KR20050043297A - 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 임의의 수신안테나로부터 수신된 수신심벌에 대한 에러 추정을 이용하여 다른 수신안테나로부터 수신된 수신심벌에 대한 에러 추정을 수행하는 복수개의 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에 있어서, 상기 복수 개의 송신안테나들로 송신하는 송신심벌을 일정 비트 수만큼 중첩되지 않게 쉬프터를 수행한 후 전송한다. 이와 같이 함으로서, 다른 수신안테나로부터 수신된 수신심볼에 대한 에러 추정을 함에 있어 상기 임의의 수신안테나로부터 수신된 수신심벌의 에러에 대한 영향을 감소시킨다.

Description

다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서 간섭신호 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION OF OFDM SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNA}
본 발명은 다중 입력 다중 출력(다중 안테나)(Multi-Input Multi-Output)- 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 이동통신 시스템에 관한 것으로서 특히, 오류 전파의 영향에 따른 오류 정정 부호의 성능을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 채널로 신호를 전송하는 경우에 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대지연확산과 신호의 전송주기로 특성을 규정지을 수 있다. 또한, 상기 최대지연확산보다 신호의 전송주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 비선택적 페이딩(frequency nonselective fading)으로 주어진다. 그러나 광대역을 사용하는 고속 전송의 경우에는 상기 신호의 전송주기가 상기 최대 지연확산보다 짧아 상기 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하여, 수신된 신호는 심벌간 간섭(intersymbol interference)을 받게 된다. 또한 이 경우 상기 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)으로 주어지며, 코히어런트(coherent) 변조 방식을 사용하는 단일 반송파 전송방식에서는 심벌간 간섭을 제거하기 위해 등화기(Equalizer)가 요구된다. 또한, 상기 데이터 전송속도가 증가함에 따라 상기 심벌간 간섭에 의한 왜곡이 증가하게 되는데 이에 따라 등화기의 복잡도도 함께 증가된다. 이와 같이 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이하 한다.)시스템이 제안되었다.
통상적으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식은 시간분할접속(Time Division Access)과 주파수분할접속(Frequency Division Access) 기술을 결합하는 2차원 접속 방식으로 정의할 수 있다. 따라서, 상기 OFDM 방식에 의한 데이터를 전송함에 있어 각각의 OFDM 심벌(Symbol)은 부-반송파(sub-carrier)에 나뉘어 실려 소정의 부-채널(sue-channel)로 묶여져 전송된다.
이러한, 상기 OFDM 방식은 부-채널의 스펙트럼이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋고, OFDM 변/복조가 역고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 함)과 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 함)에 의해 구현되기 때문에 변/복조부의 효율적인 디지털 구현이 가능하다. 또한, 주파수 선택적 페이딩이나 협대역 간섭에 대해 강건해 현재 유럽 디지털 방송의 전송과 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a 및 IEEE 802.16b 등 대용량 무선 통신 시스템의 규격으로 채택되어 있는 고속의 데이터 전송에 효과적인 기술이다.
전술한 OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심벌(Symbol) 열을 병렬로 변환하여, 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부-반송파(Sub-Carrier, Sub-Channel)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(Multi Carrier Modulation: 이하 "MCM"이라 칭함) 방식의 일종이다.
이와 같은 MCM 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파(High Frequency) 무선통신에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부-반송파를 중첩하는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였다. 이러한 OFDM 방식은 다중 반송파들간의 직교변조의 구현을 해결해야만 했기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 하지만, 1971년 'Weinstein' 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변/복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 상기 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한, 보호구간(Guard Interval)의 사용과 순환 전치(Cyclic prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(Delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 따라서, 상기 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: 이하 "DAB"라 칭함)과 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network: 이하 "W-LAN"이라 칭함) 및 무선 비동기 전송 모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: 이하 "W-ATM"이라 칭함) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 FFT와 IFFT를 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(Frequency Division Multiplexing: 이하 "FDM"이라 칭함) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수 개의 부-반송파들간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한, 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 특히, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(Frequency selective fading) 및 다중 경로 페이딩에 강하며, 보호구간을 이용하여 심벌들간 간섭(Inter Symbol Interference: 이하 "ISI"라 칭함) 영향을 줄일 수 있을 뿐만 아니라 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하다. 그리고 임펄스(Impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
도 1은 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면이다. 이하 상기 도1을 이용하여 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조에 대해 상세하게 알아본다.
