KR20040016330A - 광대역 시분할 듀플렉싱 고속 순방향 패킷 접속 방식을사용하는 이동 통신시스템에서 고속 공통 정보 채널 송신전력 제어 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 광대역 시분할 듀플렉싱 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 사용자 단말기로부터 역방향 공통 채널을 통해 채널 품질 관련 정보를 수신하고, 상기 수신한 채널 품질 관련 정보를 가지고 상기 사용자 단말기의 역방향 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 결정한 후, 상기 결정한 목표 신호대 간섭비를 순방향 공통 채널을 통해 상기 사용자 단말기로 전송하여, 상기 사용자 단말기가 상기 목표 신호대 간섭비에 상응하게 역방향 공통 채널 송신 전력을 조정한다.

Description

광대역 시분할 듀플렉싱 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 고속 공통 정보 채널 송신 전력 제어 장치 및 방법{APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER OF HIGH SPEED SHARED INFORMATION CHANNEL IN TIME DIVISION DUPLEXING CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING HIGH SPEED DOWNLINK PACKET ACCESS SCHEME AND METHOD THEREOF}

본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 시분할 듀플렉싱 부호 분할 다중 접속 이동통신 시스템에서 고속 공통 정보 채널의 송신 전력을 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

이동통신시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전해 나가고, 또한 상기 이동통신시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위한 3세대 이동 통신 시스템이 개발되었다. 이런 3세대 이동 통신 시스템은 유럽은 기지국간 비동기방식인 W-CDMA(광대역 코드분할 다중접속)를, 북미는 기지국간 동기방식인 CDMA-2000(다중반송파 코드분할 다중접속) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있다. 상기 W-CDMA 방식은 크게 송신주파수 대역과 수신 주파수 대역을 분리하여 통신을 수행하는 주파수 분할 듀플렉싱(FDD: Frequency Division Duplexing, 이하 "FDD"라 칭하기로 한다) 방식과, 송신 주파수 대역과 수신 주파수 대역을 동일하게 사용하고 다만 시간적으로 분리하여 통신을 수행하는 시분할 듀플렉싱(TDD: Time Division Duplexing, 이하 "TDD"라 칭하기로 한다) 방식의 2가지 방식을 사용하고 있다. 그리고, 상기 TDD 방식은 3.84 Mcps(Mega Chips per second)의 칩 레이트(chip rate)를 사용하는 광대역 시분할 듀플렉싱(이하 "WB-TDD"라 칭하기로 한다) 방식과 1.28 Mcps의 칩 레이트를 사용하는 협대역 시분할 듀플렉싱(이하 "NB-TDD"라 칭하기로 한다) 방식으로 구분된다.

또한, 상기 W-CDMA 통신 시스템에서는 고속의 패킷 서비스를 제공하기 위해 순방향 고속 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 방식을 도입하였다. 일반적으로 상기 HSDPA 방식은 W-CDMA 통신 시스템에서 순방향 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위한 순방향 데이터 채널인 고속 순방향 공통 채널(High Speed - Downlink Shared Channel:HS-DSCH, 이하 HS-DSCH"라 칭하기로 한다)과 이와 관련된 제어채널들을 포함한 데이터 전송방식을 총칭한다. 상기 HSDPA 방식을 지원하기 위해서 적응적 변조방식 및 코딩 방식(Adaptive Modulation and Coding: 이하 "AMC"라 칭하기로 한다)과 복합 재전송 방식(Hybrid Automatic Retransmission Request: 이하 "HARQ"라 칭하기로 한다) 및 빠른 셀 선택(FCS: Fast Cell Selection, 이하 "FCS"라 칭하기로 한다)이 제안되었다.

그러면 여기서 첫 번째로 상기 AMC 방식을 설명하기로 한다.

상기 AMC는 셀(Cell)과 사용자 사이의 채널 상태에 따라 데이터 채널의 변조방식과 코딩방식을 결정해서, 셀 전체의 사용효율을 높여준다. 상기 변조방식과 코딩방식의 조합은 변조 및 부호화 형식(MCS ; Modulation and Coding Scheme)이라고 하며, 레벨(level) 1에서 레벨(level) n까지 복수개의 MCS들을 정의할 수 있다. 상기 AMC는 상기 MCS의 레벨(level)을 사용자와 셀(cell) 사이의 채널 상태에 따라 적응적으로 결정해서, 전체 사용효율을 높여주는 방식을 의미한다.

두 번째로 상기 HARQ 방식을 설명하기로 한다.

상기 HARQ 방식, 즉 다 채널 정지-대기 혼합 자동 재전송(n-channel Stop And Wait Hybrid Automatic Retransmission Request: n-channel SAW HARQ) 방식을 설명하면 다음과 같다. 기존의 ARQ 방식은 사용자 단말과 기지국 제어기(RNC: Radio Resource Controller, 이하 "RNC"라 칭하기로 한다)간에 인지신호(ACK: Acknowledgement, 이하 "ACK"라 칭하기로 한다)와 재전송패킷의 교환이 이루어 졌다. 하지만, HSDPA 방식에서는 사용자 단말과 기지국(Node B)의 매체 접속 제어(MAC: Medium Access Control, 이하 "MAC"이라 칭하기로 한다) HS-DSCH 사이에서 ACK과 재전송패킷이 교환되도록 하였다. 또한, n개의 논리적인 채널을 구성해서 ACK을 받지 않은 상태에서 여러 개의 패킷을 전송할 수 있도록 하였다. 전통적인 정지-대기 자동 재전송(Stop and Wait ARQ) 방식에서는, 이전 패킷의 ACK를 받아야만 다음 패킷을 전송할 수 있다. 이 방식은 패킷을 전송할 수 있음에도 불구하고 ACK을 기다려야 하는 경우가 발생할 수 있다는 단점이 있다. n-channel SAW HARQ에서는 ACK를 받지 않은 상태에서 다수의 패킷을 연속적으로 전송해서 채널의 사용 효율을 높일 수 있다. 사용자 단말과 기지국간에 n 개의 논리적인 채널을 설정하고, 특정 시간 또는 명시적인 채널 번호로 그 채널들을 식별한다면, 수신측인 사용자 단말은 임의의 시점에서 수신한 패킷이 어느 채널에 속한 패킷인지를 알 수 있으며, 수신되어야 할 순서대로 패킷들을 재구성할 수 있다.

세 번째로 상기 FCS 방식을 설명하기로 한다.

HSDPA를 사용하고 있는 사용자 단말이 셀 중첩지역(soft handover region)에 진입할 경우, 가장 양호한 채널상태를 유지하고 있는 셀로부터만 패킷을 전송 받아서 전체적인 간섭(interference)을 줄인다. 또한, 가장 양호한 채널상태를 제공하는 셀이 바뀔 경우, 그 셀의 HS-DSCH를 이용해서 패킷을 전송받으며, 이 때 전송단절시간을 최대한 줄여준다.

