KR200231599Y1 - 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기 - Google Patents

Abstract

본 고안은, 열손실에 의한 영향을 줄이기 위한 고압방전 램프용 전자식 안정기 회로에 사용되는 게이트 구동용 변압기에 관한 것으로, 좌측 코어(63) 및 우측 코어(63')가 맞대어 이루어지되, 상기 좌측 코어 및 우측 코어는 각각 'U'자형이며, 1차 권선(61) 및 2차 권선(62) 그리고 상기 1차 권선과 2차 권선을 절연하는 절연필름이 상기 1차 및 2차 권선의 사이에서 상기 'U'자형의 페라이트 코어의 일측에 권회되어 이루어지는 구조로서, 상기 'E'형 코어를 갖는 변압기보다 동일 턴수에 대해 적층면적이 보다 감소되며 동일 리액턴스 값에 대해 턴수는 증가되도록 한 것이다. 따라서, 본 고안에 관한 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기에 의하면, 코어 적층면적을 줄이는 것이 가능하고 열손실에 의한 악영향을 크게 줄이는 것이 가능하며, 제조도 간단해지는 등의 장점이 있다.

Description

고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기{DRIVE TRANSFORMER OF ELECTRONIC BALLAST FOR HIGH INTENSITY DISCHARGE LAMP}

본 고안은 고압방전 램프용 전자식 안정기에 사용되는 구동용 변압기에 관한 것으로, 특히 열발생 및 열손실을 줄이는 것이 가능한 구동용 변압기에 관한 것이다.

먼저, 본 고안에 관한 구동용 변압기를 채용하는 고압방전 램프용 전자식 안정기에 대하여 설명한다.

본 고안자는, 고압방전 램프용 전자식 안정기에 대하여 대한민국 특허출원 제 2001-1945 호로 공동출원한 바 있으며, 상기 출원 내용은 본 명세서에 참고되어 진다.

도 1은 본 고안에 관한 변압기를 채용하는 고압방전 램프용 전자식 안정기 회로도이고, 도 2는 도 1 의 드라이버 IC의 일예이며, 도 3은 도 1의 파워제어부 IC의 일예이다.

상기 고압방전 램프용 전자식 안정기는 도 1 내지 도 3에서 보듯이, 입력 교류신호를 정류하여 직류전압을 공급하는 정류부(200)와, 상기 정류부로부터 인가되는 전압을 공급받아 주어진 공진주파수로 발진하여 램프를 점등시키는 램프정합부(400)와, 상기 정류부로부터의 정류된 전압을 인가받아 상기 램프정합부의 공진을 일으키는 인버터부(500, 500')와, 상기 인버터부를 제어하는 파워제어부(600, 600')를 포함하는 고압방전램프용 전자식 안정기로서, 상기 램프정합부(400)는, 공진용 커패시터(C12A, C12B, C13, C14)와 인덕터(T4)를 포함하며,상기 인버터부(500, 500')는, 일측 권선이 상기 공진용 인덕터(T4)와 전기적으로 접속된 구동용 트랜스(T5)와, 상기 구동용 트랜스의 다른 일측 권선들의 통전 여부에 의해 온/오프되며 상기 램프정합부의 공진회로를 트리거링하여 고주파 출력을 생성하도록 하는 트리거소자(Q1, Q2)와, 상기 램프의 시동시에 상기 트리거 소자의 어느 하나를 동작시키기 위한 시동회로(C17, R6, DIAC) 및 램프 점등 후에 상기 시동회로의 동작을 정지시키기 위한 회로(R22, D10)를 포함하며, 상기 파워제어부(600, 600')는, 상기 램프로의 출력신호를 검출하는 출력검출부(T3, 710)와, 상기 출력검출부에 의해 검출된 값과 입력전류를 비교하고 상기 비교된 값과 입력전압을 곱하는 승산부(720)와, 상기 승산부에서 산출된 전력값과 기준값의 비교 결과에 따라 상기 램프의 시동시에 상기 구동용 트랜스(T5)를 통해 소정의 펄스폭을 갖는 다수개의 펄스가 상기 램프에 인가되도록 하는 펄스폭 조정부(670)를 포함함으로써 이루어진다.

