KR20030068783A - 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에 관한 것으로 수신할 원신호를 전송받는 송신 가중치 벡터부와, 상기 수신할 원신호에 상기 송신 가중치 벡터를 곱한 신호원을 수신 스마트 안테나에 송신하는 송신 스마트 안테나와, 상기 송신 스마트 안테나로부터 받은 신호를 수신하는 수신 스마트 안테나와, 상기 스마트 안테나로부터 신호를 수신받아 수신 가중치 벡터를 곱하는 수신 가중치 벡터부로 구성함을 특징으로 하여 송수신측 모두 스마트 안테나를 사용하여 통신을 하기에 향상된 채널 용량을 얻을 수 있다.

Description

송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법{METHOD FOR ADAPTIVE BEAMFORMING SYSTEM OF TRANSMISSION AND RECEIVER SMART ANTENNA}

본 발명은 스마트 안테나를 이용하는 방법에 관한 것으로, 특히 송수신용 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에 관한 것이다.

배열안테나를 이용하여 수신 신호에 가중치를 곱해서 빔패턴(Beam Pattern)을 조절하여 최적의 빔패턴을 형성해서 무선통신 효율을 향상시키는 안테나를 스마트 안테나라 말한다. 그리고 스마트 안테나의 핵심 부분이라고 할 수 있는 빔패턴을 조절하는 역할을 하는 신호처리 방법을 적응빔형성 방법이라고 한다. 여기서 말하는 배열 안테나는 스마트 안테나를 말한다.

한편, 기존의 스마트 안테나의 빔형성 방법으로는 다음과 같은 것들이 있다.

첫째, 수신 신호의 SNR/SIR을 최대로 만드는 가중치를 구하기 위해서 수신 신호의 자기상관행렬의 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터를 반복적으로 찾는 방법이 있다. 상기와 같은 수신 신호의 SNR/SIR을 최대로 만드는 가중치를 구하는 방법은 논문 "Ayman F. Naguib, 'Adaptive Antennas for CDMA Wireless Networks" [Ph. D. Dissertation, Dept of Electrical Engineering, Stanford University, Aug. 1996]에 개시된 바를 예로 들 수 있다.

이것을 구현한 방법으로는 MCGM(LCGM) 방법이 있다. 이러한 MCGM에 관한 방법은 국내출원번호 제1998-0057416호(발명의 명칭 : 공액기울기 방법에 의거한 적응 배열 안테나 시스템의 최적의 웨이트 벡터 계산을 위한 신호처리 방법 및 장치, 출원인:최승원)에 개시된 바를 예로 들 수 있다.

둘째, 수신 안테나의 배열의 위치를 이용해서 수신 신호를 분석하는 방법인 SGM이 있다. 이러한 수신 안테나의 배열의 위치를 이용해서 수신 신호를 분석하는 방법은 국내출원번호 : 2001-0026629호(발명의 명칭 : 스마트 안테나의 가중치 벡터 검출 방법, 출원인 : 박재돈, 윤기완, 김제우)에 개시된 바를 예로 들 수 있다.

한편, 멕시엄 라이크리후드(Maximum Likelihood) 방식에 기초하여 최소자승해(Least Square)를 구하는 ILSP 방법도 있다. 상기와 같은 멕시엄 라이크리후드((Maximum Likelihood) 방식에 기초하여 최소 자승해(Least Square)를 구하는 ILSP 방법은 논문 "Blind Separation of Synchronous Co-Channel Digital Signals Using an Antenna Array-Part 1: Algorithms" [T. Shilpa, V. Mats, and P. Arogyaswami, IEEE Trans. Signal Processing , 1996, vol. 44, no. 5, pp. 1184-1197]에 개시된 바를 예로 들 수 있다.

종래의 스마트 안테나 시스템은 단지 수신측(기지국)에만 사용했다. 즉, 이동전화 는 크기가 소형인 특성상 배열 안테나를 이용하는 것은 불가능하게 여겨졌다. 그러나 통신기술이 발전함에 따라 기지국 뿐만 아니라 이동전화에도 배열 안테나를 사용할 필요성이 제기되고 있다. 무선 랜(LAN) 및 블루투스(Bluetooth) 등과 같은 시스템에서는 일종의 기지국 대 기지국의 통신으로서 송수신측 모두 배열 안테나를 사용하는데 전혀 불편함이 없다. 그러므로 이제는 송수신측 모두 배열안테나를 사용해서 채널용량을 급격히 증대시킬 수 있는 다수사용자 검출 적응빔형성 알고리즘이 필요하다.

