KR20050101253A - 직교 분할 다중 접속 시스템에서 셀 검출 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 의사잡음 코드를 포함하는 데이터를 이동 단말로 전송하는 다수의 기지국들을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서, 상기 이동 단말이 통신을 개시하기 위해 자신이 위치한 셀을 검출하기 위한 방법에 있어서, 상기 기지국으로부터 상기 데이터를 수신하여 고속 퓨리에 변환하는 과정과, 상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하는 과정과, 상기 발생된 의사 잡음 코드를 이용하여 상기 고속 퓨리에 변환된 신호에서 동기되는 의사 잡음 코드를 찾아서 이동 단말이 위치한 셀을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

직교 분할 다중 접속 시스템에서 셀 검출 방법 및 장치{Method and Device for searching Cell in OFDMA systems}
본 발명은 직교 분할 다중 접속 시스템에 관한 것으로서, 특히 직교 분할 다중 접속 시스템에서 셀을 검색하기 위한 방법 및 장치에 대한 것이다.
현재 이동통신 시스템은 아날로그 방식의 1세대, 디지털 방식의 2세대, IMT-2000의 고속 멀티미디어 서비스를 제공하는 3세대에 이어 초고속 멀티미디어 서비스를 제공하는 4세대 이동통신 시스템으로 발전하고 있는 추세이다. 이러한 4세대 이동통신 시스템은 하나의 단말기로 위성망, 무선랜(LAN), 인터넷망 등을 모두 사용할 수 있다. 즉, 음성, 화상, 멀티미디어, 인터넷데이터, 음성메일, 인스턴트메시지(IM) 등의 모든 서비스를 이동 단말 하나로 해결할 수 있다. 이러한 4세대 이동 통신 시스템은 초속 멀티미디어 서비스를 위해 20Mbps의 전송 속도를 목표로 하고 있으며, 주로 직교 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing 이하, OFDM이라 약칭함) 방식과 같이 직교 주파수를 사용하고 있다.
상기 OFDM 방식은 다수의 직교하는 반송파 신호를 다중화하는 디지털 변조방식으로서, 단일 데이터 스트림(datastream)을 여러 개의 저속의 스트림으로 분할하여 낮은 전송률의 여러 부반송파(subcarrier)를 이용하여 동시에 전송한다. 이에 따라 심볼 구간이 증가되어 멀티 경로 지연 확산에 의한 시간 영역에서 상대적인 분산(dispersion)이 감소하게 된다.
또한, 직교 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access 이하, OFDMA라 약칭함) 시스템의 데이터 전송은 심볼 단위로 전송한다. 상기 심볼간에는 간섭이 발생하는데, 이러한 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 보상하기 위해 상기 직교 분할 다중 접속 시스템은 통신 채널 길이보다 긴 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix 이하, CP라 약칭함)를 심볼에 삽입한다. 이러한 심볼의 구조를 나타내면 도 1과 같다. 상기 도 1에서 CP는 빗금친 부분이다. 상기 심볼의 하단에 일부분을 복사하여 가이드 시간(Tg)을 두어 심볼 앞단에 붙인다. 여기서 상기 CP를 제외한 심볼의 부분의 시간은 Tb로 표시하며, 심볼 전체의 시간을 Ts로 표시한다.
사용되는 부반송파의 수가 N인 경우 수신신호가 CP 제거 및 고속 프리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 통과하면 다음과 같은 관계를 가지게 된다.
상기 <수학식 1>에서 s(k)는 주파수 영역의 수신 신호를 나타내며, H(k)는 시간영역 채널 응답 h[n]의 N-point DFT된 값을 나타내고, w(k)는 백색 가우시안(white Gaussian) 가산잡음 w[n]의 N-point DFT 계수로서, N0의 분산을 가진다. 여기서 [n],(k)는 각기 시간영역의 신호와 주파수 영역의 신호를 나타내기 위한 인자 이다.
단말기는 기지국으로부터 수신된 신호를 복조하기 위해서 채널 H(k)의 추정이 요구되고, 이를 위하여 기지국은 다운 링크(Down link) 데이터 패킷에 파일럿들을 삽입하여 보낸다. 이러한 파일럿을 이용하여 단말기는 채널추정을 할 뿐만 아니라, 다중 접속 방식인 경우 전력 제어(Power Control)에 유용하게 사용될 수 있는 신호대 간섭비(SINR) 정보 또한 추정하여 기지국에 송신하게 된다.