이때, 상기 펄스폭 조정부(670)는, 상기 드라이브 트랜스(T5)의 또다른 일측 권선의 신호의 실효값에 의해 충전되는 제2 충전용 콘덴서(C26)와 상기 승산회로의 전력값을 기준값의 비교 결과에 의해 상기 제2 충전용 콘덴서의 충/방전을 스위칭하는 제1 스위칭소자(Q4)를 포함하여 이루어지며, 더욱 바람직하기로는, 상기 펄스폭 조정부(670)는, 상기 드라이브 트랜스(T5)의 또다른 일측 권선의 신호가 정전압 다이오드(ZD1)를 통해 상기 제2 충전용 콘덴서(C26)에 인가되며, 상기 승산회로의 전력값과 기준값의 비교 결과에 따라 상기 스위칭소자가 온/오프됨으로써, 상기 드라이브 트랜스(T5)를 흐르는 신호의 전력의 크기를 일정 크기로 유지하도록 하는 것을 특징으로 한다.

이를 좀더 상술하면, 입력전원 공급부(100)는, 3상 교류 전원을 세 개의 단자(WH, BL, GND)를 통해 공급받아 퓨즈(FUSE)를 통해 필터로서 기능하는 콘덴서(C1) 및 트랜스포머(T2)의 병렬회로를 통해 다시 세 개의 콘덴서들(C1-C3)로 이루어지는 필터회로에 의해 필터링되어 안정화된다. 필터회로에 의해 안정화된 전원은 입력트랜스(T1)를 통해 다음 단인 정류부(200)로 인가된다.

정류부(200)는, 브리지 다이오드(D1)에 의해 전파정류되어, 다이오드(D2) 및 평활용 콘덴서(C7)에 의해 평활화된다. 또한, 상기 하위 전위 단자(P2)는 직렬접속되는 전류 검출용 저항(R1) 및 다이오드(D3)의 병렬회로의 일측단이 되는 바, 상기 병렬회로의 타측단(P6) 및 상기 상위전위 단자(P1) 간의 정류된 전압은 다시 노이즈 필터(C5, C5, C10)에 의하여 필터링되는 것이 바람직하다. 상기 노이즈 필터 회로에는 다음 단인 완충DC전원부(300), 램프정합부(400) 및 인버터부(500)가 접속된다.

완충DC전원부(300)는, 종래기술과 마찬가지로, 출력정합부(400)로부터 생성된 반사 파워를 접속단자(P9)를 통해 입력받는 다이오드(D6, D7), 입력 전력이 충전되어 DC전압의 리플성분을 감소시키는 콘덴서(C8, C9), DC전압이 로우 레벨에 있는 상태에서 상기 다이오드들을 통해 상기 콘덴서로 충전전압을 보상하기 위한 다른 다이오드(D4, D5)로 이루어진다.

출력정합부(400)는, 상기 접속단자 P9에 접속되는 시정수를 결정하는 공진콘덴서(C12A, C12B, C13)와 상기 공진콘덴서(C13)의 타측단(P8)에 접속되는 공진 코일(T4), 및 상기 접속단자 P8에 접속되는 튜브 전압과 매칭되는 권선비를 갖고 출력이 공진 상태에 있지 않을 때에 생성된 반사파워를 완충DC전원부(5)로 되돌리는 출력변압기(T3)를 갖는다. 상기 출력변압기(T3)는 공진콘덴서(C14)를 통해 램프의 일측단(P10)에 접속된다. 램프 양단(P9, P10)에는 직렬저항회로(R2, R3) 및 저항(R4)과 다이오드(D8, D9)의 직렬회로가 각각 병렬접속된다. 램프정합부는 접점 P1, P6 및 P7을 통해 다음 단인 인버터부(500)에 접속된다.

인버터부(500)의 접점 P1 및 P8은 각각 인버터부의 트리거소자로서 작용하는 MOSFET(Q1, Q2)의 소스 및 드레인에 접속되는 바, 양 트리거 소자(Q1, Q2)의 다른 입력단자는 접점 P5에서 만나며, 동시에 상기 접점 P5에는 드라이브 트랜스(T5)의 일측권선이 접속된다. 상기 트리거소자에는 각각 전압상승율을 억제하는 콘덴서(C15, C16)가 병렬접속된다. 또한, 상기 트리거소자의 게이트는 게이트 파형정형 집적회로(K02)의 출력단에 접속되며, 다시 상기 게이트 파형정형 집적회로(K02)의 입력측은 상기 드라이브 트랜스(T5)의 다른 권선들이 접속된다. 한편, 상기 정류부(200)의 양 평활용 소자의 접점(P3)은 동시에 인버터부의 시동회로부(C17, R6, DIAC)에 접속된다. 즉, 상기 시동회로부의 콘덴서(C17)가 단자 P6 및 P4에 접속되며, 저항 R6은 단자 P3 및 P4 간에, 그리고 다이악(DIAC)은 단자 P4 및 트리거소자(Q2)의 게이트에 접속된다. 또한, 상기 단자 P4 및 P5 간에는 상기시동회로의 동작을 정지시키기 위한 회로(R22, D10)가 접속된다. 상기 단자 P4는 다음 단인 파워제어부(하이브리드 IC의 22번 칩단자)에 접속된다.

