KR20050003340A

KR20050003340A - 신호의 파고율 감소 장치 및 그의 방법

Info

Publication number: KR20050003340A
Application number: KR1020030061744A
Authority: KR
Inventors: 김용섭
Original assignee: 단암전자통신주식회사; 단암유에스에이 인코포레이티드
Priority date: 2003-06-30
Filing date: 2003-09-04
Publication date: 2005-01-10
Also published as: KR100513897B1

Abstract

본 발명은 신호의 파고율(crest factor)을 감소시키기 위한 장치 및 그의 방법으로서, 그 구성은 입력신호 및 그 입력신호의 크기값을 입력받아 소정의 임계치(θ)보다 큰 대신호(large signal)를 추출하기 위한 신호추출모듈; 상기 신호추출모듈을 통해 추출된 대신호를 변환하는 신호변환모듈; 상기 신호변환모듈을 통해 변환된 신호의 소정 대역을 필터링하기 위한 필터링모듈; 및 상기 입력신호의 위상(phase)을 시프트시키기 위한 지연소자(delay)로 구성되어, 상기 필터링모듈을 통해 필터링된 신호와 지연소자를 통해 위상이 시프트된 입력신호와의 결합으로 파고율이 감소된 신호를 출력한다.

Description

신호의 파고율 감소 장치 및 그의 방법 {An apparatus and a method for reducing crest factor of a signal}

본 발명은 신호의 파고율(crest factor)을 감소시키기 위한 장치에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 개개의 채널에 대한 정보없이도 수행 가능하며 기저대역(baseband), 중간주파수(IF), 고주파수(RF) 신호 모두에 적용 가능한 신호의 파고율 감소장치 및 그의 방법에 관한 것이다.

파고율(crest factor)이란, 신호 전송을 위한 고주파수(RF) 신호에 있어서 중요한 특성으로서, 신호 파형의 최대값과 실효값의 비를 의미한다. 즉, 신호의 peak 값을 실효치(rms)로 나눈 값으로서, 파두의 날카로운 정도를 의미한다. 이를, 수식으로 나타내면 아래와 같다.

한 예로 사인파의 경우에 파고율은이며, 랜덤파형의 경우에는 파고율 값이 이론상으로 그 레벨이 무한대가 될 수도 있다.

또한, 상기 파고율은 디지털신호의 멀티캐리어 전송에 있어서, 피크 전압 대 평균 전압의 비로 정해진다. 즉, 파고율은 전송 신호의 신호 피크대 평균 전력비 (PAPR: peak-to-average power ratio)의 루트 값이다.

이와같은, 신호의 파고율을 감소시키기 위한 공지된 기술로는 여러 방법이 있으나, 그 중 대표적인 것이 클리핑(clipping) 또는 베이스밴드(baseband) 조절에 의한 방법이다.

상기 클리핑(clipping)을 이용한 방법에서 베이스밴드 신호는 상수 레벨에서 클리핑된 진폭으로서, 상기 방법은 신호 피크를 제거하여 파고율을 감소시키는 방법이다. 이러한 클리핑은 비선형 처리이기 때문에, 간편한 기술이나 이용시 주의를 요하는 기술이다. 예로, 클리핑된 신호를 필터링하기 위한 필터의 선택에 주의를 요한다.

또한, 공지된 다른 기술인 베이스밴드의 조절, 즉, 신호의 전송을 위해 높은 주파수 대역으로 변조하기 전의 원신호(original signal)의 주파수 대역의 조절을 통해 파고율을 감소시키는 방법의 구현시에는 각 채널에 대한 정보를 필요로 한다.

여기서, 종래 공지된 선행기술을 도1을 참조하여 살펴본다. 도1에 도시된 선행기술 미국특허번호 6314146은, 멀티 캐리어 신호의 피크대 평균 전력비(peak to average power ratio)를 감소시키기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 도1의 도면에서, 도면부호 840은 수신부(receiver)를 의미하며, 수신부의 855에서는 원신호(original signal)의 복원을 위해 클리핑으로 왜곡된 신호의 추정이 이루어진다.

상기 선행기술은 신호의 전송시 원신호를 클리핑하여 피크대 평균 전력비를 절감시키는 방법으로서, 왜곡(distortion)된 형태로 신호의 클리핑이 이루어져 수신부로 신호가 전송되면 수신측에서는 원신호의 복원을 위해 클리핑 영역을 추정한다. 이때, 수신측에서는 신호의 클리핑에 관련한 정보(클리핑 크기, 클리핑 최대치 등)들도 전송받게 된다.