그러면 여기서 W-CDMA 이동 통신 시스템의 구조를 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 1은 일반적인 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 W-CDMA 이동 통신 시스템은 코어 네트워크(CN: Core Network, 이하 "CN"이라 칭하기로 한다)(100)와 복수개의 무선 네트워크 서브시스템(RNS: Radio Network Subsystem, 이하 "RNS"라 칭하기로 한다)들(110),(120)과 사용자 단말기(UE: User Equipment, 이하 "UE"라 칭하기로 한다)(130)로 구성된다. 상기 RNS(110) 및 RNS(120)는 무선 네트워크 제어기(RNC: Radio NetworkController, 이하 "RNC"라 칭하기로 한다) 및 복수개의 기지국(Node B)들로 구성된다. 일 예로 상기 RNS(110)는 상기 RNC(111)와 기지국(113) 및 기지국(115)으로 구성되고, 상기 RNS(120)는 상기 RNC(112)와 기지국(114) 및 기지국(116)으로 구성된다. 그리고 상기 RNC는 그 동작에 따라 Serving RNC(이하 "SRNC"라 칭하기로 한다) 혹은 Drift RNC(이하 "DRNC"라 칭하기로 한다) 또는 Controlling RNC(이하 "CRNC"라 칭한다)로 분류된다. 상기 SRNC는 각 UE들의 정보를 관리하고, 또한 상기 CN(100)과의 데이터 전송을 담당하는 RNC를 의미하며, 상기 DRNC는 UE의 데이터가 상기 SRNC가 아닌 다른 RNC를 거쳐 SRNC로 송수신되는 경우 상기 다른 RNC가 된다. 상기 CRNC는 기지국들 각각을 제어하는 RNC이다. 상기 도 1에서 상기 UE(130)의 정보를 RNC(111)가 관리하고 있으면 상기 RNC(111)가 상기 UE(130)에 대한 SRNC로 동작하는 것이고, 상기 UE(130) 가 이동하여 UE(130)의 데이터가 상기 RNC(112)를 통해 송수신되면 상기 RNC(112)가 상기 UE(130)에 대한 DRNC가 되는 것이고, 상기 UE(130)와 통신하고 있는 기지국(113)을 제어하는 RNC(111)가 상기 기지국(113)의 CRNC가 되는 것이다.

그러면 여기서 상기 HSDPA 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 실제 사용자 데이터(user data)를 전송하기 위해 사용되는 채널들에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, 상기 HSDPA 통신 스템에서 사용되는 채널들의 종류를 순방향(DL: DownLink) 채널과 역방향(UL: UpLink) 채널로 구분하면 다음과 같다. 상기 순방향 채널로는 고속 공통 제어 채널(HS-SCCH: High Speed-Shared Control Channel, 이하"HS-SCCH"라 칭하기로 한다)과, 연관 전용 물리 채널(associated DPCH(Dedicated Physical Channel), 이하 "associated DPCH"라 칭하기로 한다)과, 고속 순방향 물리 공통 채널(HS-PDSCH: High Speed-Physical Downlink Shared Channel, 이하 "HS-PDSCH"라 칭하기로 한다) 등이 있으며, 상기 역방향 채널로는 제2 전용 물리 채널(Secondary DPCH, 이하 "Secondary DPCH"라 칭하기로 한다)과, 고속 공통 정보 채널(HS-SICH: High-Speed Shared Information CHannel, 이하 "HS-SICH"라 칭하기로 한다) 등이 있다.

그러면 여기서 상기 채널들중 상기 HS-SCCH의 송신 전력 제어 방법을 설명하기로 한다.

먼저, 상기 송신 전력 제어 방식은 개루프 전력 제어(Open loop power control) 방식과, 폐루프 전력 제어(Closed loop power control) 방식과, 외부 루프 전력 제어(Outer loop power control) 방식 등과 같은 전력 제어 방식과 같은 다수의 형태가 존재한다. 그러면 상기 각각의 전력 제어 방식들, 즉 개루프 전력 제어 방식과, 폐루프 전력 제어 방식과, 외부 루프 전력 제어 방식을 차례로 설명하기로 한다.

첫 번째로, 상기 개루프 전력 제어 방식을 설명하면 다음과 같다.

먼저, UE는 서비스를 받고 있는 기지국으로부터 수신되는 특정 채널, 일 예로 제1 공통 제어 물리 채널(P-CCPCH: Primary Common Control Physical CHannel) 신호에 대한 경로 손실(Propagation loss)을 측정하고, 상기 측정된 경로 손실에 대하여 UE 자신의 역방향 송신 전력을 적절하게 조절함으로 상기 기지국이 UE가 역방향으로 전송하는 채널 신호를 올바르게 수신할 수 있도록 하는 방식이다.

여기서, 상기 제1 공통 제어 물리 채널은 기지국의 정보 및 시스템의 정보(SI: System Information)를 기지국 내의 UE들에게 전송하는 채널이다. 그리고, 상기 제1 공통 제어 물리 채널 신호는 항상 일정한 송신 전력으로 전송되고, 상기 제1 공통 제어 물리 채널 신호의 송신 전력의 크기는 기지국 내의 UE들에게 브로드케스팅(broadcasting)된다. 그러므로 상기 UE는 브로드캐스팅(broadcasting)된 제1 공통 제어 채널 물리 채널 신호의 송신 전력을 사용하여 기지국으로부터 UE까지의 송신 경로 손실을 측정할 수 있게 된다. 그래서 상기 개루프 전력 제어 방식으로 최초에 목표 신호대 간섭비(target SIR(Signal to Interference Ratio))가 결정된다.

두 번째로, 상기 폐루프 전력 제어 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 상기 UE는 기지국으로부터 수신되는 채널 신호를 수신하고, 상기 수신한 채널 신호의 크기, 즉 신호대 간섭비(SIR: Signal to Interference Ratio, 이하 "SIR"이라 칭하기로 한다)를 측정하여 상기 기지국으로부터 수신한 채널 신호의 크기가 미리 설정한 설정 크기, 즉 목표 신호대 간섭비(target SIR, 이하 "target SIR"이라 칭하기로 한다) 미만인 경우는 상기 기지국에게 송신 전력을 높이라는 송신 전력 제어(TPC: Transmit Power Control, 이하 "TPC"라 칭하기로 한다) 명령(command)을 전송한다. 이와는 반대로 상기 기지국으로부터 수신한 신호의 크기가 상기 설정 크기 이상인 경우는 상기 기지국에게 송신 전력을 낮추라는 TPC 명령을 전송한다. 그러면, 상기 기지국은 상기 UE로부터 수신되는 TPC 명령에 따라서상기 UE가 수신하는 채널 신호의 송신 전력이 일정한 레벨을 가질수 있도록 순방향 송신 전력을 조절하게 되는데 이러한 방식이 폐루프 전력제어 방식이다.

세 번째로, 상기 외부 루프 전력 제어 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 상기에서 설명한 폐루프 전력 제어 방식은 목표 신호대 간섭비를 기준으로 전력 제어를 수행하는 방식이다. 그런데 실제 이동 통신 시스템에서 무선 채널 신호의 품질(quality) 평가의 기준은 상기 신호대 간섭비 보다는 오히려 비트 에러율(BER: Bit Error Rate, 이하 "BER"이라 칭하기로 한다) 혹은 블록 에러율(BLER: BLock Error Rate, 이하 "BER"이라 칭하기로 한다)이라고 할 수 있다. 여기서, 상기 BER 혹은 BLER은 양호한 음성 품질 제공을 위해 요구되는 디지털 신호의 오류율 한계를 나타내는 것으로, 통신을 사용하는 사용자의 통신 만족도와 큰 상관을 가진다. 그래서 상기 무선 채널 신호의 바람직한 품질을 유지할 수 있는 목표 비트 에러율(target BER, 이하 "target BER"이라 칭하기로 한다)이 이동 통신 시스템의 특성에 적합하게 설정되어 있다.

