KR20030080204A

KR20030080204A - 무선 통신 시스템들에서의 에러 검출 방법들

Info

Publication number: KR20030080204A
Application number: KR10-2003-0019529A
Authority: KR
Inventors: 다스아르나브; 칸파루크울라; 삼파쓰아쉰; 수수안-정
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 2002-04-05
Filing date: 2003-03-28
Publication date: 2003-10-11
Also published as: DE60309007T2; DE60307800T2; EP1487120B1; EP1487118A3; EP1355430B1; EP1487120A3; EP1487119A3; DE60309007D1; EP1487118A2; EP1487119A2; EP1487119B1; EP1355430A1; DE60307800D1; EP1487120A2; JP2003318745A; DE60309140D1; US7162675B2; DE60300836D1; DE60309140T2; US20030192003A1

Abstract

에러 검출 방법은 무선 통신 시스템에서 사용자 장비(UE)에 의해 동시에 수신되는 각각의 제어 채널의 일부를 디코딩하는 단계를 포함한다. UE에는 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하는 기술들이 제공된다. 하나 이상의 제어 채널이 성공적으로 수신되었으면, 방법은, 특정한 UE에 대해 정확한 제어 채널을 선택하도록 "타이-브레이킹(tie-breaking)" 메커니즘으로서의 역할을 하는 계산된 경로 메트릭 차들(path metric differences; PMD)에 기초하여 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 단지 하나를 선택한다.

Description

무선 통신 시스템들에서의 에러 검출 방법들{Error detection methods in wireless communication systems}

1. 기술 분야

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템들에 관한 것으로, 특히, 그러한 시스템들의 제어 채널들에서 송신되는 정보를 평가하기 위한 에러 검출 방법들에 관한 것이다.

2. 관련 기술의 설명

거의 모든 무선 통신 시스템들은 프레임으로서 정의된 일정한 수의 비트들이 함께 인코딩되고 송신되는 "프레임-단위" 통신을 채용한다. 대부분의 시스템들은, 콘벌루션 또는 터보 에러 정정 코드(convolutional or Turbo error correction code)와 같은 내부 에러 정정 코드(inner error correction code) 및 외부 에러 검출 코드(outer error detection code)를 갖는 각각의 프레임에 대한 연결된 코딩(concatenated coding)을 채용한다.

도 1은 기지국의 송신기에서 전형적인 연결된 코드 구조를 형성하기 위한 처리 흐름을 도시한다. 도시된 바와 같이, 에러 검출 코드는 110에서 k개의 비트들을 포함하는 데이터 채널의 프레임에 부가된다. 전형적으로, 길이 p를 갖는 것으로 본 명세서에 도시된 순환 중복 검사(cyclic redundancy check; CRC) 코드는 에러 검출 코드로서 이용된다. CRC 비트들은 k개의 정보 비트들에 기초하여 연산된다. CRC 코드는 프레임에 추가되고(예를 들어, k+p개의 비트들), 이어서, 120에서 에러 정정 인코딩을 통해 통과된다. 에러 정정 코드는, 예컨대, 1/r의 비율을 갖는 콘벌루션 코드이며, 여기서, r>1이다. 에러 정정 인코딩 후에, 비트들의 수는, 이어서 변조기로 통과되고 채널 상에서 송신되는 (r^*(k+p))과 같다. 사용자 장비(예를 들어, 이동국)의 수신기에서 에러 정정 코드 디코더는 채널 상에 발생하는 임의의 비트 에러들을 정정하도록 시도할 것이다.

대부분의 경우들에서, 프레임은 에러 검출 코드에 기초한 송신에서 수신기가 정정할 수 없는 에러를 검출할 때 폐기된다. 이는, 재송신이 이어서 수행되는지 여부에 의존하여, 정보의 손실 또는 지연을 가져온다. 가장 폭넓게 이용된 에러 검출 코드는 전술된 CRC 코드이다. 표준 CRC 코드들은 8, 12, 16, 24 및/또는 32 비트들의 비트 길이들을 포함한다. 에러 검출 코드들의 신용(interest with error detection codes) 또는 성능 지수(figure of merit)는 검출 안된 에러, 즉, 내부 에러 정정 코드의 이용이 송신 에러들을 정정할 수 없고 디코딩된 정보가 에러인지를 외부 에러 검출 코드가 검출하지 않는 경우의 확률이다. 이것은, 디코딩된 정보가 에러이지만 에러 검출 코드가 에러를 잡아내지 못했기 때문에, 검출 안된 에러이다. CRC 코드들에서의 검출 안된 에러 확률은 전형적으로 2^-L의 차수 상에 있고, 여기서, L은 CRC의 길이이다. 따라서, 8-비트 CRC는 대략 1/256의 검출 안된 에러 확률을 갖는다.

CRC를 이용하는 것과 연관된 오버헤드는 프레임에서 정보 비트들의 수에 의존한다. 전형적으로, 도 1에서의 프레임 k와 같은 프레임의 정보 비트들의 수는 수백 비트들을 초과하고, 따라서, 8, 12 또는 16-비트 CRC의 임의의 오버헤드 효과는 최소이다. 그러나, 일정한 응용들에서, 프레임 당 매우 적은 비트들이 송신될 필요가 있고, 심지어 길이-8 CRC의 이용으로부터의 오버헤드가 과도할 수 있다. 하나의 그러한 예는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System) 표준의 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access) 명세에서와 같은 무선 고속 데이터 통신 시스템들에서의 제어 채널 정보의 송신에 존재한다.

HSDPA에서, 몇 가지 사용자 장비들(이하 UE들, 또한 이동국들로서 종종 공지된)은 공통의 고속 다운링크 공유된 데이터 채널(HS-DSCH) 상에 다중화된다. 높은 데이터 레이트들은, 공지된 바와 같이 스케줄링, 적응성 변조 및 코딩, 및 하이브리드 자동 반복 요청(H-ARQ)을 통해 얻어진다. UE들은 공유된 데이터 채널 상에 스케줄링된다. UE들은 순수하게 시간 분할 다중화된(TDM) 방식으로 스케줄링되고, 여기서, 모든 이용 가능한 자원들(전력 자원들 및 데이터 채널화 코드들)은 송신 시간 간격 동안 하나의 UE에 할당되거나, 시간 간격(TTI)에서 다수의 UE들 중에 할당된다. TTI에서 다수의 UE들에 송신할 때, 전력 자원들 및 데이터 채널화 코드들은, 반드시 균일한 방식은 아니고, 그 UE들 중에서 분할된다. UMTS 표준에서, 송신 시간 간격(TTI)은 전형적으로 2ms 또는 3 시간 슬롯들이다(각각의 시간 슬롯은약 0.667 ms이다). UE들에 대한 스케줄링은 전형적으로, UE에 의해 경험되는 채널 품질에 관한 정보의 몇몇 타입에 기초하여 달성된다.

이들 고속 무선 시스템들의 중요한 구성요소는 제어 채널의 이용이다. 제어 채널은, (a) 대응하는 HS-DSCH를 통해 데이터 송신을 수신하도록 스케줄링된 UE들 (b) 각각의 특정한 UE에 할당되는 데이터 채널 코드들, 및 (c) 변조 및 HARQ-관계된 정보에 관계된 정보를 전달한다. 시스템 능률 전망으로부터, 몇몇 제어 채널들은, 그들이 UE 당 전용 제어 채널을 제공하는 것보다는 오히려 모든 UE들 중에 공유되도록 규정된다.

예시적인 구성은 동시 송신들을 위한 M개의 고속 공유된 제어 채널들(HS-SCCHs)까지 규정하는 것이고, 여기서, 예컨대 M=4이다. 각각의 TTI에 대해, 각각의 HS-SCCH는 하나의 UE에 대한 HS-DSCH-관계된 다운링크 신호 방식을 전달한다. HS-SCCH들의 수는 하나의 HS-SCCH(M=1)의 최소값에서 4개의 HS-SCCH들의 최대값(M=4)까지의 범위일 수 있다. 이것은 UE의 시점(point-of-view)으로부터 보여지는 것과 같이 HS-SCCH들의 수이다. 즉, UE는, 임의의 HS-DSCH들 상의 다음의 송신이 단지 HS-SCCH들에서 정보의 디코딩 시 또는 그 후에 스스로 의도되는지 여부를 결정한다.

