KR20050071501A - 전기 드라이브의 과전류 검출 방법 - Google Patents

전기 드라이브의 과전류 검출 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전기 드라이브(3)의 느려짐 또는 차단을 검출하기 위한 방법에 관한 것이며, 전기 드라이브는 제 1 파워 반도체 소자(7)에 의해서 제어된다. 전기 드라이브(3)는 부분 부하 범위(PWM 클록킹 신호<100%) 및 전부하 범위(PWM 클록킹 신호=100%)에서 작동될 수 있으며, 각각의 범위는 PWM 신호(29, 30)의 클록킹에 따라 좌우된다. 평가 회로(37)는 마이크로 컨트롤러(25)에 접속된다. 평가 회로(37)에서는, 파워 반도체 소자(7)를 통해 흐르는 전류(I)로부터 시구간 내에 발생된 펄스가 검출되며 검출된 펄스(A1*, A2*)의 수는 기대되는 펄스의 수(A1, A2)와 비교된다.

Description

전기 드라이브의 과전류 검출 방법{Method for identifying an overload current of an electric drive}
내연 기관을 갖는 자동차에서는 속도가 낮을 때에도 높은 냉각 성능이 일어난다. 이를 위해 일반적으로, 자동차의 속도가 낮을 경우 냉각기에서 열을 방출하기에 주행풍이 더 이상 충분하지 않을 때 열을 방출하는 팬이 사용된다. 승용차에서는 일반적으로 일부재의 플라스틱 팬이 사용되는데, 이 팬은 점차적으로 상용차에서도 열 방출을 위해 사용된다.
내연 기관의 냉각 팬에는 주로 직류 모터(DC 모터)가 사용되며, 팬의 팬 휠은 경우에 따라 클러치가 삽입되었을 때 이 직류 모터에 의해 구동된다. 사용된 전기 드라이브는 파워 제어부에 의해 제어되며, 이를 위해 공급 전압의 클록킹은 15kHz 이상의 주파수에서 이루어진다. 공급 전압의 클록킹은 펄스폭 비율 즉, 제어 펄스 사이의 펄스 포우즈 길이를 연장하거나 단축할 수 있는 펄스폭 변조에 의해 이루어질 수 있으므로, 사용된 전기 드라이브의 터미날에서의 터미날 전압은 넓은 범위 내에서 변할 수 있다. 냉각 팬의 전기 드라이브의 터미널에서 터미널 전압이 변함으로써, 전기 드라이브의 전류 소비 또는 전기 드라이브의 회전 모멘트가 조절되거나 사전 설정될 수 있다. 또한 공급 전압의 펄스폭 변조에 의해 전기 드라이브의 회전수가 넓은 범위 내에서 조절될 수 있다. 특히 이는, 자동차가 낮은 속도로 주행하거나 정지해 있을 때 바람직하다. 이 경우 팬 휠의 전기 드라이브의 회전수가 증가함으로써, 내연 기관의 냉각기에서의 열 방출은, 냉각기를 통과하는 주행풍에 의한 냉각이 더 이상 충분하지 않을 때 충분히 일어날 수 있다.
이에 반해 전기 드라이브의 터미널에 인가되는 공급 전압의 클록킹은 프리 휠링링 다이오드 및 커패시터 소자를 필요로 한다. 일반적으로 전해질 커패시터가 사용된다. 프리 휠링링 다이오드는 전기 드라이브(들)의 프리 휠링을 가능하게 하는 반면, 전해질 커패시터는 인입선을 위한 프리 휠링을 가능하게 한다. 전해질 커패시터가 높은 온도에서도 문제 없이 작동하고 요구되는 수명에 도달할 수 있기 위해, 일반적으로 전해질 커패시터는 적절한 커패시턴스로 설계된다. 또한 잔류 리플을 원하는대로 평활화하기 위해 2 개의 전해질 커패시터를 병렬로 접속할 필요가 있다.