입력비트는 이진 신호로서 부호화부(100)로 입력된다. 상기 부호화부(100)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 인터리버(102)로 입력된다. 상기 인터리버(102)는 입력된 직렬 부호화 비트열들에 대해 인터리빙을 수행하고, 변조부(104)로 전달한다. 상기 변조부(104)는 입력받은 부호화 비트열들을 심벌 매핑 성상도에 심벌 매핑하여 출력한다. 상기 변조부(104)의 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등이 존재한다. 상기 심벌을 구성하는 비트 수는 상기 각각의 변조방식들에 대응하여 정의되어 있다. 상기 QPSK 변조 방식은 2비트로 구성되며, 상기 8PSK는 3비트로 구성된다. 또한 16QAM 변조 방식은 4비트로 구성되며, 64QAM 변조방식은 6비트로 구성된다. 상기 변조부(104)로부터 출력된 변조 심벌은 IFFT부(106)로 입력된다. 상기 IFFI가 수행되어진 상기 변조 심벌들은 송신안테나(108)를 통해 전송된다.
상기 송신안테나(108)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나(110)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나(110)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부(112)로 전달된다. 상기 FFT부(112)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 복조부(114)로 입력된다. 상기 복조부(114)는 상기 변조부(104)의 상기 심벌 매핑 성상도와 동일한 심벌 매핑 성상도를 가지고 있으며, 상기 심벌 매핑 성상도에 의해 상기 역확산된 심벌을 이진 비트를 가지는 심벌로 변환된다. 즉, 상기 복조 방식은 상기 변조 방식에 의해 결정된다. 상기 복조부(114)에 의해 복조된 이진비트열들은 디인터리버(116)로 전달된다. 상기 디인터리버(116)은 상기 인터리버(102)의 인터리빙 방식과 동일한 방식으로 상기 복조된 이진비트열에 대해 디인터리빙을 수행한다. 상기 디인터리빙된 이진비트열들은 복호화부(118)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(118)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.
도 2는 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템의 구조를 도시하고 있다. 이하 상기 도 2를 이용하여 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템에 대해 알아본다.
입력비트는 이진 신호로서 부호화부(200)로 입력된다. 상기 부호화부(200)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 직렬/병렬 변환부(202)로 전달된다. 상기 직렬/병렬 변환부(202)는 전달된 직렬 부호화 비트열들을 병렬 부호화 비트열로 변환한다. 상기 직렬/병렬 변환부(202)에서 수행되는 동작에서 대해서는 이하 도 4를 이용하여 설명하기로 한다. 상기 병렬 부호화 비트열들 각각은 인터리버들(204,206)으로 전달된다. 상기 인터리버들(204, 206)과 변조부(208, 210), IFFT부들(212, 214), 송신 안테나들(216, 218)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 인터리버(102), 변조부(104), IFFT부(106), 송신안테나(108)에서 수행되는 동작과 동일하다. 다만, 상기 도 2는 다중 송신안테나들로 구성되어 있으므로 상기 각 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수는 상기 도 1의 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수보다 줄어들게 된다.
상기 송신안테나들(216, 218)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부들(224, 226)로 전달된다. 상기 FFT부들(224, 226)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 연속간섭소거방식(Successive Interference Cancellation :SIC) 수신기(228)로 전달된다. 상기 SIC 수신기에 대해서는 이하 도 3을 이용하여 설명하기로 한다. 상기 SIC 수신기(228)로부터 출력된 심벌들은 역 정렬부(Strem de-ordering)(230)로 전달된다. SIC 수신기는 보통 수신 상태가 더 좋은 스트림(stream)을 우선 검출하고, 상기 검출된 스트림을 이용하여 다른 스트림를 검출합니다. 이때 어떤 스트림의 수신 상태가 더 좋은지는 SIC수신기에서 결정하기 때문에 검출 순서(detection order)와 송신 신호의 순서는 서로 상이합니다. 그러므로 상기 역 정렬부(230)는 수신상태에 따라 송신신호의 순서를 재 정렬 하는 역할을 합니다. 상기 역 정렬부(230)에서 출력된 심벌들은 복조부들(232, 234)로 전달된다. 상기 복조부들(232, 234)과 디인터리버들(236, 238)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 복조부(114)와 디인터리버(116)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 디인터리버들(236, 238)에서 출력된 심볼들은 병렬/직렬 변환부(240)로 전달된다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 수행되는 동작은 하기 도 4에서 일 예를 들어 설명하기로 한다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 출력된 이진비트열들은 복호화부(242)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(242)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.