상기와 같은 방법으로 피크대 평균 전력비를 감소시키는 선행기술의 특징은 원신호 대역폭의 손실없이 피크대 평균 전력비를 감소시킨다는 점이다.

본 발명은 상기 종래 기술과는 다른 방법으로 신호의 파고율을 감소시키고자 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 개개의 채널에 대한 정보없이도 수행 가능하며 기저대역(baseband), 중간주파수(IF), 고주파수(RF) 신호 모두에 적용 가능한 인접대역 신호 및 멀티캐리어 신호의 파고율 감소장치 및 그에 따른 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 다른 목적은 대역필터의 설계가 용이한 신호의 파고율 감소장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 프로그래밍 가능한 파라미터(threshold θ)의 설정에 의해 파고율 감소 모듈을 다양하게 적용 가능한 파고율 감소장치 및 방법을 제공하는 것이다.

도1은 종래 공지된 선행기술의 블록 구성도.

도2a는 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 개요 블록 구성도.

도2b는 파고율 감소장치에 비인접 대역의 멀티캐리어 신호가 입력되는 경우에 출력 신호의 스펙트럼이 왜곡됨을 나타내는 도면.

도2c는 멀티캐리어 신호가 입력되는 경우 파고율 감소장치가 이상적으로 동작하여 입력신호와 동일한 스펙트럼의 출력신호를 나타내는 도면.

도3은 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 시스템 블록 구성도.

도4a는 대신호 추출모듈 동작 구성도.

도4b는 대신호 변환모듈 동작 구성도.

도4ca, 도4cb, 도4cc는 대신호 필터링모듈의 구성 및 동작도.

도5는 본 발명의 파고율 감소 장치를 통해 파고율이 감소된 신호 파형도.

도6은 본 발명의 파고율 감소 장치에 따른 신호의 파고율 감소방법 흐름도.

도7a는 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 제1적용례 블록 구성도.

도7b는 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 제2적용례 블록 구성도.

도7c는 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 제3적용례 블록 구성도.

도7d는 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 제4적용례 블록 구성도.

본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 개요 블록도를 도2a에 나타내었다. 도2a에 도시된 바와 같이, 본 발명의 기본 개요는 파고율 감소모듈(crest factor reduction module) 10을 통해 높은 파고율을 갖는 입력신호(signal with high crest factor)(아날로그 또는 디지털 신호)를 파고율이 감소된 신호(signal withreduced crest factor)(아날로그 또는 디지털 신호)로 출력하는 것이다.

상기에서 입출력 신호로는 저주파 대역의 베이스밴드 신호(real 또는 complex) 또는 중간주파수 IF(수백MHz 대역) 또는 고주파 대역의 RF(수~수십GHz 대역) 신호 모두 가능하다. 또한, 신호의 위상(phase)은 단일 또는 복소수 위상(real or complex-having I/Q or in-phase/quadrature-phase components) 모두에 해당된다.

본 발명에 있어서, 상기 입력신호는 인접한 대역(contiguous band)의 신호뿐만이 아니라 인접하지 않는 대역(non-contiguous bands)의 신호(즉, 멀티캐리어 신호)도 입력가능하해야 한다. 또한, 파고율 감소장치에서 출력되는 신호의 스펙트럼이 입력신호의 스펙트럼과 거의 동일해야 한다. 이러한 내용을 도2b,2c에 표시하였다. 도2b는 파고율 감소장치 10에 비인접 대역의 멀티캐리어 신호가 입력되는 경우에 왜곡된 스펙트럼을 갖는 출력신호를 나타내고 있다. 도2c는 멀티캐리어 신호가 입력되더라도 파고율 감소장치 10이 이상적으로 동작하여 입력신호와 동일한 스펙트럼의 출력신호가 나오는 것을 설명하고 있다.

이상에서와 같이, 본 발명에서는 인접대역의 신호 뿐만 아니라 멀티캐리어 신호(즉, 인접하지 않는 대역의 신호)가 입력되는 경우에도 성능의 저하가 없는 파고율 감소장치를 제공하여야 한다.

이러한 요소들을 고려하여 구성한 본 발명의 바람직한 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.

