조절 회로(300)의 예시적인 모델이 도 3에 도시된다. 회로(300)는 공진 회로(resonant circuit ; 306)를 포함하는 정합 회로(304)에 결합된 RFID 안테나(302)를 포함한다. 정합 회로(304)는 정류 회로(310), 레귤레이션 회로(312) 및 로직 회로(314)를 포함하는 IC(308)에 결합된다. 정류 회로(310)는 저장 캐패시터(C_p), 및 클램핑 다이오드(316)를 포함한다. 회로(300)의 다양한 구성요소들과 디자인이 종래 기술의 당업자에게 공지되어 있으며 상업적으로 이용 가능하다.

동작시에, RFID 태그의 안테나(302)에 의해 포착된 전력은 안테나(302)의 유효 방사 저항, 기생 저항들(parasitic resistances), 및 반응성 구성 요소들의 양단에 흐르는 전류(I_ant)로 변환한다. 정합 회로(304)는 최대 전력 전달을 위해 부하 임피던스(load impedance)를 정합시키기 위하여 소스 임피던스를 변환한다. 안테나 임피던스들과 임피던스 정합 회로의 결합은 도 3에 도시된 바와 같은 럼프된 병렬 RLC 공진 회로(lumped parallel RLC resonant circuit)(306)로서 모델링될 수 있다. RLC 공진 회로(306)는 대역-통과 필터 응답을 갖는다. 비-손실 반응성 요소들(non-dissipative reactive element)은 무시될 수 있고, 전력 손실(power dissipation)은 캐리어 주파수당 단일 저항성 구성요소(R_m)를 특징으로 한다. 복합 대역-통과 응답(composite band-pass response)에서의 각각의 협-대역 공진 탱크(narrow-band resonant tank)에 대하여, 저항성 구성요소(resist component ; R_m)는 자신의 관련된 복합 Q-팩터와 직접적으로 관련된다. Q-팩터, 또는 품질 팩터는 공진 회로(resonating circuit)가 자신의 공진 대역(resonance band)에서 전력을 얼마나 잘 흡수하는지를 규정한다.

수신된 전력은 IC(308)로 전달된다. 에너지 저장 캐패시터(C_p)는 정류 회로(310)를 통하여 정합 회로(302)로부터 전력을 수신한다. 스위치(311) 및 다이오드(313)는 정류 회로(310)의 정류 접합부(rectification junction)를 나타낸다. 정류 회로(310)는 전력 정류 효율()을 갖는다. 전력 정류 효율()은 이상적인 정류로부터의 출발을 반영하고, 정류의 전력 효율이 아니다. 상기 효율은 예를 들어, 전파(full-wave) 대 반파 정류(half-wave rectfication)를 반영하지만, 정류 접합부 양단의 동적 전력 손실들을 포함하지 않는다. 전파 정류의 경우에, 스위치(311)는 닫혀지고 캐리어 사이클마다 두 번 다이오드(313)를 통하여 전하 저장 캐패시터(C_p) 내로 전류가 흐른다.

태그의 전압 조정기(310)는 효율()로 마이크로칩으로 평균 전력(P_a)을 전달한다

여기서, P_c는 집적 회로 로직 및 조정기(310)에 의해 소모된 평균 전력이다. 조정기(310) 및 IC 로직(308)은 활성화되고, 일단 전하 저장 캐패시터(C_p)가 미리 결정된 상위 임계 전압(V_p)에 도달하면, 에너지를 소모한다. 에너지는 저장 캐패시터(C_p)로 흐르고, 질문기 AM 변조 동안 감소된다. 또한, 저장 캐패시터에 흐르는 에너지는 RFID 태그 백스캐터가 캐리어 신호를 변조하기 때문에 안테나 디튜닝(antenna detuning)의 기간들 동안 중단된다. RFID 태그는 순방향 또는 역방향 통신 링크 중 하나로 임의의 비트 변조 기간 동안 동작을 지속할 수 있어야만 한다.

도 4는 질문기(RFID 판독기)에 의한 태그의 질문 동안, 저장 캐패시터(C_p)의 에너지 축적(energy accumulation)을 도시한다. 에너지 프로파일(401)의 그래프(400)가 도 4에 도시되었다. 질문기가 질문을 시작할 때, 무선 주파수 신호가 전송된다. RF 신호의 수신시에, 안테나(302) 및 정합 회로(304)로 이루어지는 RFID 태그의 프론트-엔드 공진 회로는 신호 램프를 발생시킨다. 저항 캐패시터(C_p) 양단의 전압은 0 볼트에서 자신의 최종 값(V_p)까지 램핑될 것이다. 이것이 도 4의 영역(402)으로서 도시되었다. 전압은 AM 변조 동안 저장 캐패시터(C_p)가 방전될 때까지(영역 406) 클램핑 다이오드(316)에 의한 그 값으로 클램핑되어 유지한다(영역 404). 회로(300)는 AM 변조의 최대 지속기간이 항상 저장 캐패시터가 하위의 동작 임계 전압(V_L)으로 방전되는데 걸리는 최소 시간보다 적도록 디자인된다. AM 변조 이후에, 제 2 램프업(ramp up)이존재하며, 이 동안 저장 캐패시터 양단의 전압이 V로 된다. 이것은 AM 복구 기간으로서 공지되며, 영역(408)으로서 도시되어 있다. RFID는 백스캐터 신호로서 질문에 응답한다. 이러한 응답 기간 동안, 전압은 RF 캐리어 신호가 변조될 때(신호는 질문기 또는 RFID 판독기로 백스캐터링됨) 강하되고 RF 캐리어가 존재할 때 증가함으로써 복구된다. 이것인 영역(410)에서 도시된다. 질문과 응답이 완료된 이후에, 캐패시터의 전압은 영역(412)에 보이는 바와 같은 누설로 인하여 0으로 감소될 것이다.

최대 질문 비트 레이트(t_bit)는 AM 복구 단계에서의 AM 변조 기간(t_AM) 및 전하 복구 기간(t_rec)의 합에 의해 제한된다. AM 복구 기간은 RFID 태그의 에너지 수집의 레이트, RFID 태그의 RF 프론트-엔드의 Q-팩터, 및 조정기 히스테리시스 윈도우(regulator hysteresis window)(δ_w)의 크기(히스테리시스 윈도우는 최종 전압(V_p)과 임계 전압(V_L) 사이의 차이다)에 의존한다. 에너지 수집의 레이트는 단일 질문 사이클 동안 거의 일정한 것으로 가정된다. 즉, RFID 태그는 질문 사이클 동안, 단지 무시 가능한 거리를 이동한다고 가정된다. 조정기(310)는 입력 공급 전압이 특정 히스테리시스 윈도우(δ_w) 내에 유지되는 한, 디지털 로직에 일정 전압을 전달한다. 충분히 큰 히스테리시스 윈도우는 비교적 적은 임계 전압(V_L)을 제공함으로써 질문 사이클 동안 RFID 태그가 조기에 셧다운(shut down)되는 것을 방지하도록 돕는다.