그런데, 상기 폐루프 전력 제어 방식만으로 전력 제어를 수행할 경우 같은 SIR을 가진다 할지라도 채널 환경에 따라 실제로 측정되는 BER 혹은 BLER이 변동되기 때문에 target BER보다 높거나 혹은 낮은 BER을 얻게 되어, 결과적으로 상기 이동 통신 시스템 전체의 용량을 비효율적으로 사용하게된다는 문제점이 발생한다. 즉, 상기 SIR과 BER의 대응관계가 채널 환경이나 UE의 이동 속도 등과 같은 외부 요인에 따라 불규칙하게 변동되는 것이다.

그러므로 상기 폐루프 전력 제어 방식에 사용할 target SIR 값을 특정한 값으로 고정시키기 않고 채널 상황에 적응적으로 변동하게 하여, 결과적으로 상기 taregt BER을 유지할 수 있도록 하는 전력 제어가 필요하게 되는데, 이러한 전력 제어 방식이 상기 외부루프 전력 제어 방식이다. 상기 외부 루프 전력 제어 방식은 원하는 특정 성능 지표, 일 예로 상기 target BER을 일정하게 유지하기 위하여 상기 폐루프 전력 제어 방식에 사용되는 target SIR을 채널 상황에 따라 적응적으로 변동시키는 방식이다.

즉, 상기 개루프 전력 제어 방식 혹은 폐루프 전력 제어 방식, 즉 내부 루프(inner loop) 전력 제어 방식은 일반적으로 fast loop이고, 수신단에서 보여지는 경로손실이나 간섭현상에 대해 직접적인 보상이 가능하다. 이와는 달리 상기 외부 루프 전력 제어 방식은 일반적으로 전송량이 적고 지형학적(UE 속도, 다중 경로(multipath)에 대한 정도, 시간에 따른 envelope 통계 등) 요소들이나 혹은 통계학적으로 변하는 채널의 상황에 대한 보상이 가능하다. 여기서, 빠른 속도로의 전력 제어는 고속의 패킷데이터를 전송해야 하는 W-CDMA 통신 시스템의 전력 제어에 있어, 특히 역방향 전력 제어에 있어 가장 중요한 요소이다. 그 이유는 역방향으로 고속의 송신 전력 제어가 이루어지지 않는다면 UE들 각각의 송신전력이 과도하게 될 경우 전체 셀의 통화 품질에 영향을 미칠수 있기 때문에 심각한 시스템 성능 저하를 가지고 오기 때문이다. 일 예로, 서로 다른 UE들 각각에 대해서 기지국이 동일한 송신 전력으로 전력 제어를 수행하지 못할 경우, 상기 기지국에서 근거리에 존재하는 UE는 기지국에서 비교적 원거리에 존재하는 UE들보다는 그 송신 전력이 크게 되어 상기 기지국내 다른 UE들의 통신에 영향을 주게 된다. 즉, near-far Problem을 야기시키게 되는 것이며, 그래서 기지국은 UE들 각각으로부터 수신되는 전력이 모두 동일하게 해주도록 하는 전력 제어를 수행해야만 하는 것이다.

결과적으로, 상기 W-CDMA 통신 시스템에서 송신 전력을 정확하게 제어하기 위해 가장 바람직한 전력 제어 방식은 고속 폐루프 전력 제어 방식이 되는 것이며, 도 2를 참조하여 고속 폐루프 전력 제어 방식을 설명하기로 한다.

상기 도 2는 일반적인 고속 전력 제어 방식에 따른 송신 전력 제어 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저 211단계에서 기지국은 송신 전력 제어에 관련된 파라미터(parameter)들을 초기화한 후 213단계로 진행한다. 여기서, 상기 파라미터들로는 target SIR 혹은 target BER 혹은 target BLER 등이 있다. 상기 213단계에서 상기 기지국은 상기 target SIR 과 target BLER을 디폴트(default) 값으로 설정한 후 215단계로 진행한다. 상기 215단계에서 상기 기지국은 특정 채널 신호, 일 예로 역방향 DPCH 신호를 수신하여 SIR을 측정한 후 217단계로 진행한다. 상기 217단계에서 상기 기지국은 상기 측정한 SIR 값이 상기 target SIR 값을 초과하는지를 검사한다. 상기 검사 결과 상기 측정한 SIR 값이 상기 target SIR 값을 초과할 경우 상기 기지국은 219단계로 진행한다. 상기 219단계에서 상기 기지국은 상기 역방향 DPCH 신호를 송신한 UE에 대해 역방향 송신 전력을 증가시키라는 TPC(up TPC) 명령을 생성한 후 221단계로 진행한다. 상기 221단계에서 상기 기지국은 상기 생성한 up TPC 명령을 상기 UE로 전송하여 상기 UE가 송신 전력을 증가시키도록 제어한 후 227단계로 진행한다.

한편, 상기 217단계에서 상기 기지국은 상기 측정한 SIR 값이 상기 target SIR 값 이하일 경우 223단계로 진행한다. 상기 223단계에서 상기 기지국은 상기 역방향 DPCH 신호를 송신한 UE에 대해 역방향 송신 전력을 감소시키라는 TPC(down TPC) 명령을 생성한 후 225단계로 진행한다. 상기 225단계에서 상기 기지국은 상기 생성한 down TPC 명령을 상기 UE로 전송하여 상기 UE가 송신 전력을 감소시키도록 제어한 후 227단계로 진행한다. 상기 227단계에서 상기 기지국은 상기 UE로부터 전체 블록이 수신되었는지를 검사한다. 상기 검사 결과 전체 블록이 수신되지 않았을 경우 상기 기지국은 상기 217단계로 되돌아간다. 상기 227단계에서 검사 결과 상기 UE로부터 전체 블록이 수신되었을 경우 상기 기지국은 229단계로 진행한다. 상기 229단계에서 상기 기지국은 상기 수신한 전체 블록에 대해서 BLER을 측정하고 상기 측정한 BLER 값이 이전에 측정된 BLER 값 미만인지를 검사한다. 상기 검사 결과 상기 측정한 BLER 값이 이전에 측정된 BLER 값 미만일 경우 상기 기지국은 231단계로 진행한다. 상기 231단계에서 상기 기지국은 상기 UE의 채널 상태가 비교적 양호한 상태인 것으로 판단하여 상기 UE의 target SIR 값을 감소시킨 후 상기 217단계로 되돌아간다. 한편, 상기 229단계에서 검사 결과 상기 측정한 BLER 값이 이전에 측정된 BLER 값 이상일 경우 상기 UE의 채널 상태가 비교적 열악한 상태인 것으로 판단하여 상기 UE의 target SIR 값을 증가시킨 후 상기 217단계로 되돌아간다.

상기 도 2에서 설명한 바와 같이 UE로부터 수신되는 채널 신호에 대해 측정하고, 이에 해당하는 TPC 명령을 송신하여 UE가 상기 TPC 명령에 상응하는 송신 전력 제어를 수행하는 동작은 경로손실이 발생할 가능성이 있는 어떤 큰 채널 상태변화보다도 고속으로 진행되어야만 하고, 또한 중저속의 UE에서 나타나는 레일레이 페이딩의 속도보다도 빨라야 한다. 그래야만 폐루프 전력 제어는 기지국에서 수신하는 모든 역방향 링크 신호들 사이에서의 전력 불균형을 방지할 수 있기 때문이다.