구성

도3은 본 발명에 따른 파고율 감소 장치를 설명하기 위한 시스템 블록구성도이다. 도3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 파고율 감소 장치는,

입력신호 및 그 입력신호의 크기값을 입력받아 소정의 임계치(θ)보다 큰 신호(이하, 대신호(large signal)로 정의함)를 추출하기 위한 신호추출모듈(large signal extraction module) 20;

상기 신호추출모듈 20을 통해 추출된 상기 대신호를 단조증가 오목함수로 변환하는 신호변환모듈(large signal transformation module) 30;

상기 신호변환모듈 30을 통해 변환된 대신호의 소정 대역을 통과시키기 위해 필터링하는 대신호 필터링모듈(large signal filtering module) 40;

입력신호의 위상(phase)을 시프트하기 위한 지연소자(delay) 50; 및

상기 대신호 필터링모듈 40을 통해 출력되는 신호를, 상기 지연소자 50을 통해 위상이 시프트되어 출력되는 입력신호와 결합하여 파고율을 감소시키는 결합수단수단 60으로 구성된다.

본 발명의 핵심은 상기 대신호 필터링모듈 40을 통해 필터링된 신호와 시간지연수단인 지연소자 50을 통해 위상이 시프트된 입력신호를 결합하여 파고율이 감소된 신호를 얻는다는 점이다.

반복 설명하지만, 본 출원명세서에서 사용된 대신호(large signal)는 신호의 절대치가 특정 임계치를 초과하는 신호를 의미하는 용어로 사용되었다. 즉, 본 발명에서 대신호란 임계치를 초과하는 신호의 크기(excess magnitude or thresholdexcess magnitude)를 의미한다.

상기 신호추출모듈(large signal extraction module) 20의 동작 구성을 도4a를 참조하여 설명한다.

도4a에 도시된 신호추출모듈 20에서는 아래와 같은 수학식 2를 통해, 입력신호(s(n), |s(n)|)로부터 설정된 임계치(threshold θ)에 따라 신호를 추출하여 출력(d(n))한다.

(여기서, |s(n)|은 s(n)의 크기(magnitude))

도4a에 도시된 바와 같이, 신호추출모듈 20으로 입력신호 s(n)과 입력신호의 크기값인 |s(n)|이 입력된다. 입력된 두 신호는 신호추출모듈 20에서 설정된 임계치(threshold θ)에 따라 상기의 수학식 2와 같이 계산되어 d(n) 신호로 출력된다.

본 발명에서는 상기 신호추출모듈 20에 있어서, 임계치 즉, threshold θ를 프로그래밍이 가능하도록 하여 설계자의 임계치 설정에 따라 파고율 감소 모듈을 다양하게 적용할 수 있다.

상기 신호추출모듈 20을 통해 출력되는 신호 d(n)을 단조증가 오목함수로 변환하기 위한 신호변환모듈(large signal transformation module)의 동작을 도4b에나타내었다. 도4b에 도시된 바와 같이, 신호변환모듈 30을 통해 변환된 신호의 함수는 단조증가 오목함수(monotonically increasing concave function)인 것을 알 수 있다.

즉, 도시된 그래프와 같이, 신호변환모듈 30을 통해 변환된 신호는 단조증가 함수이면서, 동시에 t=d 직선으로부터의 거리도 단조 증가하는 오목함수가 된다. 여기서, 변환된 신호 t(n)은 단조증가 및 오목함수이면서 항상 t=d의 직선보다 작은 값을 가지는 함수는 모두 해당될 수 있다. 이러한 함수의 예를 수식으로 표현하면 다음과 같다.

(여기서, k는 1보다 큰 자연수, )

상기 수식에서, 계수값이 정해지면 단조증가 오목함수의 조건을 만족하게 된다.

참고로, 상기에서 오목함수(concave function)란 당업자에게 알려진 바와 같이, 어떤 함수에 대해 임의의 두 점의 중간지점의 해당 함수의 값이 상기 두 점에서의 해당 함수값의 평균값보다 항상 같거나 큰 함수를 의미한다. 이를 x-y좌표상에 표시하면, 위쪽으로 볼록하게 튀어나온 함수로 표시된다.

다시 도3으로 돌아가서, 상기 신호변환모듈 30을 통해 출력되는 신호 t(n)은대신호 필터링모듈(large signal filtering module) 40을 통해 특정 대역의 신호만이 통과된다. 본 발명에 따른 상기 대신호 필터링모듈 40에서의 통과 대역폭의 설정은 각종 응용분야에 따라 설계자가 임의로 조절하여 사용가능하다.