자신의 활성 기간 동안, 태그의 디지털 로직이 전력(P_a)을 소모하기 때문에, 저장 캐패시터 전압(v_p)은 순 저장 레이트에 의존하는 레이트로 변화될 것이다. 예를 들어, RFID 태그가 질문기에 매우 가까울 때, RFID 태그는 로직이 전력을 소모할 수 있는 것보다 훨씬 더 빠른 속도로 에너지를 포착할 것이다. 따라서, 저장 캐패시터 전압은 비교적 상승하지만, 클램핑 다이오드(316)로 인하여 상위 임계 전압(V _p ) 부근에 클램핑되어 유지될 것이다. 전압을 클램핑하는 것은 너무 큰 전압을 수신하는 것으로부터 집적 회로(308)를 보호한다. 반대로, 캐리어가 예를 들어, AM 변조 동안과 같이 주기적으로 중지되는 경우, 저장 캐패시터에 저장된 전하는 충분히 커야만 하며, 컷-오프 문턱값(V_L)은 캐리어가 (변조 기간(t_AM) 동안과 같이) 주기적으로 중지되는 전체 시간 동안 동작을 지속할 만큼 충분히 낮아야만 한다.

RFID 태그가 백스캐터링하는 기간들 동안, RF 프론트-엔드(RF front-end)는 에너지를 반영하므로, 저장 캐패시터는 보존 에너지를 디지털 로직에 공급해야만 한다. 백스캐터 시그널링이 소싱된 전자기 방출들보다는 반사들을 발생시키기 때문에, 백스캐터링된 신호들에 대한 데이터 레이트를 제한함이 없이 규제 컴플라이언스(regulatory compliance)가 달성될 수 있다. 따라서, 백스캐터 데이터 레이트는 일반적으로 질문기 데이터 레이트보다 더 크다. 따라서, 백스캐터 비트 변조 기간들은 캐리어 AM 변조 기간들보다 상당히 짧다. 따라서, 저장 캐패시터(C_p)는 백스캐터 시그널링 동안 최소 동작 전압으로 방전되지 않을 것이다. 이것은 도 4의 섹션(410)에서 볼 수 있다. 에너지 프로파일(401)은 RFID 태그 백스캐터 변조 동안 하위의 임계 전압으로 강하되지 않는다.

일단 질문기가 RFID 태그로부터 최종 응답을 수신하면, 질문기는 캐리어 신호의 전력을 낮춘다. RFID 태그의 디지털 로직은 저장 캐패시터 상의 전하가 최소 동작 전압 문턱값(V_L) 아래로 누설될 때까지 전력이 공급되는 상태로 유지될 것이다.

상술된 바와 같이, RFID 태그는 캐리어 AM 변조 또는 RFID태그 백스캐터 변조 동안 저장된 에너지를 사용한다. 변조 복구 동안, 캐리어는 비트 기간의 나머지 동안 동작을 유지할 만큼 충분한 전력을 전달할 뿐만 아니라, 소모된 에너지를 보급해야만 한다. 이것은 평균하여, RF 캐리어는 RFID 태그가 AM 변조 동안 소비하는 평균 레이트보다 높은 레이트로 에너지를 전달해야만 한다는 것을 의미한다. 전형적인 디자인 명세서는 질문기 캐리어 변조 레이트(순방향 링크)보다 더 빠른 RFID 태그 백스캐터 변조 레이트(역방향 링크)를 필요로 한다. 이 제한은 통상적으로 수동 백스캐터 시스템들에 대한 규제 컴플라이언스가 단지 질문자 출력 전력 및 RF 캐리어 변조 기간만을 기초로 하고, RFID 태그의 백스캐터 특성들을 기초로 하지 않기 때문에 부과된다. 질문자의 출력 전력 및 RF 캐리어 변조 기간이 비-제한적인 팩터들이기 때문에, 캐리어 변조 기간들은 백스캐터 변조 기간들보다 길어질 것이다. 따라서, 최소 전하 전달 레이트(minimum charge delivery rate)는 캐리어 변조 기간이 에너지 저장이 중단될 가장 긴 지속기간이라는 가정하에서 확립될 수 있다.

전하 전달 레이트, 즉, 전하가 저장 캐패시터(C_p)에 전달되는 레이트를 모델링하기 위하여, 비트 기간에 걸쳐 소비된 에너지는 RF 캐리어 신호가 에너지를 전하 저장 캐패시터로 전달하는데 이용 가능한 최소 시간 기간 동안 전달된 에너지와 동일하여야만 한다는 것을 주의하라. 비트 기간당 소모된 에너지는 다음과 같다:

전력 조정 시스템은 히스테리시스, 상위와 하위 임계 전압 사이의 차이를 통합한다. 레귤레이터(312)는 일단 저장 캐패시터(C_p) 양단의 전압이 상위 문턱값(V _p )에 도달하면 IC 로직에 전력을 공급하기 시작하고, 전압이 제 2 문턱값(V _L ) 아래로 떨어질 때, 조정을 중지한다. 전하 저장 캐패시터(C_p)의 크기를 풀기 위하여 수학식 3으로부터 레귤레이터 효율을 포함하고, 수학식 4를 재배열하면, 다음 수학식 5가 산출된다.

히스테리시스 윈도우 크기(δ_w)(δ_w=V_p-V_L)를 이 식으로 치환하면 다음 수학식 6이 된다.

캐패시터를 통한 전류는 다음과 같이 된다.

AM 복구 기간 동안, RF 캐리어는 캐리어 복구 기간 전체에 걸쳐서 로직 전력 소모를 지속할 만큼 충분한 에너지를 전달해야만 하고, RF 캐리어가 중지되는 다음 사이클 동안 AM 변조를 지속할 만큼 충분한 전하를 축적해야만 한다. 따라서, 정류기(310)는 규정된 저장 캐패시터(C_p)를 자신의 하위 임계 전압(V_L)에서 자신의 최종 활성화 전압(V_p)으로 충전하는 평균 전류(I_c)를 전달해야만 한다. 평균 전류는 수학식 7의 양측을 적분함으로써 얻을 수 있다.