DE 197 32 094 A1은 직류 모터를 위한 제어 회로에 관한 것이다. 직류 모터에는 전해질 커패시터가 병렬 접속된다. 제어 회로는 프리 휠링 다이오드와 극성 반전 보호 장치를 포함하며, 극성 반전 보호 장치는 트랜지스터 스위치 및 이 스위치에 병렬 접속된 다이오드를 갖는다. 극성 반전 보호 장치는 전해질 커패시터 및 프리 휠링 다이오드의 회로 내에 접속된다. 트랜지스터 스위치는 N-채널 파워-MOSFET으로서 형성되며 그 드레인 단자는 전해질 커패시터의 음(negative)의 단자 및 프리 휠링의 애노드에 접속된다. 프리 휠링 다이오드의 캐소드는 직류 모터의 양(positive)의 측면에 접속된다. 소스 단자는 직류 모터의 음의 측면에 접속되며 게이트 단자는 저항을 통해 양의 전압에 접속된다.
DE 197 32 098 A1은 마찬가지로 직류 모터용 제어 회로에 관한 것이다. 직류 모터는 클록킹 제어되며, 병렬 접속된 전해질 커패시터 및 프리 휠링 다이오드를 포함한다. 이 해결책에 따라, 양의 모터 공급 전압과 전해질 커패시터의 양의 단자 사이에 스로틀이 접속되고 프리 휠링 다이오드의 캐소드가 스로틀과 전해질 커패시터 사이에, 그 애노드는 직류 모터의 음의 측면에 접속됨으로써 제어 방사가 줄어든다.
모터 냉각 팬을 위한 팬 제어부의 현재 실시예에서, 과전류는 전기 드라이브의 프리 휠링 회로 내의 전류가 검출됨으로써 인식된다. 전기 드라이브의 프리 휠링 회로 내의 전류는 프리 휠링 회로의 파워 인덕턴스에 유도된 전압을 측정함으로써 간접적으로 측정된다. 또한 프리 휠링 회로 내의 전류는 션트에 의해 측정될 수 있지만, 이는 전력 손실을 일으킴으로써 열을 발생시키는 단점을 갖는다. 또한 션트를 사용한 전류 측정은 비용이 많이 든다. 프리 휠링 회로의 파워 인덕턴스에 유도된 전압을 측정하기 위한, 설명한 방법은 다른 파라미터들 외에도 라인 안내 및 파워 트랜지스터의 스위칭 특성에 따라 좌우된다. 프리 휠링 회로의 파워 인덕턴스에 유도된 전압의 측정은 낮은 전압과 높은 저항으로 인해, 예컨대 전기장에 의한 교란 방사에 대해 민감하다.
도 1은 전기 드라이브의 과전류 검출을 위한 평가 회로의 기본 회로도.
도 2는 파워 반도체 소자와 비교기 사이에 전압 탭을 갖는 추가 평가 회로의 기본 회로도.
본 발명에 따라 제시된 방법에 의해, 전기 드라이브의 차단은 간접적인 과전류 검출에 의해 확인될 수 있다. 전기 드라이브의 차단, 느려짐 또는 각각의 회전수는 전류 또는 전류 형태에 의해 또는, 전류 형태로부터 유도된 전압 펄스로부터, 파워 반도체 소자, 예컨대 MOSFET의 제어시에 얻어질 수 있다.
모터 냉각 팬의 전기 드라이브는 부분 부하 범위 내에서 PWM 클록킹 신호<100%로 제어된다. 이 경우 마이크로 컨트롤러가 수용된 평가 회로 내의 전류 펄스가 카운팅된다. 이를 위해 평가 회로는 임계 입력 전압이 초과될 시에 출력을 전환하는, 예비 응력을 받은 비교기를 포함한다. 예비 응력 하에 있는 비교기의 출력에서의 에지 변동은 마이크로 컨트롤러에 의해 검출되며 에지 변동의 수는 마이크로 컨트롤러에 의해 카운팅된다.
전기 드라이브의 정상 작동시 에지 A1의 수가 합해진다. 이 값 A1은 기준값을 나타낸다. 전기 드라이브의 정상 작동시 발생하는 에지의 수 보다 작은, 에지 A1*의 수가 검출되면, 파워 반도체 소자(MOSFET)의 결함은 전기 드라이브 자체 내에 있거나 전기 접속 라인에 있다. 그 결과 평가 회로에 의한 전기 드라이브의 전류 공급은 전류 제어부가 스위치 오프됨으로써 저지된다.
