CN101068233B - 一种降低信号峰均比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降低信号峰均比的方法，应用于包括至少两级削波模块的装置中，所述方法包括：将削波模块输出的信号进行分数移位；对所述分数移位后的信号进行削波；将削波模块输出的信号进行循环移位补偿，使其与总循环移位之和为零。本发明还公开了一种降低信号峰均比的装置。本发明的实施例中，通过使用多相的削波方法，让多个串联的削波模块在不同的相位上在低速率上进行削波，从而近似实现高倍速上削波的功能，较好解决削波速率和削波后信号PAPR性能两者之间的矛盾。

Description

一种降低信号峰均比的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种降低信号峰均比的方法和装置。 

背景技术

出于充分利用无线通信系统的信道容量的考虑，往往同时利用幅度和相位两个维度的信息进行信号调制，因此导致调制信号的包络表现出较高的PAPR(Peak to Average Power Ratio，峰均比)。特别在OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiple，正交频分多址)调制信号时，PAPR较高尤为明显。另外，功率放大器是一种峰值功率受限的器件，调制信号中PAPR高将使功率放大器的输出平均功率下降。由于无线链路的性能一般取决于接收端的平均功率，因此在功率放大器相同输出峰值功率的前提下，高PAPR的调制信号直接影响了接收端的平均功率，进而影响链路性能。从另一方面讲，如果必须满足平均发射功率要求，则高PAPR的调制信号必然需要使用高峰值功率的功率放大器，降低发射机效率，产生不必要的热耗，需要无线通信系统增加相应的散热设备。因此在进入功率放大器前，需要对调制信号的PAPR做适当抑制，以增加链路性能，提高发射机效率，降低成本。 

现有技术中，通常采用削波方式降低PAPR，其中，削波是CFR(CrestFactor Reduction，降低峰均比)的简称。削波的目标是在一定的实现资源，如FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)、DSP(digitalsignal processor，数字信号处理器)等，和SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)恶化情况下尽可能得到最佳的峰值包络压缩性能。这里的SNR是指有用信号的信噪比，有用信号SNR将决定信号的解调质量，而有些信号，比如OFDM调制中用来削波的TR(Tone Reservation，预留子载波)就不是有用信号。可以使用有效PAPR来衡量峰值包络压缩性能，有效PAPR＝波形PAPR+ 信号平均功率提升，这个等式中的单位使用dB值。实际上，有效PAPR表示信号CCDF(complementary cumulative density function，概率密度累积补函数)意义下的包络峰值功率和有用信号平均功率的比。对于相同的信号样本，有效PAPR越小表示削波算法的效果越好。信号平均功率为全部信号的平均功率，包含了有用信号和削波噪声，其功率提升是由削波噪声带来的，所谓“提升”是以有用信号功率不变为前提的。这里的有用信号指的是削波前的信号，削波过程引入的信号统称为削波噪声。比如，削波前信号波形的PAPR＝9.64dB，削波之后信号波形的PAPR＝5.88dB，但是信号的平均功率增加了0.66dB，所以削波后有效PAPR＝5.88+0.66＝6.54dB。这个0.66dB中有一部分是TR载波引起的，还有一部分是由削波过程中为降低PAPR人为加入到数据载波上的削波噪声导致的。 

波形PAPR是由信号波形的CCDF所确定的值，波形PAPR一般定义为CCDF＝1e-4处的归一化包络功率，归一化包络功率等于瞬时包络功率比平均包络功率。有效PAPR只用来衡量削波算法的效果。而一般信号本身的PAPR指的就是波形PAPR，比如：恒包络信号的PAPR＝0dB，基带高斯信号的PAPR＝9.64dB等。 

在削波电路中，经常使用多级削波模块级联的削波方式。根据在频域上削波还是时域上削波，有两种形式，两种处理方式的效果实际上是相同的。 

在频域上削波如图1所示。所有信号都是复数信号，即时域信号有I(Inphase，同相)和Q(Quadrature，正交)两路，频域信号为复数。频域符号削波方式中，调制模块输出的是频域信号，直接进入频域符号削波模块，在频域符号削波模块中，以Symbol(符号)为单位对信号进行削波处理，降低信号的PAPR。经过级联的多级频域符号削波模块之后，符号信号的PAPR会得到降低。图1中以两级为例，但实际通常会采用多于两级，比如4级。经过多级符号削波模块削波之后，再经过一个IFFT(Inverse Fast FourierTransformer，快速傅立叶逆变换)模块，变换为时域信号；再经过循环前缀等信息插入模块加上循环前缀和Preamble(前导符号)等组成无线帧，送到插值滤波模块；在插值滤波模块中进行插值滤波，使信号的通过率提升，再 送到DAC(Digital to Analogue Converter，数字到模拟转换器)及模拟发射通道；在DAC及模拟发射通道中由DAC将数字信号转换为模拟信号，并经过混频、滤波、放大等一系列处理之后，变换为有一定功率的射频信号，发送到无线空间。 

在时域上削波如图2所示：调制模块输出的是频域信号，经过一个IFFT模块，变换为时域信号；进入时域符号削波模块，会以Symbol为单位对信号进行削波处理，降低信号的PAPR；图2中以两级为例，但实际通常会采用多于两级，比如4级；经过多级时域符号削波模块削波之后，再经过循环前缀等信息插入模块加上循环前缀和Preamble等组成无线帧，送到插值滤波模块；在插值滤波模块中进行插值滤波，使信号的通过率提升，再送到DAC及模拟发射通道。 

