KR20040033408A

KR20040033408A - 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR20040033408A
Application number: KR1020020062484A
Authority: KR
Inventors: 원석호; 류득수; 안재민; 김환우
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2002-10-14
Filing date: 2002-10-14
Publication date: 2004-04-28
Also published as: US20040071202A1; US7145935B2; KR100461543B1

Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야

본 발명은 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치 및 그 방법에 관한 것임.

2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제

본 발명은, 송신기에서 여러 개의 송신 안테나의 모든 안테나들의 신호들을 수신기에서 각각 어떤 안테나에서 송신되었던 신호인지를 구별하기 위해 사용되는 안테나 신호간 서로 직교하는 파일럿 신호들을 이용하여 신호 에너지 대비 간섭에너지의 비율을 측정하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치 및 그 방법을 제공하고자 함.

3. 발명의 해결방법의 요지

본 발명은, 송신된 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로 수신신호를 상관시켜 얻은 각각의 상기 안테나에 대응하는 값을 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거친 후에 합성하여 신호 에너지를 측정하는 신호에너지 측정수단; 송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 패턴으로 수신된 신호를 상관시킨 후에 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거쳐 간섭 에너지를 측정하는 간섭에너지 측정수단; 및 상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 측정하는 신호대 간섭비 측정수단을 포함함.

4. 발명의 중요한 용도

본 발명은 다중 안테나 고속패킷전송 시스템 등에 이용됨.

Description

다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치 및 그 방법{METHOD AND APPARATUS FOR SIR MEASUREMENT FOR MULTIPLE ANTENNA, HIGH DATA RATE PACKET ACCESS SYSTEM}

본 발명은 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 송신 안테나간 신호를 수신기에서 구분하기 위하여 송신 안테나간 서로 직교하는 파일럿 신호를 이용하는 송수신 시스템에서 다중 안테나의 신호를 구분하기 위한 파일럿 패턴을 이용하여 신호대 간섭비(SIR : Signal to Interference Ratio)를 측정하는 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

무선에서 인터넷 등 고속의 순방향 링크 데이터 패킷 서비스의 요구가 증가됨에 따라서 광대역 코드분할다중접속 시스템(W-CDMA : wideband code division multiple access system)에서는 고속 데이터 패킷 엑세스(HSDPA : high speed datapacket access) 규격을 진행하고 있다.

HSDPA에서는 적응 변복조 및 채널코딩(AMC : Adaptive Modulation and Coding) 기술을 채택하고 있는데, 이는 채널의 쓰루풋(throughput)을 최대화하기 위해서 변조 레벨(예, M-PSK, 여기서 M은 4또는 16)과 채널 코딩률을 채널 상황에 적응적으로 조절하는 기술이다.

AMC를 적용하기 위해서는 수신기가 채널의 품질(quality)로서 신호대 간섭비(SIR)를 측정하여 송신기에 피드백하여 알려 주어야 한다. 이때 부정확한 SIR 정보는 무선자원의 낭비 또는 높은 패킷 오율 때문에 재전송 등의 요구 등으로 무선링크의 부하가 필요 이상으로 증가하는 문제점이 있었다.

기존의 SIR 측정방법은 주로 전력제어에서 자동이득조절기(AGC : automatic gain controller)의 기준에너지를 이용하는 방법이었다.

이 방법은 저속의 음성 데이터에서는 문제가 발생되지 않았다. 그러나, HSDPA 서비스 환경, 즉, 고전력, 고속 데이터율, 다수의 다중 코드채널의 패킷이 전송되는 채널환경에서는 부정확한 SIR 측정이 되므로 문제가 발생된다.

따라서, 이를 해결하기 위하여 여러 가지 방법들이 제안되었다. 그 일 예로서 선행특허 "삼성전자주식회사, 코드분할 다중접속 시스템에서 신호대 간섭비 측정장치 및 방법, 공개번호 : 특1999-0043692, 1999, 6월"에서는, 서로 직교인 직교 코드로 순방향링크의 채널을 구분하고, 기지국이 이들 직교 코드 중에서 순방향 링크에 미할당한 특정 직교 코드들을 단말기가 구비하여, 이 미할당된 특정 직교 코드로 단말기가 수신한 신호를 역확산하여서 간섭 성분의 전력을 측정한다.

또한, 스웨덴의 에릭슨사와 독일의 지멘스사가 유럽의 W-CDMA 표준화 규격을 위하여 제출한 문서들, 즉, "Ericsson, Proposal for Downlink Interference Measurement Method, Revised, TSG-RAN Working Group 1 Meeting no. 5, TSGR1#5(99)644, June, 1999." 및 "Siemens, Downlink Interference Measurement Method Using Reserved Code, TSG-RAN Working Group 1 Meeting no. 7, TSGR1#7(99)B57, Sept., 1999."에서, 에릭슨사와 지멘스사는 순방향 (기지국에서 이동국방향) 무선링크의 간섭을 이동국에서 측정하기 위한 여러 가지 방법을 비교종합하고, 상기 특허(공개번호 특1999-0043692)와 유사한 방식인 사용하지 않는 직교코드 (reserved orthogonal code)를 이용한 SIR 측정방법을 가장 좋은 방법으로서 제안하였다.