한편, 상기 도 2에서는 내부 루트 전력 제어 방식에 대해서 설명하였으나, 상기에서 설명한 바와 같이 전력 제어 방식에는 외부 루프 전력 제어 방식이 있으며, 상기 외부 루프 전력 제어 방식은 target BER 혹은 target BLER과 같이 대부분 정의된 일정한 품질을 목표로 하거나 각각의 무선 링크의 필요들에 의해 기지국에서 target SIR의 set point를 조정할 수 있다. 요구되어지는 SIR(일반적으로 BLER=1%)은 대부분 UE의 속도나 다중경로 프로파일(profile)에 의해 결정된다. 일 예로 target SIR set point가 UE가 고속일 경우와 최악의 속도일 경우를 가정하면, 상기 UE가 고속일 경우보다는 최악의 속도일 경우에 용량 감소가 발생하게 된다. 그래서 상기 target SIR의 set point를 최저 target SIR 값 근처로 유동성 있게 설정하여 요구되는 target BLER을 획득하도록 한다. 여기서, 상기 target SIR의 set point는 UE의 속도나 혹은 무선 채널 환경의 시간적 변화에 상응하여 변동하게 된다. 결국, 상기 외부 루프 전력 제어 방식은 요구되는 target BLER 값을 고속 전력 제어를 통해 조정함으로써 원하는 품질에서 통화를 유지하는 것을 가능하게 한다.

한편, 상기 송신 전력 제어를 수행하는 또 다른 외부 루프 전력 제어 방식으로서 UE가 네트워크에 품질 측정값을 보고하고, 상기 네트워크가 상기 UE가 보고한 품질 측정값을 가지고서 순방향 고속 전력 제어를 위한 타겟값을 조정하도록 UE에명령하는 네트워크 기반의 순방향 외부 루프 전력 제어 방식이 있다. 상기 네트워크 기반의 순방향 외부 루프 전력 제어 방식은 UE와 RNC사이의 신호 증가와 순방향 전력 제어의 지연을 초래하게 되므로, 일반적으로는 UE 기반의 외부 루프 전력 제어 방식을 사용한다.

한편, 현재 W-CDMA TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH에 대한 송신 전력 제어에 관련된 문제점들을 살펴보면 다음과 같다.

현재, 상기 W-CDMA TDD HSDPA 통신 시스템에서 상기 HS-SICH에 대해서는 개루프 전력 제어 방식만을 적용하고 있으며, 상기 HS-SICH에 대해 폐루프 전력 제어을 수행하기 위해 고려해야할 사항들은 다음과 같다. 일단, HS-SICH는 기존의 DPCH와 같이 연속적으로 매 프레임마다 전송되지 않기 때문에, 많은 시간 지연 등으로 인해 target SIR값의 보정에 필요한 HS-SICH BLER 값을 기지국이 정확히 추출해 낼 수 없다. 여기서, 상기 지연시간이 길게 발생하는 이유는 HS-SICH가 전용 채널(dedicated channel)처럼 지속적으로 기지국과 송수신되는 채널이 아니라 필요에 따라 UE에서 기지국으로 전송하는 채널이기 때문이다. 따라서, 상기에서 설명한 일반적인 외부 루프 전력 제어 방법은 상기 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH의 전력 제어 방법으로 적용되는데 난이점이 있었다.

그래서, 현재 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH에 대해 외부 루프 전력 제어를 적용시키기 위해 다음과 같은 방안들이 제시되었다.

첫 번째로 제시된 방안은 일반적인 WB-TDD 통신시스템에서 운용하고 있는 다른 역방향(uplink) 물리 채널(physical channel)들, 일 예로 DPCH, 물리 역방향 공통 채널(PUSCH: Physical Uplink Shared CHannel)과 같은 역방향 물리 채널의 target SIR 값을 이용하는 방안이다. 그러나 HS-SICH 송신 전력 제어에 상기 물리 역방향 물리 채널의 target SIR 값을 적용하는 것은 실제 HS-SICH 환경에서의 에러 발생율을 반영하여 폐루프를 구성하지 않기 때문에 송신 전력 제어의 정확도가 떨어진다는 문제점이 있다.

두 번째로 제시된 방안은 기지국이 주체가 되어 폐루프 전력 제어를 적용하는 방안, 즉 일 예로 1.28 Mcps TDD 방식의 경우에서와 같이 HS-SICH 송신 전력 제어를 위해 순방향 채널인 HS-SCCH에 TPC 비트를 삽입하여 이를 활용한 TPC based 송신 전력 제어를 적용하는 방안이다. 그러나 상기 HS-SICH에 TPC based 송신 전력 제어를 적용하는 것은 물리 채널상에서 추가적인 자원을 할당해야하기 때문에 자원의 효율성을 저하시킨다는 문제점이 있다.

세 번째로 제시된 방안은 외부 루프 전력 제어를 위한 target SIR 값을 상위 계층에서 무선 자원 제어(RRC: Radio esource Control) 시그널링(signaling)을 이용하여 전송하는 방안이다. 그러나 HS-SICH 송신 전력 제어에 RRC 시그널링을 이용하는 것은 시그널링 오버헤드(overhead)를 초래한다는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 시분할 듀플렉싱 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 고속 공통 정보 채널을 위한 송신 전력 제어 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 고속 순방향 패킷 접속 방식을 사용하는 시분할 듀플렉싱 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 전송 자원 소모를 최소화하는 고속 공통 정보 채널을 위한 송신 전력 제어 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 기지국 방법은; 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 방법에 있어서, 사용자 단말기로부터 역방향 공통 채널을 통해 채널 품질 관련 정보를 수신하는 과정과, 상기 수신한 채널 품질 관련 정보를 가지고 상기 사용자 단말기의 역방향 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 결정하는 과정과, 상기 결정한 목표 신호대 간섭비를 순방향 공통 채널을 통해 상기 사용자 단말기로 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 사용자 단말기 방법은; 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 순방향 공통 채널을 통해 역방향 공통 채널 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 수신하는 과정과, 현재 역방향 공통 채널 송신에 적용하고 있는 송신 전력을 상기 목표 신호대 간섭비에 상응하게 조정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 기지국 장치는; 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 장치에 있어서, 사용자 단말기로부터 역방향 공통 채널 신호를 수신하고, 상기 수신한 역방향 공통 채널 신호에서 채널 품질 관련 정보를 검출하는 수신기와, 상기 채널 품질 관련 정보를 가지고 상기 사용자 단말기의 역방향 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 결정하고, 상기 결정한 목표 신호대 간섭비를 순방향 공통 채널을 통해 상기 사용자 단말기로 전송하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 사용자 단말기 장치는; 기지국으로부터 순방향 공통 채널 신호를 수신하고, 상기 수신한 순방향 공통 채널 신호에서 역방향 공통 채널 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 검출하는 수신기와, 상기 목표 신호대 간섭비를 가지고 현재 역방향 공통 채널 송신에 적용하고 있는 송신 전력을 상기 목표 신호대 간섭비에 상응하게 조정하여 상기 역방향 공통 채널 신호를 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.