其中，频域符号削波模块的内部结构如图3所示，包括IFFT子模块、削波噪声子模块、FFT子模块、选定削波子载波子模块、子载波幅度调整子模块。具体信号处理流程包括： 

1、经过IFFT子模块将频域符号信号转换为时域符号信号，送到削波噪声产生子模块； 

2、削波噪声产生子模块将时域符号信号和设定的削波门限作比较，产生削波噪声，如图4所示，虚线表示包络的轮廓，实际上这个轮廓是看不到的，看到的只是标识为圆点的信号，而且信号部分只画出了信号的包络，而实际的信号可能包含I路信号i(n)、Q路信号q(n)两路，包络信号为i(n)+jq(n)的模值，即sqrt(i(n)*i(n)+q(n)*q(n))，sqrt为开平方函数，比如sqrt(2)＝1.41421356...。其中，由于部分信号样点超过削波门限，削波模块输出端将产生如图5所示的削波噪声，其中只画出了信号的包络。 

3、将削波噪声发送到FFT子模块，得到削波噪声的离散Fourier(傅立叶)谱。 

4、将离散Fourier谱发送到选定削波子载波子模块，从削波噪声的离散Fourier谱中，选出哪些子载波用来进行削波。其中一种削波方法为预留子载波(Tone Reservation，简称为TR方法)方法，使用非发送数据的预留子载波 来削波，其好处是不会对数据子载波的信号造成干扰，不会损失EVM(ErrorVector Magnitude，误差矢量幅度)性能。当然也可以在使用TR方法的基础上让削波噪声的频谱少量地泄露到数据子载波上，以进一步改善PAPR性能，这样可以在EVM和PAPR性能之间寻求折中。 

5、选定削波子载波模块输出的离散Fourier谱信号发送到子载波幅度调整子模块，对选定的各个子载波的幅度进行调整，使削波噪声信号和经过延时子模块的主通道信号幅度上匹配，达到尽可能好的对消效果；削波如果还使用了数据子载波的话，幅度调整可以控制数据子载波上的幅度权重，以控制泄露到数据子载波上的削波噪声功率，进而间接控制EVM损失。 

6、幅度调整子模块的输出送到相减模块，将削波噪声从经过延时的主通道信号中减去，达到削波的目的。此处的信号为频域信号。 

信号经过第一个削波模块之后，PAPR得到降低；由于前级削波时叠加时域或者频域滤波后的削波噪声，会带有时域旁瓣，可能会引入二次峰值，因此可以经过多级时域符号削波模块，将符号信号的PAPR降到更低。削波噪声的时域滤波通常通过将削波噪声与削波脉冲作卷积实现，而削波噪声的频域滤波通常通过将削波噪声做FFT之后在频域上作加权，即控制削波噪声分配到不同频率上的权重，然后再作IFFT来实现。 

频域符号削波模块输出的是频域信号，所以在发送到无线空间之前要做一次IFFT变换，变换为时域信号，经过IFFT模块之后，符号信号的包络如图6所示。在插值滤波之前，要经过循环前缀等信号插入模块，插入循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)与前导符号(Preamble)等信号。循环前缀等信号插入模块的输出信号被送到插值滤波模块。在插值滤波模块中对信号进行插值滤波，先插值将通过率提上去，然后滤除插值产生的数字镜像，得到通过率更高的信号。以4倍插值为例，插值滤波之后的信号包络如图7所示，插值滤波模块的输出被送到DAC及模拟发射通道，由DAC(Digital toAnalogue Converter，数字到模拟转换器)转换为模拟信号，然后进一步经过过滤波、混频、放大等处理之后成为射频信号。射频信号经过天线被发送到无线空间。射频信号如图8所示，可见，信号的PAPR得到了有效的降低。 

上述诸模块和图中的信号处理与变换过程，可以用成熟的数字或模拟电路是实现之，不再赘述。 

下面再来简单介绍一下时域符号削波模块，其内部结构如图9所示，相对于频域符号削波模块，时域符号削波模块只是IFFT和FFT两个子模块的相对位置发生了交换，其原理不再赘述。 

但是现有技术中存在以下缺点：假设第一级削波模块的输出的信号包络如图10所示，其中圆圈表示数字信号样点。由于图10中信号样点都没有超过削波门限，所以经过第二级削波模块之后，信号包络不变，如图11所示。第二级削波模块的信号送到插值滤波模块。以4倍插值为例，插值滤波之后的信号包络如图12所示：部分峰值由于插值而被恢复了。经过DAC，以及频率变换之后，射频信号的信号包络如图13所示，信号包络中因插值滤波被恢复的那部分峰值将使PAPR变差。 

可见，由于削波时没有采样到峰值，导致插值滤波之后信号中的峰值在插值滤波之后得以显现，使射频信号的PAPR变差。当削波模块在比较高的速率上实现的时候，可以保证削波时采样到峰值点，但是对于同样带外抑制要求的削波噪声滤波器，信号速率变大时在频域削波的场合就是要求削波噪声滤波器的级数也相应地变大，在频域削波的场合就是要求FFT与IFFT点数的增加，这都增加了削波模块的资源，因此现有技术无法有效解决削波速率和削波后信号PAPR性能的矛盾，而削波速率和削波资源是直接相关的。 

发明内容

本发明实施例提供一种降低信号峰均比的方法和装置，以有效实现削波速率和削波后信号PAPR较高性能的均衡。 

为达到上述目的，本发明实施例提供了一种降低信号峰均比的方法，应用于包括至少两级削波模块的装置中，所述方法包括： 

将削波模块输出的信号进行分数移位；符号削波时，所述分数移位为分数循环移位；流水削波时，所述分数移位为分数流水移位； 

对所述分数移位后的信号进行削波。 

本发明实施例还提供了一种降低信号峰均比的装置，包括至少两级削波模块，还包括至少两个移位模块； 

所述移位模块，用于将削波模块输出的信号进行循环移位，并将所述循环移位后的信号传送到削波模块进行削波；且所述移位模块总循环移位之和为零。 

本发明实施例还提供了一种降低信号峰均比的装置，包括至少两级削波模块，还包括至少一个分数流水移位模块； 

所述分数流水移位模块，用于将削波模块输出的信号进行分数流水移位，并将所述分数流水移位后的信号传送到削波模块进行削波。 

与现有技术相比，本发明实施例具有以下优点： 

本发明的实施例中，通过使用多相的削波方法，让多个串联的削波模块在不同的相位上在低速率上进行削波，从而近似实现高倍速上削波的功能，较好解决削波速率和削波后信号PAPR性能两者之间的矛盾。 