그러나, 상기의 방법들은 다음과 같은 심각한 문제점이 있다. 즉, 상기 특허(공개번호 특1999-0043692, 발명의 구성 및 작용 제 16줄이하) 에서 밝히고 있는 바, "상기 단말기는 어떤 직교 부호가 순방향 링크에 할당되지 않은 것인지를 알고 있어야 한다. 미리 정해진 Nw개의 직교부호들을 순방향 링크에 할당하지 않음으로 약속할 수 있다. 이 경우에는 각 기지국은 상기와 같이 정해진 직교 부호는 순방향 링크에 할당할 수 없게 된다. 또는, 각 기지국은 할당하지 않은 직교부호를 동기 채널(sync channel)이나 페이징 채널(paging channel)의 시스템 파라메터 메시지(system parameter message)등을 통해 메지지로 단말기에 알려 줄 수도 있다."라고 명시하고 있다.

그러나, 시스템 운용상에 있어서 미사용 직교코드를 미리 정해 놓는 다는 것은 순방향의 무선링크의 자원을 낭비하는 결과가 된다. 이를 방지하기 위하여, 시스템의 서비스 운용 중에 다이나믹하게 현재 서비스에 사용되고 있지 않은 코드 채널의 직교 코드가 어떤 것인지를 기지국이 무선 메시지 등을 통하여 이동국에게 알려 주어서 그 미사용중인 코드를 단말기가 이용하여 간섭 에너지를 측정할 수 있다.

그러나, 이 방법 역시, 무선 메시지의 트래픽 부하가 있으므로 오히려 더욱 무선자원의 낭비를 초래하는 문제점이 있었다. 따라서 상기와 같은 문제점 등의 이유로 현재 W-CDMA 규격에는 반영되어 있지 않다("3GPP, Technical Specification Group-Radio Access Network : Physical layer-Measurements, TR25.231, v0.3.0, June 1999" 참고).

정리하면, 기존의 음성서비스에서 사용하던 AGC 기준에너지를 이용한 SIR 측정 방법이 무선에서 고속의 인터넷 등 무선 데이터 서비스 환경에서는 부정확한 문제점을 갖고 있었고, 또한 이를 해결하기 위한 전술한 사용하지 않는 직교코드를 이용하는 방법이 시스템 운용상의 문제점을 가지고 있었다.

본 발명은, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 송신기에서 여러 개의 송신 안테나의 모든 안테나들의 신호들을 수신기에서 각각 어떤 안테나에서 송신되었던 신호인지를 구별하기 위해 사용되는 안테나 신호간 서로 직교하는 파일럿 신호들을 이용하여 신호 에너지 대비 간섭에너지의 비율을 측정하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

도 1 및 도 2 는 본 발명이 적용되는 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 구성예시도.

도 3 은 본 발명이 적용되는 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 송신기에 위치하는 기저대역 송신신호 처리부의 상세 구성예시도.

도 4 는 일반적인 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 수신기에 위치하는 기저대역 수신신호 처리부의 상세 구성예시도.

도 5 는 본 발명에 따른 다중 안테나 고속패킷전송 코드분할다중접속 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치에 대한 일실시예 구성도.

도 6 내지 도 8 은 본 발명에 따른 다중 안테나 고속패킷전송 코드분할다중접속 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법의 특성을 나타내기 위한 일실시예 설명도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