한편 OFDM 빔형성 방법과 비교되는 종래의 기술은 다음 논문에 있다. 논문 "Adaptive beamforming algorithm for OFDM systems with antenna arrays" [Chan Kyu Kim; Kwangchun Lee; Yong Soo Cho, Consumer Electronics, IEEE Transactions, Volume: 46 Issue: 4 , Nov. 2000, Page(s): 1052 1058.]에 개시된 바를 예로 들 수 있다.

상기의 논문을 간략히 살펴보면, S개의 스마트 안테나에 수신되는 수신신호행렬 V(n)은 하기 수학식 1과 하기 수학식 2과 같이 표현된다.

여기서, M은 사용자수이고, N는 부반송파(sub-carrier) 의 수이다. A(theta)는 사용자에 대한 사용자 방향행렬이며, B(n)는 AWGN이다. 그리고 X^H (n)는 사용자 신호벡터를 의미한다. 여기서 { }^{H } 는 복소관계 전치행렬을 의미한다.W(n)는 가중치 벡터이며, 적응빔 형성기를 통과한 적응빔형성 신호벡터 R(n)는 하기 수학식 3과 같이 계산한다.

R(n)= {W}^{H}(n)V(n)

여기서 W^H (n)는 W(n)의 복소관계 전치행렬을 의미한다. R(n)과 W(n)는 하기 수학식 4와 같이 구성한다.

결국 FFT(Fast Fourier Transform : 이하 FFT라 칭함) 처리 후 추출한 수신 신호는 하기 수학식 5와 같이 구해진다.

여기서 F(n)는 푸리에변환 행렬을 의미한다.는 하기 수학식 6와 같이 표현한다.

그리고는 {k}^{th} 부반송파(Subcarrier)의 수신 신호를 의미한다. 여기서 k번째 부반송파를 의미한다.

적응빔형성기에서 수신 신호의 적응빔형성 방법은 파일럿 신호와 수신 신호의 자승해를 최소화시키는 방식으로 결정한다. 상기와 같은 방법은 하기 수학식 7와 같이 계산한다.

여기서 {e}`_{p} ^{2}(n)는 오차신호의 자승을 의미한다. 그래서는 그 평균치가 된다.는 파일럿 신호사이의 주파수 간격, q는 첫번째 파일럿 신호의 부반송파(Subcarrier) 위치이다. 그래서는 오차신호의 크기가 된다. {N}_{p} 는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 OFDM라 칭함) 블록에 포함되는 파일럿 신호의 개수이다. 또한,와는부반송파의 파일럿 신호와 수신 신호를 의미한다. 상기와 같은 수학식은 하기 수학식 8와 같이 벡터형태로 표현한다.

여기서, 상기 수학식 8의 각각의 요소는 하기 수학식 9와 같이 계산한다.

여기서 E_p (n)는 오차신호벡터이고, m번째 사용자의Y_p,m (n)는 파일럿 신호 벡터를 의미하고,는 예측된 수신신호를 의미한다.

시간 도메인(Time Domain)에서 MSE(Mean Square Error : 이하 MSE라 칭함)는 하기수학식 10과 같이 계산한다.

여기서,는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform : 이하 IFFT라 칭함)변환된 신호이다. 시간 도메인 벡터와 주파수 도메인 벡터는 하기와 같은 수학식 11의 FFT 행렬로 얻어진다.

F`_p^H (n)는 F_p (n)의 복소관계 전치행렬을 의미한다.

여기서 푸리에변환 행렬인 F_p (n)는 하기 수학식 12와 같이 구한다.

상기 논문의 가중치 벡터 갱신식은 하기 수학식 13의 LMS(Least Mean Square)에 기초한다.

여기서, {E}`_{p} ^{H} (n)의 {W}^{*} 에 대한 그레이디언트는 하기 수학식 14와 같이 계산한다.

결국 OFDM 시스템의 가중치 벡터 갱신식은 하기 수학식 15와 같이 계산한다.

이러한 OFDM 빔형성 방법은 가중치 벡터가 파일롯 신호에 의해 블록 단위로 처리된다는 문제점이 있다.