다중 안테나 시스템에서는 수신 안테나들은 서로 다른 송신 안테나들에서 발생된 신호들이 선형 중첩되어 수신된다. 따라서, 송신안테나의 개수 내지 수신안테나의 개수가 증가될수록 수신단에서 수행되는 디코딩을 위한 복잡도 역시 증가된다. 상기 SIC 수신기는 디코딩을 위한 복잡도를 감소시키기 위해 저연산량의 선형 수신기들을 반복적으로 사용한다. 상기 SIC 수신기는 이전단계에서 디코딩된 신호들의 간섭을 제거함으로서 점진적으로 향상된 성능을 획득한다. 하지만 SIC 방식은 이전단계에서 결정된 신호들에 대해 오류가 발생할 경우 다음 단계 수행시 증가된 오류를 발생시키는 단점을 가진다. 이하 도 3을 이용하여 SIC 수신기의 구조에 대해 설명한다. 상기 도 3은 2개의 수신안테나를 이용하여 신호를 수신하는 일 예를 들어보이고 있다.
상기 도 3에 의하면 두 개의 수신안테나를 통해 수신된 신호는 y1, y2이다. 상기 수신신호 y1, y2는 최소 제곱 에러(Minimum Mean Square Error: MMSE)수신기(300)로 전달된다. 하기 〈수학식 1〉은 상기 y1, y2를 나타내고 있다.
상기 〈수학식 1〉은 두 개의 송신안테나가 신호를 송신하고 있음을 보이고 있다. 상기 x1은 제1 송신안테나가 송신하는 신호를 의미하며, 상기 x2는 제2 송신안테나가 송신하는 신호를 의미한다. 상기 h11은 제1 송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h12는 제2송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 h21은 제1 송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h22는 제2송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 z1과 z2는 무선채널 상의 잡음을 의미한다.
상기 MMSE 수신부(300)는 입력된 y1, y2를 이용하여 x1과 x2 를 추정한다. 상술한 바와 같이 SIC 수신기는 여러 단계를 거쳐 상기 송신안테나들에서 송신한 신호들을 추정한다. 즉, 다중 송신안테나들 중 하나의 송신안테나(제1송신안테나)가 송신한 신호를 먼저 추정한 후, 상기 추정된 신호를 이용하여 다른 송신안테나(제2송신안테나)가 송신한 신호를 추정하게 된다. 만약 3개의 송신안테나들에 의해 송신신호가 송신된다면 제3송신안테나가 송신한 신호는 추정된 상기 제1송신안테나 내지 제2송신안테나의 송신 신호를 이용하여 추정하게 된다. 하기 〈수학식 2〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 제1수신안테나 내지 제2수신안테나에서 수신한 신호를 나타내고 있다.
상기 〈수학식 2〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 MMSE 수신기(300)는 상기 제 2송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정한다. 상기 〈수학식 1〉 내지 〈수학식 2〉에 의하면 상기 z3 내지 z4는 하기 〈수학식 3〉과 같이 나타낼 수 있다.
상기 〈수학식 2〉는 제2송신안테나의 송신 신호를 잡음으로 추정하였으나, 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 수 있다. 하기 〈수학식 4〉는 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 경우의 제1수신안테나 내지 제2수신안테나의 수신신호를 나타내고 있다.
하기 〈수학식 5〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 송신신호를 추정하기 위한 수식을 나타내고 있다.
상기 〈수학식 5〉는 상기 〈수학식 2〉를 이용하여 x1을 추정하는 예를 들어 보이고 있다. 상기 y는 y1과 y2의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 5〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x1을 구하게 된다. 따라서, x1의 추정값은 하기 〈수학식 6〉과 같이 구할 수 있다.
상기 는 x1의 추정값을 나타낸다. 상기 x2의 추정값 역시 상기 〈수학식 5〉 내지 〈수학식 6〉과 같은 방식으로 구할 수 있다. 상기 추정된 x1, x2는 정렬부(Stream ordering)(302)로 전달된다. 상기 정렬부(302)는 상기 x1, x2의 MMSE 값을 고려하여 우선순위를 결정한다. 즉, MMSE 값을 이용하여 무선채널 상에서 오류가 가장 작게 발생한 수신신호를 결정한다. 상기 도 3에서는 x1에 대한 오류가 x2에 대한 오류보다 작음을 가정한다.