도 1은 일반적인 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 2는 일반적인 고속 전력 제어 방식에 따른 송신 전력 제어 과정을 도시한 순서도

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 시분할 듀플렉싱 순방향 고속 패킷 접속 통신 시스템에서 고속 공통 정보 채널 송신 전력 제어 과정을 도시한 순서도

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기지국이 UE로 전송할 target SIR 값 및 그 보고값을 매핑한 테이블을 도시한 도면

도 5는 일반적인 광대역 시분할 듀플렉싱 순방향 고속 패킷 접속 통신 시스템의 고속 공통 제어 채널 슬롯 포맷을 도시한 도면

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 광대역 시분할 듀플렉싱 순방향 고속 패킷접속 통신 시스템에서 제안하고 있는 고속 공통 제어 채널 슬롯 포맷을 도시한 도면

도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 광대역 시분할 듀플렉싱 순방향 고속 패킷 접속 통신 시스템에서 제안하고 있는 고속 공통 제어 채널 슬롯 포맷을 도시한 도면

도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 송신기 내부 구조를 도시한 도면

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 시분할 듀플렉싱(이하 "WB-TDD"라 칭하기로 한다) 순방향 고속 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 고속 공통 정보 채널 송신 전력 제어 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 도 3에는 기지국(Node B)과 사용자 단말기(UE: User Equipment, 이하 "UE"라 칭하기로 한다)의 동작이 혼재하여 존재하며, 다만 설명의 편의상 한 순서도내에 표시하였음을 유의하여야 한다. 상기 도3을 참조하면, 먼저 UE는 311단계에서 기지국으로 고속 공통 정보 채널(HS-SICH: High-Speed Shared Information CHannel, 이하 "HS-SICH"라 칭하기로 한다) 신호를 전송한 후 313단계로 진행한다. 상기 313단계에서 상기 기지국은 상기 UE가 송신한 HS-SICH 신호를 수신하고, 상기 수신한 HS-SICH 신호를 상기 UE에서 적용한 채널 코딩(channel coding) 방식에 상응하게 채널 디코딩(decoding)한 후 315단계로 진행한다. 상기 315단계에서 상기 기지국은 상기 채널 디코딩한 HS-SICH 신호를 분석하여 에러 통계(error statistics)와 목표 신호대 간섭비(target SIR(Signal to Interference Ratio), 이하 "target SIR"이라 칭하기로 한다)를 검출한 후 317단계로 진행한다. 여기서, 상기 HS-SICH에 포함되는 데이터는 인지(ACK)/부정적 인지(NACK)를 나타내는 ACK/NACK 1비트(1bit)와, 전송 블록 셋 사이즈(TBSS: Transport Block Set Size)를 나타내는 6비트와, 변조 포맷(MF: Modulation Format, 이하 "MF"라 칭하기로 한다)을 나타내는 1비트가 있다. 여기서, 상기 변조 포맷 정보의 경우 상기 HS-SICH 전송에 적용된 변조 포맷을 나타내는데, 일반적으로 채널 환경이 좋을 경우에는 ACK 신호의 전송이 이루어지고, 비교적 높은 레벨의 변조 및 높은 채널부호화율의 코딩 방식을 적용하고, 채널 환경이 열악할 경우에는 NACK 신호의 전송이 이루어지고, 비교적 낮은 레벨의 변조 및 낮은 채널부호화율의 코딩 방식을 적용하기 때문에 상기 기지국은 상기 변조 포맷 정보를 보고서 UE 채널 환경을 파악할 수도 있다. 그래서 상기 UE 채널 환경이 비교적 양호할 경우에는 현재의 target SIR을 그대로 유지하거나 혹은 내리고, 이와는 반대로 UE 채널 환경이 열악할 경우에는 현재의 target SIR을 올려서 원하는 채널 품질을 유지하도록제어한다.

상기 317단계에서 상기 기지국은 상기 검출한 에러 통계 및 target SIR에 상응하게 상기 UE로 전송할 고속 공통 제어 채널(HS-SCCH: High Speed-Shared Control Channel, 이하 "HS-SCCH"라 칭하기로 한다) 신호에 적용할 슬롯 포맷(slot format)을 결정하고 319단계로 진행한다. 여기서, 상기 HS-SCCH에 적용할 슬롯 포맷은 본 발명에서는 2가지로 정의하고 있으며, 하기에서 설명할 도 6 및 도 7에 새롭게 제안된 HS-SCCH 슬롯 포맷이 개시되어 있으므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 319단계에서 상기 기지국은 상기 결정한 전송 포맷에 상응하게 상기 HS-SCCH 신호를 상기 UE로 전송하고 321단계로 진행한다. 여기서, 상기 기지국은 상기 HS-SCCH에 상기 검출한 target SIR을 포함시켜 전송한다. 상기 321단계에서 상기 UE는 상기 기지국에서 전송한 HS-SCCH 신호를 수신하고, 상기 수신한 HS-SCCH 신호를 상기 기지국에서 적용한 전송 포맷에 상응하게 채널 디코딩하여 상기 HS-SCCH 신호에 포함되어 있는 target SIR을 검출한다. 그리고 나서 상기 UE는 상기 검출한 target SIR에 상응하게 HS-SICH 송신 전력을 조정한 후 종료한다. 여기서, 상기 검출한 target SIR에 상응하게 HS-SICH 송신 전력을 조정한다 함은 상기 UE에 현재 저장되어 있는 target SIR을 상기 HS-SCCH 신호에서 검출한 target SIR로 보정하고, 상기 보정된 target SIR을 이용하여 상기 HS-SICH 송신 전력을 변경시킴을 의미한다. 결국, 상기 UE는 HS-SICH를 통해 UE 자신의 무선 채널 자원(radio channel resource)에 관련된 정보들, 일 예로 채널 품질(channel quality) 정보등을 상기 기지국으로 전송하고, 이에 상기 기지국은 상기 UE의 무선채널 자원 관련 정보들에 상응하게 상기 UE에 적용할 target SIR을 결정하여 상기 UE로 전송한다. 그러면 상기 UE는 상기 기지국에서 전송한 target SIR을 가지고 HS-SICH 송신 전력을 조정함으로써 결과적으로 외부 루프 전력 제어(Outer loop power control)를 가능하게 한다.

그러면 여기서 종래의 HS-SICH 송신 전력 제어 방식인 개루프 전력 제어(Open loop power control) 방식과 본 발명의 실시예에 따른 폐루프 전력 제어(Closed loop power control) 방식인 외부 루프 전력 제어 방식에 따른 HS-SICH 송신 전력을 비교해 보면 다음과 같다.

먼저, 종래의 HS-SICH 송신 전력 제어 방식인 개루프 전력 제어 방식은 경로 손실(path loss)을 보상하고, 역방향 링크(uplink) 간섭(interference)들에 의한 신호 감쇄를 보상하는데 그 목적이 있었으며, 상기 종래의 HS-SICH 송신 전력 제어 방식인 개루프 전력 제어 방식에 따른 HS-SICH 송신 전력은 하기 수학식 1과 같다.

상기 수학식 1에서, L_PCCPCH는 기준(beacon) 채널인 제1 공통 제어 물리 채널(PCCPCH: Primary Common Control Physical CHannel, 이하 "PCCPCH"라 칭하기로 한다)의 측정을 통해서 획득되는 경로 손실[dB]을 나타내며, I_BTS는 수신기(receiver), 즉 기지국에서 측정되는 간섭 신호의 전력[dBm]을 나타내며, HS-SICH Constant value는 주어진 HS-SICH 채널의 요구되는 통화품질을 만족시키기위한 전송전력을 유지하기 위한 파워오프셋 값으로 정의된다.

다음으로, 본 발명의 실시예에 따른 HS-SICH 송신 전력 제어 방식인 외부 루프 전력 제어 방식에 HS-SICH 송신 전력은 하기 수학식 2와 같다.