附图说明

图1是现有技术中多级频域符号削波示意图； 

图2是现有技术中多级时域符号削波示意图； 

图3是现有技术中频域符号削波模块结构图； 

图4是现有技术中削波产生子模块输入信号包络图； 

图5是现有技术中削波产生子模块输出信号包络图； 

图6是现有技术中循环前缀等信号插入模块输入信号包络图； 

图7是现有技术中插值滤波模块输出信号包络图； 

图8是现有技术中削波时峰值被采样情况下的射频信号包络图； 

图9是现有技术中时域符号削波模块结构图； 

图10是现有技术中削波时峰值没被采样情况下，第一级削波模块输出信号包络图； 

图11是现有技术中削波时峰值没被采样情况下，第二级削波模块输出信号包络图； 

图12是现有技术中削波时峰值没被采样情况下，4倍插值滤波后信号包 络图； 

图13是现有技术中削波时峰值没被采样情况下，经过DAC、频率变换后射频信号包络图； 

图14是本发明实施例二中频域削波装置示意图； 

图15是本发明实施例二中第一级削波模块输出信号包络图；     

图16是本发明实施例二中第二级削波模块输入信号包络图； 

图17是本发明实施例二中第二级削波模块中的削波噪声图； 

图18是本发明实施例二中第二级削波模块输出信号包络图； 

图19是本发明实施例二中插值滤波子模块输出信号包络图； 

图20是本发明实施例二中削波时峰值被采样情况下射频信号包络图； 

图21是本发明实施例三中频域削波装置示意图； 

图22是本发明实施例四中频域削波装置示意图； 

图23是本发明实施例四中一个变例装置示意图； 

图24是本发明实施例五中时域削波装置示意图； 

图25是本发明实施例六中时域削波装置示意图； 

图26是本发明实施例一种降低信号峰均比的方法流程图。 

具体实施方式

本发明实施例通过将削波模块输出的信号进行分数移位；然后对分数移位后的信号进行削波。其中，分数移位根据符号削波或流水削波而不同，符号削波时，分数移位为分数循环移位；流水削波时，分数移位为分数流水移位。符号削波的意思就是按符号进行削波处理，在削波过程中对符号所作的移位是循环移位，对符号所作的卷积是循环卷积。流水削波的意思是将时域信号作为一个均匀流动的信号进行削波处理，在削波过程中对信号所作的移位是流水移位，对信号所作的卷积是流水卷积。是否按符号进行削波处理由系统确定，不是对于任何系统都可以选择符号削波处理和流水削波两种削波处理方式。到目前为止，只有使用OFDM调制信号的系统(如使用802.11协 议的WLAN系统，使用802.16协议的WIMAX系统等)是符号削波，其他系统(如GSM、EDGE、WCDMA、IS95、CDMA2000等)都是流水削波的。另外，符号削波时，应将削波模块输出的信号进行循环移位补偿，使其与总循环移位之和为零；而在流水削波时，不需要进行移位补偿。 

本发明实施例一提供了一种降低信号峰均比的装置，应用于按符号进行削波处理情况，包括至少两级削波模块、至少两个移位模块；移位模块，用于将削波模块输出的信号进行分数循环移位，并将分数循环移位后的信号传送到削波模块进行削波；且所述移位模块总循环移位之和为零。本发明实施例中分多级分别在多个分数循环移位的信号上进行削波，又称之为多相削波，“相”指的是时间上的循环移位量。 

本发明所叙述的主要是按符号(symbol)削波的方法，比如在WiMAX系统中，所有的滤波处理是按符号的，滤波处理为循环卷积，所以使用的是循环分数移位来实现多相削波。在流水削波的场合，比如在WCDMA系统中，滤波不需要按照符号来进行，滤波处理为流水卷积。但是可以按照相同的原理，在多级级联的流水削波的时候使用多相方法来削波。所不同的是：将循环分数移位修改为分数流水移位，比如使用流水卷积实现信号的分数延时，而且没有使总的移位量为0的限制。 

复信号序列x(n)的FFT如下式所示： 

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn})---\left(1\right)$

这里FFT表式中的频域序列X(k)的标号k从0～N-1，或者从-N/2～N/2-1。当削波模块为频域符号削波模块时，移位模块可以为能够生成分数循环移位的旋转因子产生器，其中，当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时，旋转因子为： 

$W(\frac{m}{M},k)=\left\{\begin{array}{c}\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=0~N/2-1\\ \exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*(k-N)),k=N/2~N-1\end{array}\right.---\left(2.1\right)$

其中，

为分数循环移位的移相量，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数，本发明的原理叙述部分假设N是一个正的偶数，所以有N/2的写法，不过对于N为正数但是非偶数的情况，本发明的原理仍然是适用的，此处对于M和N的说明适用于全文。当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时，旋转因子为： 

$W(\frac{m}{M},k)=\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=-\frac{N}{2}~\frac{N}{2}-1---\left(2.2\right)$

分数循环移位后时域信号通过将频域信号X(k)经过旋转因子产生器旋转后并作IFFT得到： 

当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时， 

$x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right)---\left(3.1\right)$

或当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时， 

$x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right)---\left(3.2\right)$

当m为正整数时，通过(3.1)或(3.2)式得到的

相当于x(n)在时间上循环左移位

个样点，当m为负整数时，通过(3.1)或(3.2)式得到的

相当于x(n)在时间上循环右移位

个样点。这里讲“相当于”，是由于这个分数循环移位并不是真的通过时域信号的循环移位来产生的。时域信号的循环移位只能移位整数个样点，时域信号的分数的循环移位只能通过频域加旋转因子后作IFFT，或者通过时域的循环卷积等手段来实现。 