502 : 직교코드 및 스크램블 코드상관기 503 : 제 1 안테나 패턴 상관기

504 : 코히어런트 적분기 505 : 넌코히어런트 적분기

506 : 제 2 안테나 패턴 상관기 507 : 코히어런트 적분기

508 : 넌코히어런트 적분기

509 : 제 1 및 제 2 안테나 신호 합성기

511 : 제 3 안테나 패턴 상관기 512 : 코히어런트 적분기

513 : 넌코히어런트 적분기

515 : 수신신호 에너지 대 간섭에너지 연산 로직

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 송신 안테나간 신호를 수신기에서 구분하기 위하여 송신 안테나간 서로 직교하는 파일럿 신호를 이용하는 송수신 시스템에 있어서, 송신된 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로 수신신호를 상관시켜 얻은 각각의 상기 안테나에 대응하는 값을 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거친 후에 합성하여 신호 에너지를 측정하는 신호에너지 측정수단; 송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 패턴으로 수신된 신호를 상관시킨 후에 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거쳐 간섭 에너지를 측정하는 간섭에너지 측정수단; 및 상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 측정하는 신호대 간섭비 측정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 방법은, 송신 안테나간 신호를 수신기에서 구분하기 위하여 송신 안테나간 서로 직교하는 파일럿 신호를 이용하는 신호대 간섭비 측정 장치에 적용되는 신호대 간섭비 측정 방법에 있어서, 송신된 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로 수신신호를 상관시켜 얻은 각각의 상기 안테나에 대응하는 값을 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거친 후에 합성하여 신호 에너지를 측정하는 제 1 단계; 송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 패턴으로 수신된 신호를 상관시킨 후에 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거쳐 간섭 에너지를 측정하는 제 2 단계; 및 상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 측정하는 제 3 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은, 송신된 모든 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로서 수신신호를 상관시키는 각 안테나 패턴 상관기들로 구성되고, 또한 이들 각각에 대하여 상관기 출력을 코히어런트 적분하는 부분과, I 및 Q 제곱 및 합성, 그리고 각 안테나별로 상기 I 및 Q 제곱합성부의 출력을 모두 넌코히어런트하게 합하여서 신호에너지를 측정하는 부분과, 송신된 모든 안테나 신호들 각각과 모두 직교하지만, 송신기에서는 신호를 송신하지 않은 별개의 안테나 패턴으로 수신된 신호를 상관시킴으로서, 각 안테나에서 전송된 신호를 억제시키는 부분과, 이 상관기의 출력을 코히어런트 적분하는 부분과, I 및 Q 제곱 및 합성하는 부분으로 구성되어 있는 간섭 에너지를 측정하는 부분과, 상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 출력하는 로직으로 구성된다.

상기 선행특허에서 사용되는 채널구분용 직교 코드는 기존의 음성 서비스에서는 1.2288 Mcps(mega chips per sec), W-CDMA는 3.84 Mcps로 변화하는 반면, 본 발명에서 다중 안테나를 구분하기 위한 직교 안테나 패턴을 위한 공통 파일럿 채널(CPICH : common pilot channel) 심벌은 150 Ksps(kilo symbol per sec)로 변화한다.

현재 규격에 적용중인 시공간 전송 다이버시티(STTD : space time transmitdiversity)에서는 이 CPICH 심벌 4개를 기준으로 2개의 안테나간 직교하는 파일럿 심벌 패턴을 규정하고 있다. 따라서 2개의 미사용 직교 패턴이 남아 있으며, 이를 이용하여 간섭전력을 측정할 수 있다. 더구나 안테나 수가 2개뿐 아니라 4개 8개 등으로 확장되더라도 이를 위한 안테나 구분용 직교 심벌 패턴은 무선자원의 낭비 없이 만들 수 있다.

예로서, 현재 4개의 심벌들로 4개의 안테나간 직교 심벌 패턴을 만들 수 있듯이, 필요시는 8개의 안테나 구분용 직교 심벌 패턴도 만들 수 있다. 이때, 수신기에서는 송신 안테나의 신호들을 구분하기 위해서는 코히어런트 적분 구간이 8 심벌 등으로 늘어나야 하는데, 본 발명은 고속의 다중코드 패킷 서비스 환경이므로 가시전파거리(LOS : line-of-sight)이며 또한 준정지 또는 저속의 도플러 환경이므로, 도플러 주기보다 약 8분의 1정도의 코히어런트 적분구간까지 허용하므로 이만큼 안테나간 직교하는 심벌 패턴을 만들 수 있으며 전술한 통상의 SIR 측정 방법과 같이 부정확하거나, 무선자원을 낭비하지도 않고 간단히 사용할 수 있는 장점이 있다.

이 경우에 있어서 본 발명의 바람직한 서비스 환경은 무선 인터넷 등 LOS 환경이 많은 환경이다.

상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

본 발명은 다중 안테나를 이용하여 빠르게 패킷 전송이 가능한 시스템에 적용되는데, 이에 해당하는 코드분할 다중접속 시스템, 고속 데이터 패킷(HSDPA : High Speed Data Packet Access) 시스템, 직교주파수분할 다중접속(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템 및 그를 기본으로 하는 시스템 등이 될 수 있으며, 하기 실시예를 통해서는 이러한 시스템 중의 하나인 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템을 대상으로 하여 설명한다.

도 1 및 도 2 는 본 발명이 적용되는 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 구성예시도이고, 도 3 은 본 발명이 적용되는 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 송신기에 위치하는 기저대역 송신신호 처리부의 상세 구성예시도이며, 도 4 는 일반적인 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 수신기에 위치하는 기저대역 수신신호 처리부의 상세 구성예시도이다.

즉, 도 1 은 본 발명이 적용되는 다중 안테나 코드분할다중접속 시스템의 송신기 구성을 나타내고 있으며, 도 2 는 수신기의 구성을 나타내고 있다. 또한, 도 3 은 도 1 의 제 1 및 제 2 안테나를 위한 기저대역 송신 신호처리부의 구성을 상세히 도시하고 있으며, 도 4 는 도 2 에 제시된 수신기에서 종래의 기저대역 수신신호 처리부를 나타내고 있다. 도 1 내지 도 4 는 서로간에 상관 관계를 가지므로 그 관계에 따라 연결하여 설명한다.