100% 펄스폭 변조 클록킹된 전기 드라이브의 완전한 제어시, 짧은 기간 동안 99%의 클록킹 비율로 주기적으로 전환이 일어날 수 있다. 매 시간 세그먼트 당 특정 수 A2의 펄스가 발생하는지의 여부에 대해 검사가 이뤄진다. 시간 세그먼트 당 펄스의 수 A2의 검사시, 수 A2보다 작은 수 A2*가 검출되면, 파워 반도체 소자(MOSFET), 전기 드라이브 자체, 또는 프리 휠링 회로 또는 전기 접속 라인에서 결함이 추론되며 전기 드라이브의 전류 공급은 스위치 오프된다.
또한 전기 드라이브의 차단은 전기 드라이브의 전압의 절대값 측정에 의해 검출된다. 전기 드라이브의 차단시, 절대 전압값은 한계 전압을 초과한다. 전압의 절대값의 레벨은, 전기 드라이브를 제어하는 파워 반도체 소자를 직접 스위치 오프하는 마이크로 컨트롤러에 의해서 측정될 수 있다. 전기 드라이브의 한계 전압이 PWM 클록킹 신호 및 공급 전압에 따라 좌우되기 때문에, 한계 전압은 PWM 클록킹 신호와 전압 공급부(UB)에 따라 마이크로 컨트롤러를 통해 매칭될 수 있다.
본 발명은 이하에서 도면을 이용하여 설명된다.
도 1은 전기 드라이브의 과전류를 검출하기 위한 평가 회로의 기본 회로도를 도시한다.
자동차 전기 계통(4)에 통합된, 자동차 배터리 형태의 에너지 메모리는 전압 원(1)을 도시한다. 전압 원(1)에는 커패시터(2)가 병렬 접속되며, 이 커패시터에 의해 잔동차 전기 계통(4) 내의 전압 피크 또는 전압 변동이 평활화될 수 있다. 전기 계통(4)에는 전기 드라이브(3)가 수용되며, 전기 드라이브는 예컨대 모터 냉각 팬의 팬 휠을 구동시킨다. 도 1에 따른 기본 회로도에서 전기 드라이브(3)의 제어부는 MOSFET 또는 양극 트랜지스터 또는 비교 가능한 파워 반도체 소자로서 형성될 수 있는 제 1 파워 반도체 소자에 의해 제어될 수 있다. 전기 드라이브(3)의 프리 휠링은 프리 휠링 회로(6) 내에 수용된 프리 휠링링 다이오드(5)에 의해 구현된다.
예컨대 MOSFET 트랜지스터(7)인 제 1 파워 반도체 소자(7)는 소스 게이트(S)(9)와 드레인 게이트(10)에 마주 배치된 트랜지스터 베이스(G)(8)를 포함한다. 전기 드라이브(3)의 제어는 제어 라인(13)에 의해 제 1 파워 반도체 소자(7)의 트랜지스터 베이스(G)(8)가 제어됨으로써 이루어진다. 부분 부하 범위 내에서 모터 냉각 팬의 팬 휠을 구동하기 위해 전기 드라이브(3)가 작동해야 하면, 제 1 파워 반도체 소자(7)는 제어 라인(13)에 제공된 PWM 신호<100%에 의해 제어된다. 그러나 기본 회로도 1에 따라 전기 드라이브(3)가 전부하 시에 작동하면, 전기 드라이브(3)는 이 경우 트랜지스터 베이스(G)(8)의 제어 라인(13)에 인가된 100%의 PWM 신호(29)를 이용하여 제 1 파워 반도체 소자(7)에 의해 제어된다.
도 1에 따른 도면에서, 제 1 파워 반도체 소자(7)의 트랜지스터 베이스(G)(8)는 마이크로 컨트롤러(25)의 출력측(28)으로부터 출력된 펄스폭 신호(29)에 의해 제어된다. 마이크로 컨트롤러(25)는 평가 회로(37) 내에서 검출된 펄스를 카운팅하기 위한 입력을 입력측(26)에 포함하며, 상기 펄스는 예컨대 에지 변동(20)으로서 제공될 수 있다.