적분값을 구하고 용량에 대한 수식(수학식 5)으로 대체한 이후에, 결과는 다음 수학식 9와 같이 된다.

이 평균 전류는 일단 RF 캐리어가 에너지 저장 캐패시터를 충전하기 위하여 리턴되고 반도체 정류기 접합부 양단의 평균 바이어스 전압(V_d)을 요구하면 확립된다.

따라서, 각각의 비트 기간의 끝에서, RFID 태그의 안테나(302)는 다음 수학식 11의 IC(308) 양단의 최종 전압을 공급할 것이다.

전압들과 전류들이 RMS 전압들과 전류들일지라도, 정류기(310)는 RF 캐리어의 1/4 사이클마다 정현파 전압 램프들과 불연속 전류 파형들을 발생시킨다는 것을 주의하라. RMS 전압들과 전류들은 분석을 간소화하고 RFID 태그의 전체 동작에 동일한 인사이트(insight)를 제공하기 때문에 순시값들(instantaneous values)에 비하여 바람직하다. 수학식 9와 수학식 10으로부터의 식들을 식 11로 치환하면 다음과 같다.

충전 사이클의 끝에서, 정류 및 에너지 저장 회로는 다음과 동일한 전력을 소모할 것이다.

수학식 9 및 수학식 12로부터의 V_b 및 I_c에 대한 식들을 각각 수학식 13으로 치환, IC(308)가 충전 사이클의 끝에서 소비하는 최대 전력(즉, 안테나 및 정합 회로를 포함하지 않고 단지 IC(308)에 의해만 소비된 전력)이 산출된다.

히스테리시스 윈도우 크기(δ_w)(δ_w=V_p-V_L)를 이 식으로 통합하면, 이것들이 독립된 파리미터들이기 때문에 하위 임계 전압(V_L)과 히스테리시스 윈도우(δ_w)에 의하여 다음과 같다.

또한, 수학식 15로부터, 하위 임계 전압 또는 히스테리시스 윈도우 크기가 증가함에 따라 IC 전력 소모가 감소한다는 것을 알 수 있다(V_L과 δ_w는 식 15의 분모들에 존재해서, V_L과 δ_w가 증가하면 식 15의 우변이 감소될 것이라는 것을 주의하라). 최대한으로 임계 전압(V_L), 또는 히스테리시스 윈도우 크기(δ_w)의 증가를 선택하는 것은 저장 용량(C_p)를 0으로 설정하는 것과 동등하다. 그렇게 할 때, 전력이 효율 팩터들 및 캐리어 충격 계수(carrier duty cycle)에 의해 조정되는 그것을 로직이 소모하는 속도로 전달될 것이라는 것을 알 수 있다. 즉,

여기서 P_co는 최소의 요구되는 에너지 저장 레이트이며 (데이터 레이트로서 또한 공지된) 질문 비트 레이트(R_bit)는 다음과 같이 정의될 수 있다.

이러한 관계는 비트 레이트(R_bit)를 이후의 식들에서 독립 변수로서 허용한다.

RF 캐리어가 변조되지 않거나, 대안으로, 충격 계수가 불변인 경우, IC는 정류기 및 레귤레이터 효율 팩터들에 의해 조정되는 로직 회로에 의해 소비되는 바로 그 레이트로 전력을 소모한다. 적분된 회로 전력 소모에 대한 식을 간소화하면 다음을 산출한다.

이러한 식으로부터, 두 개의 전력 손실 구성요소들이 식별될 수 있다. 제 1 항은 전하 저장 레이트(charge storage rate)이며, 제 2 항은 비-선형 정류기 양단의 전력 손실이다.

협대역폭 시스템들의 경우에, 안테나 및 관련 임피던스 정합 서브-시스템은 도 3에 도시된 바와 같은 럼프된 병력 RLC 네트워크(306)로서 모델링될 수 있다. 이러한 네트워크는 다음의 Q-팩터를 갖는다.

여기서, 전력 손실 요소들은 등가 저항(R_m), 안테나 인덕턴스(L_a), 및 안테나 용량(C_a) 내로 럼프될 수 있다. 이러한 안테나 및 정합 네트워크에서 손실된 전력(P_m)은 다음 식이 되도록 단지 저항성 부분에 기인한다:

따라서, 더 높은 Q-팩터 값을 갖는 시스템들은 더 낮은 에너지를 손실시킬 것이다. 더 높은 대역폭 시스템들의 경우에, 전력 손실 요소들은 등가 저항(R_m) 내로 럼프될 수 있다. 수학식 12로부터 IC 공급 전압(V_b)을 치환하면 다음 수학식 21이 산출된다.

비트 변조 기간과 동일한 지속기간의 펄스를 신뢰 가능하게 송신하는데 필요로 되는 대역폭(BW)은 다음과 같다.

여기서, f_o는 RF 캐리어의 주파수이다.

따라서, 독립 변수(t_AM)(비트 변조 기간)에 의한 Q-팩터는 다음 수학식 23과 같다.

안테나 인덕턴스(L_a), 및 용량(C_a)은 다음 수학식 24로 재기록될 수 있다.

그러므로, 다음 수학식 25와 같이 된다.

수학식 25를 수학식 21로 치환하면 다음 수학식 26이 산출된다.

IC 전력 손실(P_IC)과 달리, 안테나(302) 및 정합 회로(304)에서의 전력 손실(P_M)은 활성화 전압에 따라 증가한다. 이러한 현상은 최적의 활성화 문턱값의 존재를 제안한다. 상위 및 하위 동작 전압 문턱값들은 통상적으로 주어진 특정 반도체 공정에 대한 회로 디자인 파라미터이다.

수학식 26은 또한 안테나 전력 손실과 디튜닝 감도 사이의 트레이드-오프를 증명한다. 럼프된 안테나 용량(C_a)는 안테나가 주위의 다른 물체들과 접근하는 것으로 인한 기생 용량성 커플링(parastic capacitive coupling)의 용량보다 훨씬 큰 것이 바람직하다. 이 기생 커플링은 기생 커플링 거리들이 감소함에 따라 안테나의 공진 주파수 변화를 제한할 것이다. 그러나, 안테나 용량(C_a)을 증가시키면, 안테나의 전력 손실(P_m)이 증가될 것이며, 그 후에 질문 거리가 감소될 것이다. 보상하기 위하여, 비트 변조 기간(t_AM)이 증가될 수 있다. 수학식 16으로부터, 비트 레이트를 또한 감소시킴이 없이 비트 변조를 증가시키면, 필요로 되는 에너지 전달 레이트(P_co)가 증가될 것이며, 그 후에 질문 거리가 또한 감소될 것이다. 그러나, 안테나에서 더 적은 전력이 손실될 것이며, 전력 전달 효율이 개선될 것이다. 따라서, 능동 RFID 태그들과 달리, 수동 RFID 태그 동작은 더 높은 비트 레이트들보다는 오히려 더 낮은 비트 레이트에서 더욱 신뢰될 것이다. 디튜닝 감도는 손실 범위 없이, 비트 레이트를 낮추면서, 안테나 럼프된 용량을 증가시키고, 비트 변조 기간을 증가시킴으로써 감소될 수 있다.