도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이 W-CDMA 통신시스템에서는 다중 전송 안테나 시스템을 이용한다. 기지국 전송 신호는 기저대역 처리부(101)에서 각 안테나별로 공통 파일럿 채널(CPICH)과 사용자전용 물리채널(DPCH : dedicated physical channel)라 불리는 사용자 데이터 채널 및 다른 사용자 채널이 합하여 지고, 각 안테나별 송신 펄스 성형 필터(102, 105)를 거쳐서 고주파(RF : radio frequency) 및 중간주파수(IF : intermediate frequency) 처리부(103, 106)에서 반송파에 실려서 각 안테나(104, 107)를 통하여 전송되며, 전송되는 신호는 다음과 같은 [수학식 1]으로 표현된다.

여기서 f_c는 반송파 주파수이고 s(t)는 기저대역 등가 복소 신호 모델이다. N_a는 전송 안테나 개수이고, E_c,cp, E_c,dp는 각각 CPICH, DPCH 의 칩 에너지이며, E_c,oc,j는 j번째 직교코드 잡음모사기(OCNS : orthogonal code noise simulator)의 칩 에너지이다. w_cp, w_dp는 각각 CPICH, DPCH의 직교 가변 확산율(OVSF : orthogonal variable spreading factor) 코드이며, w_oc,j는 j번째 OCNS의 OVSF 코드이다. d_cp는 CPICH의 데이터 신호로써 모두 1+j이고, d_a,dp및 d_a,oc,j는 각각 안테나 a에 대한DPCH, 및 j번째 OCNS의 복소 데이터 신호이다. A_a(t")|_a=1,2는 안테나 1과 2를 위한 CPICH 안테나 패턴으로서 심벌주기로 변화한다. c(t')=c^(I)(t')+jc^(Q)(t')는 복소 스크램블링 코드이고, f(t)는 펄스 성형 필터의 임펄스 응답이다.

상기 [수학식 1]로 표현된 전송 신호의 이해를 돕기 위하여, 제 1 및 제 2 안테나를 위한 기저대역 송신 신호처리부(101)의 구성을 도시하는 도면(도 3)을 아래에 설명한다.

우선, 1+j로 동일한 파일럿 데이터(301, 313)에 제1 안테나 패턴 발생기(302)의 출력과 제2 안테나 패턴 발생기(314)의 출력(상기 [수학식 1]의 표현으로는 A_a(t")|_a=1,2임)으로 각각 패턴화한 후, 타 데이터 채널과 구분하기 위하여 파일럿 직교코드 발생기(304, 316)의 출력(상기 [수학식 1]의 표현으로는 w_cp임)으로 직교 부호화하여 다른 직교 부호화된 사용자의 안테나 데이터(307, 308, 319, 320)와 합산기(309, 321)에서 합산되고 스크램블링 코드 발생기(310, 322)의 출력(상기 [수학식 1]의 표현으로는 c(t')임)으로 스크램블링(311, 323)되어 송신된다.

이상으로 도 1과 도 3을 통해 송신 과정을 살펴보았다. 다음은, 도 2와 도 4를 통한 수신 과정이다.

상기 송신된 신호는 무선채널을 거쳐서 도 2에 도시된 이동국 수신기 안테나(201)에 도달한다. 수신된 신호는 RF 및 IF 처리부(202)를 거쳐서 정합필터 (203)를 통과한 후에 칩 주기로 샘플 및 아날로그 디지털(A/D : Analog/Digital) 변환기(204)를 거치면서 디지털 신호로 변환되어서 기저대역 수신 신호처리부(205)로 입력된다.

기저대역 수신 신호처리부(205)에서는 수신된 디지털 신호를 샘플마다 제곱하여 평균한 값을 전체 수신 에너지로서, 이를 일정하게 유지하기 위한 AGC 제어신호(206)를 RF 및 IF 처리부(202)에 전달함으로써 전체 수신 에너지를 일정하게 유지시킨다.

도 4 를 통해 상세히 살펴보면 다음과 같다.

정합필터(203)를 거쳐서 샘플 및 아날로그 디지털 변환기(204)를 통과한 후, 기저대역 수신신호 처리부(205)로 입력되는 신호(401)는 직교코드 및 스크램블 코드 상관기(402)를 통과한 후, 각 안테나로부터 수신된 신호를 분리하기 위하여 제 1 및 제2 안테나 패턴 상관기(403, 406)에서 CPICH 패턴이 소거된다. 이 신호는 다음의 [수학식 2]로 표현된다.

상기한 [수학식 2]에서 기호에 고깔모자(^) 표시가 있는 신호 기호들은 각각 국부 발생된 코드신호들이다. 또한, [수학식 2]에서 CPICH 안테나 패턴의 시간 인덱스는 심벌 레이트로서 k로 표현하였다. 정합필터의 출력은 펄스성형필터(102,105)와 정합필터 (203)의 컨볼루션함수 R(τ)에서 τ=0 즉, 칩 구간마다 에너지가 최대인 지점에서 샘플링(최적 샘플링)하는 것으로 가정한다. 따라서, 이 값은 '1'이 된다. n_n은 분산이 No인 복소 가산성 백색 가우시안 샘플이고 샘플시간 n의 함수인 랜덤 프로세스이다.