상기 수학식 2에서, L₀는 폐루프 전력 제어 방식, 즉 외부 루프 전력 제어 방식을 사용함으로 인한 long term의 평균 경로 손실[dB]을 나타내며, α는 경로 손실 측정의 정확도를 나타내는 가중치 파라미터(weighting parameter)를 나타내며, SIR_TARGET은 일정 통화 품질을 유지하기 위한 target SIR 값[dB]을 나타낸다.

그러면 다음으로 도 4를 참조하여 기지국에서 UE로 전송할 target SIR의 범위에 따른 보고 값을 설명하기로 한다.

상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기지국이 UE로 전송할 target SIR 값 및 그 보고값을 매핑한 테이블을 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저, 상기 테이블(table)에는 기지국이 UE에게 전송할 측정 target SIR 값(measured quantity value) 및 해당 target SIR 값에 상응하는 보고값(reported value)이 매핑되어 있다. 일 예로 상기 측정 target SIR 값이 -11[dB]일 경우에는 상기 보고값으로 UE_SIR_target_00이 매핑되어 있으며, 상기 기지국은 상기 보고값 UE_SIR_target_00을 HS-SCCH에 포함시켜 UE로 전송하고, 상기 UE는 상기 HS-SCCH 신호를 수신하여 상기 보고값 UE_SIR_target_00을 검출하고,상기 보고값 UE_SIR_target_00에 상응하는 target SIR 값, 즉 -11[dB]를 인식하게 된다. 상기 테이블에서는 서로 다른 64개의 측정 target SIR 값 및 그에 매핑되는 보고값들이 저장되어 있으며, 따라서 상기 기지국이 상기 UE로 target SIR 값을 보내기 위해서는 6비트(6bits)가 필요하다.

한편, 상기 도 4에서는 상기 target SIR 값 자체를 대응하는 보고값에 매핑하는 경우를 일 예로하여 설명하였으나, 이와는 달리 상기 UE에는 최초에 호 셋업(call setup)시에 target SIR값이 설정되어 있기 때문에, 현재 UE에 설정되어 있는 미리 설정되어 있는 단위값으로 target SIR 값을 증가(up) 혹은 감소(down)시키는 형태로 그 증가분이나 감소분만을 보고값으로 매핑하는 것도 가능할 것이다. 이 경우 target SIR 증가를 일 예로 "1"로 설정하고, target SIR 감소를 일 예로 "0"으로 설정할 경우 기지국이 상기 UE로 target SIR에 관한 정보를 보내기 위해서는 1비트가 필요하게 된다.

그러면 다음으로 상기 본 발명의 실시예에 따른 HS-SICH 외부 루프 전력 제어를 지원하기 위한 HS-SCCH 프레임(frame)의 슬롯 포맷(slot format)을 설명하기로 한다.

상기 본 발명의 실시예에 따른 HS-SICH 외부 루프 전력 제어를 지원하기 위한 HS-SCCH 슬롯 포맷을 설명하기에 앞서 현재 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 제안하고 있는 HS-SCCH 슬롯 포맷을 도 5를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 5는 일반적인 WB-TDD HSDPA 통신 시스템의 HS-SCCH 슬롯 포맷을 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 먼저, 상기 HS-SCCH를 통해 전송되는 데이터(data)는 전송 포맷 자원 정보(TFRI: Transport Format and Resource related Information, 이하 "TFRI"라 칭하기로 한다)와, 복합 재전송 방식(Hybrid Automatic Retransmission Request: 이하 "HARQ"라 칭하기로 한다) 관련 정보와, UE 식별자(UE-ID, 이하 "UE-ID"라 칭하기로 한다)가 있다. 여기서, 상기 TFRI는 HSDPA 서비스 데이터를 전송하기 위한 순방향 데이터 채널인 고속 순방향 공통 채널(High Speed - Downlink Shared Channel:HS-DSCH, 이하 HS-DSCH"라 칭하기로 한다)를 전송시 적용할 채널화 코드(channelization code) 정보와, 상기 HSDPA 서비스 데이터를 전송할 타임 슬럿(time slot)의 동적 할당과 관련된 자원(resource) 할당에 대한 정보와, 변조방식에 대한 정보 및 전송 블록 사이즈(TBS: Transport block size)에 대한 정보들을 포함한다. 상기 HARQ 관련 정보는 HARQ 방식을 도입함으로 인해 이전에 전송한 데이터와 현재 전송하는 데이터와의 상관관계, 일 예로 재전송 여부 등과 같은 정보들을 포함한다. 상기 UE ID는 상기 HS-SCCH 신호를 수신할 UE를 나타내는 식별자이다.

상기 TFRI와, HARQ 관련 정보와, UE ID는 상기 HS-SCCH에 적용되는 확산 계수(SF: Spreading Factor, 이하 "SF"라 칭하기로 한다)가 얼마인지에 따라 그 전송 비트수들이 결정되며, 상기 도 5에서는 SF 16이 적용된 경우를 일 예로 하여, 상기 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, UE ID가 10비트로 결정된다. 상기 HS-SCCH는 코딩 및 다중화(coding and multiplexing) 과정을 통해 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, CRC(Cyclick Redundancy Check)/UE ID가 16비트로 생성된다. 이렇게 코딩 및 다중화된 HS-SCCH는 테일 비트 첨가(tail bit attachment) 과정을 통해 테일 비트 8비트가 첨가되고, 따라서 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, CRC/UE ID가 16비트, 테일 비트가 8비트의 총 62비트로 생성된다.

상기 테일 비트 첨가 과정을 통한 HS-SCCH는 상기 HS-SCCH에 설정되어 있는 코딩 방식(coding scheme), 일 예로 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식으로 코딩된다. 여기서, 상기 코딩 레이트(coding rate) 1/3의 컨벌루셔널 코딩 방식을 적용하였으며, 따라서 상기 코딩된 HS-SCCH는 총 186비트로 생성된다. 이렇게 코딩된 HS-SCCH는 실제 물리 채널(physical channel)을 통해 전송될 데이터량을 고려하여 레이트 매칭(rate matching)된다. 이렇게 레이트 매칭된 HS-SCCH는 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 2차 인터리빙(2nd interleaving)되고, 상기 2차 인터리빙된 HS-SCCH는 실제 물리 채널을 통한 슬롯 포맷에 상응하게 제1필드(field 1) 122비트와, 미드앰블(midamble) 필드 512칩(512 chips)과, 제2필드(field 2) 122비트와, 보호 구간 필드(guard interval field) 96칩으로 버스트 생성(burst forming)된다.

다음으로 도 6을 참조하여 상기 본 발명의 실시예에에 따른 HS-SICH 외부 루프 전력 제어를 위한 HS-SCCH 슬롯 포맷을 설명하기로 한다.

상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 제안하고 있는 HS-SCCH 슬롯 포맷을 도시한 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 먼저, 상기 HS-SCCH를 통해 전송되는 데이터는 TFRI와, HARQ 관련 정보와, target SIR과, UE-ID가 있다. 상기 TFRI와, HARQ 관련 정보와, target SIR과, UE ID는 상기 HS-SCCH에 적용되는 SF가 얼마인지에 따라 그 전송 비트수들이 결정되며, 상기 도 6에서는 SF 16이 적용된 경우를 일 예로 하여, 상기 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, target SIR가 6비트, UE ID가 10비트로 결정된다. 상기 HS-SCCH는 코딩 및 다중화 과정을 통해 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, target SIR가 6비트, CRC/UE ID가 16비트로 생성된다. 이렇게 코딩 및 다중화된 HS-SCCH는 테일 비트 첨가 과정을 통해 테일 비트 8비트가 첨가되고, 따라서 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, CRC/UE ID가 16비트, 테일 비트가 8비트의 총 68비트로 생성된다.

