KR20050000417A - Ｆｍ 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기 및 ｆｍ디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법 - Google Patents

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Abstract

무선 채널의 하위 사이드밴드에 제 1 복수의 부반송파를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법은, 디지털 오디오 방송 신호와 국부 발진기 신호(112)를 혼합하여 중간 주파수 신호(114)를 생성하고, 대역 통과 필터(116)를 통해 필터 신호를 생성하는 단계와, 디지털 오디오 방송 신호의 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 단계와, 국부 주파수 발진기 신호(112)를 조절하여 중간 주파수 신호(114)의 주파수를 변경함으로써 대역 통과 필터(116)가, 손상된 상위 또는 하위 사이드밴드내의 부반송파를 제거하도록 하는 단계를 포함한다. 본 방법에 따라 디지털 오디오 방송 신호를 처리하는 수신기가 또한 제공된다.

Description

ＦＭ 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기 및 ＦＭ 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법{ADJACENT CHANNEL INTERFERENCE MITIGATION FOR FM DIGITAL AUDIO BROADCASTING RECEIVERS}
디지털 오디오 방송은 현존하는 아날로그 방송 포맷보다 우수한 디지털 품질의 오디오를 제공하는 매체이다. AM 및 FM DAB 신호 모두, 디지털 변조된 신호가 현재 방송의 아날로그 AM 또는 FM 신호와 공존하는 하이브리드 포맷으로 송신되거나, 또는 아날로그 신호가 없는 완전 디지털(all-digital) 포맷으로 송신될 수 있다. IBOC(In-band-on-channel) DAB 시스템은 새로운 스펙트럼 할당을 필요로 하지 않는데, 그것은, 각각의 DAB 신호가 현존 AM 또는 FM 채널 할당의 스펙트럼 마스크내에서 동시에 송신되기 때문이다. IBOC 시스템은 방송자가 디지털 품질의 오디오를 그들 현재의 청취자 베이스에 공급하면서, 스펙트럼을 더욱 절약할 수 있도록 한다. 몇 가지의 IBOC DAB 방안이 제안되어 왔다.
FM DAB 시스템은 미국 특허 제 6,259,893 호, 제 6,178,317 호, 제 6,108,810 호, 제 5,949,796 호, 제 5,465,396 호, 제 5,315,583 호, 제 5,278,844 호 및 제 5,278,826 호를 포함하는 수 개의 미국 특허의 주제였다. 한 가지 FM IBOC DAB 시스템에서는 아날로그 변조된 호스트 FM 반송파에 의해 점유된 스펙트럼 이상 및 이하 모두에서의, FM 중심 주파수로부터 약 129kHz 내지 199kHz 떨어진 영역에 OFDM(orthogonal frequency division multiplexed) 부반송파를 포함하는 복합 신호를 이용한다. 몇몇 IBOC 옵션(예를 들면, 완전 디지털 옵션)은 부반송파로 하여금, 중심 주파수로부터 가급적 가까운 100kHz 떨어진 곳에서 시작할 수 있도록 한다.
DAB 신호의 디지털 부분은, 예를 들면, 하이브리드 IBOC DAB 시스템에서의 호스트 신호에 의해서 또는 제 1 인접 FM 신호에 의해서 간섭을 겪게 된다. FM 디지털 오디오 방송 신호는 여러 가지 방법으로 간섭을 견디도록 설계된다. 가장 중요하게, 디지털 정보는 하위 및 상위 사이드밴드 모두에서 송신된다. 디지털 사이드밴드는 중심 반송파 주파수로부터 거의 200kHz까지 확장된다. 따라서, 전형적인 FM 수신기내의 중간 주파수(IF) 필터는 적어도 ±400kHz의 평탄한 대역폭을 가져야 한다. 한 가지 제안된 FAC(First Adjacent Canceller) 기법에서는, 제 1 인접 신호의 효과적인 억제를 위해 중심으로부터 약 ±275kHz 까지의 대략적으로 평탄한 응답을 필요로 한다. 이것은 적어도 550kHz의 평탄한 대역폭을 갖는 IF 필터를 통상적으로 필요로 할 것이다. 제 1 인접 소거 기법에 대해서는, 본 명세서에서 참조로 인용되는 미국 특허 제 6,259,893 호에 개시되어 있다.