따라서 본 발명의 목적은 송수신측 모두에서 스마트 안테나를 이용하는 다수사용자 적응빔형성 방법을 제공함에 있다. 본 발명의 또 다른 목적은 MSE에 기초한 세미 블라인드 방식(Semi-Blind MSE-based Algorithm)의 OFDM 적응빔형성 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일특징에 따르면, 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에 있어서, 가중치 벡터를 초기화하는 과정과, 상기 초기화한 가중치 벡터를 가지고 신호원을 계산하는 과정과, 계산 신호원을 가지고 미리 설정된 신호좌로 프로젝션하여 기준신호를 계산하는 과정과, 상기 계산한 기준신호를 가지고 오차신호를 계산하는 과정과, 상기 계산한 오차신호를 이용하여 그레이디어트를 계산하는 과정과, 상기 계산한 그레이디언트를 가지고 송수신 스마트 안테나의 가중치 벡터를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 특징에 따르면, 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에 있어서, 상기 수신 신호로부터 원신호를 추출하는 과정은 파일롯 신호에 의해서 블록 단위로 가중치 백터를 갱신하는 단계와, 상기 갱신 가중치 백터를 상기 파일롯 신호에 의해 트레이닝되는 단계와, 상기 갱신 가중치 벡터가 상기 파일롯 신호에 의해 트레이닝하여 상기 가중치 벡터를 블라인드 방식을 적용하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 스마트 안테나의 적응빔헝성 시스템의 개략적인 전체 구성도,

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에서 가중치 벡터를 구하는 동작 흐름도,

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 송신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에서 가중치 벡터를 구하는 동작 흐름도,

도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 송신 스마트 안테나의 송신 가중치 벡터를 갱신하는 동작 흐름도,

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 스마트 안테나의 송수신 가중치 벡터 갱신 동작 흐름도,

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 OFDM라 칭함) 빔형성 시스템의 개략적인 전체 구성도,

도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법 중 OFDM 빔형성 방법의 동작 흐름도,

도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN(Additive White Gaussian Noise : 이하 AWGN라 칭함) 채널에서 송신 안테나 수를 다르게 함에 따라 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프,

도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 레일레이 페이딩 채널에서 송신 안테나 수를 다르게 함에 따라 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프,

도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN채널에서 수신 안테나 수를 다르게 함에 따라 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프,

도 11는 본 발명의 일실시예에 따른 레일레이 페이딩 채널에서 수신 안테나 수를 다르게 함에 따라 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프,

도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN채널에서 송수신 안테나의 적응빔형성 방법에서 OFDM 빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 스마트 안테나의 다수사용자 적응빔형성 시스템의 개략적인 전체 구성도이다. 도 1을 참조하면, 송수신 스마트 안테나의 안테나 개수는 각각 M,~N이다. 송신측에서 신호원 z(t)는 송신 가중치 벡터부(110)에 의해서 송신 가중치 벡터를 곱해진 뒤 송신 스마트 안테나(120)를 통해서 전송한다. 전송한 신호는 행렬 H로 모델링(Modeling)된 채널을 통해 수신 스마트 안테나(130)에 송신한다. 수신 스마트 안테나(130)의 입사 신호는 하기 수학식 16과 같이 구한다.

z(t)는 송신되는 신호원이고,는 잡음성분을 의미한다. I는 간섭 신호의 개수이고,{H}_{i}는 i-th 간섭 신호의 채널행렬이다. 그리고는 i-th 간섭 신호의 송신 스마트 안테나(120)의 송신 가중치 벡터이다.는 AWGN (Additive White Gaussian Noise : 이하 AWGN라 칭함)이다.

수신 스마트 안테나(130)의 수신한 수신신호, 채널 행렬H, 송신 가중치 벡터는 하기 수학식 17과 같이 구한다.

여기서{h}_{nm}은 m-th 송신 스마트 안테나(130)와 n-th 수신 스마트 안테나(120) 사이의 채널 응답이다. 그리고{}^{H}는 각각 복소관계(Conjugate), 전치행렬(Transpose) 그리고 복소관계 전치행렬(Conjugate Transpose)를 의미한다.

결국, 수신 스마트 안테나(130)에 입사되는 신호를 수신 가중치 벡터부(140)에서 수신 가중치 벡터의 복소관계 전치행렬인를 곱해서 원신호를 추출한다. 추출한 원신호 y(t)는 하기 수학식 18과 같이 계산한다.

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 수신 스마트 안테나의 수신 가중치 벡터를 구하는 과정을 나타낸 흐름도이다. 본 발명의 일 특징에 따른 종래의 LMS(Least Mean Square) 방법에 기반을 둔다. 도 2를 참조하여, 먼저 210단계에서 수신 스마트 안테나에 신호를 수신한다. 수신한 수신신호 x(t)는 하기 수학식 19와 같이 계산한다.