도 2는 HS-SCCH들(210)과 그들의 대응하는 공유된 HS-DSCH 카운터파트들(220) 사이의 관계를 도시한다. 도 2에서, 각각의 HS-SCCHx(x =1 내지 4)는 대응하는 HS-DSCHx(x = 1내지 4)에 적절한 정보를 전달한다. HS-DSCH들의 수, 및 그 결과 이용될 수 있는 HS-SCCH들의 수는 TTI에서 동시에 스케줄링되는 UE들의 수에 의존하여 각각의 TTI에 대해 변화할 수 있다. 따라서, 도 2에서의 HS-SCCH들 및 HS-DSCH들의 구성은 데이터 채널화 코드들 및 전력 자원들이 4개의 동시 송신들 중에 분할되게 할 수 있다.

다시 도 2를 참조하면, 각각의 HS-SCCH 상의 제어 채널 데이터는 전형적으로 2개의 부분들로 분할된다. 부분 I는, 예컨대, 특정한 UE에 할당된 그 데이터 채널화 코드들에 관계하는 정보로 구성된다. 부분 II 데이터는 HARQ 관계된 정보와 다른 운송 정보를 포함한다. UE에서 복잡도를 낮게 유지하기 위해, HS-SCCH 설계들은 전형적으로, 도 2에 도시된 바와 같이, 부분 I 정보가 데이터 송신의 개시 이전(즉, t=0 전)에 송신되도록 허용한다. 따라서, 현재 구성으로, 각각의 UE는, (a) 송신이 그 특정한 UE를 위해 의도되었는지 여부를 결정하기 위해, 매 TTI마다에서 매 HS-SCCH 상에 부분 I를 디코딩해야 하고, (b) 송신이 그 특정한 UE를 위해 의도되었다면, UE는 부분 I를 디코딩하고, 대응하는 HS-DSCH가 어떤 채널화 코드들 상에 도착할 것인지를 계산해야 한다.

그러므로, 각각의 UE는 데이터 송신의 개시 이전에 매 TTI마다에서 4개의 HS-SCCH들까지 디코딩해야 한다. 그러므로, UE 처리 복잡도 전망으로부터, 처리를 요구하는 부분 I에서의 비트들의 수를 제한하는 것이 바람직하고, 또한, 처리가 가능한 간단한 것이 바람직하다. 동시에, 2개의 조건들이 각각의 UE에 대해 만족되어야 한다. 제 1은, 각각의 UE에서 에러 검출의 확률이 높아야 한다는 것이다. 즉, 송신이 특정한 UE를 위해 의도될 때, 그 UE는 부분 I를 디코딩하고, 대응하는 HS-DSCH 상의 다음의 데이터 송신이 그 UE를 위한 것임을 성공적으로 인식한다.만족시켜야 하는 제 2 조건은 오경보(false alarm)의 확률이 낮아지게 하는 것이다. 오경보는 UE가 부분 I를 디코딩하고 대응하는 HS-DSCH 상의 다음 데이터 송신이 그 UE를 위한 것임을 잘못 인식하는 것이다.

모든 실패한 검출 결과가 대응하는 HS-DSCH 상의 송신이 낭비되었음을 의미하기 때문에, 검출의 낮은 확률은 낭비된 자원들을 의미한다. 오경보 결과는 특정한 송신을 위해 스케줄링되지 않은 UE로 하여금 데이터 버퍼링을 시작하게 하고, 예컨대, UE에서 배터리 자원들을 낭비하는 정보를 디코딩하도록 시도하게 하여 불필요한 처리를 하게 한다.

상기 2개의 조건들이 만족되기 위하여, 전형적으로, UE-특정 CRC 코드가 부분 I 상의 에러 검출을 위해 이용된다. 따라서, UE는 부분 I 비트들을 디코딩할 것이고, 그 유일한 CRC를 에러들에 대해 검사하는 데 적용할 것이다. 에러들이 존재하면, UE는 송신이 그것을 위해 의도되지 않았다고 가정할 것이다. CRC의 이용이 HS-SCCH들의 부분 I 상에 어떤 에러들도 발견하지 못하면, UE는 HS-SCCH의 부분 II를 디코딩하고, 대응하는 HS-DSCH를 버퍼링 및 디코딩하기 시작할 것이다.

12 비트 또는 더 높은 비트 길이들을 갖는 표준 CRC 코드들은 통상적으로 수용 가능한 검출/오경보 성능(detection/false alarm performance)을 달성한다. 그러나, HS-SCCH의 부분 I는 실질적인 오버헤드(>150%)를 나타내는 12-비트 CRC 또는 더 큰 것을 이용하기 위해 약 8개의 정보 비트들만을 통상적으로 포함한다. 더욱이, UE가 처리해야 하는 부분 I 비트들의 수는 과도하다. 예컨대, 8개의 정보 비트들과 12개의 CRC 비트들을 갖는 각각의 HS-SCCH에 대해, 4개의 HS-SCCH들에 대한부분 I 정보를 디코딩하기 위해, UE는 전형적으로 TTI의 1 시간 슬롯(0.667ms) 내에서 80비트의 데이터를 처리해야 한다. 이는 바람직하지 않고, 제어 정보의 부분을 바로 디코딩하도록 120kbps의 피크 데이터 레이트(peak data rate)를 처리하는 것과 본질적으로 동등하다.

종래의 해법은 에러 검출을 위한 CRC를 이용하여 회피하는 것이고, 그 대신에, 아래에 더 상세하게 기술되는 에러 검출을 위한 특정 콘벌루션 디코더 메트릭의 계산이 수반된 UE-특정 스크램블링 또는 마스킹 접근(masking approach)을 이용한다. 이러한 접근의 원리는 UE가 스스로 의도되는 송신을 디스크램블링할 때, 결과적인 디코더 메트릭이 통상적으로 높다는 것이다. 그러나, UE가 몇몇 다른 UE를 위해 의도되었던 송신을 디스크램블링할 때마다, 디코더 메트릭은 통상적으로 낮다. 그러므로, 문턱값과의 디코더 메트릭의 비교가 수반되는 디코더 메트릭을 계산하는 스크램블링/디스크램블링은 어떤 CRC도 이용되지 않을 때 에러 검출을 달성하는 한 방법이다.

도 3은 스크램블링 코드가 콘벌루션 에러 정정 코드와 함께 이용되는 방법의 처리 흐름을 도시한다. UE-특정 스크램블링(마스킹) 코드는 UE에 할당된 유일한 스크램블링 시퀀스에 기초하여 일정한 비트들(1 내지 0, 0 내지 1)을 "플립한다(flips)"

예컨대, 도 3에서, 블록(320)에서 스크램블링 시퀀스가 0101이고, 블록(310)에서 콘벌루션 코드로부터의 출력 비트들이 1101이라고 가정한다. 스크램블링 코드가 출력 비트들을 플립하면, 스크램블링 후의 시퀀스는 1000이 될 것이다. UE가이러한 시퀀스를 디코딩할 때, UE는 그 자신의 시퀀스를 이용하여 스크램블링을 전환할 것이고, 이어서, 콘벌루션 디코더를 통해 결과적인 정보를 통과시킬 것이다. 이러한 스크램블링의 효과는, 송신이 UE를 위해 의도되지 않을 때, 콘벌루션 코드의 비터비 디코딩 알고리즘을 이용하여 계산된 경로 메트릭들은 매우 낮다. 에러 검출에 대한 상술된 UE-특정 스크램블링 또는 마스킹 접근에 의해 이용되는 비터비 알고리즘의 논의뿐만 아니라 경로 메트릭들의 논의는 다음과 같다.