전기 드라이브(3)의 느려짐 또는 차단은 간접적인 과전류 측정에 의해 검출될 수 있다. 전기 드라이브(3)의 차단 또는 느려짐 및 회전수는 전류(I)로부터 또는 전류 형태로부터 또는, 전류 형태에 의해 유도된 전류의 전압 펄스로부터, 제 1 파워 반도체 소자(7)의 제어시 검출될 수 있다. 전기 드라이브(3)의 완벽한 작동의 경우, 제 1 파워 반도체 소자(7)의 매번의 도통은 PWM 제어 라인의 범위 내에 전류(I)를 발생시키는데 이 전류는 제 1 파워 반도체 소자(7)를 통해 흐른다. 제 1 파워 반도체 소자(7)로서 사용된 전자 부품은 바람직하게는 전류를 감지하는 전자 부품(SENSEFET)이다. PWM 신호에 의한 제어에 상응하게 제 1 파워 반도체 소자(7)를 통해 흐르는 전류(I)는 평가 또는 카운팅될 수 있는 펄스를 발생시킨다. 제 1 파워 반도체 소자(7)의 도통시 발생하는 전류를 측정하기 위해, 제 1 파워 반도체 소자(7)에는 제 1 탭(11) 또는 제 2 탭(12)이 할당되며, 이 탭들은 전류(I)의 전류 형태로부터 유도된 평가 회로(37)의 전압 펄스를 공급할 수 있다.
도 1에서 실질적 부품을 개략적으로 재현하는 평가 회로(37)는 비교기 소자(14)를 포함한다. 비교기 소자(14)의 입력측(15)에는 제 1 비교기 입력(-)(17) 및 제 2 비교기 입력(+)(18)이 있다. 제 1 비교기 입력(17)은 제 1 탭(11)에 연결되는 반면, 제 2 비교기 입력(18)에는 공급 전압이 인가된다. 비교기 소자(14)의 출력은 (16)으로 도시된다. 평가 회로(37) 내의 비교기 소자(14)로서는 바람직하게는 바이어스 전압(VCC)(19)을 받는 비교기 소자(14)가 사용된다. 비교기 소자(14)로의 바이어스 전압(VCC)(19)의 공급은 제 1 저항(R1)(21), 이 제 1 저항에 병렬 접속된 제 2 저항(R2)(22) 및, 제 1 저항과 일렬로 놓인 제 3 저항(R3)(23)을 통해 이루어진다. 바이어스 전압(VCC)(19)은 비교기 소자(14)에서 제 2 비교기 입력(18)의 입력측(15)에 제공되며: 접속 지점은 터미널(24)로 형성된다. 비교기 소자(14)에 공급되는 바이어스 전압(VCC)(19)에 의해, 비교기 소자(14)의 임계 입력 전압은 사전 설정된다. 제 2 탭(12)에서는 감지할 전류(IS)가 측정된다. 감지할 전류(IS)는 저항(RS)(RSense)을 통해 흐르며 이 저항은 KS 시에, 제 1 비교기 입력(17)으로 안내되는 라인에 연결된다. KS는 제 1 파워 반도체 소자(7)와 관련한 온도 측정 지점이다. 이 경우 측정된 전압값이, 제 2 비교기 입력(+)(18)에 제공된 임계 입력 전압을 초과하면, 비교기 소자(14)는 그 출력(16)을 전환한다. 출력(16)의 전환은 에지 변동(20)을 특징으로 한다. 에지 변동(20)은 마이크로 컨트롤러(25)에 의해서 검출되며 마이크로 컨트롤러에서 카운팅될 수 있다. 이를 위해, 예비 응력을 받은 비교기 소자(14)의 출력(16)에서 발생된 에지 변동(20)은 마이크로 컨트롤러(25)의 입력측(26) 상의 입력(27)에 제공된다.
도 1의 기본 회로도에 따른 전기 드라이브(3)가 부분 부하 범위 내에서, PWM 클록킹 신호<100% 로 작동해서 정상 작동 상태가 나타나면, 측정될 수 있는 펄스를 나타내는 에지 변동(20)의 수는 A1이 된다. 부분 부하 범위 내에서 전기 드라이브(3)의 정상 작동시 발생하는 에지 변동(20)의 상기 수는 마이크로 컨트롤러(25) 내에 저장되어 기준값을 나타낸다. 평가 회로(37) 내에서 펄스의 수 즉, 에지 변동(20) A1*이 예비 응력을 받은 비교기 소자(14)의 출력측(16)에, 마이크로 컨트롤러(25)의 입력(27)에 전송되면, 정상 작동시 일어나는 에지 변동(20)들 A1 사이와 검출된 에지 변동(20) A1* 이 비교된다. 에지 변동(20)의 수 A1*가, 사전 설정된 타임 윈도 내에서 전기 드라이브(3)의 정상 작동시 기대되는 에지 변동(20)의 수 A1를 미달하면, 제 1 파워 반도체 소자(7), 전기 드라이브(3) 및 프리 휠링 회로(6) 내에서 결함이 추론된다. 전기 단자에도 결함이 있을 수 있다. 기대되는 펄스의 수 A1에, 실제 검출된 에지 변동(20)의 수가 미치지 못하는 것이 검출된 경우, 전기 드라이브(3)의 전류 공급은 PWM 신호(29)에 의해 제어가 중단됨으로써 저지된다. 제 1 파워 반도체 소자(7)의 결함은 예컨대 제어와 무관한 제 1 파워 반도체 소자의 임시 또는 영구적인 고저항성일 수 있다.