상기 수학식 19에서 H는 채널,는 송신 가중치벡터, z(t)는 신호원, n(t)는 AWGN을 의미한다.

210단계 이후 220단계에서 수신된 신호를 수신 스마트 안테나의 가중치 벡터를 곱하여 신호를 추출한다. 추출한 원신호 y(t)는 하기 수학식 20과 같이 계산한다.

는 수신 가중치벡터의 복소관계 전치행렬이고, H는 채널이고,는 송신 가중치벡터이고, z(t)는 신호원을 의미한다.

여기서 수신 스마트 안테나의 가중치 벡터를 갱신 과정에서 설명을 간단히 하기 위해서 잡음성분은 제외하고 설명한다. 그리고 k-th 샘플의 오차 신호 epsilon _k는 하기 수학식 21과 같이 구한다. 여기서 k는 수신신호의 도착 순서중 k 번째를 의미한다.

d_k는 기준신호, y(k)는 배열안테나에 수신된 신호에 가중치 벡터를 곱해서 예측한 신호를 의미힌다.

220단계이후 230단계에서 기준 신호를 본 발명의 일 특징에 따른 예측된 신호를 미리 설정된 신호좌로 프로젝션하여 기준 신호를 대체한다. 미리 설정된 신호좌는 예측된 신호의 가장 가까운 신호좌를 의미한다. 기준 신호 d_k는 하기 수학식 22와 같이 표현한다.

230단계 이후 240단계에서 오차 신호의 제곱값을 수신 스마트 안테나의 가중치 벡터로 미분해서 그레이디언트 수치를 계산한다. 그레이디언트 수치 계산의 수학식은 하기 수학식 23과 같이 구한다.

상기 수학식 23에서는 그레이디언트 값을 의미한다.

240단계 이후 250단계에서 수신 스마트 안테나의 가중치 벡터 갱신은 하기 수학식 24를 이용하여 계산한다.

여기서는 갱신 전의 수신 가중치벡터,는 수신측의 그레이디언트 값이고, mu는 스텝 사이즈(Step Size) 상수이다. 그래서 갱신된 수신 가중치벡터는 갱신전의 수신 가중치벡터에서 수신측의 그레이디언트값에서 스텝사이즈 상수인 mu를 곱한 값을 뺀 값이다.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 송신 스마트 안테나의 송신 가중치 벡터를 구하는 과정을 나타낸 흐름도이다. 도 3을 참조하여 먼저 310단계에서 오차 신호의 제곱을 송신 스마트 안테나의 가중치 벡터로 미분해서 그레이디언트 수치 계산을 수행한다. 그레이디언트는 하기 수학식 25와 같이 구한다.

는 갱신 전의 송신 가중치 벡터, epsilon _k는 오차신호를 의미한다.

여기서 오차 신호 epsilon _k는 하기 수학식 26과 같이 계산한다.

d_k는 기준신호,는 갱신 전의 추출한 원신호를 의미한다.

310단계 이후 320단계에서 오차 신호를 송신 스마트 안테나 가중치 벡터로 미분 연산을 수행한다, 상기와 같은 미분 연산 수행 후의 수학식은 하기 수학식 27과 같이 구한다.

여기서 {}^*,{}^T,{}^H는 각각 복소관계, 전치행렬, 복소관계 전치행렬을 의미한다.

320단계 이후 33단계에서 상기 수학식 27을 상기 수학식 25에 대입하는 연산을 수행한다. 상기와 같은 대입한 수학식은 하기 수학식 28과 같이 구한다.

330단계 이후 340단계에서 가중치 벡터를 갱신한다. 상기와 같은 가중치 벡터 갱신는 하기 수학식 29과 같이 구한다.

여기서,는 갱신 전의 송신 가중치벡터,는 그레이디언트값에서 스텝사이즈인 mu 를 곱한 값을 의미한다. 그래서 갱신한 송신 가중치벡터는 갱신 전의 송신 가중치벡터 값에서 그레이디언트 값에서 스텝사이즈인 mu를 곱한 값을 뺀 값을 의미한다.

도 3의 340단계에서 가중치 벡터 유도 과정을 도 4를 참조하여 보다 상세히 설명한다. 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 송신 스마트 안테나의 가중치 벡터를 갱신하는 과정 중 가중치 벡터 수학식의 갱신 과정을 나타낸 흐름도이다. 도 4를 참조하여, 가중치벡터 갱신 수학식은 하기과 같은 일련의 과정을 통해서 간단하게 바꿀수 있다.