DAB 시스템은 상위 및 하위 사이드밴드 모두를 통해 디지털 정보를 확산하는 특수 설계된 FEC(forward error correction) 코드를 이용한다. 디지털 정보는 어느 하나의 사이드밴드로부터 검색될 수 있다. 그러나, 만약 두 사이드밴드가 수신된다면, 상위 및 하위 사이드밴드 모두로부터의 코드가 결합되어 향상된 출력 신호를 제공할 수 있다.
FM 스테이션은, 원하지 않는 인접 채널의 공칭 수신 전력(nominal received power)이 보호된 윤곽 또는 커버리지 영역의 에지에서 원하는 스테이션의 전력의 적어도 6 dB 이하가 되도록, 지리적으로 배치된다. 그러면, D/U(dB 단위의, 원하는 전력 대 원하지 않는 전력의 비율)는 적어도 6 dB이다. 그러나, 이러한 규칙에는 예외가 있으며, 청취자는 보다 높은 간섭 레벨의 가능성을 증가시키는 보호된 윤곽을 초과하는 커버리지를 예상한다.
스테이션의 커버리지 에지에서, 제 2 인접의 공칭 전력은 원하는 커버리지 영역내의 호스트의 공칭 전력보다 상당히 클 수 있다(예를 들면, 40 dB). 이것은 동적 범위가 제한되는 수신기의 IF 부분에 대해 문제점을 제공할 수 있다. IF는 IBOC DAB 신호가 아날로그로부터 디지털로 변환되는 곳이다. 아날로그-디지털(A/D) 변환기내의 샘플 레이트 및 유효 비트수는 IF 섹션의 동적 범위를 제한한다.
B 비트 A/D 변환기는 약 (1.76+6*B)(나이퀴스트 대역폭에서의 최대 사인파 대 잡음의 비율)의 이론적인 순간적 동적 범위를 갖는다. 이것을 설명하기 위해, 실제 A/D 변환기는 해상도의 비트당 6 dB의 동적 범위를 갖는 것으로 가정한다.대상 신호의 과도 샘플링은 A/D의 보다 큰 나이퀴스트 대역폭에 걸쳐 양자화 잡음을 확산함으로써 유효 동적 범위를 향상시킬 수 있다. 그로 인해, 샘플링 레이트의 각 쿼드루풀링(quadrupling)에 대해 1 비트 만큼 동적 범위를 증가시키는 효과가 발생된다. 한편, 수용가능한 레벨로의 클립핑(clipping)을 제어하기 위해, 몇몇 헤드룸(headroom)이 A/D 샘플링에서 허용되어야 한다.
실제 IBOC DAB 예로서, 나이퀴스트 대역폭에서 48 dB의 순간적 동적 범위를 갖는 8 비트 A/D를 가정한다. AGC에서 12 dB의 피크 대 평균 비율의 헤드룸과, 페이딩 및 AGC "슬로프(slop)"에 대해 10 dB 마진의 헤드룸을 가정한다. 256의 과도 샘플링 비율은 신호 대역폭에서 유효 동적 범위를 12 dB(사실상 A/D 헤드룸 손실을 소거함) 만큼 증가시킬 수 있다. 그 후, IBOC 신호 대역폭에서의 유효 IF 동적 범위는 페이딩에 대해 약 48 dB - 10 dB의 마진이 되어, 결과적으로 38 dB가 될 것이다. 만약, 페이딩없이 IBOC DAB 신호를 검출하기 위해, 신호 대역폭에서 28 dB의 순간적 신호 동적 범위가 요구된다면, IF 및 A/D에서 약 10 dB의 마진이 있을 것이다. 이러한 마진은 A/D 변환 이전에 아날로그 IF 필터로 들어가는 큰 제 2 인접 신호에 의해 소모될 수 있다.
양호한 선택적 IF 필터는 FM 중심 주파수로부터 400kHz 떨어진 곳에서의 제 2 인접 아날로그 FM 신호를 억제하지만, 중심으로부터 200 내지 270kHz에서의 IBOC 사이드밴드는 필터를 통과한다고 가정하는 것이 합리적이다. 제 2 인접 간섭자가 약 +20 dB보다 크다면, A/D의 동적 범위 요건은 초과 제 2 인접 신호 레벨 만큼 20 dB 이상 증가된다. 예를 들어, 제 2 인접 간섭자가 +50 dB라면, 최소 동적 범위이상의 증가된 요건은 30 dB이거나, 또는 최소 이상의 A/D 해상도의 약 5 더 많은 비트이다. 그러나, A/D에서의 비트를 증가시키는 브루트 포스 방법(brute force method) 이외에, 동적 범위 문제를 처리하는 방법들이 있다.