정류 및 전하 저장 회로에 전달된 전력(P_d)은 정합 회로(304)에서 손실된 전력보다 적은 안테나(302)로부터 수집된 전력과 동일하다. 즉,

수학식 15로부터 pd, 수학식 1로부터 P_r를 및 수학식 26으로부터 수학식 27로의 P_m 을 상기 식들로 치환하고 범위(r)을 풀면 다음을 산출한다.

따라서, 파워링 거리(powering distance)는 IC 로직, 비선형 전압 정류기, 안테나 및 이와 관련된 정합 회로와 같은 각종 회로 서브-시스템들에서 전력 손실에 좌우된다. 게다가, 각 서브-시스템에서 전력 손실은 또한 에너지 누산의 요구되는 레이트에 의해 스케일링된다. 이는 비선형 정류 회로가 예를 들어, 저장 전류가 증가함에 따라서 더 많은 전력을 손실할 것으로 예측된다.

전형적인 디자인 파라미터들로 인해, 수학식 28은 간단화될 수 있다. 정류기 접합은 최대 질문 거리에서 약하게 바이어싱됨으로써, 다음 수학식과 같다.

예를 들면, 예시적인 실시예에서, 최대 질문 거리에서,

및

는 약 50 마이크로와트를 소모하는 전형적인 저 비용 칩에 대해서 약 20피트이다. 이 근사법은 최대 범위에서 대략 2%의 에러가 발생되지만 최대 범위에 대한 상기 식은 AM 변조 기간(t_AM)의 최대 레이트의 의존성이 명확한 수학식 16으로부터 P_co를 치환하여

로 간단화될 수 있다.

제로 히스테리시스 윈도우(zero hysteresis window), 제로 캐리어 변조 기간(zero carrier modulation period) 및 100% 정류 및 레귤레이션 효율들의 이상적인 환경들 하에서 최대 가능 범위가 계산될 수 있다. δ_w=0 및 효율 팩터들을 1로 설정하면 다음 수학식 34를 산출한다.

수학식 20으로부터, 안테나 용량(C_a)은 전력 손실이 제로에 근접함에 따라서 제로에 근접하게 된다. 그러므로, 무손실 안테나의 경우에, 제 2 항은 제로로 설정될 수 있다. 제로 캐리어 변조를 위해선, t_AM은 0으로 설정될 수 있고 이상적인 조건 하에서 최대 범위에 대한 최종식은 다음 수학식 35와 같이 된다.

최대 범위 식(수학식 24, 33)의 전개는, 회수된 전력이 안테나 및 정합 회로에서의 손실들, 전력 정류기 양단의 손실들 및 전압 레귤레이터와 디지털 로직이 소모하는 전력 사이에 분포된다는 것을 보인다. 전형적인 디자인들의 경우에, 수치 평가는, 데이터 레이트에 의존하여, 디지털 로직이 안테나 및 정류기가 나머지를 손실하는 동안 총 회수된 전력의 30% 및 70% 사이를 소모한다는 것을 보여준다. 클램핑 다이오드(clamping diode)로서 사용될 때, 쇼트키 다이오드들(Schottky diodes)은 자신들의 특징적으로 낮은 임계 전압들 때문에 전력 손실의 약 5%를 고려할 것이다.

안테나 및 정합 회로에서 전력 손실은 활성 임계 전압( 또는 에 따라서 증가하며 반면에 정류기 및 전하 저장 회로의 전력 손실은 감소된다. 특정 트랜지스터 토폴로지 및 레귤레이터의 아날로그 회로 디자인의 바이어스 전류들은 최소 동작 전압 문턱값을 설정한다.

파워링 범위는 저항 손실들 및, 이로 인한 임피던스 정합 회로의 Q-팩터에 강하게 의존한다. 결국, Q-강화는 파워링 거리에서 상당히 증가시키지만 대역폭 감소의 비용을 제공할 것이다. 이 사실은, 협대역 UHF 주파수들을 통해서 리모트 전력(remote power)을 수신하는 수동 이중 주파수 RFID 태그들을 생성하기 위해 사용될 수 있지만, 2.45GHz 또는 5.6GHz와 같은 산업, 과학 및 의료(ISM) 대역들 내에서 저 전력 액티브 또는 백스캐터 송신 중 어느 하나를 통해서 전달된다. 이중 주파수 RFID 태그를 사용하면 전력 수신 UHF 회로의 Q-팩터를 실질적으로 증가시킴으로 RFID 태그의 통신 대역폭을 희생함이 없이 파워링 범위를 증가시킬 수 있다.

임피던스 정합 회로의 전력 손실은 자신의 분포된 용량(럼프된 모델)의 합에 직접 비례한다. 즉, 안테나 용량이 작으면 작을수록 질문 범위는 크게 된다. 그러나, 안테나 용량이 작으면 작을수록 또한 디튜닝 감도를 크게 함으로써, 안테나의 공진 주파수가 캐리어 주파수로부터 이격된다. 디튜닝 감도를 감소시키기 위하여, 인접 물체들과의 결합에 의해 발생되는 기생 용량들을 분포된 안테나 용량보다 작은 크기로 하여야 한다.

최대 거리에서 수동 RFID 태그가 활성화될 수 있거나 파워링 범위가 되는 최대 거리는 캐리어 파장에 선형적으로 의존한다. 파장에 대한 이 강한 의존성이 2.5 GHz 및 5.8 GHz와 같은 더욱 짧은 파장 ISM 대역들에 대해 UHF 주파수 대역들이 인기를 끈 주요한 이유이다.

최적화될 때, 최대 전력은 안테나 서브시스템으로부터 집적된 디지털 로직으로 전달된다. 그러므로, 최적화된 디자인은 안테나 및 정류 접합 양단에 손실되는 전력을 최소화하고 디지털 로직으로 전달되는 전력을 최대화한다. 이는 안테나 및 부하 임피던스 정합을 통해서 전력 전달을 최대화하고 정류 접합에서 턴-온 전압 및 누설 전류를 최소화한다. 디지털 로직에 대한 전력 전달 효율은 평균 로직 전력 소모 대 최대 질문 거리에서 수신되는 전력의 비이다. 수학식 1로부터

이다.