상기 정렬부(302)는 상기 를 도 2의 역정렬부와 판별부(Decision)(304)로 전달한다. 상기 판별부(304)는 MMSE 수신부(300)에서 추정한 비트들의 값을 결정한다. 상기 MMSE 수신부(300)에서 추정한 값은 단순히 수학식에 의해 계산된 값이므로 송신 가능하지 않은 값을 가질 수 있다. 따라서, 상기 판별부(304)는 상기 MMSE 수신부에서 추정한 값을 가지고 상기 송신단에서 송신 가능한 값을 결정한다. 만약 무선채널 상에서 오류가 발생하지 않았다면 상기 추정 값과 결정 값은 동일할 것이다. 상기 삽입부(306)는 결정된 를 연산부들(308, 310)로 전달한다. 하기 〈수학식 7〉은 연산부들(308, 310)에서 수행되는 동작에 대해 나타내고 있다.
상기 연산부들(308, 310)에서 구한 추정 수신신호값들은 MMSE수신부(312)로 전달된다. 상기 MMSE 수신부(312)는 전달된 신호를 이용하여 제2송신안테나의 송신신호를 추정한다. 하기 〈수학식 8〉은 상기 MMSE 수신부(312)에서 수행되는 동작을 나타내고 있다.
상기 y' 는 과 의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 8〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x2을 구하게 된다. 따라서, 추정 x2은 하기 〈수학식 9〉과 같이 구할 수 있다
상기 는 x2의 추정값을 나타낸다. 상기 는 도 2의 역정렬부로 전달된다.
상술한 바와 같이 상기 SIC는 수신기는 이전단계에서 추정한 송신신호를 이용하여 다음단계에서 송신신호를 추정한다. 동일한 인터리버를 사용하여 송신신호에 대해 인터리빙을 수행한 후 전송할 경우, 전송 중 특정 비트에서 오류가 발생하였다고 가정한다. 이 경우 수신단은 동일 상기 특정 비트를 포함한 인접비트들에 대해서도 오류가 발생되었음을 인식하게 된다. 이하, 도 4를 이용하여 송신단에서 송신한 신호가 수신단에서 오류가 발생되는 과정에 대해 설명한다.
(A)는 비트단위로 표시된 전송할 이진비트열을 표시하고 있다. 상기 도 4에서는 전송할 데이터가 20비트로 구성되어 있음을 보이고 있다. (B)는 직렬/병렬 변환기에 의해 상기 20비트가 2개의 그룹으로 분리되었음을 보이고 있다. 상기 2개의 그룹 중 첫 번째 그룹은 홀수 번째 비트들로 구성되며, 두 번째 그룹들은 짝수 번째 비트들로 구성된다. (C)는 상기 2개의 그룹으로 분리된 비트단위 데이터가 인터리버에 의해 인터리빙을 수행하는 과정을 보이고 있다. 상기 (C)에서 보이고 있는 바와 같이 첫 번째 그룹과 두 번째 그룹은 동일한 인터리빙 방식으로 인터리빙을 수행한다.
(D)는 수신단에서 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들 중 #17, #7, #3이 전송 중 오류가 발생하였음을 보이고 있다. 이 경우 상기 두 번째 그룹에 포함된 비트들은 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들의 추정값을 이용하여 추정하므로 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들과 동일한 위치의 비트들 역시 오류가 발생하게 된다. 즉, 오류가 발생한 첫 번째 그룹의 비트들을 이용하여 두 번째 그룹에 포함되어 있는 비트들 역시 오류가 발생된다. 상기 (D)는 두 번째 그룹에 포함되어 있는 비트들 중 #18, #8, #4에서 오류가 발생하였음을 보이고 있다.
(E)는 디인터리버에 의해 수신신호를 디인터리빙하는 과정을 도시하고 있으며, (F)는 병렬/직렬 변환기에 의해 디인터리빙된 신호를 직렬형태의 신호로 변환함을 도시하고 있다. 상기 (F)는 인접한 비트들에서 오류가 발생하였음을 보이고 있다. 따라서, 상기 SIC 수신기의 특성으로 인해 상기 수신단은 오류정정 성능이 저하됨을 알 수 있다. 상기 수신단의 오류정정 성능이 저하되는 것을 방지하기 위해 각 송신안테나별로 서로 다른 인터리빙 패턴을 사용하는 방안이 제안되었다. 하지만, 상기 방안은 각 송신안테나에서 인터리빙의 수행에 필요한 시간이 증가되고, 각 송신안테나에 따른 인터리빙 패턴을 수신단으로 통보하여야 한다는 단점을 가지게 된다. 따라서, 상술한 문제점을 해결할 수 있는 방안이 논의된다.
따라서, 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 뛰어난 오류 정정 성능을 가지는 비트 단위 인터리빙 패턴을 제안함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 이전 단계에서 탐색된 정보를 이용하여 다음단계의 정보를 탐색하는 시스템에서 상기 다음단계 정보를 탐색함에 있어 이전단계에서 발생된 오류에 대한 영향을 감소시키는 장치 및 방법을 제안함에 있다.