제 2 인접 간섭자가 대상 신호보다 +30 dB 높을 때, 그것으로부터의 대역외(out-of-band) 방사는 해당 측상에서의 디지털 사이드밴드를 손상시킬 것이다. 해당 레벨에서의 손상은 해당 사이드밴드가 쓸모없게 만들기 때문에, A/D 변환 이전에 해당 사이드밴드를 필터링하는 것이 바람직할 것이다. 큰 제 2 인접 신호를 필터링하는 것은 보다 많은 비트의 해상도에 대한 필요성을 제거하면서 유효 동적 범위를 복원할 것이다. 이러한 문제에 접근하는 한 가지 방법은 A/D 변환기 이전에, IF 필터링에 대해 상이한 통과 대역을 갖는 선택가능한 필터의 세트를 제공하는 것이다.
다수 필터의 이용은 양호한 기술적 해결책을 제공하지만, 추가적인 필터 및 스위치 만큼 수신기의 비용이 증가하게 된다. 또한, 필터의 정확성이 비용에 영향을 미칠 것이다.
IBOC DAB 신호에서의 제 1 인접 간섭의 영향을 최소화하는 개선된 방법이 필요하다.
개요
본 발명은 무선 채널의 상위 사이드밴드내의 제 1 복수의 부반송파 및 무선 채널의 하위 사이드밴드내의 제 2 복수의 부반송파를 포함하는 FM 디지털 오디오방송 신호를 수신하는 방법을 제공한다. 본 방법은 디지털 오디오 방송 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 중간 주파수 신호를 생성하는 단계와, 대역 통과 필터를 통해 중간 주파수 신호를 통과시켜 필터링된 신호를 생성하는 단계와, 디지털 오디오 방송 신호의 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 단계와, 국부 주파수 발진기 신호를 조절하여 중간 주파수 신호의 주파수를 변경함으로써 대역 통과 필터가, 손상된 상위 또는 하위 사이드밴드내의 부반송파를 제거하도록 하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명은 무선 채널의 상위 사이드밴드내의 제 1 복수의 부반송파 및 무선 채널의 하위 사이드밴드내의 제 2 복수의 부반송파를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기를 포함한다. 수신기는 디지털 오디오 방송 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 중간 주파수 신호를 생성하는 혼합기와, 중간 주파수 신호를 필터링하여, 필터링된 신호를 생성하는 필터와, 디지털 오디오 방송 신호의 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 수단과, 국부 주파수 발진기 신호를 조절하여 중간 주파수 신호의 주파수를 변경함으로써 대역 통과 필터가, 손상된 상위 또는 하위 사이드밴드내의 부반송파를 제거하도록 하는 수단을 포함한다.
본 발명은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting; DAB) 신호를 수신하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히, DAB 신호내에서의 인접 채널 간섭을 완화시키는 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 하이브리드 FM DAB 스펙트럼의 개략도이다.
도 2는 대상 신호에 대해 -6 dB에서의 제 1 인접 신호를 도시하는 간섭 시나리오에 대한 개략도이다.
도 3은 대상 신호에 대해 +20 dB에서의 제 2 인접 신호와의 간섭 시나리오에 대한 개략도이다.
도 4는 본 발명에 따라 구성된 수신기의 기능 블록도이다.
도 5는 도 4의 수신기의 주파수 오프셋 제어의 기능 블록도이다.