이 값은 비용 및 데이터 레이트 선택에 의존하여 전형적으로 최적화된 디자인을 위한 최대 판독 범위에서 30% 내지 70%의 범위이다. 그러나, 효율은 태그 디자인들이 변경됨에 따라서 증가될 수 있다.

이 필드에서 다수의 RFID 태그들은 이 위치에서 수신된 전력에 의존하여 다른 시간들에서 초기화된다. RFID 태그들은 전하 저장 캐패시터가 전압 히스테리시스 윈도우(δ_w)와 동일한 양만큼 최소 동작 전압 문턱값을 초과하기에 충분한 에너지를 누산한 즉시 초기화한다. RFID 태그에 의해 수신된 전력량은 질문기로부터의 거리가 증가됨에 따라서 감소된다. 그러므로, 최대 판독 거리에서 RFID 태그들은 최소한의 전력량을 수신하고 초기화를 위한 마지막 태그들이다. 가장 긴 초기화 기간은

로부터 유도될 수 있다. 수학식 9로부터 Ic를 대체하면,

이다.

V_L=0을 설정함으로써, 초기화 기간은 AM 회복 기간과 동일하게 된다. 즉, V_L=0은 최소 동작 전압을 확립하기 위한 전하 오버헤드가 없다는 것을 표시한다.

충돌방지 알고리즘들은 현재 고유 공간 다이버시티(inherent spatial diversity)에 의존하지 않는다. 대신에, 대부분의 알고리즘들은 이 필드 내의 모든 RFID 태그들이 우선 질문 사이클을 시작하기 전 초기화되는 것을 보증하도록 미리 결정된 시간을 기다린다. 이 부가적인 초기화 시간은 통상 전형적인 RFID 태그 모집단 밀도들(n)을 위한 총 질문 시간의 상당 부분인데, 여기서 질문 시간은 nlog(n)에 비례한다. 그러므로, 프로토콜 속도는 지능형 송신 전력 제어(TPC) 알고리즘들과 함께 고유 공간 다이버시티를 통합함으로써 개선될 수 있다. TPC 알고리즘들은 종래 기술에 공지되어 있고 현재 대중화된 무선 광역 네트워크 시스템들에서 사용되고, 무선 근거리 네트워크 시스템들에 통합되는 유사한 메커니즘들을 위한 표준들이 나타나고 있다.

RFID 태그의 효율은 또한 반도체 제조 기술에 좌우된다. 반도체 제조 기술들은 통상, 18개월쯤 마다 크게 변화된다. 어떤 시점에서, 성숙한 기술들은 가장 적은 비용을 들게 하고 더 오래된 기술들은 다시 구식화로 인해 비용을 증가시키기 시작한다. 일부 아날로그 주요 디자인들은 훨씬 오래되고 큰 피쳐 크기 기술들의 수행성능을 더욱 양호하게 제공하는데, 이는 이들이 틈새 시장에 서비스하도록 하는 여전히 존재하기 때문이다. 더욱 새로운 제조 기술들은 일반적으로 피쳐 크기를 더욱 작게하기 때문에 전력 효율을 더욱 좋게 하지만 초기 설비 투자 및 초기 저 수율로 인해 단위 면적당 비용을 더 많이 들게 한다. 그러므로, 통상, 2년 정도의 구 기술들이 수동 RFID 태그 칩 제조를 위한 가장 비용 효율적이 되는 경향이 있는데, 그 이유는 이들 기술이 성숙되며, 최소 비용 오버헤드를 갖고 폭넓게 이용될 수 있기 때문이다.

수동 RFID 태그들은 통상, 25000 게이트들보다 적은 게이트들을 포함하는 상대적으로 간단한 상태 기계 로직을 포함한다. 전하 저장 캐패시터는 통상, 전체 RFID 태그 어셈블리 비용을 감소시키기 위해 실리콘으로 집적된다. 저장 캐패시터는 통상 RFID 태그의 다이 면적을 차지한다. RFID 태그당 총 다이 면적은 다음 수학식 39와 같이 계산될 수 있다.

실리콘 면적() 당 평균 비용이 제공되면, 총 칩 비용은 수학식 40과 같이 된다.

분석을 위한 독립 변수로서 비용을 설정하기 위하여, 수학식 6은 용량에 관한 히스테리시스에 대해서 푼다. δ_W에 대한 수학식 6을 풀고 정의 해법(positive solution)을 취하면, 다음 수학식 41을 제공한다.

수학식 39 및 수학식 40은 결합되어 C_P에 대해서 풀릴 수 있다. 이 결과는 비용 함수로서 히스테리시스 전압을 산출하기 위해 수학식 41로 치환될 수 있다.

수학식 42는 비용 함수로서 최대 질문 거리의 계산을 고려한다. 도 5a의 그래프는 전형적인 디자인 및 최소 비용 타겟에 대해서, 최적의(최소) 동작 전압 문턱값이 존재한다는 것을 보여준다. 도 5a에서 각 곡선은 주어진 비용에 대한 범위 대 최소 동작 전압을 도시한 것이다. 도 5b의 그래프는 다양한 최소 동작 전압들에 대한 RFID 태그의 범위 대 태그의 비용을 도시한다. 예를 들어, 곡선(510)은 3 볼트 최소에 대한 범위 대 비용을 도시한 것이다. 곡선(512), 파(514) 및 파(516)는 2, 1 및 0.5 볼트들 각각에 대한 범위 대 비용을 나타낸 것이다. 도 5b에 도시된 바와 같이, 비용이 약 5 센트들을 초과하여 증가함에 따라서, 이 범위는 크게 변경되지 않는다.

질문 거리 또는 범위는 거의 모든 요건들에 강하게 의존한다. 이는 수동 RFID 태그 디자인의 주요 목적이 최대 전력 송신 효율을 달성하며, 최대 데이터 레이트, 최소 비용 및 환경 내의 물체들과의 기생 커플링으로부터의 최소 디튜닝 감도의 원하는 조합을 제공하면서 최대 범위를 달성하는 것이기 때문이다. 최대 전력 전달 효율 또는 범위는 종종 바람직하다. 헤비(heavy) 다경로 시그널링 및 금속과 플라스틱 물체들과의 용량성 커플링은 에너지 회수를 크게 방해한다. 최대 범위는 최대 감도로 직접적으로 변화되어, 곤란한 신호 전파 조건들 하에서 RFID 태그와 통신할 기회를 크게 개선시킨다. 그러므로, 최소 원하는 범위를 선택함으로써, 최대 달성가능한 데이터 레이트, 최소 달성가능한 비용, 및 최소 달성가능한 디튜닝 감도를 포함하는 나머지 파라미터 공간들의 경계들이 확립될 수 있다.