100% PWM 클록킹 신호(29)에 의한 전기 드라이브(3)의 완전한 제어시, 짧은 기간 동안 PWM 클록킹 신호는 예컨대 99%로 주기적으로 감소한다. 정상 작동시 상기 PWM 클록킹 신호의 경우 펄스의 수 A2 즉, 매 구간 당 에지 변동(20)이 생긴다. 완전 부하 작동일 때, 전기 드라이브(3)의 정상 작동시 기대되는 에지 변동(20)의 수 A2는 마찬가지로 마이크로 컨트롤러(25) 내에 저장된다. 이 작동 상태일 때, 이제 평가 회로(37)를 통해 검출된 즉, 예비 응력을 받은 비교기 소자(14)의 출력(16)에서 검출된 에지 변동(20)의 수 A2*는, 마이크로 컨트롤러(25) 내에 저장된, 정상 작동에 대해 유효한 에지 변동(20)의 수와 비교된다. 이 비교에서, 기대되는 에지 변동(20)의 수 A2에, 검출된 에지 변동(20)의 수 A2*가 못미치면, 제 1 파워 반도체 소자(7), 프리 휠링 회로(6)의 전기 드라이브(3) 또는 전기 단자에서 결함이 추론된다. 그러면 마이크로 컨트롤러(25)에 의해 전기 드라이브(3)로의 전류 공급은 중단된다.
도 2는 예비 응력을 받은, 평가 회로의 비교기 소자 내의 제 1 파워 반도체 소자 사이에 전압 탭을 갖는 평가 회로의 추가 실시예를 도시한다.
도 2에 따른 실시예에서, 전기 드라이브(3) 내에 할당된 프리 휠링 회로는 인덕턴스(L)를 포함한다. 또한 전기 드라이브(3)에 할당된 프리 휠링 회로(6)는 제 2 파워 반도체 소자(32)를 포함한다. 도 2에 따른 실시예와 유사하게, 전압 원(1)은 여기에 자세히 도시되지 않은 자동차의 전기 계통(4) 내에 통합된다. 전압 원(1)에는 인덕턴스 및 커패시터(2)가 병렬 접속된다. 전기 드라이브(3)의 제어는, 예컨대 MOSFET 또는 양극 트랜지스터로서 형성될 수 있는 제 1 파워 반도체 소자(7)에 의해 이루어진다. 트랜지스터의 트랜지스터 베이스(G)(8)는 제어 라인(13)에 의해서 PWM 신호(31)를 공급 받는다. 도 1에 따른 실시예와 유사하게, 제 1 파워 반도체 소자(7)는 드레인 게이트(D)(10) 및 소스-게이트(S)(9)를 포함한다. 제 1 파워 반도체 소자(7)에서 발생한 전류(I)는 제 1 파워 반도체 소자(7)에서 PWM 클록킹 신호(31)에 상응하게 발생한다. 제 1 파워 반도체 소자(7)에는 제 1 탭(11) 및 제 2 탭(12)이 할당되며, 전류, 전류 형태 또는, 전류 형태로부터 검출된 전압 펄스는 이들 탭을 통해 평가 회로(37)에 제공된다. 평가 회로(37)는 도 1의 기본 회로도의 평가 회로와 일치한다. 도 2에 따른 평가 회로(37)에서도, 비교기 소자(14)는 전압(VCC)(19)을 공급 받는다. 제 1 탭(11) 또는 제 2 탭(12)에서 발생한 펄스는 PWM 클록킹 신호(31)에 의한 제어의 범주 내에서 제 1 파워 반도체 소자(7)의 도통으로부터 기인하며, 이때 전류(I)는 평가 또는 카운팅 가능한 펄스를 나타내는 제 1 파워 반도체 소자(7)에 의해 생긴다. 드레인 게이트(10) 내에서 전류는 ID로 도시되고, 이 전류는 PWM 클록킹 신호에 상응하게 흐른다. 제 1 탭(11) 또는 제 2 탭(12)에 의해, 제 1 파워 반도체 소자(7)를 통하는 전류 흐름으로부터 기인한 평가 가능한 또는 카운팅 가능한 펄스가 제 1 비교기 입력(-)(17) 또는 제 2 비교기 입력(+)(18)에 제공된다. 제 2 탭(12)에서 측정된 전류(IS)는 저항(RS)을 통해서 흐르며, 이 저항은 KS에서, 제 1 비교기 입력(-)(17)을 향해 안내된 라인에 접속된다. 접속 지점(KS)은 동시에 제 1 파워 반도체 소자(7)를 위한 온도 측정 지점(켈빈-소스)이다.