도면을 참조하면, 도 1은 하이브리드 FM IBOC DAB 신호(10)에 대한 주파수 할당(스펙트럼 배치) 및 신호 성분의 상대적 전력 스펙트럼 밀도의 개략도이다. 하이브리드 포맷은 중심에 위치된 삼각 형상(14) 또는 채널의 중심 주파수 대역(16) 부분에 의해 표시된 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 통상적인 FM 스테레오 아날로그 신호(12)를 포함한다. 전형적인 아날로그 FM 방송 신호의 PSD(Power Spectral Density)는 거의 삼각형이며, 중심 주파수로부터 약 -0.35 dB/kHz의 기울기를 갖는다. 복수의 디지털 변조된 고르게 이격된 부반송파가 상위 사이드밴드(18) 및 하위 사이드밴드(20)에서 아날로그 FM 신호의 어느 측면상에 위치되고, 아날로그 FM 신호와 함께 동시에 송신된다. 모든 반송파는 미국 연방 통신 위원회(United States Federal Communications Commission) 채널 마스크(22)에 속하는 전력 레벨에서 송신된다.
하이브리드 FM IBOC 변조 포맷의 예에서, 95개의 고르게 이격된 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 디지털 변조 부반송파가, 도 1에서 상위 사이드밴드(18) 및 하위 사이드밴드(20)에 의해 도시된 바와 같은 호스트 FM 중심 주파수로부터 약 129kHz 내지 198kHz 떨어진 스펙트럼을 점유하는 호스트 아날로그 FM 신호의 각 측면상에 배치된다. 하이브리드 시스템에서, 각 사이드밴드에서의 OFDM 디지털 변조 부반송파내의 전체 DAB 전력은 호스트 아날로그 FM 전력에 대하여 약 -25 dB로 설정된다.
인접 FM 채널로부터의 신호(즉, 제 1 인접 FM 신호)는(만약, 존재한다면), 대상 채널의 중심으로부터 200kHz 이격된 곳에 중심을 가질 것이다. 도 2는 하이브리드 DAB 신호(10)와, 신호(10)의 중심 이상의 200kHz에 중심을 갖는 상위 제 1 인접 간섭자(24)와, 대상 신호(신호(10)의 디지털 변조 부반송파)에 대하여 약 -6 dB의 레벨에 있는 사이드밴드(28, 30)내의 복수의 디지털 변조 부반송파 및 아날로그 변조 신호(26)에 대한 스펙트럼도를 나타내고 있다. 도 2는, DAB 상위 사이드밴드(18)가 제 1 인접 간섭자내의 아날로그 변조 신호에 의해 손상됨을 도시한다.
도 3은 대상 신호의 중심 이상의 400kHz에 중심을 갖고, 대상 신호에 대하여 +20 dB에 위치되는 제 2 인접 신호(32)와의 간섭 시나리오에 대한 개략도이다. 제 2 인접 신호는 아날로그 변조 신호(34) 및 하위 사이드밴드(36)내의 복수의 디지털 변조 부반송파를 포함한다. 제 2 인접 신호의 상위 사이드밴드는 이 도면에 도시되지 않는다.
도 4는 본 발명에 따라 구성된 수신기(100)의 블록도이다. 안테나(102)는 아날로그 변조 FM 반송파 형태의 대상 신호 및 아날로그 변조 FM 반송파에 대하여 상위 및 하위 사이드밴드에 위치된 복수의 OFDM 디지털 변조 부반송파를 포함하는대역내 채널상(in-band on-channel) 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수단으로서 기능한다. 수신기는 잘 알려진 기술에 따라 구성된 전단(front end) 회로(104)를 포함한다. 전단으로부터의 라인(106)상의 신호는 혼합기(108)에서 국부 발진기(112)로부터의 라인(110)상의 신호와 혼합되어, 라인(114)상에 중간 주파수(IF) 신호를 생성한다. IF 신호는 대역 통과 필터(116)를 통과한 후, 아날로그-디지털 변환기(118)에 의해 디지털화된다. 디지털 하향 변환기(digital down converter; DDC)(120)는 동위상(in-phase) 및 직각 베이스밴드 성분의 복합 신호를 생성한다. 그 후, 복합 신호는 FM 분리 필터(122)에 의해 라인(124)상의 아날로그 FM 성분 및 라인(126, 128)상의 상위 및 하위 DAB 사이드밴드 성분으로 분리된다. 아날로그 FM 스테레오 신호는 블록(130)에서 도시된 바와 같이 디지털 복조 및 역다중화되어, 라인(132)상에 샘플링된 스테레오 오디오 신호를 생성한다.