먼저 410단계에서 수신 신호에 송신 가중치 벡터를 곱하는 연산을 수행한다. 410단계에서 수신 신호는 하기 수학식 30과 같이 계산한다.

수학식 30에 전송 가중치 벡터를 곱하는 연산을 410단계에서 수행한다. 수행한 결과는 하기 수학식 31과 같이 계산한다.

410단계 이후 420단계에서 수학식 31에 간단한 벡터 역변환 연산을 수행한다. 수행한 결과는 하기 수학식 32와 같이 계산한다.

420단계 이후 430단계에서 420단계의 결과인 수학식 32에 전치행렬의 연산을 수행한다. 430단계의 결과는 하기 수학식 33과 같이 구한다.

430단계 이후 440단계에서 430단계의 결과인 상기 수학식 33에 수신 가중치벡터를 곱하는 연산을 수행한다. 440단계의 결과는 하기 수학식 34와 같이 계산한다.

440단계의 결과로 송신 가중치 벡터의 갱신 수학식은 하기 수학식 35와 같이 구한다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 시스템 중 송수신 가중치 벡터 갱신 처리 과정을 나타낸 흐름도이다. 도 5를 참조하여, 먼저 510단계에서 가중치 벡터를 초기화시키는 과정을 수행한다. 510단계에서 가중치 벡터 초기화는 k=0일 때의 송수신 가중치 벡터의 값을 의미한다. 초기화는 하기 수학식 36과 같이 표현한다.

510단계 이후 520단계에서 신호원 계산을 수행한다. 신호원 계산은 하기 수학식 37과 같이 계산한다.

520단계 이후 530단계에서 계산된 신호원을 미리 설정된 신호좌로 프로젝션하여 기준 신호를 구하는 연산을 수행한다. 여기서 미리 설정된 신호좌는 계산된 신호원에 가장 가까운 신호좌를 의미한다. 530단계에서 연산 수행은 하기 수학식 38과 같이 표현한다.

530단계 이후 540단계에서 수학식 38을 이용하여 오차 신호를 구하는 연산을 수행한다. 오차 신호는 하기 수학식 39과 같이 계산한다.

540단계 이후 550단계에서 수학식 39를 이용하여 계산한 오차 신호의 제곱을 송 수신 가중치 벡터로 미분해서 송수신 그레이디언트를 구하는 연산을 수행한다. 550단계에서 연산 수행은 하기 수학식 40과 같이 계산한다.

550단계 이후 560단계에서 상기 수학식 40을 이용하여 송수신 가중치 벡터 갱신하는 연산을 수행한다. 송수신 가중치 벡터 갱신은 하기 수학식 41과 같이 구한다.

갱신된 송수신 가중치벡터는 갱신전의 송수신 가중치벡터에서 송수신 그레이디언트 각각에 mu는 스텝사이즈(Step Size)를 결정하는 상수를 곱한 값을 뺀 값을 의미한다.

560단계 이후 570단계에서 송수신 가중치 벡터가 수렴하는 지 여부를 판단한다. 수렴 여부를 판단하여 수렴하지 않으면 상기 520단계에서부터 연산 수행을 반복한다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 수신 스마트 안테나의 OFDM 적응빔형성 시스템의 개략적인 전체 구성도이다.

도 6을 설명하기에 앞서 우선 OFDM에 대해서 간략히 살펴보면, OFDM은 멀티캐리어 변조 방식의 하나로써 멀티패스(Multi-Path) 및 이동 수신 환경에서 우수한 성능을 발휘한다. 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하여 주파수 이용 효율을 높이는 방식으로, 유무선 채널에서 다중 반송파(Multi-Carrier)를 사용하여 고속 데이터 전송에 적합한 방식이다. 다중경로 페이딩을 갖는 무선 통신 채널에서 심벌주기가 짧은 고속 데이터 전송 시 단일 반송파(Single Carrier)방식을 사용하게 되면 심벌간 간섭이 더욱 심해지기 때문에 수신단의 복잡도가 크게 증가하는 반면, 다중 반송파 방식의 경우에는 데이터 전송 속도를 그대로 유지하면서 각 부반송파에서의 심벌주기를 부반송파의 수만큼 확장시킬 수 있기 때문에 하나의 탭을 갖는 간단한 등화기로 다중경로에 의한 심각한 주파수 선택적 페이딩 채널에 잘 대처 할 수 있다. 이러한 OFDM방식에서는 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하므로 주파수 이용 효율이 높아지고 송수신단에서는 이러한 복수의 반송파를 변복조하는 과정을 FFT/IFFT로 구현할 수 있다.