파워제어부(600)는, 레귤레이터(610), 기준전압 발생부(620), 입력과전압 검출부(630), 온도검출부(640), 재점등시간 설정부(650), 기준전압 설정부(660), 펄스폭 조정부(670), 하이브리드 IC(700)(K01) 및 그 외에 부수적인 회로들을 포함한다.

또한, 도2에서 보는 바와 같이, 상기 하이브리드 IC(K01)는 출력검출부(710), 승산부(720), 이그니션 시간 제어부(730), 드라이브 트랜스 출력조정부(740), 가전류 검출부(750) 및 기타 보조적인 회로들을 포함한다.

먼저, 일측 권선이 상기 출력정합부(40)의 출력트랜스(T3)의 타측 권선은 IC의 13번 및 14번 칩단자에 접속된다. 상기 칩단자(13, 14)에는 브리지 다이오드(BD101) 및 검출된 전류값을 전압값으로 환산하여 주는 회로(D101, R101-R104, C101-C102, Q101)를 포함하는 출력검출부(710)가 접속되며, 출력검출부는 다이오드(ZD101)를 통해 승산부(720)에 접속된다. 상기 브리지 다이오드(BD101)의 출력측은 동시에 저항(R124)을 통해 전류원(A)에 접속된다. 상기 승산부의 다른 입력은 입력전류를 검출하는 저항(R1)을 통해 5번 칩단자에 접속되며, 또다른 입력은 입력전압을 검출하는 저항(R7, R8)의 접속점을 통해 6번 칩단자에 접속된다. 상기 전류 입력신호(출력전류, 입력전류)는 비교되며, 상기 승산기의 연산증폭기(Q102)의 일측입력으로 입력되고, 결국 상기 연산기에 의해 입력전압값과 승산되어진다.상기 연산기(Q102)의 타측 인력은 7번 칩단자로부터 오는 바, 상기 7번 칩단자에는 가변저항(VR1) 및 저항(R17-R19)에 의한 조정값이 인가된다. 상기 연산기의 출력은 콘덴서 C105를 통해 피드백된다. R105-R107은 저항이며, C103-C104는 콘덴서이다.

상기 승산기의 출력은 검출된 파워값에 해당하게 되며, 이는 다시 비교기(Q103)의 일측 입력측에 인가된다. 상기 비교기(Q103)의 타측 입력은 11번 칩단자를 통해 인가되는 기준전압(V1)이 된다. 상기 11번 칩단자에는 기준전압 V1이 정전압회로(C19, IC1, R11)를 통해 인가된다. 아울러, 상기 비교기의 타측 입력단에는 9번 칩단자에 접속되는 위상보정회로(R12, C24)가 접속되는 바, 상기 위상보정회로의 타측은 정류부(200)의 상위전위단자(P1)에 접속된다.

상기 비교기(Q103)의 출력은 인버터(IN101)를 통해 20번 칩단자에 접속되는 바, 20번 칩단자는 저항(R20)을 통해 펄스폭 조정부(670)의 이미터 접지 스위칭소자(Q4)의 제어단자에 접속된다.

한편, 드라이브 트랜스(T5)의 또다른 권선은 상기 K01 IC(700)의 1번 및 2번 칩단자에 접속되는 바, 상기 칩단자에는 드라이브 트랜스 출력조정부(740)가 접속된다. 상기 출력조정부(740)는 상기 칩단자를 통해 입력되는 드라이브 트랜스(T5)의 출력을 먼저 브리지 다이오드(BD102)를 통해 정류하며, 정류된 신호는 3번 칩단자 및 제2 스위칭소자(SCR)의 애노드에 접속된다. 상기 3번 칩단자의 IC 외부에는 펄스폭 조정부(670)의 충전용 콘덴서(C26) 및 스위칭소자로서의 트랜지스터(Q4)의 콜렉터의 접속단이 제너다이오드(ZD1)를 통해 접속된다.