在分数循环移位的时候，一般只需要考虑范围内的循环移位，因为超过这个范围的循环移位必然包含整数循环移位，而整数循环移位不改变信号的峰值结构，就是说

和

的循环移位得到的信号实际上只相 差一个样点的循环移位，两种信号中的峰值个数是完全相同的。而分数循环移位是为了改变信号的峰值结构，让隐含的峰值显现出来，所以超过 

范围的循环移位总可以用

范围内的循环移位来代替，比如

的循环移位可以用

的循环移位来代替。不过总的循环移位量必须为的0的要求是不变的。就是说如果多级总的循环移位超过了 这个范围，也需要用超过这个范围的对应的峰值来补偿。比如多级循环移位之后发现总的循环移位量为

就需要用一个 

的循环移位来进行补偿，以使总的循环移位量为0。 

当削波模块为时域符号削波模块时，移位模块为循环分数移位滤波器；时间上循环移位后信号为： 

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}[h_{\mathrm{CS}}\left(n\right),x\left(n\right)]---\left(4\right)$

其中，Conv_cyclic表示循环卷积运算，定义如下： 

$c\left(n\right)=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}(a\left(n\right),b\left(n\right))$

$=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(\mathrm{mModN}\right)b\left((n-m)\mathrm{ModN}\right)---\left(5\right)$

a(n)与b(n)为两个长度相同的时间序列，长度都是N，n＝0～N-1。(n-m)ModN表示将n-m对N取模，比如，n＝0，m＝3，N＝4，则(n-m)ModN＝(0-3)Mod4＝1。循环卷积之后的序列c(n)的长度为N，n＝0～N-1。这里定义的Conv_cyclic函数可以通过美国Mathworks公司的Maltab软件(如Matlab 6.5版)中的FFT函数与IFFT函数实现： 

Conv_cyclic(a，b)＝IFFT(FFT(a).*FFT(b))                 (6) 

(6)式中a，b和c都是表示一维数组，即信号序列。“.*”表示两个长度相同的序列对应元相乘，如[1，2，3，4].*[1.5，-3，2.5，-1]＝[1.5，-6，7.5，-4]。具体的两个序列 的循环卷积如：Conv_cyclic([1，2，3，4]，[1，-2，4，-31)＝[-1，7，-9，3]。

为循环分数移位滤波器，下标cs表示cyclic shift(循环移位)，循环移位量为

通过(4)式得到的

与通过(2)式得到的

完全相同，只是实现手段不同，都是相当于x(n)在时间上循环移位

个样点，n＝0～N-1；

为分数时延，m为整数；M为削波相数。 

本发明实施例二以频域符号削波为例，如14图所示：在现有技术中增加了两个旋转因子产生器，即在频率符号削波模块1后级增加了旋转因子产生器1，在频率符号削波模块2后级增加了旋转因子产生器2。具体地说，旋转因子产生器1用于在时域上产生分数循环移位，旋转因子产生器2用于对旋转因子产生器1产生的时域循环移位进行补偿。虽然频率符号削波模块1之前也可以放置一个旋转因子产生器，以生成分数循环移位，但是分数循环移位主要是相对上一级削波模块产生时间上的分数循环的，才可以得到在多个相位上削波的效果，而频率符号削波模块1之前没有任何削波模块，所以出于减少系统资源的考虑，频率符号削波模块1之前总是不放置旋转因子产生器的，即不做任何循环移位处理。另外，对于具有多级削波模块的削波装置中，不一定需要与削波模块数量相等的旋转因子产生器。在两级削波模块之间至多只需要放置一个旋转因子产生器，而没有必要放置多个旋转因子产生器，因为多个级联的旋转因子可以合并为一个旋转因子。不过，也可以在某些相邻的削波模块之间不放置旋转因子产生器。 

由于当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时，或当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时得到的公式只是形式上略有不同，而原理完全相同，所以以下的推导假设频域序列X(k)的标号k从0～N-1，相应地频域序列Y(k)的标号k从0～4N-1。本实施例中使用IFFT实现分数循环移位的原理如下。首先，IFFT公式如下： 

$x\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right),n=0~N-1---\left(7\right)$

公式(7)中x(n)为IFFT之后的时域信号，X(k)为IFFT之前的频域信号，N为IFFT点数。以4相的多相削波为例，假设x(n)的离散Fuorier频谱为X(k)，x(n)4倍插值后的信号为y(n)，y(n)的离散Fourier频谱为Y(k)。此处信号都是复数信号，即x(n)和y(n)都有I、Q两路，X(k)和Y(k)都是复数序列。Y(k)是X(k)高频充0后得到的，即Y(k)和X(k)满足如下的关系： 

y(n)和Y(k)由以下公式(9)相联系： 

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{4N-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}\mathrm{kn}\right),n=0~4N-1,k=0~4N-1---\left(9\right)$

利用(8)、(9)两式可以得到y(n)信号为： 

$y(4n+m)=\underset{k=0}{\overset{4N-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}k(4n+m)\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}k(4n+m)\right)+\underset{k=7N/2}{\overset{4N-1}{\mathrm{\Σ}}}X(k-3N)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}k(4n+m)\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}k(4n+m)\right)+\underset{k=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{4N}(k+3N)(4n+m)\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}[X\left(k\right)*\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{4}*k)]\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right)$

$+\underset{k=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[X\left(k\right)*\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{4}*(k-N))]\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[X\left(k\right)*W(\frac{m}{4},k)]\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right)---\left(10\right)$

其中，n＝0～N-1，m＝0，1，2，3 

其中

称为旋转因子，如下所示： 

$W(\frac{m}{4},k)=\left\{\begin{array}{c}\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{4}*k),k=0~N/2-1\\ \exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{4}*(k-N)),k=N/2~N-1\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中，m＝0，1，2，3 

可以看到，y(4n)＝x(n)，n＝0～4N-1，                (12) 

x(n)称为1x速信号，y(n)称为4x速信号，将y(4n+m)看成是x(n)的多相形式，而且将y(4n+m)写成可以得到4个分数时间延迟、即4个相位上的信号如下： 