상기 테일 비트 첨가 과정을 통한 HS-SCCH는 상기 HS-SCCH에 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 컨벌루셔널 코딩 방식으로 코딩된다. 여기서, 상기 코딩 레이트 1/3의 컨벌루셔널 코딩 방식을 적용하였으며, 따라서 상기 코딩된 HS-SCCH는 총 204비트로 생성된다. 이렇게 코딩된 HS-SCCH는 실제 물리 채널을 통해 전송될 데이터량을 고려하여 레이트 매칭된다. 이렇게 레이트 매칭된 HS-SCCH는 버스트 에러 방지를 위해 2차 인터리빙되고, 상기 2차 인터리빙된 HS-SCCH는 실제 물리 채널을 통한 슬롯 포맷에 상응하게 제1필드 122비트와, 미드앰블 필드 512칩과, 제2필드 122비트와, 보호 구간 필드 96칩으로 버스트 생성된다.

여기서, 일반적인 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH에 외부 루프 전력 제어 방식을 적용할 경우를 고려하면, 일단은 UE가 전송한 HS-SICH 신호를 가지고 측정한 target SIR을 기지국이 무선 네트워크 제어기(RNC: Radio Network Controller, 이하 "RNC"라 칭하기로 한다)로 전송하기 위해 상기 기지국과 RNC간의인터페이스인 Iub 인터페이스(interface)를 새롭게 구성해야만 하고, 상기 Iub 인터페이스를 통해 상기 기지국은 상기 RNC로 상기 측정한 target SIR을 전송해야한다. 그러면 상기 RNC는 RRC 시그널링을 통해 상기 UE로 상기 기지국으로부터 수신한 target SIR을 전송하고, 이에 상기 UE가 상기 RNC로부터 수신한 target SIR에 상응하게 HS-SICH 송신 전력을 조정하게 된다. 즉, 일반적인 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH에 외부 루프 전력 제어 방식을 적용할 경우 새로운 Iub 인터페이스와, 추가적인 RRC 시그널링이 필요하기 때문에, 계층 2(layer 2) 혹은 계층 3(layer 3)등에 많은 impact을 가져올 뿐만 아니라 시그널링으로 인한 시간 지연역시 발생할 것이다.

그러나 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따라 HS-SICH에 외부 루프 전력 제어 방식을 적용할 경우를 고려하면 기지국에서 HS-SCCH를 통해 target SIR을 물리적으로 전송함으로써, 시그널링 지연이나 혹은 계층 2(layer 2) 혹은 계층 3(layer 3)등에 impact을 주지않는다. 물론, 상기 impact을 target SIR을 상기 HS-SCCH에 포함시켜 전송함으로써 상기 HS-SCCH를 통해 전송할 데이터량이 증가하는 것은 사실이지만, 상기 데이터량의 증가는 시스템 전체에 거의 영향을 미치지 않는다.

다음으로 도 7을 참조하여 상기 본 발명의 다른 실시예에에 따른 HS-SICH 외부 루프 전력 제어를 위한 HS-SCCH 슬롯 포맷을 설명하기로 한다.

상기 도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 제안하고 있는 HS-SCCH 슬롯 포맷을 도시한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, 먼저, 상기 HS-SCCH를 통해 전송되는 데이터는 TFRI와, HARQ 관련 정보와, target SIR과, UE-ID가 있다. 상기 TFRI와, HARQ 관련 정보와, target SIR과, UE ID는 상기 HS-SCCH에 적용되는 SF가 얼마인지에 따라 그 전송 비트수들이 결정되며, 상기 도 7에서는 SF 16이 적용된 경우를 일 예로 하여, 상기 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, target SIR가 6비트, UE ID가 10비트로 결정된다. 상기 HS-SCCH는 코딩 및 다중화 과정을 통해 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, target SIR가 6비트, CRC/UE ID가 12비트로 생성된다. 이렇게 코딩 및 다중화된 HS-SCCH는 테일 비트 첨가 과정을 통해 테일 비트 8비트가 첨가되고, 따라서 TFRI가 31비트, HARQ 관련 정보가 7비트, CRC/UE ID가 12비트, 테일 비트가 8비트의 총 68비트로 생성된다. 여기서, 상기 도 7에서는 상기 도 6과 상이하게 CRC/UE ID를 12비트로 감소시킨다. 일반적으로, UE ID는 길이가 10비트로 16비트의 CRC와 조합한 형태로 생성되나, 상기 도 7에서는 UE ID의 뒷부분에 0을 패딩(padding)하여 만든 12비트의 확장(extended) UE ID로 생성하고, CRC 비트들과 modulo 2 가산 연산을 적용한 스크램블링(scrambling)을 수행하여 12비트의 CRC 에러 검출 효과를 가질 수 있다.

상기 테일 비트 첨가 과정을 통한 HS-SCCH는 상기 HS-SCCH에 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 컨벌루셔널 코딩 방식으로 코딩된다. 여기서, 상기 코딩 레이트 1/3의 컨벌루셔널 코딩 방식을 적용하였으며, 따라서 상기 코딩된 HS-SCCH는 총 192비트로 생성된다. 이렇게 코딩된 HS-SCCH는 실제 물리 채널을 통해 전송될 데이터량을 고려하여 레이트 매칭된다. 이렇게 레이트 매칭된 HS-SCCH는 버스트 에러방지를 위해 2차 인터리빙되고, 상기 2차 인터리빙된 HS-SCCH는 실제 물리 채널을 통한 슬롯 포맷에 상응하게 제1필드 122비트와, 미드앰블 필드 512칩과, 제2필드 122비트와, 보호 구간 필드 96칩으로 버스트 생성된다. 결과적으로 상기 도 7에서 설명한 HS-SCCH 슬롯 포맷은 상기 도 6에서 설명한 HS-SCCH 슬롯 포맷에 비해 전송하는 데이터량이 감소되므로 전송 이득을 얻게 된다.