또한, FFT/IFFT는 FT(Fourier Transform : 이하 FT)/IFFT(Inverse Fourier Transform : 이하 IFT)를 고속으로 변환 수행을 하는 것으로 FT는 비주기적인 함수에 적용하는 것으로 모든 신호는 기준 신호의 정수배의 sin함수와 cos함수의 합으로 표현할 수 있다는 개념부터 시작한다. FT/IFT는 하기 수학식 42과 같이 표현한다.

상기 수학식 42을 모든 주파수점에 대해 변환하는 것이 아니라 특정점들만 잡아내어 일부만 변환하는 방식을 FFT/IFFT라 한다. 여기서 특징을 가진 점들을 골라내어 변환한 후 나머지 부분을 보상하여도 그 특성이 거의 살아 있기 때문에 가능하다.

이러한 OFDM과 FFT/IFFT의 내용을 가지고 도 6을 설명하면 먼저 수신측 OFDM 적응빔형성 시스템은 다수의 수신 스마트 안테나(610)와, 다수의 ADC(Analog-to-Digtal Converter : 이하 ADC라 칭함)(620)와, 다수의 수신 가중치 벡터(630)와, 가중치 조절기(640)와, FFT부(650)와, 디코터(Decoder)부(660)로 구성한다.

다수의 송신 스마트 안테나로부터 송신된 신호를 수신하는 다수의 수신 스마트 안테나(610)는 다수의 방향으로부터 송신 스마트 안테나로 수신한 신호를 ADC(620)로 전송한다. ADC(620)은 수신한 신호를 디지털 신호로 변환한다. 이후 변환된 신호를 가중치 조절기(640)와 수신 가중치 벡터부(630)로 전송한다. 가중치 조절기(640)는 참조 신호인 수신한 파일롯 신호와 비교하여 수신한 신호가 일정한 수준의 가중치를 가지고 있는 지 판단하여 다시 수신 가중치 벡터부(630)로 전송한다. 상기 수신한 파일롯 신호는 하기 수학식 43와 같이 구한다.

상기 수학식 42를 참조하여 수신한 신호의 가중치에 대한 정보를 수신 가중치 벡터부(630)로 전송한다. 이후 다수의 수신한 신호와 다수의 수신 가중치 벡터부(630)의 정보를 합하여 FFT부(650)로 전송한다. FFT부(650)은 전송된 신호를 푸리에 변환을 실시한다. 이후 변환한 신호를 전송받은 디코터부(660)는 신호를 디코딩 처리하여 원신호를 추출한다.

도 6을 수학식을 이용하여 보다 상세히 설명하면, 수신 스마트 안테나(610)로부터 수신된 신호에서 입사되는 사용자수가 M이고, 배열안테나 수가 K개라고 가정할 때, A(theta)는 방향 벡터로 구성된 행렬이고, G(n)는 AWGN 잡음이다. 수신신호벡터는 하기 수학식 44과 하기 수학식 45으로 표현한다.

그런데 m^th 사용자의 신호 벡터인 다수사용자 신호백터는 가중치 벡터부(630)의 다수사용자 가중치벡터를 곱해서 구해진다. 즉, 수신된 신호에 수신 가중치 벡터를 곱한 m^th 사용자의 다수사용자 신호벡터는 하기 수학식 46와 같이 구한다.

는의 복소관계 전치행렬이다.

상기 수학식 46의 다수사용자 신호벡터와 다수사용자 가중치벡터의 구성 요소를 좀 더 자세히 살펴 보면 하기 수학식 47과 같이 표현한다.

이후 다수사용자 신호벡터은 FFT부(650)를 거쳐 주파수 도메인으로 변환한다. 주파수 도메인으로 변환한 신호는 하기와 같은 하기 수학식 48과 같이 계산한다.

즉 주파수 도메인으로 변환한 신호는 다수사용자 신호벡터와 F(n)의 곱으로 계산한다.

이후 디코더부(660)를 통해서 신호원으로 복구한다. 복구한 신호원을으로 표현한다.