도 1의 기본 회로도에 따른 평가 회로(37)와 구별되게, 제 1 탭(11)에 절대 전압 탭(36)이 할당된다. 절대 전압 탭(36)에서는 제 1 파워 반도체 소자(7)의 전압(U1)의 절대값이 측정될 수 있다. 전기 드라이브(3)의 차단 또는 느려짐이 있을 경우, 전압(U1)의 절대값은 한계 전압(U1,Grenz)을 초과한다. 전압(U1)의, 측정된 절대값은 마이크로 컨트롤러(25)의 입력(38)에 제공된다. 절대 전압 탭(36)에서 측정된 전압(U1)이 허용 전압값(U1,Grenz)을 초과하면, 제어 라인(29)을 거쳐 마이크로 컨트롤러(25)를 통해 제 1 파워 반도체 소자(7)의 전류 공급은 중단된다. 한계 전압(U1,Grenz)은 제 1 파워 반도체 소자(7) 및 프리 휠링 회로(6)에 포함된 제 2 파워 반도체 소자(32)를 제어하는 PWM 신호(31)에 따라 좌우된다. 또한 한계 전압(U1,Grenz)은 마찬가지로 전압 원(1)의 공급 전압(UB)에 따라 좌우된다. 따라서 전압 원(1)의 전압(UB)은 마이크로 컨트롤러(25)의 입력(30)에 제공되며, PWM 클록킹 신호도 마이크로 컨트롤러(25)에 제공된다. 한계 전압(U1,Grenz)에 영향을 주는 PWM 신호는 전기 드라이브(3)가 부분 부하 범위 또는 전부하 범위에서 작동하는지의 여부에 따른다.
도 1에 도시된 프리 휠링 회로(6)의 실시예와 다르게, 도 2에 따른 프리 휠링 회로(6)는 제 2 파워 반도체 소자(32)를 포함한다. 이에 따라 PWM 클록킹 신호(31)는 제 1 파워 반도체 소자(7)를 위한 제 1 PWM 제어 분기(33) 및 제 2 파워 반도체 소자(32)를 제어하기 위한 제 2 PWM 제어 분기(34)에 평행하게 제공된다. 도 2에 따른 변형예에서 PWM 제어 분기(33 또는 34)에서 제 1 PWM 제어 분기(33)에는, 제 1 파워 반도체 소자(7)와, 프리 휠링 회로(6)에 포함된 제 2 파워 반도체 소자(32)의 교대 제어가 가능하도록, 반전 모듈(35)이 포함된다. 부분 부하 범위 또는 전부하 범위 내에서 전기 드라이브(3)를 제어하기 위한 제 1 파워 반도체 소자(7)는 전기 드라이브(3)의 프리 휠링 회로(6) 내에 수용된 제 2 파워 반도체 소자(32) 쪽으로 교대로 작동한다.
본 발명에 따른 방법에 의해, 두 변형예에서 전기 드라이브(3)의 차단 또는 느려짐을 검출할 수 있다. 제시된 방법에 의해 전기 드라이브(3)의 회전수도 검출될 수 있다. 도 1 또는 도 2의 변형예에 따라 제시된 방법은 손실 전력을 발생시키고 그에 따라 열을 발생시키는 션트의 집적을 불필요하게 만든다. 또한 라인 안내 및 또한 파워 반도체 소자(7, 32)의 스위칭 특성으로부터 기인한, 펄스 픽업과 관련한 오류가 방지된다.