상기 대신호 필터링모듈 40은 다수의 대역통과 필터(bandpass filter)를 조합하여 사용할 수 있다. 이 때 각 필터의 통과 대역은 입력신호의 각 캐리어 대역에 해당한다. 즉 중심주파수는 동일하고, 필터의 대역폭은 입력 캐리어보다 좁아도 된다. 이는 당업자에 의한 임의적 설계사항이다.

대신호 필터링모듈 40의 동작을 도4ca, cb, cc를 참조하여 설명한다. 도4ca는 대신호 필터링모듈 40을 N개의 대역통과 필터 401, 402, 403으로 구현한 것을 예시하고 있다. 대신호변환모듈 30에서 출력되는 신호를 각각 고유의 통과대역을 갖는 대역통과 필터 401, 402, 403으로 각각 필터링하여 최종적으로 가산기 404에 의해 가산하여 출력한다.

이때, 각 필터들 401, 402, 403 사이에는 주파수시프트 관계(frequency shift relationships)가 적용된다(주파수 영역에서의 주파수시프트 = 시간영역에서의 곱). 즉, 도4cb에서와 같이 제2 대역통과 필터 402를 통과한 신호는 제1 대역통과 필터 401로부터 일정 주파수 시프트한 신호가 되고, 제N 대역통과 필터 403을 통과한 신호는 제1 대역통과 필터 401로부터 일정 주파수 더 시프트한 신호가 된다.

이러한 관계를 일반화하여 표현하면 아래 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, h(n)은 각 대역 필터 특성의 전체의 합에 해당되는 응답특성이을 의미하고, h₁(n)은 제1 대역통과 필터의 대임펄스 응답으로서, 입력신호의 종류에 따라 저역통과 필터(lowpass filter)가 될 수도 있다. 또한, f_k는 제k 대역통과 필터의 중심주파수이고, N은 멀티캐리어 입력신호의 경우의 캐리어수를 나타낸다.

상기 수학식 4의 핵심 내용은 다수의 캐리어로 이루어진 신호에 대해서는 캐리어수와 동일한 수의 필터가 소요되어야 하기 때문에 구현이 복잡해질 수 있지만, 수학식 4의 관계를 이용하면 단지 h₁(n)과 각각의 f_k만 알려져 있으면 어떠한 캐리어 조합에 대해서도 필요한 필터를 손쉽게 구현할 수 있다는 것이다.

따라서, 도4cc에서 제1 대역통과 필터의 중심주파수를 f₁이라 하고 대역통과에 임펄스신호가 인가될 때의 응답을 h₁(n)이라 하면 제k 대역통과 필터의 중심주파수는 f_k로 시프트된 것이라 볼 수 있으며 대임펄스 응답 h_k(n)은 아래 수학식 5와 같이 표시된다.

여기서, 만일 입력신호가 단일 캐리어 신호인 경우에는, 또는 멀티캐리어 신호라도 모든 캐리어 신호가 연속적으로 분포되어 있는 경우에는, 상기 대신호 필터링모듈 40을 전체 신호대역에 해당되는 저역통과 필터 하나로 구현하면 충분하다.

다시 도3으로 돌아가서, 상기 대신호 필터링모듈 40을 통해 출력되는 신호는, 지연소자 50을 통해 위상이 시프트되어 출력되는 입력신호와 결합수단 60에 의해 결합되고, 상기 두 신호의 결합으로 파고율이 감소된 신호가 출력된다. 도5에 상기 파고율 감소 장치를 통해 출력된 파고율이 감소된 신호의 실제 파형도를 나타내었다.

이상과 같은 본 발명의 신호 파고율 감소장치에 따른 신호의 파고율(crest factor)을 감소시키기 위한 방법은 다음과 같은 단계로 이루어진다. 이를 도6에 도시하였다. 도6에 도시된 바와 같이, 입력신호 및 그 입력신호의 크기값이 입력되면[100], 신호추출모듈에서 대신호(large signal)를 추출한다[102]. 상기에서 대신호란, 앞서 "구성"에서 설명한 바와 같이, 임계치를 초과하는 신호의 크기(excess magnitude or threshold excess magnitude)를 의미한다.