비터비 알고리즘.

콘벌루션 디코딩을 위한 비터비 알고리즘은, 그것이 채널로부터의 출력 값들의 이용에 기초하여 비트들의 가장 가능한 시퀀스 또는 최대 가능성(maximum likelihood; ML)을 산출하는 감각에서 최적인 공지된 디코딩 알고리즘이다. 비터비 디코딩은 CRC가 이용되는지 여부와 무관하게 콘벌루션 코드들을 디코딩하는 표준 기술이다. 콘벌루션 코드들을 디코딩하기 위한 비터비 알고리즘의 설명은, 맥그로우 힐(McGraw Hill), 2판, 제이. 지이. 프로아키스(J.G. Proakis)에 의한 '디지털 통신'과 같은 표준 통신 교본에서 발견될 수 있다. 몇몇 개념들은 편의상 아래에 간단히 반복된다.

콘벌루션 인코더는 다수의 시프트 레지스터들 또는 메모리 엘리먼트들을 포함한다. 시프트 레지스터들의 수는 코드의 구속 길이(constraint length)로 불리며, 각각의 시프트 레지스터는 정확하게 1 비트의 정보를 저장한다. 새로운 비트가 들어올 때마다, 그것은 가장 왼쪽의 시프트 레지스터 위치로 읽혀지고, 각각의 시프트 레지스터의 콘텐츠는 인접한 오른쪽 상의 시프트 레지스터로 시프트된다.가장 오른쪽의 시프트 레지스터의 콘텐츠는 버려진다. 따라서, 콘벌루션 인코더는 비트들 상에서 동작하는 선형 필터로서 보여질 수 있다.

또한, 콘벌루션 인코더는 코드 레이트를 특징으로 한다. 일반적으로, 코드 레이트는 얼마나 많은 출력 비트들이 각각의 입력 비트를 위해 생성되는지를 규정한다. 그러므로, 1/r의 코드 레이트는, 입력된 각각의 정보 비트에 대해, r개의 코딩된 비트들이 인코더에 의해 출력되는 것을 의미한다. 따라서, r의 값이 점점 클수록, 코드는 점점 강해진다(즉, 송신 에러들을 정정하는 그 능력이 점점 커진다). 결국, r개의 출력 비트들이 생성되는 방법이 지정될 필요가 있으며, 이는 배타적-OR(exclusive-OR)에 대한 시프트 레지스터 엘리먼트들의 접속에 의해 주어진다.

도 4는 단순한 콘벌루션 인코더(400)의 상태도이다. 콘벌루션 인코더(400)는, 공지된 바와 같이, 구속 길이 k=3 및 레이트=1/2를 갖는다. 구속 길이는 이용되는 시프트-레지스터 엘리먼트들의 수를 규정한다. 시프트 레지스터 엘리먼트들은 UE에서 메모리 또는 시프트 레지스터의 부분이다. 도 4에는, 3개의 시프트 레지스터 엘리먼트들(410, 420, 430)이 있다. 시프트 레지스터 엘리먼트(410)는 가장 최근에 삽입된 정보 비트를 포함할 것이다. 새로운 정보 비트가 들어올 때마다, 이전의 비트들은 오른쪽으로 시프트되고, 따라서, 중간 엘리먼트(420)는 가장 최근의 비트 다음의 것(the next-to-most-recent bit)을 포함하며, 최우측 엘리먼트(430)는 세 번째의 가장 최근의 비트(예를 들어, 가장 오래된 비트(least recent bit))를 포함한다. 440 및 450에서의 XOR 연산들은 코딩된 비트들이 어떻게 결정되는지를 결정한다. 정보 비트(415)가 입력될 때마다, 2개의 코딩된 비트들(455, 465)은 도 4에 도시된 바와 같이 출력된다.

도 5는, 비터비 알고리즘, 특히 비터비 디코딩이 어떻게 UE에서 구현되는지를 설명하는 트렐리스 다이어그램(500)을 도시한다. 도 5에서 검정색 점들로 표현된 트렐리스에서의 상태들은 비트가 들어올 때 4개의 가능한 시프트 레지스터 콘텐츠(트렐리스 다이어그램의 좌측을 따라 도시된 00, 01, 10 또는 11)를 표시한다. 그러므로, 2진 콘벌루션 코드들을 위한 상태들의 수는 2^{구속길이-1}, 또는 2^k-1이다. 그러므로, 입력된 각각의 정보에 대해, 중앙 시프트 레지스터 엘리먼트(420) 및 최우측 엘리먼트(430)는 오른쪽으로 시프트된 이전 2개의 정보 비트들의 상태에 의존하여 00, 01, 11 또는 10의 상태에 있을 것이다. 상태에서의 제 1 비트는 가장 오래된 비트(최우측 시프트 레지스터(430)의 콘텐츠)로서 규정되고, 제 2 비트(중간 시프트 레지스터(420)의 콘텐츠)는 다음의 오래된 비트로서 규정된다. 따라서, 이전의 2개의 비트들이 1 및 0이었다면, 상태는 01이 될 것이다.

트렐리스 다이어그램은 도 4에 도시된 콘벌루션 코딩을 위해 제공되고, 7개의 정보 비트들에 대응하는 7개의 레벨들(J에 의해 표현된 레벨들, 여기서 J=1 내지 7)에 대해 도시된다. 도 5에서의 트렐리스 다이어그램은, 2개의 꼬리 비트들이 트렐리스를 종결시키고 디코더를 상태 00으로 역으로 리턴하는데 이용된다고 가정한다. 일반적으로, 요구된 꼬리 비트들의 수는 구속 길이-1(k-1)과 같을 것이다.

도 5에서의 트렐리스 다이어그램의 상부를 가로지르는 각각의 레벨 J(J=1 내지 7)는 각각의 정보 비트에 대응한다. 제 1 비트를 입력하기 전에, 2개의 시프트 레지스터 엘리먼트들(420, 430)은 항상 0으로 설정되고, 따라서, 레벨 J=0에서의 시작 상태는 항상 00이다. 제 1 정보 비트가 0이면, 레벨 J=1에서 디코더는 상태 00에 잔존한다. 다른 한편, J=0에서 디코더(400)로의 제 1 정보 비트가 1이면, 디코더(400)는 레벨 J=1에서 상태 01로 이동한다. 하나의 레벨로부터 다음으로의 각각의 가능한 이행(transition)은 브랜치(branch)로 불린다. 접속된 브랜치들의 시퀀스는 트렐리스를 통한 경로로 불린다.

비터비 알고리즘은 각각의 J 레벨에서 "브랜치 메트릭"으로 불리는 것을 계산함으로써 진행한다. 브랜치 메트릭은, 그 브랜치가 UE를 위한 정확한 채널(correct channel)로서 취해지는 경우에 보내진 비트들을 갖는 채널로부터 수신된 비트들을 "상관(correlating)"시킴으로써 얻어진다. 상관 관계가 점점 높아질수록, 브랜치가 정확한 브랜치(correct branch)일 가능성이 점점 많아진다. 따라서, 특정한 J 레벨을 위한 채널로부터 수신된 실제 비트들(actual bits)이 10인 경우에, 그 J 레벨에서 10의 브랜치 메트릭을 생성한 임의의 브랜치는 가장 높은 상관 관계를 갖는다.

이전의 J 레벨들로부터 브랜치 메트릭들은 경로 메트릭으로 불리는 것을 산출하도록 합계된다. 경로 메트릭의 값이 점점 높아질수록, 경로 메트릭이 비트들의 실제 송신된 시퀀스에 대응할 가능성이 점점 많아진다. 2개의 경로들은 트렐리스에서의 모든 상태 및 모든 레벨마다에서 합병될 것이다. 그러므로, 비터비 디코딩은 2개의 합병 또는 경쟁 경로들의 경로 메트릭들의 비교 및 더 열악한(가장 낮게 평가된) 경로 메트릭을 갖는 것의 폐기를 수반한다. 때때로, 노이즈에 기인하여, 부정확한 경로가 상술된 합병 예들 중 하나 동안 정확한 것 상에서 선택된다. 이는 디코딩 에러를 초래한다. 따라서, 비터비 알고리즘에 의해 선택되는 경로는 서바이버(survivor) 또는 획득 경로(winning path)로 불린다.