공통 파일럿 수신 신호 에너지의 평균을 Z_k라 하면, 이를 구하기 위하여 우선, 안테나가 하나인 경우를 생각한다(N_a=1 ). 국부 스크램블 코드 위상이 일치할 경우에 심벌 동기가 맞은 심벌 구간 동안 적분된 출력신호의 평균은 다음의 [수학식 3] 및 [수학식 4]로 주어진다.

여기서,,이고,이므로, 상기한 [수학식 3] 및 [수학식 4]는 다음의 [수학식 5]와 같아진다.

여기서,은 간섭전력 스펙트랄 밀도로서이며, δ()는 디락 델타 (Dirac-delta) 함수이다.

SIR과 칩에너지 대 간섭신호전력 스펙트랄 밀도 비(Ec/Io : chip energy over interference power spectral density)는 비례관계에 있으므로 아래에서는 동일한 용어로 사용한다.

통상의 Ec/Io 측정방법으로서 두 가지를 생각한다. 하나는 간섭에너지 측정에서 AGC 기준에너지를 이용한 방식이고, 다른 하나는 수신된 디지털 신호를 샘플마다 제곱하여 평균한 값을 계산하는 방식이다.

AGC는 수신된 디지털 신호를 샘플마다 제곱하여 평균한 에너지를 기준값으로 일정하게 유지시키는 작용을 하므로, 이 두 가지는 동일하다. 따라서 아래에서는 모두 통상의 방법으로 명명한다.

A_o를 AGC 기준에너지라고 하면, A_o는 AGC 기준에너지가 공통 파일럿의 코히어런트 적분길이인 N=4Ns 칩동안 누적되므로 다음의 [수학식 6]으로 주어진다.

상기한 [수학식 6]에서라고 가정하면, 구하고자 하는 예측된 Ec/Io는 [수학식 5]와 [수학식 6]으로부터 다음의 [수학식 7]로 주어진다.

통상의 방법에서 상기한 [수학식 7]을 위한 연산의 가정인은 기지국 송신 총 에너지 대비 타 셀로부터 오는 간섭 에너지 및 열잡음의 비(이하, Ior/Ioc라 칭한다)가 작은 환경 즉, 셀의 변두리에 단말기가 위치하거나 기지국에서 송신 에너지 중에서 셀부하가 적을 때 (Ec,ocns0)는 큰 오차없이 성립한다.

그러나 단말기가 셀의 중심으로 이동하거나, 셀 부하가 크면 (예,= -1 dB, 전체 Ior의 약 80%) 위의 가정은 성립하지 않는다. 특히, HSDPA 환경은 기지국 근처에서 고속데이터율, 고전력 환경이며, 다수의 다중 코드채널 조건, 즉 셀의 부하가 큰 조건으로서 전송되므로 기존 방법으로는 바이어스 오차가 발생하며, 그 양은 다음의 [수학식 8]로 주어진다.

여기서, x, y는 각각 수신기에서 수신한 Ec/Io와 Ior/Ioc이며, N_a는 안테나 개수, ρ는 안테나 경로간의 코릴레이션 계수, N은 코히어런트 적분길이이다.

본 발명은 이 바이어스 오차를 없애기 위하여, 아래에서 기술하는 안테나간 직교하는 파일럿 패턴을 이용하는 것이다.

도 5 는 본 발명에 따른 다중 안테나 고속패킷전송 코드분할다중접속 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치에 대한 일실시예 구성도이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 도 4의 기저대역 수신신호 처리부를 재구성한 도면이다. 도 5에 제시된 구성요소의 기능이 도 4에서 제시된 구성요소의 기능과 유사한 것은 대비하여 설명함으로써 본 발명에 대해 보다 용이하게 이해할 수 있도록 한다.

제1 안테나 패턴 발생기(302)에서 출력된 파일럿 심벌 패턴을 (A, A, A, A), 제2 안테나 패턴 발생기(314)에서 출력된 파일럿 심벌 패턴을 (A, -A, -A, A)로 하고, A를 임의의 상수, 예를 들면 1이라 하면, 이 패턴들은 각각 왈쉬 차수 4인 인덱스 0 및 3인 심벌 W₀ ⁽⁴⁾, W₃ ⁽⁴⁾에 해당된다.