상위 및 하위 DAB 사이드밴드는 분리 필터 이후, 처음에 개별적으로 처리된다. 라인(126)상의 베이스밴드 상위 사이드밴드 DAB 신호 및 라인(128)상의 베이스밴드 하위 사이드밴드 DAB 신호는 블록(134, 136)에 의해 도시된 바와 같은 제 1 인접 소거기에 의해 개별적으로 처리되어, 제 1 인접 간섭의 영향을 감소시킨다. 라인(138, 140)상의 결과적인 신호는 블록(142, 144)에서 도시된 바와 같이 복조된다. 복조 이후에, 상위 및 하위 사이드밴드는 디프레임어(deframer)(146)에서, 후속 처리를 위해 결합되어 디프레임화된다. 다음, 블록(148)에 의해 도시된 바와 같이, DAB 신호가 FEC 디코딩 및 디인터리빙된다. 오디오 디코더(150)는 오디오 신호를 복원한다. 그 후, 라인(152)상의 오디오 신호는 블록(154)에 도시된바와 같이 지연되어, 라인(156)상의 DAB 스테레오 신호가 라인(132)상의 샘플링된 아날로그 FM 스테레오 신호와 동기화되도록 한다. 그 후, DAB 스테레오 신호와 샘플링된 아날로그 FM 스테레오 신호가 블록(158)에 도시된 바와 같이 혼합되어, 라인(160)상에 혼합된 오디오 신호를 생성한다.
인접 채널 간섭을 제거하기 위해, 본 발명에 따라 구성된 수신기는 주파수 오프셋 제어(162)를 포함한다. 주파수 오프셋 제어는 상위 및 하위 DAB 사이드밴드내의 상대적인 전력을 평가한 후, 동조가능 국부 발진기에서 주파수 오프셋을 발생시킬지의 여부를 판정한다. 오프셋은(만약 있다면), 라인(164)에 의해 도시된 바와 같이 동조가능 국부 발진기에 인가되고, 이러한 오프셋의 네가티브는 라인(166)에 의해 도시된 바와 같이 디지털 하향 변환기에 인가된다.
도 5는 주파수 오프셋 제어(162)의 구현예를 도시한다. 라인(126, 128)상의 입력 신호는 분리 필터(122)로부터의 상위 및 하위 DAB 사이드밴드이다.
주파수 오프셋 제어는 스퀘어링(squaring) 및 저역 통과 필터링(LPF) 기법을 이용하여, 입력의 상대적인 전력을 측정한다. 라인(126)상의 상위 DAB 사이드밴드 신호는 블록(168)에 도시된 바와 같이 스퀘어링되고, 블록(170)에 도시된 바와 같이 저역 통과 필터링되어, 라인(172)상에 필터링된 상위 사이드밴드 신호 U를 생성한다. 라인(128)상의 하위 DAB 사이드밴드 신호는 블록(174)에 도시된 바와 같이 스퀘어링되고, 블록(176)에 도시된 바와 같이 저역 통과 필터링되어, 라인(178)상에 필터링된 상위 사이드밴드 신호 L을 생성한다. 저역 통과 필터는 1초 정도의 일정한 시간을 갖는 단순한 손실 적분기일 수 있다.
그 후, 블록(180)에 도시된 바와 같이 필터링된 상위 및 하위 사이드밴드 신호 전력을 비교함으로써 주파수 오프셋 △f가 결정된다. 예를 들어, 필터링된 상위 사이드밴드 신호 전력이 필터링된 하위 사이드밴드 신호 전력보다 1000배 크다면, 주파수 오프셋은 100kHz로 설정된다. 필터링된 하위 사이드밴드 전력이 필터링된 상위 사이드밴드 신호 전력보다 1000배 크다면, 주파수 오프셋은 -100kHz로 설정된다. 필터링된 상위 사이드밴드 신호 전력이 필터링된 하위 사이드밴드 신호 전력보다 1000배 작고, 필터링된 하위 사이드밴드 신호 전력이 필터링된 상위 사이드밴드 신호 전력보다 1000배 작다면, 주파수 오프셋은 0으로 설정된다. △f의 값을 설정하는 방법은 도 5의 예에 도시된 바와 같이 임계값 및 히스테리시스(hysteresis)를 포함한다. 임계값 설정시에 이용된 히스테리시스는 △f의 조절시에 빈번한 변경을 방지한다.