도 6a 내지 도 6c는 수용가능한 디튜닝 감도의 각종 범위들을 위한 범위, 비용 및 데이터 레이트 사이의 트레이드-오프 및 이 문헌에서 2개의 가장 폭넓게 이용가능하고 비용 효율적인 반도체 제조 공정들 사이의 선택을 도시한다. 원하는 최소 동작 전압 문턱치(V_L)가 최소 가능한 비용으로 달성될 수 있도록 반도체 공정들이 선택된다. 도 1로부터의 파라미터들은 계산들에서 0.35 미크론 및 0.25 미크론을 위하여 사용된다.

도 6a는 0.28 미크론 공정 시스템(604) 및 0.35 미크론 공정 시스템(602)을 위한 5 ㎲(고 디튜닝 감도)의 변조 기간을 위한 범위 대 송신 데이터 레이트를 도시한 것이다. 도 6b는 2.5 미크론 공정 시스템(608) 및 0.35 미크론 공정 시스템(606)을 위한 2 ㎲(중간 디튜닝 감도)의 변조 기간 동안 범위 대 송신 데이터 레이트를 도시한다. 도 6c는 2.5 미크론 공정 시스템(612) 및 0.35 미크론 공정 시스템(610)을 위한 5 ㎲(저 디튜닝 감도)의 변조 기간 동안 범위 대 송신 데이터 레이트를 도시한 것이다. 이들 그래프들 각각은 태그를 위한 다양한 비용들을 표시하는 다수의 곡선들을 포함한다. 알 수 있는 바와 같이, 각 그래프(602 내지 612) 상의 각 곡선에 대해서, 어떤 주어진 데이터 레이트에 대한 피크 범위가 존재한다.

한 공정으로부터 다음 공정으로의 이동은 로직 전력(P_a), 최소 전원 전압의 변화로 인한 스케일링을 포함한다. 한 공정으로부터 다음 공정으로의 이동은 실리콘 디자인의 단위 면적당 비용, 용량 밀도 및 평균 게이트 크기의 변화를 또한 고려한다.

원하는 범위, 데이터 레이트 및 비용 목표가 주어지면, 캐리어 변조 펄스 폭(t_AM)은 규제적 제약들 내에서 조정될 수 있고, 최소 동작 전압(V_L)은 최적 동작 지점들의 위치를 변경하기 위하여 반도체 제조 제약들 내에서 조정될 수 있다. 최적 동작 지점은 RFID 태그의 디지털 로직으로 최대 전력 전달하는 지점이다. 캐리어 변조 펄스 폭을 변경하는 것은 더 적은 디튜닝 감도를 위한 비용, 데이터 레이트 또는 범위와 같은 최적화 목표들 중 적어도 하나를 트레이드 오프하는 것을 포함한다. 예를 들어, 변조 기간이 길 때, RFID 태그의 수신기 대역폭은 감소되는데, 이는 각 복소 공진 주파수에 대한 안테나의 저항 손실들을 감소시킨다. 이는 RFID 태그의 범위를 증가시키는데, 그 이유는 더 많은 전력이 디지털 로직을 위하여 이용될 수 있기 때문이다. 그러나, 감소된 대역폭 또는 향상된 Q-팩터는 인접 물체들과의 용량성 커플링으로부터의 디튜닝에 대한 안테나의 감도를 증가시킨다. 안테나 디튜닝은 범위를 상당히 저하시킨다. 대신, 비트 변조 기간은 안테나 용량(C_a)이 질문 범위를 감소시킴이 없이 증가할 수 있도록 동일한 양만큼 비트 레이트를 감소시키면서 증가될 수 있다.

반도체 공정은 게이트당 최소 로직 전력 소모, 용량 및 게이트 어레이 밀도 및 게이트 동작 전압들의 수용가능한 범위를 설정한다. 이 공정 기술은 또한 고 효율 레귤레이터들을 위한 고-Q 인덕터들 및 고 효율 정류기들을 위한 저 누설, 저 전압 문턱 PN 접합들을 통합하기 위한 설계자의 능력을 결정한다. 로직 전력 소모, 레귤레이터 및 정류기 효율들이 최적 동작 전압 문턱치(V_L)를 강하게 제한한다. 도 7은 최소 전압 범위에 대한 RFID 태그의 범위를 도시한 것이다. 도 7에서, 3개의 곡선들이 존재하는데, 각 곡선은 여러 로직 전력 소모 레벨을 표시한다. 알 수 있는 바와 같이, 각 곡선은 주어진 동작 전압에서 피크 범위를 갖는다. 도 7에 도시된 바와 같이, 피크는 전력 소모가 감소할 때 좌로 시프트한다. 그러므로, 로직 전력 소모가 감소함에 따라, 최소 동작 전압이 감소한다.

반도체 공정이 선택되면, 동작 전압 경계들, 평균 로직 전력 소모, 레귤레이터 효율, 정류기 효율, 및 단위 실리콘 면적당 용량이 공지된다. 최소 및 최대 동작 전압들은 역사적으로, 더욱 작은 트랜지스터들로 제조 기술들이 이동함에 따라서 감소된다. 평균 로직 전력 소모 또한 공급 전압의 제곱으로 감소된다.

제조 기술들이 더욱 소형이면서 더욱 큰 전력 효율적인 저전압 트랜지스터들을 계속해서 제조함에 따라서 수동 RFID 태그들에 대한 실질적으로 범위를 개선할 것으로 예측될 수 있다. 예로서, 이하의 표는 반도체 공정 기하 형태로 예측된 전원 스케일링을 도시한 것이다.