한편, 일반적으로 셀룰라 시스템에서 통신을 개시하기 위하여 단말기는 속해있는 셀을 검출하여야 한다. 이러한 셀 검출은 각 기지국에서 사용되는 고유한 PN 코드들과 단말기 수신 신호간의 크로스 상관(Cross-Correlation)을 통하여 이루어진다. WCDMA 시스템의 경우, 통신 개시 초기에 Primary Synchronization Channel(P-SCH), Secondary Synchronization Channel(S-SCH), 및 Common Pilot Channel(CPICH)를 통하여 각 셀에 할당된 PN코드를 Cross-Correlation시켜서 얻게 된다. 반면, OFDMA의 경우, 기지국은 데이터 프레임 전단에 삽입된 프리앰블에 기지국에 할당된 PN코드를 보내게 되고, 단말기는 크로스 상관을 통하여 셀을 검출할 수 있다. 하지만 크로스 상관은 N2의 곱셈이 필요하기 때문에 비교적 계산량이 크게 된다.
상기 <수학식 1>과 같은 주파수 영역의 데이터 신호를 단말기가 수신하는 시간 영역의 수신 신호 z(k)는 하기 <수학식 2>와 같이, 채널 주파수 응답과 주파수 영역 송신 신호간의 곱으로 시스템을 나타낼 수 있다.
여기서, 은 N 순환 상관(Circular Convolution)을 나타내고, 시간영역 채널 응답 h[n]은 시간 영역의 채널 응답을 나타내고, w[n]는 시간 영역상의 백색 가우시안(white Gaussian) 가산 잡음을 나타낸다.
상기 <수학식 1>의 관계를 바탕으로 등화 또는 채널 추정은 효율적인 N 번의 나눗셈을 통하여 이루어지게 된다. 등화의 경우 H(k)추정치 로 z(k)를 나누어서 임의의 데이터 s(k)를 추정한다. 반면, 셀 검출은 s(k)가 특정한 몇 개의 PN코드들로 제한되고, 이 중 셀에 할당된 PN코드를 H(k)의 추정치 없이 검출해야 하는데, 이와 같이 H(k) 조건이 없는 경우에는 셀을 검출하는 것은 불가능하다. 하지만 상기 OFDMA의 경우 시간영역에서의 채널길이 L은 부반송파 수 N보다 아주 작다는 조건에 의하여 셀 검출이 가능하게 된다. 그런데 일반적인 시스템 구현에 있어서 채널 길이 L의 정보가 이동 단말에게 주어져야하지만, 통신을 개시하는 시점에는 이러한 정보를 얻기가 어렵다.
따라서 본 발명의 목적은 직교 주파수 다중 접속 시스템에서 시간영역에서의 채널길이 L이 부반송파 수 N보다 아주 작은 경우, 셀 검출을 하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDMA 시스템의 채널 특성을 이용하여 시간영역에서 Circular Cross-Correlation 또는 Circular Convolution을 통하여 셀을 검출하고, 주파수 영역에서 FFT와 IFFT를 이용하여 셀을 검출하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.
상기 이러한 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 방법은, 의사잡음 코드를 포함하는 데이터를 이동 단말로 전송하는 다수의 기지국들을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서, 상기 이동 단말이 통신을 개시하기 위해 자신이 위치한 셀을 검출하기 위한 방법으로서, 상기 기지국으로부터 상기 데이터를 수신하여 고속 퓨리에 변환하는 과정과, 상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하는 과정과, 상기 발생된 의사 잡음 코드를 이용하여 상기 고속 퓨리에 변환된 신호에서 동기되는 의사 잡음 코드를 찾아서 이동 단말이 위치한 셀을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고 상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 다른 장치는,의사잡음 코드를 포함하는 데이터를 이동 단말로 전송하는 다수의 기지국들을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서, 통신을 개시하기 위해 자신이 위치한 셀을 검출하기 위한 상기 이동 단말의 수신 장치로서, 상기 기지국으로부터 상기 데이터를 수신하여 고속 퓨리에 변환하는 고속 퓨리에 변환부와, 상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하고, 상기 고속 퓨리에 변환된 신호에 상기 발생된 의사 잡음 코드를 할당한 신호를 대비하여 동기되는 의사 잡음 코드를 찾아서 이동 단말이 위치한 셀을 검출하는 셀 검출부 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
이하, 설명되는 본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access 이하, OFDMA라 약칭함) 시스템에서 필수적인 셀 검출을 위해 OFDM 심볼 길이, 즉 부반송파 수(N)에 비해 채널길이(L)가 현저히 적음을 고려하여, 순환 크로스 상관(Circular Cross-Correlation) 또는 순환 콘볼루션(Circular Convolution)을 이용한 알고리듬과 FFT와 IFFT를 이용한 효과적 알고리듬을 제안한다.