본 발명의 한 가지 구현에서는, 주파수 오프셋을 국부 발진기에 인가하여, 중간 주파수 신호를 변경함으로써, IF 필터(116)의 스커트(skirt)가 적절한 사이드밴드상의 제 2 인접을 억제하도록 한다. 이것은 제 2 인접 간섭자를 IF 필터의 스톱(stop) 밴드에 효과적으로 배치하지만, 후속 신호 처리를 위한 결과적인 주파수 오프셋은 바람직하지 않을 수 있다. 주파수 오프셋은 동일 (네가티브) 주파수 오프셋에 의한 하향 변환 처리 이후에 추적하는 디지털 주파수에서 디튜닝(detuning)을 오프셋팅함으로써 제거될 수 있다. 디지털 수치 제어형 발진기가 이전의 수신기 설계에 이미 제공되었으므로, 수신기에 있어서 추가적인 하드웨어 비용이 초래되지는 않을 것이다. 오프셋 IF 튜닝은 "양호한" 사이드밴드상에서보다 넓은 대역폭을 허용하지만, 이것이 동적 범위 문제를 초래하지는 않을 것이다. 이것은 동시에 대상으로 되는 신호의 양 측상의 매우 강한 제 2 인접 신호의 가능성이 매우 작기 때문이다. IBOC DAB 수신기는 큰 제 2 인접 간섭자의 존재를 검출한 후, 적절한 IF 필터링을 제공할 것이다.
큰 간섭자의 존재는 원하는 신호의 레벨을 측정함으로써 검출될 수 있다. 만약, 그 레벨이 자동 이득 제어에 의해 설정될 것으로 기대되는 레벨보다 훨씬 낮다면, 큰 간섭자가 존재할 것이다. 계획된 지리적 보호로 인해, 큰 간섭자가 제 1 인접 신호일 것 같지는 않다. 매우 큰 제 1 인접 신호(-20 dB D/U 또는 그보다 나쁜)는 어쨌든 복원가능하지 않을 것이다. 제 3 인접 간섭자는 필터 대역 통과로부터 벗어날 것이다. 그러므로, 큰 간섭자는 제 2 인접인 것으로 가정된다. 검출 알고리즘은 제 2 인접의 디지털 사이드밴드의 큰 전력의 존재를 검출할 수 있다. 이러한 검출 알고리즘은 큰 간섭자가 상위 또는 하위 제 2 인접 신호인지를 또한 결정할 것이다. 주파수 오프셋 제어 신호는 적절한 필터링 및 가능하게는 상대적 간섭 전력상의 히스테리시스 이후에 생성되어 잘못된 검출을 방지한다. 이러한 제어 신호는 국부 발진기(112)가 적절한 방향으로 100kHz 만큼 디튜닝하고, 블록(120)내의 디지털 국부 발진기가 반대 방향으로 100kHz 만큼 오프셋되도록 지시하여, 디지털 하향 변환기로부터의 결과적인 디지털 신호 출력이 여전히 베이스밴드에 나타나도록 한다.
본 발명은 바람직한 실시예의 관점에서 기술되었지만, 당업자라면, 첨부된 특허 청구 범위에 개시된 바와 같은 본 발명의 영역을 벗어나지 않고서도, 개시된실시예에 대한 다양한 변형이 수행될 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (12)

  1. 무선 채널의 상위 사이드밴드내의 제 1 복수의 부반송파 및 상기 무선 채널의 하위 사이드밴드내의 제 2 복수의 부반송파를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    상기 디지털 오디오 방송 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 중간 주파수 신호를 생성하는 단계와,
    대역 통과 필터를 통해 상기 중간 주파수 신호를 통과시켜 필터링된 신호를 생성하는 단계와,
    상기 디지털 오디오 방송 신호의 상기 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 단계와,
    주파수 오프셋을 국부 주파수 발진기 신호에 인가하여 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 변경함으로써, 상기 대역 통과 필터가, 손상된 상기 상위 또는 하위 사이드밴드내의 부반송파를 제거하도록 하는 단계를 포함하는
    FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 오디오 방송 신호의 상기 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 상기 단계는,
    상기 필터링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계와,
    상기 디지털 신호를 상위 및 하위 베이스밴드 신호로 변환하는 단계와,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호를 비교하는 단계와,
    상기 비교에 근거하여, 주파수 오프셋을 선택하는 단계를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호를 비교하는 상기 단계는,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호 각각을 스퀘어링(squaring)하여, 스퀘어링된 상위 사이드밴드 신호 및 스퀘어링된 하위 사이드밴드 신호를 생성하는 단계와,