상태마다, 레벨마다 많아야 하나의 획득 경로가 존재한다. 꼬리 비트들이 이용되기 때문에, 최종 레벨에서의 상태는 항상 모두 0 상태(all-zero state)일 것이다. 예에서, 2개의 꼬리 비트들이 이용되고, 최종 레벨에서의 상태는 00이다. 전술한 바와 같이, 2개의 경로들은 최종 레벨에서 00 상태로 합병될 것이다. 따라서, 비터비 디코딩 알고리즘은 이러한 최종(J=7) 레벨에서 더 큰 경로 메트릭을 갖는 경로를 선택한다. 이제, 이 경로는 최후의 획득 경로이고, 송신된 비트들의 "가장 가능성 있는" 시퀀스를 나타낸다.

따라서, 어떤 CRC도 에러 검출을 위해 이용되지 않는 스크램블링 접근에서, 에러 검출은 스크램블링 접근을 갖는 비터비 디코딩을 이용하여 실행된다. 이러한 상황에서, 종래의 방법은 최종 레벨(예를 들어, 도 5의 트렐리스 다이어그램에서 J=7)에서 합병 경로들 사이의 경로 메트릭 차를 결정하는 것이다. 그 계산된 경로 메트릭 차가 미리 결정된 문턱값 아래이면, 디코딩은 신뢰할 수 없다고 고려되고, UE는 그 특정한 HS-SCCH 상의 송신이 그것을 위해 의도되지 않았음을 선언한다. 이는 에러 검출에 대한 EPMD(End Path Metric Difference) 접근으로 불린다. EPMD 접근은 CRC 비트들의 송신을 회피하고, 따라서 UE에서의 처리 요구를 낮춘다.

시스템에서의 각각의 UE에 대해, 에러 검출의 확률이 높고 오경보의 확률이 낮음을 보증하기 위해, 무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 효율적이고 신뢰할 수 있는 방법이 제공된다.

도 1은 본 발명에 따라 기지국에 의해 송신되는 전형적인 연결 코드 구조(concatenated code structure)를 형성하기 위한 처리 흐름을 도시하는 도면.

도 2는 본 발명에 따라 공유된 제어 채널들과 공유된 다운링크 데이터 채널들 사이의 관계를 도시하는 도면.

도 3은 콘벌루션 에러 정정 코드(convolutional error correction code)를 갖는 스크램블링 코드의 이용을 도시하는 도면.

도 4는 단순한 콘벌루션 인코더의 상태 다이어그램.

도 5는 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)이 어떻게 UE의 디코더에서 구현되는지를 설명하는 트렐리스 다이어그램.

도 6은 본 발명에 따른 에러 검출 방법을 도시하는 흐름도.

도 7은 본 발명에 따른 에러 검출 방법의 한 실시예를 도시하는 흐름도.

도 8은 도 7의 방법이 어떻게 정확한 공유된 제어 채널을 성공적으로 디코딩하는지를 도시하기 위한 트렐리스 다이어그램.

도 9는 본 발명에 따른 에러 검출 방법의 다른 실시예를 도시하는 흐름도.

도 10은 패리티 검사 코드 비트들이 기지국에서 스크램블링 코드와 함께 이용되는 방법의 처리 흐름을 도시하는 도면.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*

110; 에러 검출 코드 120, 310; 에러 정정 코드

320; UE-특정 스크램블링 코드 1010; 계산 및 추가 패리티 비트들

실시예에서, 상기 방법은 제어 채널의 적어도 일부를 디코딩하고, 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 디코딩동안 성공적으로 수신되는지를 결정하며, 적어도 하나의 계산된 메트릭에 기초하여 연속적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택한다.

특히, 동시에 수신되는(즉, 4개의 HS-SCCH들) 각각의 HS-SCCH의 부분 I(Part I)는 UE에 의해 디코딩된다. UE는 하나 또는 그 이상의 HS-SCCH들이 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하는 기술들을 포함한다. 하나의 HS-SCCH 이상이 성공적으로 수신되었다면, 방법은, 특정한 UE에 대해 정확한 HS-SCCH를 선택하도록 "타이-브레이킹(tie-breaking)" 메커니즘으로 소용되는 계산된 경로 메트릭 차들(PMD)에 기초하여 연속적으로 수신된 HS-SCCH들 중 단지 하나를 선택한다.

실시예에서, 상기 방법은 얼마나 많은 HS-SCCH들이 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하기 위해 야마모토-이토(YI) 디코딩 알고리즘을 이용한다. 다른 실시예에서, 기지국은 각각의 HS-SCCH의 부분 I에 패리티 검사 코드(parity check code)를 추가하고, UE는 HS-SCCH들 중 어느 것이 성공적으로 수신되었는지를 결정하기 위해 디코딩 동안 패리티 검사 코드를 이용한다. 패리티 검사 코드는 부가적인 신뢰도를 제공하도록 전술된 YI 알고리즘으로 이용될 수 있고, 이어서, 계산된 PMD들은 임의의 타이들(ties)을 브레이킹하는 데 이용되고, 다수의 HS-SCCH들이 성공적으로 수신되어야 한다.

다른 실시예에서, 기지국은 스크램블링 코드 그룹 식별자(scrambling code group identifier; SCGI) 코드를 각각의 HS-SCCH의 부분 I에 추가하고, UE는 HS-SCCH들 중 어느 것이 성공적으로 수신되었는지를 결정하기 위해 디코딩 동안 추가된 SCGI 코드를 검사한다. SCGI 코드는 부가적인 신뢰도를 제공하도록 전술된 YI 알고리즘으로 이용될 수 있고, 이어서, 계산된 PMD들은 임의의 타이들을 브레이킹하는 데 이용되고, 다수의 HS-SCCH들은 성공적으로 수신되어야 하며, 패리티 검사 코드 접근 및 SCGI 코드 접근은 각각의 HS-SCCH 상의 "우수한" 또는 "불량한" 결정을 주는 " 하드(hard)" 메트릭들로 불릴 수 있다.

계산된 PMD 메트릭은 "소프트(soft)" 메트릭들로 불릴 수 있는 몇 가지 메트릭들 중 적어도 하나를 이용하여 계산된다. UE에 대해 단지 하나의 HS-SCCH를 선택하는 데 이용된 계산된 PMD 메트릭들은 하나 또는 그 이상의 최소 경로 메트릭 차(minimum path metric difference; MPMD) 메트릭, 집합 경로 메트릭 차(aggregate path metric difference; APMD) 메트릭, 주파수 경로 메트릭 차(FPMD) 메트릭 등을 포함한다. 아래에 설명되는 것처럼, 이들 메트릭들의 각각은 전술된 비터비 디코딩 알고리즘의 이용과 함께 계산된다. 선택된 HS-SCCH에 대해, UE는 HS-SCCH의 부분 II를 디코딩하고, 선택된 HS-SCCH에 대응하는 공유된 다운링크 데이터 채널(HS-DSCH)로부터 데이터의 버퍼링을 시작할 것이다.

본 발명은 아래의 상세한 설명 및 첨부한 도면들로부터 더 완전히 이해될 것이고, 도면에서, 동일한 엘리먼트들은 동일한 참조 부호들에 의해 표현되며, 이는 단지 예로써 주어진 것이고, 따라서 본 발명을 제한하지 않는다.