그리고 일반적인 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서는 최대 유효 채널 길이를 싸일클릭 프리픽스(Cyclic Prefix 이하, CP라 약칭함) 길이 이하로 제한하여 설계되므로 본 발명의 바람직할 실시예에서는 상기 CP 길이를 채널 길이(L)로 취하여 셀 검출 알고리즘을 구현한다.
상기 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 기지국은 데이터 프레임 전단에 삽입된 CP에 자신에게 할당된 PN 코드를 포함하여 단말로 전송한다. 단말은 상기 기지국의 PN 코드에 정확한 테스트 PN 코드를 동기시켜 시간 영역에서 길이 L로 제한된 신호를 얻어 셀 검출을 한다. 이러한 상기 이동 단말의 셀 검출을 위한 수신 장치의 구조를 첨부된 도면을 참조하여 구체적으로 설명하기로 한다.
상기 수신 장치는 안테나를 통해 기지국으로부터 수신된 수신 신호를 무선 처리하는 무선 처리부(RF)(110)와, 상기 수신 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기(ADC)(120)와, 디지털 신호로 변환된 수신 신호를 저역 통과 필터링을 통해 잡음을 제거하는 필터(130)를 구성한다. 그리고 수신기는 상기 필터링된 신호에서 삽입된 CP를 제거하고 직렬 신호를 병렬 신호로 변환하는 CP 제거부(140)와, 병렬 변환된 신호를 N-pt 고속 퓨리에 변환(FFT)하여 주파수 영역의 신호에서 시간 영역의 신호로 변환하는 고속 퓨리에 변환부(150)를 구성한다. 특히, 수신기는 상기 고속 퓨리에 변환된 신호를 수신하여 미리 설정된 셀 검출 알고리즘을 통해 셀을 검출하는 셀 검출부(160)를 구성한다.
상기 셀 검출부(160)는 수신 신호에 대한 기지국 PN 코드와 동기시키기 위한테스트 PN 코드를 발생하는 PN 코드 발생기(161)와, 미리 설정된 알고리즘에 따라 셀 검출을 수행하는 셀 검출기(162)를 포함한다.
직교 주파수 분할 다중 방식에서는 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하므로 주파수 이용효율이 높아지고, 송/수신단에서 복수의 반송파를 변/복조하는 과정은 각각 역 디지털 퓨리에 변환(IDFT) 및 퓨리에 변환(DFT)를 수행한 것과 같은 결과가 된다. 그러므로 IDFT와 DFT는 Nlog(N) 곱셈을 필요로하는 역 고속 퓨리에 변환기(IFFT) 및 고속 퓨리에 변환기(FFT)를 이용하여 구현 가능하다.
이와 같은 구조를 갖는 직교 주파수 다중화 접속 시스템에서 우선 주파수 영역의 셀 검출 방법을 설명하기로 한다.
부반송파의 수 Ncell의 셀에 si(k), for i=1,2,...,Ncell 의 고유한 PN코드가 할당되고, 단말기가 s1(k)를 프리앰블의 PN코드로 사용하는 기지국 범위에 있다고 가정한다. 이 때, 수신 신호 z(k)에 si(k)를 나눈 신호 zi(k)는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
여기서 zi(k)를 N-point 역 디지털 퓨리에 변환(IDFT)하면 셀의 시간영역 신호 zi[n]을 구할 수 있다. 이러한 zi[n]는 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 셀의 백색 가우시안 잡음은 wi(k):=w(k)/si(k)이다.
그리고 N-point DFT 계수의 곱은 시간영역에서 N 순환 콘볼루션(Cicular Convolution)으로 나타낼 수 있으며, 이는 하기 <수학식 5>와 같다.
여기서 ci,j[n]=IDFT(si(k)/sj(k))이다. 일반적으로, 인 경우, c1,i(k)는 PN코드와 같은 효과를 가지기 때문에 전시간대역에 확산되게 되고, 순환 콘볼루션된 신호 또한 전시간대로 균등하게 확산된다.