상기 본 발명의 목적들을 이루기 위해 정보비트들을 입력하여 부호화 비트들의 열을 출력하는 부호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 송신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 장치에 있어서, 상기 부호화비트들의 열을 상기 안테나들의 수에 대응하여 복수의 부호화 비트들의 열들로 출력하는 직/병렬 변환부와, 상기 복수의 부호화 비트들의 열들 별로 인터리빙을 수행하는 인터리버와, 상기 인터리빙된 복수의 부호화 비트들의 열들 각각을 변조하여 복수의 변조 심벌들의 열들로 출력하는 변조부들과, 상기 복수의 변조심벌들의 열들 각각은 서로 다른 패턴들에 의해 쉬프트하는 쉬프터들과, 상기 쉬프트된 변조 심벌들의 열들은 상기 복수의 안테나를 중 대응하는 안테나를 통해 전송함을 특징으로 한다.
상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 수신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 장치에 있어서, 상기 복수의 안테나들을 통해 수신된 변조 심벌들의 열들 각각을 송신 장치에서 사용한 패턴과 동일한 패턴들에 의해 쉬프트하는 쉬프터들과, 상기 쉬프트한 변조심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 복조부들과, 상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 디인터리버들과, 상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 병/직렬 변환부로 이루어짐을 특징으로 한다.
상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 정보비트들을 입력하여 부호화 비트들의 열을 출력하는 부호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 방법에 있어서, 상기 부호화비트들의 열을 상기 안테나들의 수에 대응하여 복수의 부호화 비트들의 열들로 출력하는 과정과, 상기 복수의 부호화 비트들의 열들 별로 인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 인터리빙된 복수의 부호화 비트들의 열들 각각을 변조하여 복수의 변조 심벌들의 열들로 출력하는 과정과, 상기 복수의 변조심벌들의 열들 각각은 서로 다른 패턴들에 의해 쉬프트하는 과정과, 상기 쉬프트된 변조 심벌들의 열들은 상기 복수의 안테나를 중 대응하는 안테나를 통해 전송함을 특징으로 한다.
상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 방법에 있어서, 상기 복수의 안테나들을 통해 수신된 변조 심벌들의 열들 각각을 송신 장치에서 사용한 패턴과 동일한 패턴들에 의해 쉬프트하는 과정과, 상기 쉬프트한 변조심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 과정과, 상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.
이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
도 5는 본 발명에 따른 송신단의 구조를 도시하고 있다. 입력비트는 이진 신호로서 부호화부(500)로 입력된다. 상기 부호화부(500)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 직렬/병렬 변환부(502)로 전달된다. 상기 직렬/병렬 변환부(502)는 전달된 직렬 부호화 비트열들을 병렬 부호화 비트열로 변환한다. 상기 직렬/병렬 변환부(502)는 상기 송신안테나의 개수에 따라 상기 부호화 비트열들을 복수 개의 그룹으로 분할한다. 상기 복수개의 그룹들 각각은 인터리버들(504,506)로 전달된다. 상기 인터리버들(504, 506)은 입력된 부호화 심벌들에 대해 인터리빙을 수행하고, 변조부(508 또는 510)로 전달한다. 상기 변조부들(508, 510)은 입력받은 부호화 심벌들을 심벌 매핑 성상도에 심벌 매핑하여 출력한다. 상기 변조부들(508, 510)의 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등이 존재한다. 상기 심벌을 구성하는 비트 수는 상기 각각의 변조방식들에 대응하여 정의되어 있다. 상기 QPSK 변조 방식은 2비트로 구성되며, 상기 8PSK는 3비트로 구성된다. 또한 16QAM 변조 방식은 4비트로 구성되며, 64QAM 변조방식은 6비트로 구성된다. 상기 변조부들(508, 510)로부터 출력된 변조 심벌은 쉬프터(512 또는 514)로 전달된다.
상기 쉬프터(512 또는 514)는 전달된 변조 심벌에 대해 쉬프트를 수행한다. 본원 발명과 관련하여 각 쉬프터(512 내지 514)들은 서로 다른 패턴을 이용하여 상기 변조심벌들을 쉬프트한다. 즉, 상기 각 쉬프터(512 내지 514)들이 서로 다른 패턴을 이용하여 상기 변조심벌을 쉬프트함으로서 수신된 변조 심벌들에서 연집 오류가 발생하는 것을 방지할 수 있다. 이하 다중안테나의 개수와 관련하여 상기 변조심벌들을 쉬프터 과정을 예를 들어 설명하기로 한다. 상기 송신안테나의 개수가 2개라면, 하나의 쉬프터는 전달된 변조 심벌을 쉬프터하지 않고 IFFT부로 전달하고, 다른 쉬프터는 짝수 번째 비트와 홀수 번째 비트의 위치를 교환한 후 IFFT부로 전달한다. 하기 〈표 1〉은 송신안테나의 개수가 4개인 경우 즉, 4개의 쉬프터에서 수행되는 동작을 나타내고 있다.