비록 본 발명의 원리들이 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System) 표준에서 공지된 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access) 명세에 기초한 무선 통신 시스템들에 대해 특히 적합하고 이러한 전형적인 문맥으로 기술될지라도, 본 명세서에 도시되고 기술된 실시예들이 단지 예시적이고 어떤 방식으로 제한하는 것이 아니라는 것은 주목되어야 한다. 그러므로, 다른 송신 시스템들에의 응용을 위한 다양한 변형들은 당업자들에게는 명백할 것이며, 본 명세서의 설명들에 의해 예상된다. 부가적으로, 아래에 이용된 사용자 장비(UE)는 무선 통신 네트워크에서의 이동국과 같은 것이다.

따라서, 이제, 상술된 종래의 스크램블링 또는 EPMD 접근들에 존재하는 부적절한 에러 검출 및 오경보 성능의 문제들을 극복하는 무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하기 위한 방법이 기술된다. 에러 검출에 대한 종래의 스크램블링 또는 EPMD 접근은 통상적으로 적절한 에러 검출/오경보 성능을 가져오지 않는다. 이는 접근이 트렐리스에서의 최종 레벨에서만 계산된 경로 메트릭 차(path metric difference)에 기초하기 때문이다.

이 최종 레벨에서 계산된 메트릭은 통상적으로 매우 노이즈 있는 메트릭이다. 프레임의 품질에 대해, EPMD가 노이즈 있는 메트릭인 이유는 프레임이 에러인지 여부를 결정하도록 EPMD가 최종 경로 메트릭 비교만을 이용하기 때문이다. EPMD는 그것이 트렐리스를 통해 진행하는 최후의 획득 경로(eventual winningpath)의 "여정(journey)" 동안 일어났던 것을 고려하지 않는다. 따라서, EPMD 접근은, 디코딩에서의 보다 초기의 레벨(예컨대, 도 5의 트렐리스 다이어그램에서 보여진 바와 같이)에서, 획득 경로가 다른 합병 또는 경쟁 경로(merging or competing path)에 매우 근접하여 올 수 있고, 따라서, 그것을 신뢰할 수 없게 한다는 사실을 포착하지 못한다.

도 6은 본 발명에 따른 에러 검출 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 6에서, UE는 처음에 동시 송신들(simultaneous transmissions) 상에서 4개의 HS-SCCH들의 4개의 부분 1(Part 1)들까지 수신한다(단계 S10). UE는 각각의 HS-SCCH에서 부분 1을 디스크램블하고, 각각의 부분 1을 디코딩한다(단계 S20). 본 발명의 방법에 따라, 이하에 기술되는 각각의 실시예는 각각의 HS-SCCH의 부분 1에 포함되는 스크램블링된 콘벌루션 코드들을 수신한다. 스크램블링은 도 3에 윤곽이 예시된 스크램블링 접근에 의해 이루어진다. UE에서, UE는 상술된 바와 같이 그 자신의 유일한 시퀀스를 이용하여 스크램블링을 반전시키고, 디코딩하기 위한 UE에서 디스크램블링된 비트들을 콘벌루션 디코더로 통과시킨다. 이러한 디스크램블링 단계는 이하에 설명되는 실시예들의 각각에 의해 실행된다.

상기 방법은 얼마나 많은 HS-SCCH들이 "우수한" 또는 "불량한"지를 결정(단계 S30)하기 위해 몇 가지 상이한 알고리즘들 또는 코드들을 이용한다. 즉, 이러한 단계는 HS-SCCH가 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정한다. 제한하는 것이 아닌 다른 방법들은 아래에 상세하게 기술된다(예를 들어, 도 7에서의 단계 S130, 및 도 9에서의 단계 S230을 참조). 단계 S40에서, 성공적으로 수신된HS-SCCH들의 수가 결정된다. 단지 하나의 HS-SCCH가 디코딩 동안 성공적으로 수신되었다면(단계 S40의 출력이 예(YES)이면), 단계 S45에서, HS-SCCH의 부분 II는 디코딩되고, UE는 HS-SCCH에 대응하는 HS-DSCH로부터 데이터를 버퍼링하기 시작한다.

어떤 HS-SCCH도 후속자(successor)가 아니었거나, 또는 하나의 HS-SCCH 이상이 성공적으로 수신되었다면(단계 S40에서 아니오(NO)), UE는 어떤 HS-SCCH도 단계 S33에서 성공적으로 수신되지 않았는지를 결정한다. 단계 S33의 출력이 예이면, 처리는 정지된다(단계 S34).

하나 이상의 HS-SCCH가 성공(success)이었으면(단계 S33에서 아니오), 둘 또는 그 이상의 HS-SCCH들이 성공적으로 수신되었음을 의미하며, 방법은 계산된 메트릭에 기초하여 단지 하나의 HS-SCCH(단계 S50)를 선택해야 한다. 이것은 각각의 UE에 대해 단지 하나의 정확한 HS-SCCH, 따라서, 그 UE에 대해 의도된 송신을 갖는 단지 하나의 HS-DSCH가 가 존재될 수 있기 때문이다. 단계 S50에서, 경로 메트릭 차(PMD)는 각각의 잔존하는 우수한 HS-SCCH에 대해 계산된다. 경로 메트릭 차(PMD)는, 단지 하나의 HS-SCCH를 선택하여 완전히 디코딩하기 위해, 성공적으로 수신된 HS-SCCH들 사이의 타이-브레이킹 메커니즘(tie-breaking mechanism)으로서 계산되는 전술된 소프트 메트릭이다.

계산된 PMD들은, 부분 II를 디코딩하기 위한 단지 하나의 HS-SCCH를 선택하고 선택된 HS-SCCH에 대응하는 HS-DSCH로부터 데이터를 버퍼링하기 위해, 최소 경로 메트릭 차(MPMD), 집합 경로 메트릭 차(APMD), 및 주파수 경로 메트릭 차(FPMD), 또는 하나 또는 그 이상의 이들 메트릭들의 조합들을 계산하는 것을 포함한다. 아래에 더 상세하게 기술되는 것처럼, MPMD, APMD 및 FPMD 메트릭 값들의 각각은 상태들의 각각에서 획득 경로를 결정하기 위해 상술된 비터비 디코딩 알고리즘의 이용과 함께 결정된다.

디코딩 처리로부터의 이들 소프트 메트릭들은, 그들이 UE에서의 수신기 체인(receiver chain)에서 디코딩된 비트-스트림에 보다 더 가깝기 때문에, 채널 품질 메트릭들 상에서 일반적으로 바람직하다. 콘벌루션 코드들의 경우에, 소프트 메트릭들은 비터비 디코딩 동안 각각의 상태에서 경로들을 합병하는 경로 메트릭들에서 차이들을 개발하도록 시도한다. 결과적으로, 대부분의 소프트 메트릭들은 아래에 더 상세하게 설명될 디코딩 알고리즘에 기초한다. 이들 메트릭들을 기술함에 있어서, 다음의 표기들이 이용된다.

(a) λ_j(1)은 트렐리스에서의 j번째 레벨에서 선택된(디코딩된) 경로의 경로 메트릭이다.

(b) λ_j(2)는 트렐리스에서의 j번째 레벨에서 선택된 경로와 합병하는 경로의 경로 메트릭이다.

경로 레이블링된 "1"이 각각의 레벨에서 선택된 경로라는 가정 하에서, λ_j(1)은 항상 λ_j(2)보다 더 클 것이다. 경로 메트릭들의 실제 값들은, 그들의 상대적인 값들 및 디코딩된 비트-에러들의 대응하는 수에 비교하여, 크게 중요하지 않다.

MPMD 메트릭을 계산하기 위해, 방법은, 각각의 상태에서의 획득 경로가 각각의 상태에서 경쟁 또는 합병 경로를 비트(beat)하는 최소 경로 메트릭 차이값을 유지한다. 가장 큰 최소 차 메트릭값을 갖는 획득 경로는 부분 II를 디코딩하고 대응하는 HS-DSCH 상의 데이터를 버퍼링하기 위해 선택되는 HS-SCCH에 대응한다.