하지만, 기지국의 PN코드와 테스트중인 PN코드가 일치하는 경우(i=1), c1,1(k)=1이고, 시간영역신호는 임펄스가 된다(c[n]= δ[n]).
따라서 z1[n]은 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.
그리고 채널길이가 L<N로 제한되어 있으므로 상기 <수학식 6>은 다시 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
따라서 도 2에 도시된 바와 같이, 정확한 PN코드로 나누어 IDFT한 경우에는 시간영역에서 길이 L로 제한된 신호를 얻지만, 그렇지 않은 경우에는 전 시간대역에 에너지가 확산되게 됨을 알 수 있다. 결과적으로 테스트 PN코드가 동기되었는지는 2차 통계특성인 분산을 측정하여 비교함으로써 알 수 있다. 이는 하기 <수학식 8> 및 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다.
분산을 이용한 셀 검출법으로는 k >= L영역을 잡음영역, 0 = k<L - 1 영역을 채널영역으로 보고, 각 영역의 분산을 이용하여 셀 검출의 기준으로 사용한다. 상기 채널 영역의 분산 및 잡음 영역의 분산은 하기 <수학식 10> 및 하기 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다.
상기 <수학식 10>의 채널영역의 분산(MEASURE 1)은 최대값을 발생시키는 i값을 셀로 검출하고, 상기 <수학식 11>의 잡음영역의 분산(MEASURE 2)은 최소값을 발생시키는 값을 택한다. 여기서 상기 MEASURE 1과 상기 MEASURE 2는 각각 시간 영역에서 저대역 에너지와 고대역 에너지로 간주될 수 있다. 이러한 시간영역의 저대역 또는 고대역 에너지는 시간영역에서 [0, L-1]을 통과대역으로 가지는 Ntap 저대역 주파수영역 필터 Hlow(k)또는 [L, N-1]을 통과대역으로 가지는 고대역 주파수 영역 필터 Hhigh(k)의 출력파워를 가지고도 근사적으로 계산할 수 있다. 그러므로 상기 IDFT(IFFT)를 수행하는 대신 경우에 따라 선형 Ntap-FIR 저대역필터 또는 고대역 필터를 사용할 수도 있다.
다음으로 채널구간과 잡음구간의 분산비 즉, 신호대 잡음비(SINR)를 이용하여 셀을 검색하는 방법을 설명하기로 한다.
상기 신호대 잡음비(SINR)는 하기 <수학식 12>과 같이 나타낼 수 있다.
이와 같은 주파수 영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용하여 셀 검출 동작을 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 바람직한 제1실시예에 따라 주파수영역에서의 셀 검출 동작을 도시한 흐름도이다.
도 4를 참조하면, 400단계에서 셀 검출부(160)는 고속 퓨리에 변환부(150)로부터 데이터를 수신하고, 401단계에서 셀 식별자(i) 및 섹터 식별자(j)를 0으로 설정한다. 403단계에서 셀 검출부(160)는 PN 코드 발생기(161)를 통해 셀 식별자(i) 및 섹터 식별자(j)에 해당하는 PN 코드를 발생한다. 여기서 발생되는 PN 코드는 수신된 데이터에서 CP가 제거된 기지국의 PN 코드와 동기되는지를 파악하기 위한 코드이다. 그리고 상기 CP는 다중경로에 의해 뒤에 오는 OFDM 심볼과 현재 OFDM 심볼과의 간섭이 생기는 구간으로, 이 구간을 제거하면 OFDM심볼간의 간섭을 없앨 수 있다.
405단계에서 셀 검출부(160)는 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)을 통해 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 여기서 현재 알려진 정보는 시간영역의 채널 길이 L 이 N보다 적다는 것이므로 시간영역으로 신호를 변환하면, PN 코드의 정합여부를 판별할 수 있다. 따라서 PN코드가 정합되면, 송신기로부터의 PN코드 효과가 없어지고 채널효과만 존재하게 되므로 이를 IFFT하면 시간영역에서 L이하에 에너지가 집중하게 된다. 이와 다른 방법으로 상기 405단계에서 셀 검출부(160)는 IFFT를 수행하는 대신 경우에 따라 선형 Ntap-FIR 저대역필터 또는 고대역 필터를 사용할 수도 있다.