Claims (16)

  1. 전기 드라이브(3)의 느려짐 또는 차단을 검출하기 위한 방법으로서, 상기 전기 드라이브는 파워 반도체 소자(7)에 의해서 제어되며, 부분 부하 범위(PWM < 100%) 및 전부하 범위(PWM = 100%)에서 PWM 신호(29, 31)의 클록킹에 따라 작동될 수 있고, 평가 회로(37)가 마이크로 컨트롤러(25)에 접속되는 검출 방법에 있어서,
    상기 평가 회로(37)에서는, 상기 파워 반도체 소자(7)를 통해 흐르는 전류(I)로부터 하나의 시구간 내에 발생된 펄스가 검출되며 상기 검출된 펄스의 수(A1*, A2*) 는 기대되는 펄스의 수(A1, A2)와 비교되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 파워 반도체 소자(7)의 매 도통시 상기 PWM 신호(29, 31)에 상응하게 흐르는 전류(I)는, 상기 평가 회로(37)의 탭(11, 12)에 의해 제공되는, 평가 가능한 펄스를 발생시키는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 평가 회로(37)에 제공된 펄스의 수(A1*, A2*)는 기대되는 펄스의 수(A1, A2)와 비교되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 탭(11, 12)을 통해 측정된 펄스는 평가 회로(37)의 비교기 소자(14)에 제공되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 비교기 소자(14)는 전압(VCC)(19)을 제공받는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 전압(VCC)(19)은 상기 비교기 소자(14)의 입력(17, 18)에 접속되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 제 1 파워 반도체 소자(7)에서 측정된 펄스는 상기 비교기 소자(14)의 펄스 입력(17, 18)에 제공되며, 상기 비교기 소자는, 입력 전압(VCC)의 초과시에 그 출력(16)을 전환하는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 출력(16)의 전환시 일어나는 에지 변동(20)의 수가 상기 마이크로 컨트롤러(25)의 입력(27)에 제공되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 전기 드라이브(3)의 부분 부하 작동시(PWM-클록킹 신호<100%), 상기 평가 회로(37)에서 검출된 상기 에지 변동(20)의 수(A1*)는 기대되는 상기 에지 변동(20)의 수(A1)와 상기 마이크로 컨트롤러(25)에서 비교되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 전기 드라이브(3)의 전부하 작동시(PWM-클록킹 신호 = 100%), 상기 PWM 신호(29, 30)는 감소된 PWM 신호로 주기적으로 접속되며, 상기 평가 회로(37) 내에서 검출된 에지 변동(20)의 수(A2*)는 기대되는 에지 변동(20)의 수(A2)와 상기 마이크로 컨트롤러(25)에서 비교되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서, 검출된 에지 변동(20)의 수(A1*, A2*)가, 기대되는 에지 변동(20)의 수(A1, A2)에 미달하는 경우, 상기 제 1 파워 반도체 소자(7) 내에, 프리 휠링 회로(6)의 전기 드라이브(3) 내에 결함이 추론되며, 상기 전기 드라이브(3)의 전류 공급은 중단되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  12. 제 1 항에 있어서, 제 2 파워 반도체 소자(32)를 포함하는 프리 휠링 회로(6)가 할당된 상기 전기 드라이브(3)는 PWM 신호(31)에 의해서 제어되며, 상기 신호는 상기 파워 반도체 소자(7, 32)를 교대로 제어하기 위해 제 1 PWM 제어 분기(33) 및 제 2 PWM 제어 분기(34)에 제공되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 PWM 신호(31)는 상기 PWM 제어 분기(33, 34) 중 하나에서 반전되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  14. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 파워 반도체 소자(7)에 할당된 상기 탭(11, 12) 중 하나에서 전압(U1)의 절대값이 측정되어 상기 마이크로 컨트롤러(25)의 입력측에 제공되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 마이크로 컨트롤러(25)에서는 한계 전압(U1,Grenz)이 PWM 신호(29) 및 전압 원(1)의 공급 전압(UB)에 매칭되면서, 상기 검출된 전압(U1)의 절대값이 상기 한계 전압(U1,Grenz)과 비교되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
  16. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 파워 반도체 소자(7)의 게이트(9, 10) 중 하나에서 흐르는 전류는 저항(RS)을 통해서 상기 평가 회로(37)에 제공되는 것을 특징으로 하는 검출 방법.
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