MPMD 메트릭을 결정하기 위해, 비터비 디코딩에 의해 서바이버 경로(survivor path)를 결정하는 것에 더하여, 메트릭, λ_j(1)- λ_j(2)가 비교의 시간에서 유지된다. N이 프레임에서의 꼬리 비트들 및 정보 비트들의 수를 나타내는, 트렐리스에서의 N개의 레벨들이 있다고 가정하면, MPMD는 다음과 같이 정의된다.

(4)

여기서, j는 레벨 색인이다. 비터비 디코딩의 끝에서, 선택된 경로가 평가되고, 그 경로에 대한 최소 메트릭이 획득 경로 메트릭 또는 프레임 품질 메트릭(frame quality metric)으로서 선택된다. MPMD 메트릭을 이용하기 위한 직관(intuition)은, 디코딩 처리 동안 임의의 레벨에서 합병 경로 값이 획득 경로 값에 가까워지면, 그 획득 경로를 선택하는 결정에서의 신뢰가 줄어든다는 것이다. 트렐리스에서의 획득 경로가 디코딩 처리 동안 명백하게 공지되지 않기 때문에, 각각의 상태에서의 현재 최소값은 디코딩 처리 동안 저장된다. 디코딩이 완료되면, 종료 상태(꼬리 비트들에 의해 종료된 상태)에 대응하는 메트릭의 어레이 값은 획득 경로 메트릭의 값이 된다.

APMD 메트릭을 위해, 방법은, 각각의 상태에서의 획득 경로가 각각의 상태에서의 경쟁 또는 합병 경로를 비트(beat)하는 PMD의 집합 총계(aggregate sum)를 유지한다. 가장 큰 집합 총계를 갖는 획득 경로는 대응하는 HS-DSCH 상에 데이터의 버퍼링 및 부분 II의 디코딩을 위해 선택되는 HS-SCCH에 대응한다.

트렐리스에서의 각각의 비교에서 YI 알고리즘 메트릭들의 총계가 평가된다. MPMD에 대해 위에 규정된 표기에서, APMD 메트릭은 다음과 같이 주어진다.

(5)

프레임 당 트렐리스에서의 레벨들의 수가 고정되기 때문에, 집합된 메트릭은 평균 메트릭의 스케일링된 버전(scaled version)이다. APMD 메트릭을 이용하기 위한 직관은, 그것이, 서바이버 또는 획득 경로가 트렐리스에서의 각각의 상태에서 합병 경로 상에 선택되었다는 신뢰를 나타낸다는 것이다. 최소 메트릭의 경우에서처럼, 각각의 상태에 대한 Λ의 현재 값을 포함하는 상태들의 수와 같은 길이를 갖는 어레이가 요구된다. 디코딩 처리의 끝에서, 종결 상태(꼬리 비트들에 의해 종결된 상태)에 대응하는 메트릭의 어레이 값은 획득 경로 메트릭의 값이 된다.

FPMD 메트릭을 위해, 방법은, 각각의 상태에서 획득 경로가 상기 상태에서 경쟁 경로를 비트(beat)하는 문턱값 내에 오는 많은 시간들을 카운트한다. 상기 문턱값 내에 오는 최저 주파수를 갖는 획득 경로는 부분 II의 디코딩 및 대응하는 HS-DSCH 상의 데이터의 버퍼링을 위해 선택되는 HS-SCCH에 대응한다.

도 7은 본 발명에 따른 에러 검출 방법의 실시예를 예시하는 흐름도이다.도 6에 대해 기술된 바와 같이, 도 7에서의 단계들(S110, S120, S150)은 도 6에서의 단계들(S10, S20, S50)과 동일하고, 따라서, 이들 단계들의 상세한 설명은 생략된다. 그러나, 이 실시예에서, HS-SCCH의 부분 I는 야마모토-이토(YI) 인코딩 알고리즘을 이용하여 이용되고, 방법은, 얼마나 많은 HS-SCCH들이 UE에서 성공적으로 수신되었는지를 결정하기 위해(단계 S130), 야마모토-이토(YI) 디코딩 알고리즘을 이용한다.

문헌에 공지된 YI 디코딩 알고리즘은 프레임-기반 통신을 채용하는 무선 통신 시스템들에서 에러 검출에 대한 우수한 접근을 제공한다. 예컨대, 도 5의 트렐리스 다이어그램에서의 모든 레벨 및 모든 상태마다, YI 알고리즘은 그 상태에서의 획득 경로가 합병 경로의 문턱값 내에 오는지 여부를 나타내는 플래그를 유지할 것이다. 대답이 예이면, 플래그는 "신뢰할 수 없는"으로 설정되고, 대답이 아니오이면, 플래그는 "신뢰할 수 있는"으로 설정된다. 디코딩의 끝에서, 획득 경로를 위한 플래그가 검사된다. 획득 경로에서의 플래그가 "신뢰할 수 없는"으로 설정되었으면, 디코딩은 실패했다고 여겨진다. HS-SCCH를 디코딩하는 상황에서, 이것은, UE가 그것이 의도된 수용자(recipient)가 아니라고 결정할 것을 의미한다.

스크램블링 기반 접근에서, EPMD 대신에 YI 알고리즘을 이용하는 것은 훨씬 더 나은 검출/오경보 확률을 가져온다. 그러나, HS-SCCH를 디코딩하는 상황에서, YI 디코딩 알고리즘만으로는 여전히 충분하지 않을 수 있다. 그러므로, 개량 "합성 메트릭들" 계산들(refining, "composite metrics" calculations)이 바람직할 수 있다.

예컨대, UE는 4개의 HS-SCCH들의 각각에서 부분 I 데이터 부분들을 디코딩할 수 있고, 디코딩된 부분 I들 중 하나 이상이 신뢰할 수 있다고 평가되는 단계 S130의 YI 알고리즘을 이용함으로써 결정할 수 있다.

단지 하나의 HS-SCCH가 디코딩 동안 성공적으로 수신되었다면(단계 S140의 출력이 예), 단계 S145에서, HS-SCCH의 부분 II는 디코딩되고, UE는 HS-SCCH에 대응하는 HS-DSCH로부터 데이터를 버퍼링하기 시작한다. 어떤 HS-SCCH도 후속자(successor)가 아니었거나 또는 하나 이상의 HS-SCCH가 성공적으로 수신되었다면(단계 S140에서 아니오), UE는 어떤 HS-SCCH도 단계 133에서 성공적으로 수신되지 않았는지를 결정한다. 단계 S133의 출력이 예이면, 처리는 정지된다(단계 S134).

하나 이상의 HS-SCCH가 성공이었다면(단계 S133에서 아니오), 이는, 둘 또는 그 이상의 HS-SCCH들이 성공적으로 수신되었음을 의미하고, 방법은 단지 하나의 HS-SCCH를 선택해야 한다(단계 S150). TTI 당 UE에 대한 단지 하나의 송신이 존재할 수 있는 것처럼, 분명히 그 HS-SCCH들 중 하나가 오경보이다. 따라서, 본 발명의 이 실시예에 따라, UE는 그 UE에 대한 하나의 HS-SCCH를 선택하기 위해 단계들(S50/S150)에 대해 상술된 "타이-브레이킹" 프로시저를 적용한다.

도 8은 YI 알고리즘의 동작을 도시하는 부분적인 트렐리스 다이어그램이다. YI 알고리즘은 우수한 결과(예를 들어, 송신은 그 UE를 위해 의도되고, UE는 송신이 그것을 위해 의도되었다고 성공적으로 결정한다) 또는 불량한 결과(예를 들어, UE는 그것이 의도된 수용자가 아니라고 결정한다)를 나타내는 하드 메트릭(hardmetric)으로서 분류될 수 있다. 따라서, 하나 이상의 HS-SCCH가 우수한 것으로 평가되는 경우, 전술된 소프트 메트릭들은 정확한 HS-SCCH를 결정하는 타이-브레이킹 메커니즘으로서 실행하고, 따라서 HS-DSCH를 정정한다. 그러므로, 경로 메트릭 차들에 기초한 MPMD, APMD 및 FPMD 소프트 메트릭들은, UE가 정확한 HS-SCCH를 디코딩하도록 콘벌루션 코드들로서 이용하기 위해, 단계 S150에서 계산될 수 있다.