입력비트 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16...
제1쉬프터(출력비트) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16...
제2쉬프터(출력비트) 2 3 4 1 6 7 8 5 10 11 12 9 14 15 16 13...
제3쉬프터(출력비트) 3 4 1 2 7 8 5 6 11 12 9 10 15 16 13 14...
제4쉬프터(출력비트) 4 1 2 3 8 5 6 7 12 9 10 11 16 13 14 15...
상기 입력된 심벌들에 대한 쉬프터는 사용자의 선택에 의해 변경될 수 있다. 즉, 상기 〈표 1〉과 다른 방식에 의해 쉬프터를 수행할 수 있다. 상기 쉬프터들(512, 514)에서 쉬프터된 심벌들은 IFFT부(516 또는518)로 입력된다. 상기 IFFT가 수행되어진 상기 변조 심벌들은 송신안테나(520 또는 522)를 통해 전송된다.
도 6은 본 발명에 따른 수신단의 구조를 도시하고 있다. 송신안테나들로부터 전송된 심벌들은 수신안테나들(600, 602)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나들(600, 602)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부들(604, 606)로 전달된다. 상기 FFT부들(604, 606)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 연속간섭소거방식(Successive Interference Cancellation :SIC) 수신기(608)로 전달된다. 상기 SIC 수신기는 상술한 바와 같다. 상기 SIC 수신기(608)로부터 출력된 심벌들은 역 정렬부(Strem de-ordering)(610)로 전달된다. 상기 역 정렬부(610)에서 출력된 심벌들은 쉬프터(612, 614)로 전달된다. 이하 상기 쉬프터에서 수행되는 동작에 대해 설명한다.
상기 도 6에 도시되어 있는 쉬프터들은 상기 도 5에 도시되어 있는 쉬프터들이 쉬프터한 비트들을 원래 위치로 이동시킨다. 하기 〈표 2〉는 상기 〈표 1〉의 쉬프터들에 대응되는 쉬프터들의 동작을 예를 들어 보이고 있다.
입력비트 쉬프터 출력비트
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16... 제1쉬프터 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16...
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16... 제2쉬프터
3 4 1 2 7 8 5 6 11 12 9 10 15 16 13 14... 제3쉬프터
4 1 2 3 8 5 6 7 12 9 10 11 16 13 14 15... 제4쉬프터
상기 쉬프터들(612, 614)에 의해 쉬프터된 심벌들은 복조부들(616, 618)로 전달된다. 상기 복조부들(616, 618)은 도 5의 변조부들의 상기 심벌 매핑 성상도와 동일한 심벌 매핑 성상도를 가지고 있으며, 상기 심벌 매핑 성상도에 의해 상기 역확산된 심벌을 이진 비트를 가지는 심벌로 변환된다. 즉, 상기 복조 방식은 상기 변조 방식에 의해 결정된다. 상기 복조부들(616, 618)에 의해 복조된 이진비트열들은 디인터리버들(620, 622)로 전달된다. 상기 디인터리버들(620, 622)은 상기 도 5의 인터리버들의 인터리빙 방식과 동일한 방식으로 상기 복조된 이진비트열에 대해 디인터리빙을 수행한다. 상기 디인터리버들(620, 622)에서 출력된 비트열들은 병렬/직렬 변환부(644)로 전달된다. 상기 이진비트열들은 복호화부(646)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(646)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.
도 7은 본 발명에 따른 각 구성에서 데이터 심볼이 처리되는 과정을 도시하고 있다. 이하, 상기 도 7을 이용하여 본 발명에 따른 각 구성에서 데이터 심볼이 처리되는 과정에 대해 상기 도 4와 비교하여 설명한다.