도 7는 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 빔형성 시스템 중 가중치 벡터 갱신 과정을 나타낸 흐름도이다. 도 7는 본 발명의 일 특징에 따른 MSE(Mean Square Error)에 기초한 세미 블라인드 방법을 나태낸 흐름도이다. 도 7를 참조하여, 먼저 710단계에서 전송신호가 보내지기 전에는 파일럿 신호에 의해서 블록단위로 가중치 벡터가 갱신된다. 이후 720단계에서 가중치 벡터가 파일롯 신호에 의해 트레이닝(Training)된다. 이후 730단계에서 블라인드 방식으로 가중치 벡터를 갱신한다. 상기의 과정에서 기준신호는 복구한 신호원로 대신한다.

상기 720단계에서 파일럿 신호에 의한 트레이닝(training)에 대해서 수학식을 통해서 자세히 설명한다. 다수사용자 파일럿 신호와 수신한 다수사용자 파일럿 신호는 하기 수학식 49과 같이 구한다.

여기서는 푸리에변환 벡터를 의미한다.

720단계를 수행 시 하기 수학식 50를 먼저 정의한다.

상기 수학식 50의 정의에 따라 수신한 파일롯 신호는 다수사용자 가중치벡터와 상기 수학식 50에서 정의한 수신신호U_pm (n)의 곱으로 계산한다. 즉, 수신한 파일롯 신호는 하기 수학식 51으로 표현한다.

도 7과 같은 적응빔형성 방법은 MMSE(Minimun Mean Square Error : 이하 MMSE로 칭함)에 기초해서 수행한다. MMSE에 기초한 OFDM 빔형성 시스템의 비용함수 J(n)는 하기 수학식 52과 같이 계산한다.

또, 그레이디언트의 값는 하기 수학식 53와 같이 계산한다.

여기서,은 n^th블록의 i^th신호의 자기상관(Correlation) 행렬이다.은 i^th 파일럿 신호와 수신단의 파일럿 신호의 교차 자기상관(Cross-Correlation) 벡터이다. 그리하여 가중치벡터 갱신은 하기 수학식 54로 계산한다.

즉, 다수사용자 가중치벡터 갱신은 갱신 전의 다수사용자 가중치벡터에 상기 수학식 53에서 계산한 그레이디언트에 스텝사이즈 상수 mu를 곱한 값에인 값을 뺀 값이다.

여기서 자기상관(Correlation) 행렬과 교차 자기상관(Cross-Correlation) 벡터는 하기 수학식 55와 같이 계산한다.

상기 수학식 55를 상기 수학식 54에 대입하면 하기 수학식 56이 구한다.

여기서,는 i^th 파일럿 신호와 수신단의 파일럿 신호사이의 오차 신호이다.

720단계 이후 730단계에서 블라인드 방식을 적용하여 가중치 벡터를 갱신한다. 이제 파일럿 신호에 의한 트레이닝(Training)이 끝나면 블라인드 방식으로 변환한다. 이제부터는 파일럿 신호는 더 이상 사용하지 않는다. 가중치 벡터 갱신 방식은 종래의 파일럿 신호를 이용하는 방법과 비교하여 하기와 같은 차이점을 가진다.

첫째, 수신 신호 U_pm (n)는 U_m (n)에 의해 대체된다. 하지만 형성 방법은 상기 720단계에서의 상기 수학식 49와 같다.

둘째, 시간 도메인(Time Domain)의 기준신호는 하기 수학식 57과 같이 구한다.

셋쩨, 디코딩(Decoding)되기 전의 시간 도메인의 수신 신호는 하기 수학식 58 또는 하기 수학식 59과 같이 구한다.

또는,

720단계에서 가중치 벡터는 하기 수학식 60과 같이 구한다.

그리고 오차신호 e_m,i (n)는 하기 수학식 61과 같이 구한다.

도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN(Additive White Gaussian Noise : 이하 AWGN) 채널에서 송신 스마트 안테나 수를 다르게 함에 따라 나타나는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 시스템의 성능을 보여주는 그래프이다. 송신 스마트 안테나의 수를 1에서부터 6까지 변화시킴에 따른 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 대비 BER(Bit Error Rate)을 비교해 본 결과 거의 송신 스마트 안테나의 수가 3일때나 4일때는 거의 같고, 또 송신 안테나의 수가 5일때나 6일때도 거의 같다. 송신 스마트 안테나의 수가 많을수록 AWGN 채널에서 송신 스마트 안테나의 송신율이 좋다는 것을 알 수 있다. 결과적으로 AWGN 채널에 강하다는 것을 의미한다.