수신기의 기저대역 수신 신호처리부(205)에서 직교코드 및 스크램블 코드 상관기(402, 502)를 거친 신호를 제1 안테나 패턴 상관기(403, 503)의 안테나 패턴을 송신기의 제1 안테나 패턴 발생기(302)에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 동일한 패턴을 이용하고, 마찬가지로 수신기의 기저대역 수신 신호처리부(205)에서 직교코드 및 스크램블 코드 상관기(402, 502)를 거친 신호를 제2 안테나 패턴 상관기(406, 506)의 안테나 패턴을 송신기의 제2 안테나 패턴 발생기(314)에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 동일한 패턴을 이용하여 상관을 수행하고, 이 신호를 각 코히어런트 적분기(404, 407, 504, 507)를 통과시키고, I,Q제곱 및 합성기(405, 407, 505, 508)를 통과시킨 후에 제1 및 제2 안테나 신호합성기(409, 509)에서 안테나별 신호를 각각 넌 코히어런트 합성하여 수신 신호 에너지를 출력한다(410, 510).

한편, 수신기의 기저대역 수신 신호처리부(205)에서 직교코드 및 스크램블 코드 상관기(402, 502)를 거친 신호를 상기한 제1 안테나 패턴과도 직교하고, 상기한 제2 안테나 패턴과도 직교하는 제3 안테나 패턴을 이용한 상관기(511)를 통과시킨 후에, 각 코히어런트 적분기(512)를 통과시키고, I,Q제곱 및 합성기(513)를 통과시켜서 수신 간섭에너지 출력(514)을 구한다.

상기한 수신 신호에너지 출력(510)과 수신 간섭에너지 출력(514)을 하기 [수학식 10]으로 구현되는 수신신호 에너지 대 간섭에너지 연산 로직(515)을 통하여 수신신호 에너지 대 간섭에너지를 출력을 갖도록 한다.

이과정을 수학식을 사용하여 하기에 좀더 상세히 기술한다. 먼저, 안테나가 2개 이상인 경우에 앞서서, 안테나가 한 개인 경우를 생각한다. 송신 안테나 패턴이 (A, A, A, A)인 경우에 있어서, 간섭 에너지는 다음과 같이 계산된다. 즉, W₂ ⁽⁴⁾로 디패턴이 된 상관기 출력을 I,Q 각각에 대하여 제곱하고 평균을 구하면 다음의 [수학식 9]가 유도된다.

CPICH 안테나별 동일한 왈쉬 패턴으로 상관을 취한 값 C_0,0은 [수학식 5]에서의 N을 4Ns로 대체하고, 다른 왈쉬 패턴으로 상관을 취한 값 C_0,2는 [수학식 9]로 주어지므로, 평균 에너지의 비를 통하여, Ec/Io의 예측값을 구할 수 있으며, 이는 다음의 [수학식 10]과 같다.

다음으로는 통상의 방법과 본 발명의 실시예에 따른 Ec/Io 예측기들의 바이어스 오차 성능을 평가한다. 이를 위한 컴퓨터 모의 시험 조건은 다음의 [표 1]과 같다.

파라미터	값	비고
Ec,cpich/Ior	-10 dB	10 percent of Ior
Ec,dpch/Ior	-10 dB	10 percent of Ior
Ior/Ioc	-7 ~ 7 dB
	-1 dB	80 percent of Ior,OCNS의 수 및 확산율은 각각 N_OCNS=4 및 SF=16이다.

도 6 내지 도 8 은 본 발명에 따른 다중 안테나 고속패킷전송 코드분할다중접속 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법의 특성을 나타내기 위한 일실시예 설명도이다.

도 6은 공통 파일럿 에너지만 있을 때, 가산성 백색잡음, 시공간 전송 다이버시티 모드에서 통상적인 방법과 본 발명의 실시예에 따른 신호대 간섭비 측정 성능을 비교한 그래프이고, 도 7은 공통 파일럿 에너지뿐만 아니라 다수의 다중 코드 채널의 에너지가 모두 있을 때 가산성 백색잡음, 시공간 전송 다이버시티 모드에서 통상적인 방법과 본 발명의 실시예에 따른 신호대 간섭비 측정 성능을 비교한 그래프이며, 도 8은 공통 파일럿 에너지뿐만 아니라 다수의 다중 코드 채널의 에너지가 모두 있을 때 레일라이 채널 잡음, 시공간 전송 다이버시티 모드에서 통상적인 방법과 본 발명의 실시예에 따른 신호대 간섭비 측정 성능을 비교한 그래프이다.

도 6에서 도 8까지는 모두 두 개의 송신 안테나 시스템으로서, 시공간 전송 다이버시티(STTD) 모드이고, 각각 CPICH 에너지만 전송될 때, 또는 DPCH와 OCNS가 모두 전송될 때에, 상기 통상의 방법에 따른 Ec/Io 예측기 및 본 발명의 실시예에 따른 Ec/Io 예측기의 바이어스 오차 성능 결과를 나타낸다.

도 6은 통상의 방법에 따른 Ec/Io 예측기 및 본 발명의 실시예에 따른 Ec/Io 예측기의 바이어스 오차가 거의 없음(un-biased) 됨을 보인다.