(F)는 비트단위로 표시된 전송할 이진비트열을 도시하고 있다. 상기 도 7은 상기 도 4와 동일하게 전송할 데이터가 20비트로 구성되어 있음을 보이고 있다. (G)는 직렬/병렬 변환기에 의해 상기 20비트가 2개의 그룹으로 분리되었음을 보이고 있다. 상기 2개의 그룹 중 첫 번째 그룹은 홀수 번째 비트들로 구성되며, 두 번째 그룹들은 짝수 번째 비트들로 구성된다. (H)는 상기 2개의 그룹으로 분리된 비트단위 데이터가 인터리버에 의해 인터리빙을 수행하는 과정을 보이고 있다. 상기 (H)에서 보이고 있는 바와 같이 첫 번째 그룹과 두 번째 그룹은 동일한 인터리빙 방식으로 인터리빙을 수행한다.
(I)는 상기 2개의 그룹들 중 하나의 그룹에 포함되어 있는 비트심벌들에 대해 쉬프터하는 과정을 보이고 있다. 상기 도 7에서는 두 개의 송신안테나들을 통해 데이터를 전송하므로 전송할 데이터를 2개의 그룹으로 분리하였다. 또한, 상술한 바와 같이 상기 2개의 그룹들 중 하나의 그룹은 전송할 데이터에 대해 쉬프터하지 않고 전송한다. 상기 (I)는 두 번째 그룹에 2비트단위로 쉬프터하고 있음을 보이고 있다. 즉, 첫 번째 비트와 두 번째 비트의 위치를 교환하며, 세 번째 비트와 네 번째 비트의 위치를 교환한다. 나머지 비트들도 상술한 바와 같이 동일하게 쉬프터한다. 하지만 상기 (I)는 쉬프터함에 일 예를 들어 보이고 있으므로, 상기 (I)와 다른 방식에 의해 쉬프터를 수행할 수도 있다.
(J)는 수신단에서 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들 중 #17, #7, #3이 전송 중 오류가 발생하였음을 보이고 있다. 이 경우 상기 두 번째 그룹에 포함된 비트들은 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들의 추정값을 이용하여 추정하므로 상기 첫 번째 그룹에 포함된 비트들과 동일한 위치의 비트들 역시 오류가 발생하게 된다. 즉, 오류가 발생한 첫 번째 그룹의 비트들을 이용하여 두 번째 그룹에 포함되어 있는 비트들 역시 오류가 발생된다. 상기 (J)는 두 번째 그룹에 포함되어 있는 비트들 중 #6, #10, #14에서 오류가 발생하였음을 보이고 있다.
(K)는 수신단 쉬프터에 의해 쉬프터되는 과정을 도시하고 있다. 상기 (K)는 상기 (I)에서 수행된 쉬프터방향과 역방향으로 쉬프터를 수행한다. 상기 (K)과정을 수행함으로서 수신심벌은 상기 송신단 쉬프터에서 쉬프터가 수행되기 이전 과정으로 되돌아간다. 즉, 두 번의 쉬프터를 수행함으로서 쉬프터를 수행하지 않은 효과를 가지게 된다.
(L)는 디인터리버에 의해 수신신호를 디인터리빙하는 과정을 도시하고 있으며, (M)는 병렬/직렬 변환기에 의해 디인터리빙된 신호를 직렬형태의 신호로 변환함을 도시하고 있다. 상기 (M)에서 보이고 있는 바와 같이 인접한 비트에서 발생된 오류는 상기 도 4의 (E)와 비교하여 현저히 감소하였음을 알수 있게 된다.
도 8과 도 9는 본 발명에 따른 효과를 도시하고 있다. 특히, 상기 도 8은 QPSK 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 9는 16QAM 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 8과 도 9에서 보여지고 있는 바와 같이 본원 발명에서 제안된 방식은 종래 방식에 비해 현저히 향상된 성능을 보이고 있다.
전술한 바와 같이 본 발명은 이전단계에서 발생된 오류가 다음단계에 미치는 영향을 최소화함으로서 데이터 전송 중 발생된 오류 및 간섭신호에 대한 영향을 감소시킬 수 있다. 또한, 복수개의 각 인터리버/디인터리버들이 동일한 방식에 의해 인터리빙/디인터리빙을 수행함으로서 인터리빙/디인터리빙에 따른 시간 지연을 최소화할 수 있게 된다.
도 1은 일반적인 직교주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.
도 2는 일반적인 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.
도 3은 연속 간섭소거 방식(SIC) 수신기의 구조를 도시한 도면.
도 4는 일반적인 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템에서 데이터가 전송되는 과정을 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 송신단 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명에 따른 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 수신단 구조를 도시한 도면.
도 7은 본 발명에 따른 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템에서 데이터가 전송되는 과정을 도시한 도면.
도 8은 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 도면.
도 9는 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 다른 도면.