407단계에서 셀 검출부(160)는 임계값 및 해당 셀 및 섹터의 신호 대 잡음비(SINR[i, j])를 계산한다. 여기서 도 6a 도 6b를 참조하면, 시간영역에서 채널길이가 L<<N 로 제한되는데, 실제 시스템에서는 가드밴드가 존재하여 상당부분의 부반송파가 사용되지 않음을 알 수 있다. 실제 채널은 h[0]=1 인 1tap 채널이지만, 도면 6a와 같이 중앙의 부반송파들이 사용되지 않으므로, 수신신호를 IFFT하면 1tap 채널이 아닌 확장된 도 6b와 같은 채널모습을 보이게 된다. 따라서 SINR을 추정하기 위해서는 신호부가 L에 한정되어 있어야 되는데, 이러한 가드밴드영향으로 신호부가 L 구간보다 더욱 넓어지게 되어 L보다 다소 큰 값으로 Leffectve를 설정하여 에너지 구간에서 임계값을 계산해야 한다.
그런 다음 409단계에서 셀 검출부(160)는 계산한 신호 대 잡음비(SINR[i, j])와 최대 신호 대 잡음비(SINRmax)를 비교한다. 이때, 상기 계산한 신호 대 잡음비가 최대 신호 대 잡음비보다 작거나 같으면 동작을 종료하고, 크게 되면 411단계에서 현재 계산한 신호 대 잡음비를 최대 신호 대 잡음비로 설정하고, i를 셀 식별자로, j를 섹터 식별자로 설정한다. 401단계에서 셀 식별자(i)가 셀의 마지막 부반송파 수(Ncell-1)에 해당하고, 섹터 식별자가 섹터의 마지막 부반송파 수(Nsector-1)에 해당하는지 확인한다. 여기서 확인 결과, 마지막인 경우에는 403단계로 진행하여 상기 동작을 반복하며, 그렇지 않은 경우에는 415단계로 진행한다. 여기서 상기 최대 신호 대 잡음비는 -10000000로 가정한다.
이후, 413단계에서 셀 검출부(160)는 셀 식별자 및 섹터 식별자를 산정하여 산정된 상기 셀 식별자 및 섹터 식별자에 해당하는 PN 코드를 정확한 PN 코드로 판단한다. 이러한 PN 코드는 상기 기지국의 PN 코드와 동기 되는 것이므로 상기 PN 코드를 이용하여 셀을 검출한다.
상술한 바와 같은 본 발명의 제1실시예에서는 주파수 영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용한 셀 검출 방법을 설명하였으나, 본 발명의 제2실시예에서는 시간영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용한 셀 검출 방법을 설명하기로 한다.
시간영역에서 셀을 검출은 일반적인 크로스 상관(Cross-Correlation)을 사용하지 않고, 순환 크로스 상관(Circular Cross-Correlation)을 사용하여 알고리즘의 효과적 구현이 가능하다. 이러한 셀 검출 알고리즘을 설명하면 다음과 같다.
먼저, 셀의 시간영역 신호 si[n]과 그 시간 지연간의 상관관계는 하기 <수학식 13>과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 주파수 영역의 N길이 신호 si(k) 가 동일한 크기 A를 가지고 (PSK 신호), 이로부터 N-point IDFT하여 얻어진 시간 영역의 신호를 si[n]이라고 하면, 이 때, 시간 지연된 신호 si[n- τ]와 si [n]은 순환 크로스 상관을 취한 경우 직교하게 된다.
여기서, () N은 모듈러 N을 나타낸다.
상기 순환 크로스 상관은 순환 콘볼루션을 이용하여 하기 <수학식 14>같이 나타난다.
그리고 순환 콘볼루션은 주파수영역에서 디지털 퓨리에 변환(DFT)의 곱으로 나타나므로 하기 <수학식 15>와 같이 나타난다.
여기서 ρ(k)가 주파수 전대역에 걸쳐 동일하고, 이를 역 디지털 퓨리에 변환(IDFT)한 것인 ρ[n]은 일 펄스가 된다.
따라서, 시간영역의 신호 z[n]에 적절한 si[n]과의 순환 크로스 상관 또는 또는 si *[-n]과의 순환 콘볼루션을 이용하면, 하기 <수학식 16>과 같은 결과가 나타나게 된다.