한편, 상기 드라이브 트랜스 출력조정부(740)의 또다른 출력단인 사이리스터의 애노드측은 동시에 저항기(R122) 및 다이오드(D115)를 통해 비교기(Q104)의 입력단자에 접속된다. 상기 입력단자에는 IC 구동전압(+)이 저항(R123)을 통해 인가된다. 상기 비교기의 다른 입력은 기준전압(V1)이며, 출력은 저항(R121) 및 다이오드(D116)를 통해 10번 칩단자를 통해 재점등시간 설정부(650)에 접속되어지는 바, 상기 재점등시간 설정부(650)의 재점등 지연시간을 설정하는 콘덴서(C21)에 접속된다 상기 콘덴서(C21)에는 제어다이오드(ZD3)가 접속된다.

상기 비교기(104)의 타측 입력측은 동시에 가전류검출부(750)의 이미터 접지 스위칭 트랜지스터(T102)의 콜렉터 측에 접속됨과 동시에, 콘덴서(C108)를 통해 전류원(A)에 접속된다. 상기 트랜지스터의 베이스측은 상기 전류원(A)에 접속되며, 동시에 저항(R120) 및 콘덴서(C107)를 통해 접지된다.

상기 IC의 23번 칩단자에는 입력단(P3)이 제너다이오드(TVS) 및 저항(R14)을 통해 접속되는 바, 이 칩단자는 동시에 충전용 콘덴서(C20)를 통해 접지된다. 또한 상기 23번 칩단자의 IC 내부는 상기 드라이브 트랜스 출력조정부(740)의 사이리스터(SCR)의 게이트에 접속된다. 아울러, 상기 23번 칩단자는 저항(114, R115)을 통해 셧다운 트랜지스터(T101)의 베이스에 접속되는 바, 상기 이미터 접지 셧다운 트랜지스터의 콜렉터는 전술한 바와 같이 상기 인버터(500)의 시동회로(C17)에 접속된다.

상기 셧다운 트랜지스터의 베이스측은 동시에, 이그니션 시간 제어부(720)에접속되는 바, 그 일측(18번 칩단자)은 콘덴서(C28)를 통해 접지된다. 제어부 720은 전원(+), 다수개의 다이오드(D108-D112), 저항(R111-R113) 및 인버터(IN104-IN106)를 포함한다.

상기 IC의 8번 및 12번 칩단자에는 레귤레이터(610)를 통해 IC의 구동전압(Vcc)이 인가되며, 이는 동시에 3번 칩단자로부터 저항(R23) 및 다이오드(D15)를 통해 신호를 입력받는다. 상기 8번 칩단자의 IC 내부는 저항(R109) 및 다이오드(D105)의 병렬회로 및 다이오드(D106)를 통해 서미스터(TH)에 접속된다.

이제 상기 고압방전 램프용 전자식 안정기의 동작을 설명하면, 먼저, 램프를 시동하기 위해서 입력전원이 인가되면, 단자 P4에 걸린 직류전압이 저항(R6)을 통해 제1 충전용 콘덴서(C17)가 충전되며, 일정 전압 이상 충전될 경우 다이악(DIAC)을 통해 통전되어 트리거 소자인 MOSFET(Q2)를 턴온시킨다. 따라서 출력정합부(400)의 공진회로가 작동하기 시작하며, 이는 다시 드라이브 트랜스(T5)에서 신호를 감지한다. 드라이브 트랜스가 신호를 감지하여, IC(700)의 드라이브 트랜스 출력조정부(740)를 통하고 펄스폭 조정부(670)의 제2 충전용 콘덴서(C26)를 충전시킨다. 상기 충전된 전압은 제1 스위칭 소자(Q4)의 온/오프에 의해 충/방전을 하게되며, 이로써 상기 온/오프 시간에 해당하는 만큼의 펄스폭을 갖는 펄스열이 드라이브 트랜스(T5)에 인가되어, 결국 트리거 회로(Q1, Q2)를 트리거하게 되므로, 램프출력회로에는 충분한 크기의 펄스폭 및 진폭을 갖는 다수개의 펄스열이 인가되어, 램프를 성공적으로 점등시키게 된다. 상기 펄스 주기는 시동회로의 저항(R6) 및 콘덴서(C17)의 파라미터값에 의존하며, 펄스폭의 제1 스위칭 소자(Q4)의 스위칭 시간에 의해 그리고 진폭은 제2 충전용 콘덴서(C26)에 의해 결정된다. 한편, 상기 제1 스위칭 소자(Q4)의 제어신호는, 한편으로는 출력트랜스(T3)의 출력전류 및 입력전류 감지(710, R1)에 의하고 또 한편으로는 입력전압의 감지(R7, R8)에 의하며, 이들 전류값을 상호 비교하고 전압값과 승산하여(720) 파워를 검출한 후 기준값(V1)과 비교기(Q103)에 의해 비교한 신호가 된다. 더구나, 상기 드라이브 트랜스(T5)의 출력단은 제너다이오드(ZD1)에 의해 정전력 유지된다. 시동시에는 초기전류가 크므로 상기 제어신호는 '하이' 레벨이며, 램프가 점등된 후에는, 상기 제어신호는 '중간' 레벨이다.