Claims (14)

  1. 정보비트들을 입력하여 부호화 비트들의 열을 출력하는 부호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 송신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 장치에 있어서,
    상기 부호화비트들의 열을 상기 안테나들의 수에 대응하여 복수의 부호화 비트들의 열들로 출력하는 직/병렬 변환부와,
    상기 복수의 부호화 비트들의 열들 별로 인터리빙을 수행하는 인터리버와,
    상기 인터리빙된 복수의 부호화 비트들의 열들 각각을 변조하여 복수의 변조 심벌들의 열들로 출력하는 변조부들과,
    상기 복수의 변조심벌들의 열들 각각은 서로 다른 패턴들에 의해 쉬프트하는 쉬프터들과,
    상기 쉬프트된 변조 심벌들의 열들은 상기 복수의 안테나를 중 대응하는 안테나를 통해 전송함을 특징으로 하는 상기 장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 쉬프터를 수행한 변조 심볼들을 부반송파에 실어 무선채널로 전송하기 위해 주파수에 대한 신호로 변환하는 역푸리에 변환(IFFT)부를 부가함을 특징으로 하는 상기 장치.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 변조부는,
    상기 복수의 부호화비트들의 열들을 상기 안테나들의 수와 동일한 비트수를 가지는 변조심벌들로 출력하는 변조방식을 사용함을 특징으로 하는 상기 장치.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 쉬프터는,
    상기 복수의 안테나들에 대해 순서에 정하고, 상기 순서에 대응하여 변조심벌들을 구성하는 비트들을 순차적으로 하나씩 쉬프트함을 특징으로 하는 상기 장치.
  5. 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템의 수신장치에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    상기 복수의 안테나들을 통해 수신된 변조 심벌들의 열들 각각을 송신 장치에서 사용한 패턴과 동일한 패턴들에 의해 쉬프트하는 쉬프터들과,
    상기 쉬프트한 변조심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 복조부들과,
    상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 디인터리버들과,
    상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 병/직렬 변환부로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 장치
  6. 제 5항에 있어서, 상기 수신 장치는,
    상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT)부를 부가함을 특징으로 하는 상기 장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 수신 장치는,
    상기 FFT부들로부터 전달된 수신심벌들을 일정한 규칙에 우선순위를 설정하며, 상기 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 에러 추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 에러추정을 수행하는 연속간섭소거방식 수신기를 더 부가함을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 정보비트들을 입력하여 부호화 비트들의 열을 출력하는 부호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 방법에 있어서,
    상기 부호화비트들의 열을 상기 안테나들의 수에 대응하여 복수의 부호화 비트들의 열들로 출력하는 과정과,
    상기 복수의 부호화 비트들의 열들 별로 인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 인터리빙된 복수의 부호화 비트들의 열들 각각을 변조하여 복수의 변조 심벌들의 열들로 출력하는 과정과,
    상기 복수의 변조심벌들의 열들 각각은 서로 다른 패턴들에 의해 쉬프트하는 과정과,
    상기 쉬프트된 변조 심벌들의 열들은 상기 복수의 안테나를 중 대응하는 안테나를 통해 전송함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 쉬프터를 수행한 변조 심볼들을 부반송파에 실어 무선채널로 전송하기 위해 주파수에 대한 신호로 변환하는 역푸리에 변환(IFFT)과정을 부가함을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 복수의 부호화비트들의 열들을 상기 안테나들의 수와 동일한 비트수를 가지는 변조심벌들로 출력하는 변조방식을 사용함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 복수의 안테나들에 대해 순서에 정하고, 상기 순서에 대응하여 변조심벌들을 구성하는 비트들을 순차적으로 하나씩 쉬프트함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 부호화비트들의 열을 입력하여 정보비트들을 출력하는 복호화기를 포함하는 이동통신 시스템에서, 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    상기 복수의 안테나들을 통해 수신된 변조 심벌들의 열들 각각을 송신 장치에서 사용한 패턴과 동일한 패턴들에 의해 쉬프트하는 과정과,
    상기 쉬프트한 변조심벌들의 열들 각각을 복조하여 복수의 부호화비트들의 열들로 복조하는 과정과,
    상기 복수의 부호화비트들이 열들 별로 디인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 디인터리버들로부터 전달된 부호화비트들의 열들을 하나의 부호화 비트들의 열로 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT) 과정을 부가함을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 FFT부들로부터 전달된 수신심벌들을 일정한 규칙에 우선순위를 설정하며, 상기 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 에러 추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 에러추정을 수행하는 과정을 더 부가함을 특징으로 하는 상기 방법.
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