도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 레일레이 페이딩(Rayleigh Fading) 채널에서 송신 안테나 수를 다르게 함에 따라 나타나는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 시스템의 성능을 보여주는 그래프이다. 결과적으로 송신 스마트 안테나가 많을수록 동일 SNR에 따른 BER의 결과를 보면 송신 스마트 안테나가 많을수록 레일레이 페이딩에서 송신 스마트 안테나의 송신율이 좋다는 것을 알 수 있다. 결과적으로 레일레이 페이딩에 강하다는 것을 의미한다.

도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN채널에서 수신 안테나 수를 다르게 함에 따라 나타나는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 시스템의 성능을 보여주는 그래프이다. 동일 SNR에 따른 BER의 결과를 보면 수신 스마트 안테나의 수가 많을수록 AWGN에서 수신 안테나의 수신율이 좋다는 것을 알 수 있다. 결과적으로 AWGN에 강하다는 것을 알 수 있다.

도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 레일레이 페이딩 채널에서 수신 안테나 수를 다르게 함에 따라 나타나는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 시스템의 성능을 보여주는 그래프이다. 동일 SNR에 따른 BER의 결과를 보면 수신 안테나의 수가 많을수록 레일레이 페이딩에서 수신 스마트 안테나의 수신율이 좋다는 것을 알 수 있다. 결과적으로 레일레이 페이딩에 강하다는 것을 알 수 있다.

도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 AWGN채널에서 송수신 스마트 안테나의적응빔형성 시스템에서 OFDM 빔형성 방법의 성능을 보여주는 그래프이다. 엘리멘트(element)의 수를 변화시킴에 따른 SNR에 대한 BER의 성능을 보여주는 도면이다. 엘리멘트의 수가 많아질수록 SNR의 수치가 줄어들고 이에 따른 BER의 수치는 낮아지는 것을 알 수 있다.

본 발명은 송수신 모두 스마트 안테나를 사용하는 적응빔형성 방법을 제공함에 있다. 송수신측 모두 스마트 안테나를 사용하여 통신을 하기에 향상된 채널 용량을 얻을 수 있다. 또, 송수신 스마트 안테나 적응빔형성 시스템에서 OFDM 적응빔형성 방법을 제공함으로써 채널에 대한 주파수의 효율을 높일 수 있다.

Claims (9)

1. 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에 있어서,

   가중치 벡터를 초기화하는 과정과,

   상기 초기화한 가중치 벡터를 이용하여 신호원을 계산하는 과정과,

   계산한 신호원을 미리 설정된 신호좌로 프로젝션하여 기준신호를 계산하는 과정과,

   상기 계산한 기준신호를 이용하여 오차신호를 계산하는 과정과,

   상기 계산한 오차신호를 이용하여 그레이디어트를 계산하는 과정과,

   상기 계산한 그레이디언트를 이용하여 송수신 스마트 안테나의 가중치 벡터를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 오차신호를 하기 수학식 62를 이용하여 구함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
3. 제 1항에 있어서, 상기 기준신호는 하기 수학식 63과 같이 미리 설정된 신호좌로 프로젝션하여 기준신호를 계산함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형헝 방법.
4. 제 1항에 있어서, 상기 송수신 그레이디언트의 계산을 상기 수학식 62를 이용하여 하기 수학식 64와 같이 구함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
5. 제 1항에 있어서, 송수신 가중치 벡터는 상기 수학식 64를 이용하여 하기 수학식 66과 같이 구함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
6. 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법에서 직교 주파수 분할 다중화 빔성형 방법은

   파일롯 신호에 의해서 블록 단위로 가중치 백터를 갱신하는 단계와

   상기 갱신 가중치 백터를 상기 파일롯 신호에 의해 트레이닝하는 단계와,

   상기 갱신 가중치 벡터가 상기 파일롯 신호에 의해 트레이닝하여 상기 가중치 벡터를 블라인드 방식을 적용하는 단계로 포함함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
7. 제 6항에 있어서, 초기에는 파일롯 신호를 이용하여 신호처리 계산하며 상기 파일롯 신호는 블라인드 방식이 적용되기 전까지 사용함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
8. 제 6항에 있어서, 상기 비용 함수 계산은 하기 수학식 67을 이용하여 구함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.
9. 제 6항에 있어서, 상기 그레이디언트 계산은 하기 수학식 68를 이용하여 구함을 특징으로 하는 송수신 스마트 안테나의 적응빔형성 방법.