상기 신호추출모듈을 통해 추출된 대신호는 신호변환모듈을 통해 단조증가 오목함수로 변환된다[104]. 상기 신호변환모듈을 통해 변환된 신호는 대신호 필터링모듈에 의해 소정 대역의 필터링이 이루어지고[106], 상기 대신호 필터링모듈을 통해 필터링된 신호는 지연소자(delay)를 통해 위상이 시프트된 입력신호[105]와 결합된다[108]. 상기 두 신호의 결합으로 파고율이 감소된 신호가 출력된다[110].

상기에서, 신호추출모듈에서의 신호 추출방법 및 신호변환모듈을 통한 신호의 파형에 대한 설명은 앞서 "구성"에서 설명한 바와 같다.

이하, 본 발명에 따른 파고율 감소 장치의 다양한 적용례를 도면을 참조하여 설명한다.

적용례1

도7a에 도시된 적용례1은 저주파 대역의 디지털 신호를 파고율 감소모듈 10을 통해 파고율이 감소된 디지털 신호로 출력하는 예를 보여주는 블록도이다.

적용례2

도7b에 도시된 적용례2는 파고율이 감소된 디지털 신호의 전송에 적용한 것으로서, 입력된 디지털 신호를 파고율 감소모듈 10을 통해 파고율이 감소된 신호로 출력하면, D/A 변환기 2를 통해 출력된 디지털 신호를 그에 대응하는 아날로그 신호로 변환한다. 상기 D/A 변환기 2를 통해 출력되는 아날로그 신호의 전송을 위해 고주파 대역의 RF 주파수로 변환하는 주파수 상향 변환부 6을 통해 신호의 전송이 이루어진다.

상기 주파수 상향 변환부 6의 역할은 당업자에 알려진 바와 같이, 신호를 실어 나르는 캐리어(carrier) 주파수를 변화시키기 위한 것으로서, 상기와 같이 고주파 대역의 RF로 변화시켜 신호의 전송이 이루어지면 잡음에 강해지고 여러가지 신호의 에러복구 수단의 적용이 가능한 효과가 있다.

상기 적용례1,2에서는 입력된 디지털 신호의 파고율 감소 및 파고율이 감소된 신호의 전송을 살펴보았다. 다음으로, 입력신호가 아날로그 신호인 경우를 살펴본다.

적용례3

도7c에 도시된 적용례3은 입력된 아날로그 신호를 파고율 감소모듈 10을 통해 파고율이 감소된 아날로그 신호로 출력하는 예를 보여주는 블록도이다.

즉, 아날로그 신호를 A/D 변환기 4를 통해 디지털 신호로 변환한 후, 변환된 디지털 신호를 파고율 감소모듈 10을 통해 파고율이 감소된 디지털 신호로 출력한다. 출력된 디지털 신호는 D/A 변환기 2를 통해 변환되어 파고율이 감소된 아날로그 신호로 출력된다.

적용례4

도7d에 도시된 적용례4는 파고율이 감소된 아날로그 신호의 전송에 적용한 것으로서, 입력된 아날로그 신호를 주파수 하향 변환부 8을 통해 원신호의 주파수로 변환시킨 후, 변환된 원신호를 A/D 변환기 4를 통해 디지털 신호로 변환한다. 변환된 디지털 신호는 파고율 감소모듈 10을 통해 파고율이 감소된 디지털 신호로 출력되고, 출력된 디지털 신호는 D/A 변환기 2를 통해 변환된다. 이렇게 변환된 아날로그 신호는 상기 적용례2에서 설명한 바와 같이, 주파수 상향변환부 6을 통해 고주파 대역의 RF 주파수로 변환되어 신호의 전송이 이루어지는 것이다.

본 발명의 신호 파고율 감소 장치 및 그 방법에 따르면, 종래 기술과는 달리 개개의 채널에 대한 정보없이도 수행 가능하며, 베이스밴드/IF/RF 신호 모두에 적용 가능한 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따른 파고율 감소 장치에서는 대신호 필터링모듈의 설계가 용이해지며, 프로그래밍 가능한 파라미터(threshold θ)의 설정에 의해 파고율 감소 장치를 다양하게 적용 가능한 효과가 있다.