주파수 영역의 경우와 마찬가지로, 정확한 셀 PN코드를 이용한 경우 상기 <수학식 16>에 의해 에너지가 채널구간내에 집중된다. 반면, 상이한 PN코드를 이용하는 경우에는 에너지가 전대역에 걸쳐 균등하게 확산되는 현상이 나타난다. 그러므로 단말은 주파수 영역과 동일한 기준들을 이용하여 셀을 검출 할 수 있다.
이와 같은 주파수 영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용하여 셀 검출 동작을 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 바람직한 제2실시예에 따라 시간영역에서의 셀 검출 동작을 도시한 흐름도이다.
도 5를 참조하면, 500단계에서 셀 검출부(160)는 CP가 제거된 시간 영역의 데이터를 수신하고, 501단계에서 셀 식별자(i) 및 섹터 식별자(j)를 0으로 설정한다. 503단계에서 셀 검출부(160)는 PN 코드 발생기(161)를 통해 해당 셀(i) 및 섹터(j)를 위한 시간 영역의 PN 코드를 발생한다. 여기서 발생되는 PN 코드는 수신된 데이터에서 CP가 제거된 기지국의 PN 코드와 동기되는지를 파악하기 위한 코드이다. 그리고 상기 CP는 다중경로에 의해 뒤에 오는 OFDM 심볼과 현재 OFDM 심볼과의 간섭이 생기는 구간으로, 이 구간을 제거하면 OFDM심볼간의 간섭을 없앨 수 있다.
505단계에서 셀 검출부(160)는 상기 <수학식 13> 내지 <수학식 16>을 이용하여 순환 크로스 상관을 수행하고, 507단계에서 임계값 및 해당 셀 및 섹터의 신호 대 잡음비(SINR[i, j])를 계산한다. 여기서 임계값은 신호성분이 가드밴드의 영향에 의하여 도 6b와 같이 전대역으로 퍼지게 되어 잡음과 신호구간으로 엄밀히 나눌 수 없게 되므로 에너지 구간에서 적절하게 설정한 값이다. 이러한 임계값 설정은 일반적으로 대부분의 에너지가 좁은 구간에 집중되기 때문에 가능하다.
그런 다음 509단계에서 셀 검출부(160)는 계산한 신호 대 잡음비(SINR[i, j])와 최대 신호 대 잡음비(SINRmax)를 비교한다. 이때, 상기 계산한 신호 대 잡음비가 최대 신호 대 잡음비보다 작거나 같으면 동작을 종료하고, 크게 되면 511단계에서 현재 계산한 신호 대 잡음비를 최대 신호 대 잡음비로 설정하고, i를 셀 식별자로, j를 섹터 식별자로 설정한다. 513단계에서 셀 식별자(i)가 셀의 마지막 부반송파 수(Ncell-1)에 해당하고, 섹터 식별자가 섹터의 마지막 부반송파 수(Nsector-1)에 해당하는지 확인한다. 여기서 확인 결과, 마지막인 경우에는 503단계로 진행하여 상기 동작을 반복하며, 그렇지 않은 경우에는 513단계로 진행한다. 여기서 상기 최대 신호 대 잡음비는 -10000000로 가정한다.
이후, 513단계에서 셀 검출부(160)는 셀 식별자 및 섹터 식별자를 산정하여 산정된 상기 셀 식별자 및 섹터 식별자에 해당하는 PN 코드를 정확한 PN 코드로 판단한다. 이러한 PN 코드는 상기 기지국의 PN 코드와 동기 되는 것이므로 상기 PN 코드를 이용하여 셀을 검출한다.
상술한 바와 같은 본 발명의 제1실시예에서는 주파수 영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용한 셀 검출 방법을 설명하였으나, 본 발명의 제2실시예에서는 시간영역에서의 셀 검출 알고리즘을 이용한 셀 검출 방법을 설명하기로 한다.
한편, 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템은 인접한 채널들과의 상호 간섭을 피하기 위해 채널에 인접한 NG개의 부반송파를 가드밴드로 사용한다. 이러한 가드밴드는 전대역 송신 신호가 가드밴드를 정지 대역(stop-band)을 가지는 이상적인 저역통과필터(130) g[n]를 통과하여 단말기에 도달한 것으로 모델될 수 있다. 이러한 저역통과필터의(130) 영향으로, 시간영역에서는 시간 영역의 채널 응답 신호(h[n])와 저역 통과 필터의 시간영역 신호(g[n])가 N 순환 콘볼루션으로 하기 <수학식 17>과 같이 나타난다.