다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 송신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 송신기 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 8을 참조하면, HS-SCCH 데이터, 즉 TFRI(801)와, HARQ 관련 정보(802)와, UE ID(803)와, target SIR(804)는 부호기(805)로 입력되고, 상기 부호기(805)는 상기 입력된 TFRI(801)와, HARQ 관련 정보(802)와, UE ID(803)와, target SIR(804)을 미리 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 코딩 레이트 1/3의 컨벌루셔널 코딩 방식으로 부호화한후 레이트 매칭기(806)로 출력한다. 상기 레이트 매칭기(806)는 상기 부호기(805)에서 출력한 신호를 입력하여 실제 물리 채널에서 전송될 데이터량과 일치하도록 레이트 매칭한 후 인터리버(interleaver)(807)로 출력한다. 여기서, 상기 레이트 매칭기(806)는 상기 부호기(805)에서 출력한 신호가 상기 물리 채널에서 전송할 데이터량과 비교하여 볼 때 그 데이터량이 상기 물리 채널에서 전송할 데이터량을 초과할 경우에는 천공(puncturing)하고, 이와는 반대로 물리 채널에서 전송할 데이터량에 못미칠 경우에는 반복(repetiton)하여 상기물리 채널에서 전송할 데이터량과 일치시킨다. 상기 인터리버(807)는 상기 레이트 매칭기(806)에서 출력한 신호를 입력하여 버스트 에러 방지를 위해 미리 설정되어 있는 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후 확산기(spreader)(809)로 출력한다. 상기 확산기(809)는 상기 인터리버(807)에서 출력한 신호를 상기 HS-SCCH에 설정되어 있는 채널화 코드 C_OVSF를 가지고 확산한 후 곱셈기(811)로 출력한다. 상기 곱셈기(811)는 상기 확산기(809)에서 출력한 신호를 미리 설정되어 있는 이득 파라미터(gain parameter)와 곱한 후 곱셈기(812)로 출력한다. 상기 곱셈기(812)는 상기 곱셈기(811)에서 출력한 신호를 미리 설정되어 있는 스크램블링 코드 C_SCRAMBLE와 곱한 후 다중화기(813)로 출력한다. 여기서, 상기 곱셈기(812)는 스크램블러(scrambler)로서 동작하는 것이다. 상기 다중화기(813)는 상기 곱셈기(812)에서 출력한 신호와 미드앰블(814)을 입력하여 다중화한 후 변조기(815)로 출력한다. 여기서, 상기 다중화기(813)는 상기 곱셈기(812)에서 출력한 신호를 두 부분으로 분할하고, 상기 분할된 두 부분의 신호들 사이에 상기 미드앰블(814)을 삽입하여 다중화하는 것이다. 그리고, 상기 두 부분의 신호들과 미드앰블(814), 그리고 보호 구간이 하나의 역방향 타임 슬럿을 구성한다. 상기 미드앰블(814)은 동일한 타임 슬롯을 사용하는 UE의 구별 혹은 동일한 타임 슬롯을 사용하는 기지국 채널들의 구별에 사용되며, 순방향/역방향 전송에 있어서 채널 추정에 사용되고, 순방향 전송에 있어서 기지국에서 UE로 채널 경로에 따른 손실이 얼마인지 측정하는데 사용되거나 혹은 기지국들 각각이 서로 다른 미드앰블을 사용함으로써 기지국의 구별에도 사용된다. 상기 미드앰블(814)에는 특정 시퀀스가 사용되며, 상기 특정 시퀀스의 종류는 128개가 있다. 각 기지국은 상기 특정 시퀀스들 중 하나의 시퀀스를 사용하여 상기 기지국내의 UE들 각각은 상기 특정 시퀀스의 시프트 버전을 사용한다. 또한 상기 보호 구간은 순방향 타임 슬럿과 역방향 타임 슬럿이 오버랩(overlap)되면서 발생하는 간섭과 같은 역방향/순방향 타임 슬롯 사이에서 발생하는 다중 경로 지연에 의한 간섭을 제거하기 위한 구간으로 실질적으로 상기 보호 구간을 통해서는 어떤 신호도 전송되지 않는다.

상기 변조기(815)는 상기 다중화기(813)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국에 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리기(816)로 출력한다. 여기서, 상기 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 혹은 8PSK(8 Phase Shift Keying) 등과 같은 방식이 사용될 수 있다. 상기 RF 처리기(816)는 상기 변조기(815)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 대역 신호로 변환한 후 안테나(antenna)(817)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

한편, 상기 도 8에는 도시하지는 않았으나 상기 기지국에는 HS-SICH 신호를 수신하는 수신기를 구비하고 있음은 물론이며, 상기 수신기는 사용자 단말기들로부터 수신되는 HS-SICH 신호를 분석하고, 상기에서 설명한 바와 같이 제어기(도시하지 않음)가 상기 분석한 HS-SICH 신호를 가지고 상기 UE의 채널 환경을 판단하고, 상기 UE의 채널 환경에 따라 target SIR을 결정하게 되는 것이다. 그래서 상기 제어기에서 결정한 target SIR이 상기 부호기(805)로 제공되는 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나,본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, WB-TDD HSDPA 통신 시스템에서 HS-SICH 송신 전력 제어를 외부 루프 전력 제어 방식으로 제어하도록 한다. 이렇게 HS-SICH 송신 전력 제어를 외부 루프 전력 제어 방식으로 제어함으로써 UE들로부터의 HS-SICH 송신이 역방향 간섭으로 작용하던 문제점이나 혹은 UE들로부터 정확한 HS-SICH를 수신하지 못해 발생하던 문제점들을 제거할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명의 외부 루프 전력 제어 방식을 이용한 HS-SICH 송신 전력 제어는 별도의 시그널링이나 혹은 별도의 계층 구조 변경 없이도 target SIR만을 이용하여 수행함으로써 전송 자원 효율성을 최대화한다는 이점을 가진다.

Claims (16)

1. 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 방법에 있어서,

   사용자 단말기로부터 역방향 공통 채널을 통해 채널 품질 관련 정보를 수신하는 과정과,

   상기 수신한 채널 품질 관련 정보를 가지고 상기 사용자 단말기의 역방향 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 결정하는 과정과,

   상기 결정한 목표 신호대 간섭비를 순방향 공통 채널을 통해 상기 사용자 단말기로 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 역방향 공통 채널은 고속 공통 정보 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 순방향 공통 채널은 고속 공통 제어 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 고속 공통 제어 채널은 적어도 상기 목표 신호대 간섭비를 나타내는 필드를 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
5. 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 방법에 있어서,

   기지국으로부터 순방향 공통 채널을 통해 역방향 공통 채널 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 수신하는 과정과,

   현재 역방향 공통 채널 송신에 적용하고 있는 송신 전력을 상기 목표 신호대 간섭비에 상응하게 조정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 제5항에 있어서,

   상기 역방향 공통 채널은 고속 공통 정보 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 제5항에 있어서,

   상기 순방향 공통 채널은 고속 공통 제어 채널임을 특징으로 하는 상기 방법.
8. 제7항에 있어서,

   상기 고속 공통 제어 채널은 적어도 상기 목표 신호대 간섭비를 나타내는 필드를 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
9. 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 장치에 있어서,

   사용자 단말기로부터 역방향 공통 채널 신호를 수신하고, 상기 수신한 역방향 공통 채널 신호에서 채널 품질 관련 정보를 검출하는 수신기와,

   상기 채널 품질 관련 정보를 가지고 상기 사용자 단말기의 역방향 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 결정하고, 상기 결정한 목표 신호대 간섭비를 순방향 공통 채널을 통해 상기 사용자 단말기로 전송하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
10. 제9항에 있어서,

    상기 역방향 공통 채널은 고속 공통 정보 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
11. 제9항에 있어서,

    상기 순방향 공통 채널은 고속 공통 제어 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
12. 제11항에 있어서,

    상기 고속 공통 제어 채널은 적어도 상기 목표 신호대 간섭비를 나타내는 필드를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
13. 이동 통신 시스템에서 역방향 송신 전력을 제어하는 장치에 있어서,

    기지국으로부터 순방향 공통 채널 신호를 수신하고, 상기 수신한 순방향 공통 채널 신호에서 역방향 공통 채널 송신 전력을 조정하기 위한 목표 신호대 간섭비를 검출하는 수신기와,

    상기 목표 신호대 간섭비를 가지고 현재 역방향 공통 채널 송신에 적용하고 있는 송신 전력을 상기 목표 신호대 간섭비에 상응하게 조정하여 상기 역방향 공통 채널 신호를 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
14. 제13항에 있어서,

    상기 역방향 공통 채널은 고속 공통 정보 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
15. 제13항에 있어서,

    상기 순방향 공통 채널은 고속 공통 제어 채널임을 특징으로 하는 상기 장치.
16. 제15항에 있어서,

    상기 고속 공통 제어 채널은 적어도 상기 목표 신호대 간섭비를 나타내는 필드를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.