$x(n+\frac{m}{4})=y(4n+m)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{4},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right),n=0~N-1,m=\mathrm{0,1,2,3},---\left(13\right)$

当m为正数时，

可以看成是x(n)时间上循环左移

个1x速样点得到的信号。m也可以是负数，即也可以实现循环右移位。

称为旋转因子的移相量，对应于时域上的循环移位量。这里m为正数对应于时域上循环左移，m为负数对应于时域上循环右移。比如旋转因子的移相量对应于时域上循环左移

个样点，旋转因子

的移相量对应于时域上循环右移个样点。1只要在做1x速IFFT之前频域上先乘上一个因子，就可以实现时间上的分数循环移位。在图14中，只有两级削波，所以两个旋转因子可以分别设计为 

假设频域符号削波模块1输出的信号的时域包络如图15所示，经过了旋转因子产生器1延时为1/2个1x速样点的群延时之后，信号包络不变，但是样点的位置发生了变化。可见，在样点的位置发生了变化之后，在频域符号削波模块2中，图16中有些点超过了削波门限，将产生如图17的削波噪声：这样经过频域符号削波模块，并作IFFT之后，即插值滤波模块输入信号的包络信号的包络的形状如图18所示，可见峰值得到了有效的削波，克服了现有技术的缺点。图18的信号和图6相同。经过循环前缀等信号插入模块，并插值滤波(以4倍插值为例)之后的信号包络成为图19所示，然后经过DAC及模拟发射通道，得到如图20的射频信号。可见，信号的PAPR得到了有效的降低，上述诸模块和图中的信号处理与变换过程，可以用成熟的数字或模拟电路是实现之，不再赘述。 

本发明实施例二中只是以两级削波为例进行说明，实际可以使用多级，比如3～5级削波等；由于只使用两级，只有两个相位，所以将旋转因子1和旋转因子2互换是完全可以的。但是在有多级削波，多个相位的情况下，各级的削波相位各不相同，旋转因子不能随意互换，否则将影响削波性能。应 该寻找最优的旋转因子顺序组合，以得到最优的削波效果。如果使用了M级，最多可以考虑在i/M(i＝0～M-1)个样点的M个分数延时，即M个相位上进行削波。只使用前述M个相位中的若干个相位，也是可以的。不同的削波级上在同一个相位上削波，也是可能的。总目标是在一定的资源和SNR恶化下尽可能得到最佳的峰值包络压缩性能，如何分配相位组合应该服从这个总目标。 

另外，因为符号(symbol)在削波之后和前导符号(preamble)是要组合成无线帧的，而在接收端解调解码的时候可能是根据前导符号来估计信道的，如果符号在处理过程中相对于协议产生了时间上的循环移位，可能导致接收端处理的错误。所以要让各个旋转因子总的移相量相加为0，即，要让总的处理过程产生的循环时域循环移位等于0。 

本发明实施例中各级削波模块的速率，即信号通过率可以不尽相同，不管级数、相位、速率这些情况如何变化，原理和前面所述的两级削波都是相同的，可以参见下面的实施例。 

本发明实施例三，在802.16协议的OFDM系统中进行频域削波，10MHz带宽，1x速采样率为11.2Msps(Mega Samples Per Second)，使用4级削波，4级都在1x速上削波，如图21所示，旋转因子由前面的公式(1)定义。4个削波模块中的速率相同，而且4个旋转因子的移相量进行一定的分配。移相量确定之后各级削波模块时域信号的相位就确定。比如4级削波模块之前的旋转因子引起的移相量分别为0，1/2，-1/4，-1/2，最后一级IFFT之前的旋转因子引起的移相量1/4。其中，第1级削波模块中时域信号的相位为0，实际上就是没有做循环移位处理，第2级削波模块的相位为0+1/2＝1/2，第3级削波模块的相位为1/2-1/4＝1/4，第4级削波模块的相位为1/4-1/2＝-1/4，最后一级IFFT输出的时域信号的相位为-1/4+1/4＝0。各个削波模块中对应的时域信号的相位为(0，1/2，1/4，-1/4)，称为多相组合。可以看到一定的移相量分配和一定的多相组合之间是一一对应的。 

本实施例中各级削波模块的移相量指的是相应的削波模块之前的旋转因子的移相量。图21中速率与移相量分配如下：第1级削波模块中的信号速率为 1x速，移相量为0，即产生削波噪声之前不做循环移位；第2级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为1/2，即产生削波噪声之前做1/2个1x速样点的循环左移位；第3级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为-1/4，即产生削波噪声之前做1/4个1x速样点的循环右移位；第4级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为-1/2，即产生削波噪声之前做1/2个1x速样点的循环右移位；最后的IFFT为1x速，移相量为1/4，即在乘旋转因子和做IFFT之后时域符号产生了1/4个1x速样点的循环左移位。其中，1x速代表时域信号的通过率为11.2Msps，这是802.16协议中规定的10MHz信号带宽的1x速采样率；1xFFT和1xIFFT的点数为1024。 

因此，可以得到移相量总和＝0+1/2-1/4-1/2+1/4＝0。本实施例中移相量是以1x速为单位的，即符号相对于削波之前没有产生时域的循环移位；同样还可以考虑其它的移相量分配，即多相组合，但是要使移相量总和为零。不同的多相组合可能会有不同的性能，应该选择尽可能好的性能对应的多相组合。 

本发明实施例四，在802.16协议的OFDM系统中进行多速率频域削波，10MHz带宽，1x速采样率为11.2Msps，使用4级削波，前3级在1x速上实现削波，最后1级在4x速上削波，如图22所示，旋转因子由前面的公式(1)定义。4个削波模块中的速率不尽相同，而且4个旋转因子的移相量进行了一定的分配，相应的多相组合也就确定。图22中速率与移相量的分配如下：第1级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为0，即产生削波噪声之前不做循环移位；第2级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为1/2，即产生削波噪声之前做1/2个1x速样点的循环左移位；第3级削波模块中的信号速率为1x速，移相量为-1/2，即产生削波噪声之前做1/2个1x速样点的循环右移位；第4级削波模块中的信号速率为4x速，移相量为1/4，即产生削波噪声之前做1/4个1x速样点的循环左移位；最后的IFFT为1x速，移相量为-1/4，即在乘旋转因子和做IFFT之后，时域符号将产生1/4个1x速样点的循环右移位。 