에러 검출을 위한 CRC의 이용이 고가인 애플리케이션들을 위해, YI 알고리즘은 에러 검출을 실행하기 위한 대안적인 방법을 제공한다. 알고리즘은 매우 작은 처리 오버헤드를 갖는 콘벌루션 코드들의 비터비 디코딩과 함께 움직인다. YI 디코딩 알고리즘은, 2개의 경로들이 트렐리스에서 합병하고, 그들의 경로 메트릭들에 대하여 근접할 때, 다른 것들 상의 한 경로의 선택이 에러이기 더 쉽다는 원리에 기초한다.

YI 알고리즘은 단순한 레이트(simple rate) 1/2, 구속 길이 k=3, 도 4의 콘벌루션 코드를 고려함으로써 일반적으로 설명되고, 그 콘벌루션 코드의 트렐리스는 도 5에 도시된다. YI 알고리즘의 일반적인 설명은 다음과 같다. 레벨 (k-1)에서 시작하여, 레이블 C를 갖는 2k-1개의 경로들을 식별한다. 이어서, 레벨들 j(j=k, k+1,...)의 각각에서, 합병 경로들 중에 가장 큰 로그 가능값(log likelihood value)(λj(a))을 갖는 경로 "a" 및 다음으로 가장 큰 로그 가능값(λj(b))을 갖는 경로 "b"를 선택한다. 경로가 레벨 (j-1)에서 레이블 C를 갖고, (λj(a))와 (λj(b)) 사이의 차가 A와 같거나 그보다 크면, 주어진 양의 상수인 문턱값은 경로 "a"를 레이블 C(예를 들어, 신뢰할 수 있는)로 잔존하게(서바이버 경로) 한다. 그렇지 않으면, 경로 a는 레이블 X(예를 들어, 신뢰할 수 없는)로 잔존한다. 그 상태에서 경로 "a" 외의 경로들은 폐기된다.

각각의 상태에서 서바이버 또는 획득 경로는, 경로들이 통상의 비터비 디코딩 알고리즘을 이용하여 선택되는 것과 정확하게 동일한 방식으로 최대 가능성 결정(maximum likelihood decision)에 의해 선택된다. YI 알고리즘은, A, 문턱값이 0과 같다면, 통상의 비터비 디코딩 알고리즘으로 낮추어진다.

이제, 도 8의 부분적인 트렐리스 다이어그램을 참조하면, 경로들 a, b, c 및 d가 레벨 j-1에서 레이블 C를 갖는 서바이버 경로들이라고 가정한다. 레벨 j에서, 경로들 a-e와 c-f는 한 상태에서 합병하고, 경로들 b-g와 d-h는 다른 상태에서 합병한다. 만약,

(1)

이고,

(2)

이면, 경로 a-e는 레이블 C로 잔존하고, 경로 b-g는 레이블 X로 잔존한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 레벨 j+1에서, 경로들 a-e-s 및 b-g-t가 합병한다. 비록,

(3)

할지라도, 경로 b-g가 이미 레벨 j에서 레이블 X를 갖기 때문에, 경로 b-g-t는 레이블 X로 잔존한다.

상기 프로시저는 전체 프레임이 디코딩될 때까지 계속된다. 그 포인트에서, 최상의 경로 메트릭(선택된 경로)을 갖는 서바이버 경로가 X로 레이블되면, 에러가 선언된다. 그렇지 않으면, 프레임은 우수한 것으로 받아들인다. YI 알고리즘은, 상태에서 비교되는 경로 메트릭들이 서로로부터 더 떨어질수록 선택된 서바이버(획득) 경로에서의 신뢰가 더 커진다는 직관 상에서 동작한다.

도 9는 본 발명에 따른 에러 검출 방법의 다른 실시예를 도시하는 흐름도이다. 도 6에 대해 기술된 것처럼, 단계들 S210, S220, S240 및 S250은 도 6에서의 단계들 S10, S20, S40 및 S50과 동일하고, 따라서, 이들 단계들의 상세한 설명은 생략된다. 그러나, 이 실시예에서, 방법은 얼마나 많은 HS-SCCH들이 UE에 의해 성공적으로 수신되었는지를 결정(단계 S230에서)하기 위해 패리티 검사 코드를 이용한다.

에러 검출에 대한 다른 접근은 에러 검출에서 부가적인 신뢰도를 제공하도록 몇몇 패리티 검사 비트들을 이용하는 것이다. 패리티 검사 코드에서, 각각의 패리티 검사 비트는 둘 또는 그 이상의 정보 비트들 상의 배타적 OR 연산에 의해 계산된다. 각각의 패리티 검사 비트가 계산되는 방법에 의존하여, 다양한 패리티 검사 코드들은 동일한 수의 패리티 비트들을 위해 생긴다. 예컨대, 3개의 정보 비트들 및 2개의 패리티 검사 비트들이 있다고 가정하면, 하나의 가능한 패리티 검사 코드는 제 1 패리티 검사 비트가 제 1 및 제 3 정보 비트들의 배타적-OR에 의해 계산되고, 제 2 패리티 검사 비트가 제 2 및 제 3 비트의 배타적-OR에 의해 계산되는 경우일 것이다. 다른 패리티 검사 코드는 제 1 및 제 2 정보 비트들을 이용하여 제 1 패리티 비트를 계산할 수 있고, 제 2 패리티 비트는 제 1 및 제 3 정보 비트를 이용하여 계산된다. 또한, 하나 또는 그 이상의 패리티 비트들은 단순히 일정한 정보 비트들의 반복일 수 있다.

상술된 YI 알고리즘 및 PMD 소프트 메트릭들에 관련하여 이용될 때, 패리티 검사 결과는 검출/오경보 성능을 훨씬 향상시킨다. 도 10은 패리티 검사 코드 비트들이 기지국에서 스크램블링 코드에 관련하여 이용되는 방법의 처리 흐름을 도시한다. 예컨대, 블록 1010에서 계산되고 8개의 정보 비트들에 추가된 4개의 패리티 검사 코드 비트들을 갖는 8개의 정보 비트들을 갖는 HS-SCCH의 부분 I를 고려한다. 각각의 HS-SCCH에 대해, 추가된 패리티 비트들을 갖는 정보 비트들은 블록 1020에서 콘벌루션하게 인코딩되고, 이어서, 도 3을 참조하여 기술된 스크램블링 접근을 이용하여 블록 1030에서 스크램블링된다. 4개의 HS-SCCH들에 대해, 이는 72Kbps가 되도록 피크 데이터 레이트 처리(peak data rate processing)를 증가시키고, 이것은 여전히 12-비트 또는 더 높은 CRC 코드를 이용하여 요구되는 것보다 실질적으로 더 우수하다.