도 7에서는 기존 방법이 약 2 dB 에서 10 dB정도 하향 예측(under estimation)되는데, 그 이유는 OCNS가 기지국 송신 에너지의 80%를 차지하고 있으므로 이에 대한 성분이 간섭으로 측정되어서 간섭성분이 크게 측정되기 때문이다. 또한, 수신 Ior/Ioc가 커질수록, 즉, 기지국에 가까이 갈수록 바이어스 오차가 증가하는 것을 볼 수 있다.

반면에, 제안 방법은 항상 바이어스 되지 않음을 보인다.

도 8에서는 기지국 송신 에너지의 80%가 OCNS로 채워진 상태에서 레일라이 채널 조건(반송파 주파수는 2 GHz에서 이동체속도 3 Km/hr)하의 각 Ec/Io 예측기의 성능 결과이다. 기존 방법의 경우 약 1에서 7 dB 하향 예측된다.

반면에, 제안 방법의 경우의 바이어스 오차는 역시 0.5 dB 미만이다. 도 7과 도 8을 비교할 때, 기존방법의 바이어스 오차가 가산성 백색 가우시안 잡음일 때 보다 레일라이 페이딩 잡음일 때 줄어드는 것은 안테나간의 코릴레이션이 없기 때문이다. 다시말해 상기 [수학식 8]에서 ρ=0이므로 [수학식 8]의 분모의 수식에서 표현된 물리량이 줄어들기 때문이다. 따라서, 본 발명을 적용하기에 바람직한 환경인 고속의 HSDPA 서비스 환경에서는 LOS가 다수를 차지하고 이때 ρ는 1에 가까우므로 기존 방법은 더욱 Ec/Io 예측이 열화된다.

본 발명은 상기 실시예를 통해 제시되었던 시스템 뿐만 아니라 코드분할 다중접속 시스템, 고속 데이터 패킷(HSDPA : High Speed Data Packet Access) 시스템, 직교주파수분할 다중접속(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템 및 그를 기본으로 하는 시스템 등과 같이 다중 안테나를 이용하여 고속으로 패킷 전송이 가능한 시스템에 다양하게 적용될 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.

상기한 바와 같은 본 발명은, 고속 데이터 패킷 엑세스(HSDPA) 서비스 환경, 즉, 고전력, 고속 데이터율, 다수의 다중 코드채널이 다중화되어 있는 패킷이 전송되는 채널환경에서 신호대 간섭비(SIR) 측정을 정확히 할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 다중 안테나의 신호를 구분하기 위한 파일럿 신호 패턴을 이용하여 SIR 측정을 함으로써 시스템 운용상에도 문제가 되지 않음과 동시에 실용적인 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 상기의 HSDPA 서비스 환경에서는 가시영역의 서비스 환경이 많고, 이에 따른 송신 안테나의 전송신호간 코릴레이션의 영향으로 기존방식의 SIR 측정이 더욱 부정확해지는데 반하여 이러한 환경에서도 정확하게 측정이 가능할 뿐만 아니라, 통상의 운용환경에서도 기존의 방식보다 더욱 우수하게 SIR을 측정할 수 있는 효과가 있다.

Claims

송신 안테나간 신호를 수신기에서 구분하기 위하여 송신 안테나간 서로 직교하는 파일럿 신호를 이용하는 송수신 시스템에 있어서,

송신된 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로 수신신호를 상관시켜 얻은 각각의 상기 안테나에 대응하는 값을 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거친 후에 합성하여 신호 에너지를 측정하는 신호에너지 측정수단;

송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 패턴으로 수신된 신호를 상관시킨 후에 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거쳐 간섭 에너지를 측정하는 간섭에너지 측정수단; 및

상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 측정하는 신호대 간섭비 측정수단

을 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 신호에너지 측정수단은,

송신기의 각 안테나 패턴 발생기에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 동일한 패턴을 이용하여 상기 수신신호를 상관시키는 송신안테나 패턴 상관수단;

상기 송신안테나 패턴 상관수단을 거쳐 출력된 다수의 신호에 대해 소정의 샘플구간동안 코히어런트 적분을 취하는 코히어런트 적분수단;

다수의 상기 코히어런트 적분수단의 출력신호에 대한 동위상 성분 및 직교위상 성분을 각각 제곱하는 넌코히어런트 적분수단; 및

상기 넌코히어런트 적분수단으로부터 출력된 다수의 출력신호를 합성하여 신호에너지를 측정하도록 하는 신호합성수단

을 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 송신안테나 패턴 상관수단, 상기 코히어런트 적분수단 및 상기 넌코히어런트 적분수단은,

상기 송신기에서 발송된 상기 안테나 패턴의 개수에 대응하는 소정 개수로 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 간섭에너지 측정수단은,

송신기의 각 안테나 패턴 발생기에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 직교하는 별개의 패턴을 이용하여 상기 수신신호를 상관시키는 간섭에너지 측정용 안테나 패턴 상관수단;

상기 간섭에너지 측정용 안테나 패턴 상관수단을 거쳐 출력된 신호에 대해 소정의 샘플구간동안 코히어런트 적분을 취하는 간섭에너지 측정용 코히어런트 적분수단; 및