由于本实施例是在4x速上做IFFT的，所以1/4个1x速样点的循环右移位等于是1个4x速样点的循环右移位。就是说，在4x IFFT之前在1x速上乘 以W(-1/4，k)的旋转因子的运算，完全可以放到4x IFFT之后通过对4x时域信号的循环右移位来实现，这样可以节省实现资源。这样得到和图22等效的但是更加节省资源削波装置，如图23所示。其中，循环右移1个4x速样点是将4xIFFT之后的时域符号信号循环右移1个4x速样点，例如，设4xIFFT之后的时域符号信号为y(0)，y(1)，y(2)，y(3)，...，y(4093)，y(4094)，y(4095)，则循环右移1个4x速样点之后成为y(4095)，y(0)，y(1)，y(2)，y(3)v，...，y(4093)，y(4094)。     

本实施例中移相量总和＝0+1/2-1/2+1/4-1/4＝0。这里移相量是以1x速为单位的，即符号相对于削波之前没有产生时域的循环移位。1x速的意思是时域信号的通过率为11.2Msps，4x的意思是时域信号的通过率为44.8Msps，但是信号的带宽和1x速信号相同。1xFFT和1xIFFT的点数为1024，4xFFT和4xIFFT的点数为4096。 

本发明实施例五，以两级时域削波为例进行说明，如图24所示，在现有技术中增加了两个循环分数移位滤波器，即在时域符号削波模块1后级增加了循环分数移位滤波器1，在时域符号削波模块2后级增加了循环分数移位滤波器2。具体地说，循环分数移位滤波器1用于在时域上产生分数循环移位，循环分数移位滤波器2用于对循环分数移位滤波器1产生的时域循环移位进行补偿。首先说明：虽然循环分数移位滤波器1之前也可以放置一个循环分数移位滤波器，以生成分数循环移位，但是分数循环移位主要是针对上一级削波模块的，才可以得到在多个相位上削波的效果，而循环分数移位滤波器1之前没有任何削波模块，所以出于减少系统资源的考虑，循环分数移位滤波器1之前总是不放置旋转因子产生器的，即不做任何循环移位处理。 

本发明实施例六，以四级时域削波为例进行说明，如图25所示。4个削波模块中的速率相同，而且4个旋转因子的移相量进行了一定的分配。移相量确定之后各级削波模块时域信号的相位就确定了。比如4级削波模块之前的循环分数移位滤波器引起的移相量分别为0，1/2，-1/4，-1/2，最后一级循环分数移位滤波器引起的移相量1/4。则第1级削波模块中时域信号的相位为0，第2级削波模块的相位为0+1/2＝1/2，第3级削波模块的相位为1/2-1/4＝ 1/4，第4级削波模块的相位为1/4-1/2＝-1/4。最后一级输出的时域信号的相为-1/4+1/4＝0。各个削波模块中对应的时域信号的相位为(0，1/2，1/4，-1/4)，这称为多相组合。可以看到一定的移相量分配和一定的多相组合之间是一一对应的。同理对于时域削波，也可以应用到具有不同速率的装置中。 

上述实施例中虽然只列举了在最后一级进行循环移位补偿的情况，但实际应用中，并不限于在最后一级进行补偿，可以在任何一级实现循环移位补偿。 

本发明实施例还提供了一种降低信号峰均比的装置，包括至少两级削波模块，还包括至少一个分数流水移位模块，用于将削波模块输出的信号进行分数流水移位，并将所述分数流水移位后的信号传送到削波模块进行削波。 

其中，在时域削波时，通过分数流水移位滤波器产生时延；时间上流水移位后信号为： 

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{pipeline}[h_{\mathrm{ps}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_pipeline表示流水卷积运算，定义如下： 

$c\left(n\right)=\mathrm{Conv}\_\mathrm{pipeline}(a\left(n\right),b\left(n\right))$

$=\underset{m=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}a\left(m\right)b(n-m)---\left(16\right)$

a(n)这个时间序列长度为N₁，n＝0～N₁-1；b(n)这个时间序列长度为N₂，n＝0～N₂-1。N₁和N₂不必相等。流水卷积之后的序列c(n)的长度为N₁+N₂-1，n＝0～N₁+N₂-1。这里定义的Conv_pipeline函数与美国Mathworks公司的Maltab软件(如Matlab 6.5版)中的conv函数相同，即(16)式可以用 

c＝conv(a，b)                                   (17) 

来实现，(17)式中conv为Matlab函数，a，b和c都是表示一维数组，即信号序列。具体的两个序列的流水卷积如：Conv_pipeline([1，2，3，4]，[1，-2，4，-3])＝[1，0，3，3，-2，7，-12]。

为分数流水移位滤波器，下标ps表示pipeline shift(流水移位)，流水移位量为

这样得到的 

相当于x(n)在时间上移位个样点；n＝0～N-1；

为分数时延，m为整数；M为削波相数。 

本发明实施例还提供了一种降低信号峰均比的方法，应用于包括至少两级削波模块的装置中，如图26所示，包括以下步骤： 

步骤s101，将前级削波模块输出的信号进行分数移位。其中，分数移位根据符号削波或流水削波而不同，符号削波时，分数移位为分数循环移位；流水削波时，分数移位为分数流水移位。符号削波的意思就是按符号进行削波处理，在削波过程中对符号所作的移位是循环移位，对符号所作的卷积是循环卷积。流水削波的意思是将时域信号作为一个均匀流动的信号进行削波处理，在削波过程中对信号所作的移位是流水移位，对信号所作的卷积是流水卷积。是否按符号进行削波处理由系统确定，不是对于任何系统都可以选择符号削波处理和流水削波两种削波处理方式。到目前为止，只有使用OFDM调制信号的系统(如使用802.11协议的WLAN系统，使用802.16协议的WIMAX系统等)是符号削波，其他系统(如GSM、EDGE、WCDMA、IS95、CDMA2000等)都是流水削波的。 