여기서, 이상적인 저역통과필터(130)는 시간영역에서는 전 대역을 범위로하는 sinc 함수로 나타나기 때문에, 저역통과필터(130)와 순환 콘볼루션한 도 시간영역에서 전 대역에 걸쳐 나타나서 채널영역과 잡음영역으로의 구별이 어렵게 된다. 또한 시간 영역의 셀 검출의 경우에서도, PN 코드의 시간 영역신호 및 그 시간 영역 신호간의 상기 <수학식 13>과 같은 직교가 더 이상 성립하지 않고, 주파수 영역의 셀 검출과 유사하게 순환 크로스 상관 신호가 sinc함수에 연관되어 좌우로 확산되는 현상을 보인다.
하지만, sinc함수는 경우에 따라 대부분의 에너지를 좁은 시간대역내에 포함하기 때문에, g[n]을 적절하게 유한길이 필터로 근사함으로써 상술한 바와 같은 알고리즘을 이용할 수 있다.
상기 저역 통과 필터(130)의 주파수 영역과 시간 영역의 응답을 나타내면 도 6a 및 도 6b에 도시된 바와 같다. 여기서 도 6a 및 도 6b는 N=1024,NG=201인 경우 저역통과필터의 주파수영역과 시간영역의 응답이며, 파형을 쉽게 보기위하여, 시간영역의 신호는 512만큼 이동된다.
그리고 상술한 바와 같은 셀 검출 알고리즘의 성능을 그래프로 표현하면, 첨부된 도 7과 같다. 여기서 도 7은 N=256,NG=51,L=8,Ncell=32인 경우이며, 1000회 동일한 실험의 반복으로부터 얻어진 결과를 나타낸다. PFA는 부정 알람 확률(False Alarm Probability)을 의미한다.
상기 도 7을 참조하면, 셀 검출 알고리즘의 성능은 SINR이 증가할수록 P FA가 가파르게 감소함을 알 수 있다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 직교 분할 다중 접속 시스템에서 CP 길이를 채널 길이 L의 정보로 취하고, 시간 영역에서 순환 크로스 상관 및 순환 콘볼루션을 이용하고, 주파수 영역에서 FFT와 IFFT를 이용함으로써 통신을 개시하는 시점에서 주파수 영역의 채널 응답 신호에 대한 조건이 없는 경우에도 셀을 검출할 수 있다.
도 1은 직교 분할 다중 접속 시스템에서 심볼 구조를 도시한 블록도,
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직교 분할 다중 접속 시스템의 수신 장치의 구조를 도시한 블록도,
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 기지국의 PN 코드와 테스트 PN 코드가 동기화된 경우 및 동기되지 않은 경우의 비교를 도시한 그래프,
도 4는 본 발명의 바람직한 제1실시예에 따라 주파수영역에서의 셀 검출 동작을 도시한 흐름도,
도 5는 본 발명의 바람직한 제2실시예에 따라 시간영역에서의 셀 검출 동작을 도시한 흐름도,
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 저역통과 필터의 주파수 응답과 시간영역의 임펄스 응답을 도시한 그래프,
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 셀 검출 알고리즘의 성능을 도시한 그래프.