	반도체 제조 기술
최소 피쳐 크기[㎛]	0.35	0.25	0.18	0.13
전원[볼트]	3.3	2.5	1.8	1.2

레귤레이터 효율들은 또한, 설계자들이 스위치들 및 인덕터들의 효율을 개선시키기 위하여 마이크로-전자-기계적(MEM) 구조들과 같은 더욱 진일보 한 기술들을 사용함에 따라서 계속하여 개선된다. 정류기들은 현재 주 비선형 정류 접합으로서 작용하는 쇼트키 다이오드들로 구현될 수 있다. 쇼트키 다이오드들은 특징적으로 낮은 턴온 전압들을 갖지만 다른 전통적인 반도체 다이오드들보다 더 높은 누설 전류들을 갖는다. 설계들은 다이오드 접속된 CMOS 트랜지스터들 또는 MEM 스위치들을 디자인들을 통합하기 때문에, 효율은 더욱 개선될 것이다. 예상되는 경향은 산화물 두께가 트랜지스터 스케일링으로 인해 감소됨에 따라서 단위 실리콘 면적당 다소 높은 용량을 갖도록 된다. 전하 저장 캐패시터는 통상, 특히 판독-전용 RFID 태그들에서 칩 면적의 가장 큰 부분을 점유한다. 그러므로, 반도체 피쳐 크기가 축소될 때 비용이 감소된다.

항상, RFID 태그들과 관련된 비용들은 감소되어야 하고 수행성능은 개선되어야 한다. 그러나, 이들이 개선될지라도, RFID 태그들의 설계자는 파라미터 선택시 트레이트오프들을 최적화하는 문제에 직면할 것이다. 트레이드오프들의 존재는 도 1에 도시되었고 유도된 식들로 설명된다. 유도된 식들을 사용하면, 반도체 동작 전압들의 범위 및 최소 디튜닝 감도에 의해 제한되는 동안 범위, 데이터 레이트 및 비용들과 같은 중요한 파라미터들을 최적하도록 지원하는 방법이 개발될 수 있다.

도 10은 본 발명의 교시 내용들을 따른 RFID 태그들의 설계를 최적화하는 전형적인 방법을 도시한 순서도이다. 당업자에게 공지된 바와 같이, 최적화 방법은 임의 공지된 운영 시스템 및 임의의 적절한 컴퓨터 언어를 사용하여 임의의 범용 또는 특수용 컴퓨팅 장치상에서 실행될 수 있다. 제 1 단계(1002)에서, RFID 태그 및 RFID 판독기가 동작하는 주파수 대역이 선택된다. 예를 들어, 예시적인 실시예에서, 850 MHz 내지 900 MHz의 초고주파수(UHF) 범위가 선택될 수 있다. UHF 주파수 RFID 시스템들은 전형적으로 저 주파수 시스템들보다 큰 범위 및 더 높은 데이터 레이트를 가질 수 있다. 주파수 범위가 선택되면, 선택된 주파수 대역에 대한 임의의 규제적 제약이 적용될 필요가 있다. 이들 제약들은 최대 대역폭, 최대 송신 전력, RF 캐리어 대 측파대 비, 및 안테나 전방향성을 확립하는 것을 도울 수 있다.

다음에, 단계(1004)에서, 수용가능한 최소 범위, 수용가능한 최대 비용, 수용가능한 최소 데이터 레이트 및 최소 동작 전압이 선택된다. 이들 값들은 선택은 전형적으로, 설계자가 맡게 되고 적용 필요성을 토대로 하고 이용가능한 기술들을 고려한다. 수용가능한 최소 범위는 전형적으로, 수용가능한 최소의 최대 범위, 다른 말로서 가장 작은 최대 범위가 바람직하다.

단계(1006)에서, 상수로서 수용가능한 고정된 최소 범위를 사용하면, 원하는 데이터 레이트에 근접한 최적의 데이터 레이트는 수학식 33 및 42를 사용하여 구한다. 최적의 데이터 레이트를 구하는 예시적인 공정이 도 11에 도시되었다. 제 1 단계(1102)에서, 초기 캐리어 변조 기간(t_AM)이 선택된다. 전형적으로, 이는 저 캐리어 변조 기간이 되도록 선택되어, 이 캐리어 변조 기간이 장차의 단계들에서 증분될 수 있도록 한다. 다음의 단계(1104)에서, 데이터 레이트는 안테나 용량들(C_a)의 범위에 대해서 계산된다. 사용할 안테나 용량들의 범위는 실제 안테나 용량들을 기초로 할 것이다. 이 단계 후, 어떤 캐리어 변조 기간 및 안테나 용량에서 발생되는 다수의 데이터 레이트들이 존재할 것이다. 단계(1106)에서, 캐리어 변조 기간은 증분된다. 단계(1108)에서, 현재 캐리어 변조 값은 이 값이 설계자가 고려하길 원하는 최대 캐리어 변조 값보다 큰지를 알기 위하여 검사된다. 그렇지 않다면, 이 공정은 단계(1104)로 다시 진행하는데, 이 단계(1104)에서 더 많은 데이터 레이트들이 현재 변조 값 및 가변하는 안테나 용량을 사용하여 계산된다. 최대 캐리어 변조 기간이 사용되면, 단계(1110)에서, 일 실시예에서 원하는 데이터 레이트에 근접한 데이터 레이트인 최적의 데이터 레이트가 모든 계산된 데이터 레이트들로부터 선택된다. 그 후, 이 데이터 레이트 및 관련된 캐리어 변조 기간(t_AM) 및 안테나 용량(C_a)은 도 10의 방법에서 사용하기 위하여 저장된다.

도 10로 돌아와서, 단계(1008)에서, 수학식 33 및 42 및 캐리어 변조 기간(t_AM), 데이터 레이트(R_bit) 및 안테나 용량(C_a)을 사용하면, 단계(1006)로부터 값들, 즉 일련의 범위 값들은 최대 범위를 미세하게 하도록 최소 동작 전압들(V_L)의 범위에 대해서 계산된다. 이 단계의 끝에서, 최적 범위 및 데이터 레이트는 어떤 비용을 댓가로 구해질 것이다.

단계 (1010)에서, 단계들(1006, 1008)은 어떤 비용 지점들 및/또는 다른 제한 값들에 대해서 반복된다. 이것이 완료될 때, 단계(1012)에서, 모든 결정된 최적 범위, 데이터 레이트 및 비용들은 최적 값들의 세트를 구하기 위하여 분석된다. 일 실시예에서, 이는 식별된 값들 각각에 대한 범위, 비용 및 데이터 레이트의 벡터합을 계산하고 나서 벡터 합 중 어느 것이 원하는 범위, 비용 및 데이터 레이트로부터 최소 전체 벡터 거리가 되는지를 결정하는 널리 공지된 기술을 사용함으로써 다운된다.