在符号削波，且削波模块为频域符号削波模块时，通过旋转因子产生器生成分数循环移位，当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时，所述旋转因子为：  $W(\frac{m}{M},k)=\left\{\begin{array}{c}\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=0~N/2-1\\ \exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*(k-N)),k=N/2~N-1\end{array}\right.;$ 当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时，旋转因子为：  $W(\frac{m}{M},k)=\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=-\frac{N}{2}~\frac{N}{2}-1$ 其中，为分数循环移位的移相量，m为整数，M为削波相数；N为IFFT点数。 

所述分数循环移位后时域信号为：  $x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right).$ 其中，当m为正整数时，

相当于x(n)在时间上循环左移位

个样点，当m为负整数时，

相当于x(n)在时间上循环右移位

个样点，M为 削波相数；n＝0～N-1，N为IFFT点数。 

在符号削波，且所述削波模块为时域符号削波模块时，通过循环分数移位滤波器产生时延；时间上循环移位后信号为： 

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}[h_{\mathrm{cs}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_cyclic表示循环卷积运算，定义如公式(5) 

$c\left(n\right)=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}(a\left(n\right),b\left(n\right))$

$=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(\mathrm{mModN}\right)b\left((n-m)\mathrm{ModN}\right)\text{'}$ 其中，a(n)与b(n)为两个长度相同的时间序列，长度都是N，n＝0～N-1。(n-m)ModN表示将n-m对N取模，比如，n＝0，m＝3，N＝4，则(n-m)ModN＝(0-3)Mod4＝1。循环卷积之后的序列c(n)的长度为N，n＝0～N-1。这里定义的Conv_cyclic函数可以通过公式(6)Conv_cyclic(a，b)＝IFFT(FFT(a).*FFT(b))实现，其中a，b和c都是表示一维数组，即信号序列。“.*”表示两个长度相同的序列对应元相乘，如[1，2，3，4].*[1.5，-3，2.5，-1]＝[1.5，-6，7.5，-4]。具体的两个序列的循环卷积如：Conv_cyclic([1，2，3，4]，[1，-2，4，-3])＝[-1，7，-9，3]。

为循环分数移位滤波器，下标cs表示cyclic chift(循环移位)，循环移位量为这样得到的

与通过IFFT变换得到的

相同，只是实现手段不一样。

相当于x(n)在时间上移位个样点；n＝0～N-1；

为分数时延，m为整数；M为削波相数。 

其中，在流水削波，且所述流水削波模块为时域流水削波模块时，通过分数流水移位滤波器产生时延；时间上流水移位后信号为： 

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{pipeline}[h_{\mathrm{ps}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_pipeline表示流水卷积运算，定义如公式(16) 

$c\left(n\right)=\mathrm{Conv}\_\mathrm{pipeline}(a\left(n\right),b\left(n\right))$

$=\underset{m=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}a\left(m\right)b(n-m),$ 其中，a(n)这个时间序列长度为N₁，n＝0～N₁-1；b(n)这个时间序列长度为N₂，n＝0～N₂-1。N₁和N₂不必相等。流水卷积之后的序列c(n)的长度为N₁+N₂-1，n＝0～N₁+N₂-1。这里定义的Conv-pipeline函数与美国Mathworks公司的Maltab软件(如Matlab 6.5版)中的conv函数相同，即(16)式可以用公式(17)：c＝conv(a，b)来实现，(17)式中conv为Matlab函数，a，b和c都是表示一维数组，即信号序列。具体的两个序列的流水卷积如Conv_pipeline([1，2，3，4]，[1，-2，4，-3])＝[1，0，3，3，-2，7，-12]。

为分数流水移位滤波器，下标ps表示pipeline shift(流水移位)，流水移位量为

这样得到的

相当于x(n)在时间上移位个样点；n＝0～N-1；

为分数时延，m为整数；M为削波相数。 

其中，在流水削波时，且所述削波模块为频域流水削波模块时，先将时域序列补0加长之后，就可以借助FFT后IFFT的方法实现时域的流水卷积元算，这是教科书上可以找到的方法，这时也可以通过FFT之后在频域使用旋转因子来实现流水的分数移位，其原理与频域循环削波模块类似，不再赘述。 

步骤s102，对所述分数移位后的信号进行削波。 

对于流水削波处理情况，到步骤s102已经结束；对于符号削波处理情况还需要执行步骤s103。 

步骤s103，将削波模块输出的信号进行分数移位补偿，使其与总分数移位之和为零。在频域上，将削波模块输出的信号进行分数循环移位补偿具体包括：确定所有分数循环移位总和；通过旋转因子产生器生成与所述分数循环移位总和反相的分数循环移位进行叠加；或IFFT之后进行时域循环移位，与分数循环移位总和抵消。或在时域上，将削波模块输出的信号进行时延移 位补偿具体包括：确定前级分数循环移位总和；通过时域循环移位，与分数循环移位总和抵消。     

由于本发明实施例对多级削波模块的输入信号进行了多相移位，使得不同削波模块输入的信号的样点都发生了分数级的移位，保证可以采样到峰值点，产生相应的削波噪声，更有效地降低信号的PAPR。 

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。 

Claims (13)