Claims (16)

  1. 의사잡음 코드를 포함하는 데이터를 이동 단말로 전송하는 다수의 기지국들을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서, 상기 이동 단말이 통신을 개시하기 위해 자신이 위치한 셀을 검출하기 위한 방법에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 데이터를 수신하여 고속 퓨리에 변환하는 과정과,
    상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하는 과정과,
    상기 발생된 의사 잡음 코드를 이용하여 상기 고속 퓨리에 변환된 신호에서 동기되는 의사 잡음 코드를 찾아서 이동 단말이 위치한 셀을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 셀을 검출하는 과정은,
    상기 고속 퓨리에 변환된 신호를 상기 발생된 의사 잡음 코드에 해당하는 신호로 나누어 비교 신호를 생성하는 단계와,
    시간영역의 비교 신호를 얻기 위해 상기 생성된 비교 신호를 역 퓨리에 변환하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비교 신호에 대한 의사 잡음 코드와 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기되는 지를 판단하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비교 신호에 대한 의사 잡음 코드와 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기된 경우, 상기 발생된 의사잡음 코드에 해당하는 셀 식별자를 산정하여 상기 셀 식별자를 상기 이동 단말이 위치한 셀로서 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 셀을 검출하는 과정은,
    상기 고속 퓨리에 변환된 신호를 상기 발생된 의사 잡음 코드에 해당하는 신호로 나누어 비교 신호를 생성하는 단계와,
    시간영역의 비교 신호를 얻기 위해 주파수 영역 필터를 이용하여 상기 비교 신호를 필터링하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비교 신호에 대한 의사 잡음 코드와 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기되는 지를 판단하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비교 신호에 대한 의사 잡음 코드와 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기된 경우, 상기 발생된 의사잡음 코드에 해당하는 셀 식별자를 산정하여 상기 셀 식별자를 상기 이동 단말이 위치한 셀로서 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제2항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시간영역의 비교 신호에 대한 채널 영역 분산이 최대값일 경우 동기 되었음을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제2항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시간영역의 비교 신호에 대한 잡음 영역 분산이 최소값일 경우 동기 되었음을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제2항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 의사 잡음 코드들의 동기 판단은 상기 시간영역의 비교 신호에 대한 채널 영역 분산과 잡음 영역의 분산 비인 신호대 잡음비를 이용함을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 셀을 검출하는 과정은,
    주파수 영역의 부 반송파 길이의 신호를 시간영역의 비교 신호를 얻기 위해 역 퓨리에 변환하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비교 신호와 시간 지연된 시간 영역의 비교 신호를 순환 크로스 상관하여 상기 동기되는 의사잡음 코드를 찾는 단계와,
    상기 동기되는 의사잡음 코드에 해당하는 셀 식별자를 산정하여 상기 셀 식별자를 상기 이동 단말이 위치한 셀로서 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 셀 검출은 시간 영역에서의 채널 길이(L)가 부반송파 수(N)보다 아주 작다는 조건에서 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 의사잡음 코드를 포함하는 데이터를 이동 단말로 전송하는 다수의 기지국들을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서, 통신을 개시하기 위해 자신이 위치한 셀을 검출하기 위한 상기 이동 단말의 수신 장치에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 데이터를 수신하여 고속 퓨리에 변환하는 고속 퓨리에 변환부와,
    상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하고, 상기 고속 퓨리에 변환된 신호에 상기 발생된 의사 잡음 코드를 할당한 신호를 대비하여 동기되는 의사 잡음 코드를 찾아서 이동 단말이 위치한 셀을 검출하는 셀 검출부 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 기지국에서 삽입된 상기 기지국 의사잡음 코드를 포함하는 사이클릭 프리픽스를 제거하는 사이클릭 프리픽스 제거부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
  11. 제9항에 있어서, 상기 셀 검출부는,
    상기 데이터에 포함된 기지국의 의사잡음 코드에 대비하기 위한 테스트 의사 잡음 코드를 발생하는 의사 잡음 발생기와,
    상기 고속 퓨리에 변환된 신호를 상기 발생된 의사 잡음 코드에 해당하는 신호로 나누어 비교 신호를 계산하고, 상기 계산된 비교 신호를 시간영역의 비교 신호로 변환하고, 상기 기지국의 의사 잡음 코드와 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기 되는지를 판단하고, 상기 발생된 의사 잡음 코드가 동기 되는 경우, 상기 발생된 의사잡음 코드에 해당하는 셀 식별자를 산정하여 상기 셀 식별자를 상기 이동 단말이 위치한 셀로서 검출하는 셀 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 셀 검출기는 시간 영역에서 셀을 검출 시 상기 동기 되는 의사 잡음 코드를 찾기 위해 상기 시간 영역의 비교 신호와 시간 지연된 시간 영역의 비교 신호를 순환 크로스 상관을 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 셀 검출은 시간 영역에서의 채널 길이(L)가 부반송파 수(N)보다 아주 작다는 조건에서 이루어짐을 특징으로 하는 상기 장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 시간영역의 비교 신호에 대한 채널 영역 분산이 최대값일 경우 동기 되었음을 특징으로 하는 상기 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 시간영역의 비교 신호에 대한 잡음 영역 분산이 최소값일 경우 동기 되었음을 특징으로 하는 상기 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 의사 잡음 코드들의 동기 판단은 상기 시간영역의 비교 신호에 대한 채널 영역 분산과 잡음 영역의 분산 비인 신호대 잡음비를 이용함을 특징으로 하는 상기 장치.
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