이제, 도 9를 참조하면, UE는 4개의 HS-SCCH들의 각각에서 부분 I 데이터 부분들을 디코딩할 수 있고, 단계 S230에서 하나 또는 그 이상의 디코딩된 부분 I들이 신뢰할 수 있는 것으로 평가되는 것을 패리티 검사 코드를 이용함으로써 결정할수 있다. 특히, UE에 의해 디코딩된 패리티 검사 코드는 임의의 HS-SCCH들이 통과하는지를 테스트하는 데 이용된다. 하나의 SCCH가 성공이었으면(단계 231에서 예), 이전의 실시예에서와 같이 단계 245가 실행되고, 그 HS-SCCH를 위한 부분 II를 디코딩하고, 대응하는 HS-DSCH로부터 데이터를 버퍼링하기 시작한다. 어떤 HS-SCCH도 후속자가 아니었거나 또는 하나 이상의 HS-SCCH가 성공적으로 수신되었다면(단계 S231에서 아니오), UE는 어떤 HS-SCCH도 단계 S233에서 성공적으로 수신되지 않았는지를 결정한다. 단계 S233의 출력이 예이면, 처리는 정지된다(단계 S234). 하나 이상의 HS-SCCH가 성공이었으면(단계 S233에서 아니오), 방법은 HS-SCCH들의 신뢰할 수 있는 또는 신뢰할 수 없는 지시자를 얻도록 단계 S235에서 YI 알고리즘을 이용하고, 처리는 단계 S231로 리턴한다. 단계 S231에서 정확하게 하나의 SCCH가 성공이었으면(단계 S231의 출력이 예), 단계 S245에서 그 HS-SCCH를 위한 부분 II를 디코딩하고, 대응하는 HS-DSCH로부터 데이터를 버퍼링하기 시작한다. 어떤 HS-SCCH들도 통과하지 않았거나, 하나 이상의 HS-SCCH가 여전히 통과하였다면(점선들에 의해 예시된, 단계 S233의 출력이 제 2 반복에서 아니오), 단계 S250에서, APMD, FPMD 및/또는 MPMD 메트릭들이 계산되고, 디코딩하는 단지 하나의 HS-SCCH를 선택하기 위해 타이들을 브레이킹하는 데 이용된다.

TTI 당 UE에 대한 단지 하나의 송신이 존재할 수 있는 것처럼, HS-SCCH들 중 분명히 하나가 오경보이다. 따라서, 본 발명의 이 실시예에 따라, UE는 결국 그 UE를 위한 하나의 HS-SCCH를 선택하기 위해 도 6의 단계 S50에서 처음에 상술된 "타이-브레이킹" 프로시저를 적용할 수 있다.

또 다른 실시예에서, 에러 검출은 스크램블링 코드 그룹 식별자(SCGI) 코드로 불리는, 패리티 검사 코드에 대한 대안적인 코드를 이용하여 실행된다. SCGI 코드는 도 10에서와 같이 HS-SCCH의 각각의 부분 1에 추가된다. SCGI는 HS-SCCH 송신이 속하는 스크램블링 코드 그룹을 식별하고, 부분 I에 따라 송신된다. 각각의 UE는 각각의 HS-SCCH 상의 부분 I를 디코딩하고, SCGI가 그 UE-특정 스크램블링 코드 그룹에 대응하는지를 검사한다. SCGI 코드들 중 어떤 것도 UE-특정 스크램블링 코드 그룹과 매칭하지 않으면, UE는 HS-SCCH들 중 어떤 것도 그것을 위해 의도되지 않았음을 결정한다. 정확하게 하나의 SCGI 코드가 매칭하면, 그것은 그 SCCH의 부분 II를 디코딩하도록 진행할 것이고, 또한, 대응하는 DSCH를 버퍼링하기 시작한다. 하나 이상의 SCGI 코드가 그 그룹과 매칭하면, UE는, 이전에 상술된 바와 같이, YI 알고리즘 및/또는 소프트 메트릭들을 이용하여 타이들을 브레이킹할 것이다.

상기 접근 배후의 원리는 그룹들로 코드들을 스크램블링하는 총 집합을 분할하는 것이다. p-비트 SCGI가 이용되면, 2^p개의 그룹들이 형성된다. UE들에 대한 스크램블링 코드들의 할당(호출 셋업 시간(call set up time)에 이루어진)은 각각의 스크램블링 코드 그룹에서 UE들의 수와 평균을 이룬다. 이는 동일한 코드 그룹에서 UE들에 대한 동시 송신들의 가능성을 감소시키고, 그에 의해 오경보 확률을 개선한다. SCGI 접근은, 패리티 검사 코드와 달리, 요구되는 모든 것이 HS-SCCH의 부분 I의 인코딩 이전에 정보 비트들에 SCGI 비트 필드를 삽입 또는 추가하기 때문에, 기지국 및 UE에서 구현하는 데 상대적으로 단순하다.

따라서, 기술된 본 발명은, 동일한 다수의 방식들로 변형될 수 있음이 자명할 것이다. 상술된 알고리즘들은 몇 가지 구성 요소들, 흐름도들 또는 블록들로 구성된 것으로 기술되었지만, 이 방법들이 애플리케이션 특정 집적 회로들, 소프트웨어-구동형 프로세서 회로, 또는 분리된 구성 요소들의 다른 배열들에서 구현될 수 있음은 이해되어야 한다. 그러한 변형들은 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어난 것으로 간주되지 않으며, 모든 그러한 변경들은 다음의 청구항들의 범위 내에 포함되도록 의도된다는 것은 당업자에게 자명할 것이다.

본 발명에 따르면, 시스템에서의 각각의 UE에 대해, 에러 검출의 확률이 높고 오경보의 확률이 낮음을 보증하기 위해, 무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 효율적이고 신뢰할 수 있는 방법이 제공된다.

Claims

무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 방법에 있어서,

각각의 제어 채널의 적어도 일부를 디코딩하는 단계;

하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하는 단계와;

적어도 하나의 계산된 메트릭에 기초하여 상기 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는 에러 검출 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 결정 단계는 야마모토-이토(YI) 디코딩 알고리즘을 실행하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 결정 단계는, 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하기 위해 상기 YI 알고리즘에 관련하여 각각의 제어 채널의 각각의 일부에 추가된 SCGI 코드를 이용하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 결정 단계는, 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하도록 각각의 제어 채널의 각각의 일부에 추가된 패리티 검사 코드를 이용하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.
무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 방법에 있어서,

각각의 제어 채널의 적어도 일부를 디코딩하는 단계;

하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하도록 야마모토-이토(YI) 디코딩 알고리즘을 실행하는 단계와;

적어도 하나의 계산된 메트릭에 기초하여 상기 YI 알고리즘에 의해 결정된 상기 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는 에러 검출 방법.
무선 통신 시스템의 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 방법에 있어서,

각각의 제어 채널의 적어도 일부를 디코딩하는 단계로서, 각각의 일부는 거기에 추가되는 패리티 검사 코드를 포함하는, 상기 디코딩 단계;

하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 추가된 패리티 검사 코드를 이용함으로써 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하는 단계와;

적어도 하나의 계산된 메트릭에 기초하여 상기 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는 에러 검출 방법.
무선 통신 시스템에서 기지국으로부터 복수의 사용자 장비들(UEs)에 송신되는 제어 채널들에서 에러들을 검출하는 방법에 있어서,

UE에서 각각의 제어 채널의 적어도 일부를 디코딩하는 단계로서, 각각의 일부는 거기에 추가되는 스크램블링 코드 그룹 식별자(SCGI) 코드를 포함하는, 상기 디코딩 단계;

상기 추가된 SCGI 코드가 상기 UE의 스크램블링 코드 그룹에 대응하는지 여부를 검사함으로써, 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하는 단계와;

적어도 하나의 계산된 메트릭에 기초하여 상기 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는 에러 검출 방법.
제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,

상기 결정 단계는, 하나 또는 그 이상의 제어 채널들이 상기 디코딩 단계 동안 성공적으로 수신되었는지를 결정하도록 상기 패리티 검사 코드를 이용하는 것에 관련하여 야마모토-이토(YI) 디코딩 알고리즘을 실행하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.
제 1 항 또는 제 5 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택 단계는,

상기 결정 단계에 의해 결정된 바와 같이, 하나 이상의 제어 채널이 성공적으로 수신될 때, 성공적으로 수신된 것으로서 결정된 각각의 제어 채널에 대한 경로 메트릭 차(PMD) 메트릭을 계산하는 단계와,

상기 계산된 PMD들에 기초하여 상기 성공적으로 수신된 제어 채널들 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 계산 단계는 최소 경로 메트릭 차(MPMD) 메트릭, 총 경로 메트릭 차(APMD) 메트릭, 및 주파수 경로 메트릭 차(FPMD) 메트릭 중 적어도 하나를 계산하는 단계를 포함하는, 에러 검출 방법.