예로서, 도 8은 이 방법의 사용을 도시한다. 원하는 범위는 초기에 적어도 12 피트로 설정되며, 데이터 레이트는 초당 60킬로비트들로 설정되고 다이 비용(die cost)은 기껏해야 5-센트로 설정된다. 최적화 알고리즘은 15.7 피트의 최대 범위가 5.8 마이크로초들의 캐리어 변조 기간 및 3.6 볼트의 최소 동작 전압에서 발생된다. 이를 인지하면, 설계자는 이들 파라미터들을 실제 값들로 조정하도록 선택할 수 있고 최종 범위가 예를 들어 적어도 12 피트가 된다는 것을 입증할 수 있다. 예를 들면, 동작 전압 근처의 다이 오퍼레이터가 선택될 수 있다. 그러나, t_AM 및 V_L에 대한 실제 값들로의 최종 설계는 다소 차선책이 될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 최적화 곡선들은 설계자가 최종 구현 방식이 될 최적 동작 지점으로부터 얼머나 멀리 떨어져 있는지를 결정하게 한다. 도 8a에 도시된 바와 같이, 이 범위는 수학식 33 및 42을 사용하여 상기 예에 대한 캐리어 변조 기간(t_AM)에 대해 구획(plot)된다. 최대 범위, 즉 15.7 피트는 필요 범위를 초과하고 5.84 ㎲에서 액세스된다. 도 8b는 상기 예에 대한 범위 대 최소 동작 전압을 도시한다. 도 8b에 도시된 바와 같이, 15.7 피트의 범위는 3.59에서 발생된다. 이는 상술된 범위, 데이터 레이트 및 최소 동작 범위를 검증한다.

최적화 알고리즘을 사용하면, 범위, 비용 및 데이터 레이트의 각종 조합들을 위한 필요로 되는 최소 동작 범위 및 캐리어 변조 기간을 도시한 도 9의 그래프가 결정될 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제 1의 사분면(902)에서, 각종 비용들에 대한 곡선들은 범위 대 데이터 레이트를 구획하는 그래프이다. 이 곡선들은 독립 변수로서 데이터 레이트를 사용하여 범위 수학식들로부터 발생된다. 제 3의 사분면(906)에서, 각종 비용들을 위한 곡선들은 동작 전압 대 변조 기간을 구획하는 것이 도시된다. 제 4의 사분면(906)에서, 각종 비용들을 위한 곡선들은 변조 기간 대 데이터 레이트를 구획하는 그래프이다. 이 범위는 원하는 비용 및 데이터 레이트가 제공되면 최적 동작 전압들{t_AM, V_L}의 위치에서 거의 일정하다. 최적 동작 지점에서 최대 범위는 수학식 36에서 제공된 바와 같이 안테나로부터 디지털 로직으로의 최대 전력 전달 효율에 대응한다. 직관적으로, 최대 전력 전달 효율은 데이터 레이트 비용 목표가 제공되는 최적 동작 지점에서 거의 일정하게 되어야 한다.

이 최적화는 하나 또는 모든 수행성능 및 비용 목표들이 규제적 제약들, 애플리케이션 환경 및 반도체 제조 파라미터 경계들 내에서 부합되도록 보장할 수 없다. 최적화된 값들이 원하는 수행성능 및 비용 사양들에 얼마나 근접하게 도달할 수 있는지만을 결정할 수 있다. 대안적으로, 하나의 수행성능 또는 비용 파라미터가 다른 것들에 대해서 트레이드 오프되고 이 조건이 부합될 때 최적화를 종료한다고 결정될 수 있다.

적어도 하나의 예시적인 실시예가 본 발명의 상세한 설명에 제공되었지만, 다양한 변경들을 행할 수 있다는 것을 인지하여야 한다. 또한, 전형적인 실시예 또는 전형적인 실시예들이 단지 예들이고 본 발명의 범위, 응용성 또는 구성을 제한하는 것이 아니라는 것을 인지하여야 한다. 오히려, 상술된 상세한 설명은 당업자에게 본 발명의 예시적인 실시예를 구현하도록 하는 간편한 로드맵을 제공할 것이다. 첨부된 청구항들에 규정된 바와 같은 범위를 벗어남이 없이 전형적인 실시예에서 서술된 소자들의 기능 및 배열에 대해서 다양한 변경들을 행할 수 있다는 것을 이해될 것이다.

Claims

RFID 시스템에서 RFID 판독기와 같이 사용하기 위한 RFID 태그의 디자인 파라미터들을 최적화하는 방법에 있어서,

상기 RFID 태그가 동작될 원하는 주파수 대역을 선택하는 단계;

상기 RFID 태그 및 상기 RFID 판독기 사이에서 수용가능한 최소 범위를 선택하는 단계;

상기 RFID 태그를 위한 최대 수용가능한 비용 및 상기 RFID 태그를 위한 최소 수용가능한 데이터 레이트를 선택하는 단계;

상기 RFID 태그를 위한 최소 동작 전압을 선택하는 단계;

상기 RFID 판독기에 의해 발생된 질문 신호의 캐리어 변조 기간 및 상기 RFID 태그의 안테나 캐패시턴스를 변화시킴으로써 최적의 데이터 레이트를 계산하는 단계; 및

주어진 동작 전압 및 상기 계산된 최적 데이터 레이트를 위한 최적의 범위를 계산하는 단계를 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 1 항에 있어서,

최적의 범위, 데이터 범위 및 비용의 세트를 결정하기 위하여, 상기 최적 데이터 레이트를 계산하는 단계 및 상기 RFID 태그를 위한 다른 비용에 대한 최적의 범위를 계산하는 단계를 반복하는 단계를 더 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 2 항에 있어서,

데이터 레이트, 범위 및 비용의 가장 최적의 조합을 결정하는 단계들을 더 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 가장 최적의 조합을 결정하는 단계는:

각 비용을 위한 각각의 상기 최적의 범위 및 데이터 레이트 사이의 벡터 거리를 계산하는 단계; 및,

각 비용을 위한 상기 최적의 범위 및 데이터 레이트의 세트 중 어느 것이 수용가능한 최소 범위, 수용가능한 데이터 레이트 및 수용가능한 비용으로부터 최소 총 벡터 거리에 있는지를 결정하는 단계를 더 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 원하는 주파수는 극초단파 대역에 있는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 원하는 주파수 대역을 선택하는 단계는 상기 원하는 주파수 대역과 관련된 규제적 제약들을 상기 RFID 태그의 디자인에 적용하는 단계를 더 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 최적 값들에 근접한 실제 최적화된 값을 결정하기 위하여, 상기 최적의 데이터 범위, 데이터 레이트 및 비용을 실제 값들과 비교하는 단계를 더 포함하는, RFID 태그의 디자인 파라미터들 최적화 방법.