    상기 스퀘어링된 상위 사이드밴드 신호를 필터링하여, 필터링된 상위 사이드밴드 신호를 생성하는 단계와,
    상기 스퀘어링된 하위 사이드밴드 신호를 필터링하여, 필터링된 하위 사이드밴드 신호를 생성하는 단계와,
    상기 필터링된 상위 사이드밴드 신호와 상기 필터링된 하위 사이드밴드 신호를 비교하는 단계를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 필터링된 상위 사이드밴드 신호와 상기 필터링된 하위 사이드밴드 신호를 비교하는 상기 단계는,
    상기 상위 사이드밴드 신호의 전력이 상기 하위 사이드밴드 신호의 전력을 제 1 사전결정된 계수(factor) 만큼 초과하는지 여부를 결정하는 단계와,
    상기 하위 사이드밴드 신호의 전력이 상기 상위 사이드밴드 신호의 전력을 제 2 사전결정된 계수 만큼 초과하는지 여부를 결정하는 단계를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 사전결정된 계수 각각은 1000인 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호를 디지털화하여 디지털 필터링된 신호를 생성하는 단계와,
    상기 디지털 필터링된 신호를 베이스밴드 신호로 변환하는 단계와,
    상기 베이스밴드 신호로부터 상기 주파수 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 베이스밴드 신호로부터 상기 주파수 오프셋을 제거하는 상기 단계는,
    네가티브 주파수 오프셋을 디지털 하향 변환기에 인가하는 단계를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 FM 디지털 오디오 방송 신호는 약 400kHz의 대역폭을 점유하고,
    상기 상위 사이드밴드는 상기 채널의 중심의 약 +100kHz와 +200kHz 사이에 위치되고,
    상기 하위 사이드밴드는 상기 채널의 중심의 약 -100kHz와 -200kHz 사이에 위치되는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 방법.
  9. 무선 채널의 상위 사이드밴드내의 제 1 복수의 부반송파 및 상기 무선 채널의 하위 사이드밴드내의 제 2 복수의 부반송파를 포함하는 FM 디지털 오디오 방송신호를 수신하는 수신기에 있어서,
    상기 디지털 오디오 방송 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 중간 주파수 신호를 생성하는 혼합기와,
    상기 중간 주파수 신호를 필터링하여, 필터링된 신호를 생성하는 필터와,
    상기 디지털 오디오 방송 신호의 상기 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하고, 상기 국부 주파수 발진기 신호를 제어하여 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 변경함으로써, 대역 통과 필터가, 손상된 상기 상위 또는 하위 사이드밴드내의 부반송파를 제거하도록 하는 수단과,
    상기 필터링된 신호를 처리하여, 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 오디오 방송 신호의 상기 상위 및 하위 사이드밴드 중 하나가 손상되는지 여부를 결정하는 상기 수단은,
    상기 필터링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기와,
    상기 디지털 신호를 상위 및 하위 베이스밴드 신호로 변환하는 하향 변환기와,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호의 크기를 비교하는 수단을 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호의 크기를 비교하는 수단은,
    상기 상위 및 하위 베이스밴드 신호 각각을 스퀘어링 및 필터링하여, 필터링된 상위 사이드밴드 신호 및 필터링된 하위 사이드밴드 신호를 생성하는 수단과,
    상기 필터링된 상위 베이스밴드 신호의 크기가 상기 필터링된 하위 베이스밴드 신호의 크기를 제 1 사전결정된 계수 만큼 초과할 때 제 1 주파수 오프셋 신호를 생성하거나, 또는 상기 필터링된 하위 베이스밴드 신호의 크기가 상기 필터링된 상위 베이스밴드 신호의 크기를 제 2 사전결정된 계수 만큼 초과할 때 제 2 주파수 오프셋 신호를 생성하는 수단을 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 주파수 오프셋 신호 중 하나의 네가티브를 상기 하향 변환기에 인가하는 수단을 더 포함하는 FM 디지털 오디오 방송 신호를 수신하는 수신기.
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