상기 간섭에너지 측정용 코히어런트 적분수단의 출력신호에 대한 동위상 성분 및 직교위상 성분을 각각 제곱하여 간섭에너지를 측정하도록 하는 간섭에너지 측정용 넌코히어런트 적분수단

을 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 간섭에너지 측정수단은,

송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 안테나 신호 패턴을 갖는 신호를 발생시켜서 동위상 및 직교위상신호, 즉, 복소의 입력신호를 곱하고, 동위상, 직교위상 신호 각각을 일정기간 동안 누적시킨 후, 동위상, 직교위상 각각의 값을 제곱하고 더하여 간섭에너지를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 신호대 간섭비 측정수단은,

상기 신호에너지 측정수단에서 얻어진 측정값에서 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값을 빼고 다시 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값으로 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 신호대 간섭비 측정수단은,

실질적으로 상기 신호에너지 측정수단에서 얻어진 측정값에서 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값을 빼고 다시 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값으로 나누어 준 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 신호대 간섭비 측정수단은,

상기 신호에너지 측정수단에서 얻어진 측정값에서 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값을 나누어 주고 1을 뺀 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 신호대 간섭비 측정수단은,

상기 신호에너지 측정수단에서 얻어진 측정값에서 상기 간섭에너지 측정수단의 출력값을 나누어 주고 1 근처의 값을 뺀 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 장치.
송신 안테나간 신호를 수신기에서 구분하기 위하여 송신 안테나간 서로 직교하는 파일럿 신호를 이용하는 신호대 간섭비 측정 장치에 적용되는 신호대 간섭비 측정 방법에 있어서,

송신된 안테나 신호들의 파일럿 패턴과 동일한 파일럿 패턴으로 수신신호를 상관시켜 얻은 각각의 상기 안테나에 대응하는 값을 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거친 후에 합성하여 신호 에너지를 측정하는 제 1 단계;

송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 패턴으로 수신된 신호를 상관시킨 후에 코히어런트 적분과 넌코히어런트 적분을 거쳐 간섭 에너지를 측정하는 제 2 단계; 및

상기 측정된 신호에너지와 간섭에너지를 이용하여 신호대 간섭비를 측정하는 제 3 단계

를 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 단계는,

송신기의 각 안테나 패턴 발생기에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 동일한 패턴을 이용하여 상기 수신신호를 상관시키는 제 4 단계;

각각의 상기 송신안테나 패턴과 상관이 이루어진 다수의 신호에 대해 소정의 샘플구간동안 코히어런트 적분을 취하는 제 5 단계;

상기 소정의 샘플구간동안 코히어런트 적분이 이루어진 다수의 신호에 대한 동위상 성분 및 직교위상 성분을 각각 제곱하는 제 6 단계; 및

동위상 성분 및 직교위상 성분을 각각 제곱하여 얻어진 다수의 출력신호를 합성하여 신호에너지를 측정하는 제 7 단계

를 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 2 단계는,

송신기의 각 안테나 패턴 발생기에서 출력된 파일럿 심벌 패턴과 직교하는 별개의 패턴을 이용하여 상기 수신신호를 상관시켜 출력하는 제 4 단계;

상기 출력된 신호에 대해 소정의 샘플구간동안 코히어런트 적분을 취하는 제 5 단계; 및

상기 코히어런트 적분이 이루어진 출력신호에 대한 동위상 성분 및 직교위상 성분을 각각 제곱하여 간섭에너지를 측정하는 제 6 단계

를 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 2 단계는,

송신된 안테나 신호들 각각의 파일럿 패턴과 모두 직교하지만, 송신되지 않은 별개의 안테나 신호 패턴을 갖는 신호를 발생시키는 제 4 단계;

발생된 상기 신호에 동위상 및 직교위상신호, 즉, 복소의 입력신호를 곱하고, 동위상, 직교위상 신호 각각을 일정기간 동안 누적시키는 제 5 단계; 및

상기 누적된 신호에 대해 동위상, 직교위상 각각의 값을 제곱하고 더하여 간섭에너지를 측정하는 제 6 단계

를 포함하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 3 단계는,

상기 신호에너지 측정값에서 상기 간섭에너지 측정값을 제하고 다시 상기 간섭에너지 측정값으로 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 제 3 단계는,

실질적으로 상기 신호에너지 측정값에서 상기 간섭에너지 출력값을 빼고 다시 상기 간섭에너지 측정값으로 나누어 준 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 3 단계는,

상기 신호에너지 측정값에서 상기 간섭에너지 측정값을 나누어 주고 1을 뺀 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.
제 10 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 3 단계는,

상기 신호에너지 측정값에서 상기 간섭에너지 측정값을 나누어 주고 1 근처의 값을 뺀 후, 전체 코히어런트 적분길이값을 나누어 신호대 간섭비를 측정하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 고속패킷전송 시스템에서 신호대 간섭비 측정 방법.