Claims

하나 이상의 캐리어를 포함하는 멀티캐리어 입력신호의 파고율(crest factor)을 감소시키기 위한 장치로서,

입력신호 및 그 입력신호의 크기값을 입력받아 소정의 임계치(θ)보다 큰 대신호(large signal)를 추출하기 위한 대신호 추출모듈;

상기 신호추출모듈을 통해 추출된 대신호를 단조증가 오목함수로 변환하는 대신호 변환모듈;

상기 신호변환모듈을 통해 변환된 대신호의 소정 대역을 통과시키기 위해 필터링하는 대신호 필터링모듈;

입력신호의 위상(phase)을 시프트시키기 위한 지연수단(delay); 및

상기 대신호 필터링모듈을 통해 출력되는 신호를, 상기 지연수단을 통해 위상이 시프트되어 출력되는 입력신호와 결합하여 파고율을 감소시키는 결합수단을 포함하는, 신호의 파고율 감소 장치.
제1항에 있어서, 상기 대신호 추출모듈에서는 아래와 같은 수학식으로 대신호를 추출하는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.

여기서, |s(n)| : s(n)의 크기(magnitude)
제1항 또는 2항에 있어서,

상기 대신호 추출모듈에서 대신호를 추출하기 위한 임계치(threshold θ)는 가변적으로 프로그래밍 가능한 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.
제1항에 있어서, 상기 대신호 변환모듈의 단조증가 오목함수는 아래의 수식으로 표시되는 함수인 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.

여기서, k>1인 자연수,
제1항에 있어서, 상기 대신호 필터링모듈은

대신호 변환모듈의 출력이 공통으로 입력되도록 상호 병렬 연결된 다수의 제1~제N 대역통과 필터와, 상기 각 대역통과 필터의 출력을 결합하는 가산기를 포함하되,

상기 각 대역통과 필터의 통과대역폭은 입력신호에 포함되어 있는 각 캐리어의 대역에 상응하는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.
제6항에 있어서, 상기 제1~제N 대역통과 필터의 대임펄스 응답특성은 아래의 수학식에 의해 표시되는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.

(여기서, h(n)은 각 대역 필터 특성의 전체의 합에 해당되는 응답특성, h₁(n)은 제1 대역통과 필터의 대임펄스 응답, f_k는 제k 대역통과 필터의 중심주파수, N은 멀티캐리어 입력신호의 경우의 캐리어수를 나타냄.)
제1항에 있어서, 상기 대신호 필터링모듈은 저역통과 필터인 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.
하나 이상의 캐리어를 포함하는 멀티캐리어 입력신호의 파고율(crest factor)을 감소시키기 위한 방법으로서,

입력신호 및 그 입력신호의 크기값을 입력받아 소정의 임계치(θ)보다 큰 대신호를 추출하는 단계;

추출된 상기 대신호를 단조증가 오목함수로 변환하는 단계;

상기 변환된 대신호의 소정 대역을 통과시키는 필터링 단계;

입력신호의 위상을 지연시키는 단계;

상기 필터링된 대신호와 위상지연된 신호를 결합하는 단계;

상기 두 신호의 결합으로 파고율이 감소된 신호를 출력하는 단계로 이루어지는, 신호의 파고율 감소 방법.
제8항에 있어서, 상기 대신호 추출단계에서는 아래와 같은 수학식으로 대신호를 추출하는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 방법.

여기서, |s(n)| : s(n)의 크기(magnitude)
제8항 또는 9항에 있어서,

상기 대신호추출단계에서 대신호를 추출하기 위한 임계치(threshold θ)는 가변적으로 프로그래밍 가능한 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 방법.
제8항에 있어서, 단조증가 오목함수는 아래의 수식으로 표시되는 함수인 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 장치.

여기서, k>1인 자연수,
제8항에 있어서, 상기 대신호 필터링단계에서는

변환된 대신호가 공통으로 입력되도록 다수의 제1~제N 대역통과 필터를 상호 병렬 연결하고, 상기 각 대역통과 필터의 출력을 가산하되,

상기 각 대역통과 필터의 통과대역폭은 입력신호에 포함되어 있는 각 캐리어의 대역에 상응하는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 방법.
제12항에 있어서, 상기 제1~제N 대역통과 필터의 대임펄스 응답특성은 아래의 수학식에 의해 표시되는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소 방법.

(여기서, h(n)은 각 대역 필터 특성의 전체의 합에 해당되는 응답특성, h₁(n)은 제1 대역통과 필터의 대임펄스 응답, f_k는 제k 대역통과 필터의 중심주파수, N은 멀티캐리어 입력신호의 경우의 캐리어수를 나타냄.)
제8항에 있어서, 상기 대신호 필터링단계에서는

변환된 대신호를 단일의 저역통과 필터로 필터링하는 것을 특징으로 하는, 신호의 파고율 감소방법.