1.一种降低信号峰均比的方法，应用于包括至少两级削波模块的装置中，其特征在于，所述方法包括：

将削波模块输出的信号进行分数移位，符号削波时，所述分数移位为分数循环移位；流水削波时，所述分数移位为分数流水移位；包括：

在流水削波，且为时域流水削波时，通过分数流水移位滤波器产生时延；

在流水削波，且所述削波模块为频域流水削波模块时，先将时域序列补0加长之后，就借助先进行FFT变换，然后经过IFFT变换的方法实现时域的流水卷积运算；

对所述分数移位后的信号进行削波；

符号削波时，在所述分数移位后的信号进行削波之后，还包括：符号削波时，将削波模块输出的信号进行循环移位补偿，使其与总循环移位之和为零。

2.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，所述将削波模块输出的信号进行循环移位补偿具体包括：将最后一级削波模块输出的信号进行循环移位补偿。

3.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，在符号削波，且为频域符号削波时，通过旋转因子产生器生成分数循环移位，

设复信号序列x(n)的FFT为：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}),n=0~N-1,$

其中的频域序列X(k)的标号k从0～N-1，或者从-N/2～N/2-1，

当X(k)的标号k从0～N-1时，所述旋转因子为：

$W(\frac{m}{M},k)=\left\{\begin{array}{c}\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=0~N/2-1\\ \exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*(k-N)),k=N/2~N-1\end{array}\right.,$

其中，

为分数循环移位的移位量，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数。

4.如权利要求3所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，

当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时，旋转因子为：

$W(\frac{m}{M},k)=\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=-\frac{N}{2}~\frac{N}{2}-1$

分数循环移位后时域信号通过将频域信号X(k)经过旋转因子产生器旋转后并作IFFT得到：

当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时， $x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right);$

或当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时， $x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right).$

5.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，符号削波时，所述将削波模块输出的信号进行分数循环移位补偿具体包括：

确定所有分数循环移位总和；

通过旋转因子产生器生成用于补偿所述分数循环移位总和的分数循环移位，将总的循环移位补偿到0。

6.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，在符号削波，且所述削波模块为时域符号削波模块时，通过循环分数移位滤波器产生时延；时间上循环移位后信号为：

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}[h_{\mathrm{cs}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_cyclic表示循环卷积运算，

为循环分数移位滤波器，下标cs表示循环移位cyclic shift，循环移位量为

这样得到的

等效于x(n)在时间上移位

个样点；n＝0～N-1，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数。

7.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，所述将削波模块输出的信号进行循环移位补偿具体包括：

确定分数循环移位总和；

采用通过率为削波前信号M倍的时域信号进行循环移位，与分数循环移位总和抵消。

8.如权利要求1所述降低信号峰均比的方法，其特征在于，在流水削波，且为时域流水削波时，通过分数流水移位滤波器产生时延；时间上流水移位后信号为：

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{pipeline}[h_{\mathrm{ps}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_pipeline表示流水卷积运算，

为分数流水移位滤波器，下标ps表示流水移位pipeline shift，流水移位量为

这样得到的

相当于x(n)在时间上移位

个样点；n＝0～N-1，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数。

9.一种降低信号峰均比的装置，包括至少两级削波模块，其特征在于，还包括至少两个移位模块；

所述移位模块，用于将削波模块输出的信号进行分数移位，符号削波时，所述分数移位为分数循环移位；流水削波时，所述分数移位为分数流水移位；包括：

在流水削波，且为时域流水削波时，通过分数流水移位滤波器产生时延；

在流水削波，且所述削波模块为频域流水削波模块时，先将时域序列补0加长之后，就借助先进行FFT变换，然后经过IFFT变换的方法实现时域的流水卷积运算；

符号削波时，将削波模块输出的信号进行循环移位补偿，使其与总循环移位之和为零。

10.如权利要求9所述降低信号峰均比的装置，其特征在于，所述削波模块为频域符号削波模块时，所述移位模块为旋转因子产生器，用于生成分数循环移位，

设复信号序列x(n)的FFT为：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}),n=0~N-1,$

其中的频域序列X(k)的标号k从0～N-1，或者从-N/2～N/2-1，

当X(k)的标号k从0～N-1时，所述旋转因子为：

$W(\frac{m}{M},k)=\left\{\begin{array}{c}\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=0~N/2-1\\ \exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*(k-N)),k=N/2~N-1\end{array}\right.$

其中，

为分数循环移位的移位量，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数。

11.如权利要求10所述降低信号峰均比的装置，其特征在于，

当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时，旋转因子为：

$W(\frac{m}{M},k)=\exp (j\frac{2\mathrm{\π}}{N}*\frac{m}{M}*k),k=-\frac{N}{2}~\frac{N}{2}-1$

分数循环移位后时域信号通过将频域信号X(k)经过旋转因子产生器旋转后并作IFFT得到：

$x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right),$ 当规定频域序列X(k)的标号k从0～N-1时；

或 $x(n+\frac{m}{M})=\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W(\frac{m}{M},k)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right),$ 当规定频域序列X(k)的标号k从-N/2～N/2-1时。

12.如权利要求9所述降低信号峰均比的装置，其特征在于，所述削波模块为时域符号削波模块时，所述移位模块为循环分数移位滤波器；时间上循环移位后信号为：

$x(n+\frac{m}{M})=\mathrm{Conv}\_\mathrm{cyclic}[h_{\mathrm{cs}}(\frac{m}{M},n),x\left(n\right)]$

其中，Conv_cyclic表示循环卷积运算，为循环分数移位滤波器，循环移位量为

相当于x(n)在时间上循环移位

个样点；n＝0～N-1，m为整数，M为削波相数，M是一个正整数，N为IFFT点数。

13.一种降低信号峰均比的装置，包括至少两级削波模块，其特征在于，还包括至少一个分数流水移位模块；

所述分数流水移位模块，用于将削波模块输出的信号进行分数流水移位，并将所述分数流水移位后的信号传送到削波模块进行削波。；

所述将削波模块输出的信号进行分数流水移位，包括：

在流水削波，且为时域流水削波时，通过分数流水移位滤波器产生时延；

在流水削波，且所述削波模块为频域流水削波模块时，先将时域序列补0加长之后，就借助先进行FFT变换，然后经过IFFT变换的方法实现时域的流水卷积运算。

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