한편, 시동시에는 입력과전압 검출부(630)의 제3 충전용 콘덴서(C20)도 충전되어 지고, 출력조정부(740)의 제2 스위칭 소자인 사이리스터(SCR)의 게이트를 트리거하게 되나, 그후 상기 제3 충전용 콘덴서(C20)의 충전전압은 저항(R114, R115)에 의해 방전되며, 콘덴서(C20)는 충전되지 않아 상기 입력과전압 검출부(630)는 동작을 중지한다.

또한, 시동 후에는 드라이브 트랜스(T5)의 출력전압은 제4 충전용 콘덴서(C21)를 충전하게 되며, 그 동안에는 제4 콘덴서(C21)가 방전될 때까지 재점등이 되지 않는다.

한편, 이상의 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기(T5)로서는,도 4에 보인 것과 같은, 'DP9' 등의 재질을 갖는 트로이덜형 변압기(40)를 사용하였으나, 이는 30W 정도의 저전력형의 일반 형광램프에는 적당하나, 400W 정도의 고압방전 램프용 안정기의 구동용 변압기로 사용할 시에는, 전류가 너무 많이 흐르게 되어 세츄레이션이 발생하기 쉬우며, 열발생이 크고 온도 변화에 민감하여 제특성을 발휘하지 못한다는 단점이 있었다. 도면 번호 43은 트로이덜 코어이고, 41 및 42는 각각, 1차 권선 및 2차 권선이다.

한편, 이상과 같이 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기로서, 도 5에 보인 것과 같은 소위 EE형 코어를 갖는 변압기가 있다. 이는, 'E' 자형의 1차측 및 2차측 코어(53, 53')가 맞붙어 있으며, 각각은 중간에 중간 가지(53a, 53'a)를 갖는다. 도면 번호 51 및 52는 각각, 1차측 및 2차측 권선이며, 대체로 중간 가지에 1차측 권선이 감기고 난 후, 그 위에 절연필름이 감기고 다시 2차측 권선이 감기게 된다.

그런데, 게이트 구동용 변압기(T5)의 경우, 코어 적층면적 및 턴수를 적절히 선택해야, 램프정합부의 공진회로를 트리거링하여 고주파 출력을 생성하도록 하는 트리거소자로서의 FET(Q1, Q2)의 손실을 줄일 수 있다. 또한, 변압기의 코어 적층면적이 클수록 전력 손실이 많게되며, 결국 열손실이 많게 된다. 그러나, 종래의 EE형 코어를 갖는 일정 턴수(Turns)를 확보하는 경우 대체로 L값이 크며, 적층면적 역시 크다는 문제점이 있었다. 역으로, EE형의 코어를 갖는 변압기의 경우, 적절한 L값을 가지기 위해서는 상대적으로 턴수를 적게하여야 하며, 이는 코어열 발생의문제 및 자속 포화문제가 발생한다.

또한, 이상의 구동용 변압기는 무부하시의 공진주파수 보다는 낮고 부하시의 공진주파수 보다는 높게 주파수를 설정하여야 하는 바, 구동용 변압기의 출력 신호 펄스의 듀티비가 맞지 않으면, 한쪽으로 자속밀도가 포화되는 편여자 현상이 발생하게 되므로, 종래의 EE형의 코어를 갖는 변압기는 구동용 변압기로서 이러한 점에 있어서도 부적당하였다.

본 고안은, 상기와 같은 문제점을 해소하기 위한 것으로, 본 고안의 목적은, 게이트 소자(Q2)의 증폭율(hfe)을 고려하여 최소한의 게이트 전류만을 흘려줄 수 있도록 하여 스위칭 속도로 인한 열손실을 줄이기 위한 고압방전 램프용 게이트 구동용 변압기를 제공하는 것이다.

즉, 본 고안에 관한 구동용 변압기는, 상대적으로 적층면적은 줄고 턴수는 늘릴 수 있는 구동용 변압기로서, 결국 발열로 인한 주위 소자들에 대한 악영향을 최대한 줄이는 것이 목적이다.

본 고안의 추가의 목적이나 효과는, 첨부한 도면을 참고하여 기술한 이하의 고안의 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다.

도 1은 본 고안에 관한 변압기를 채용하는 고압방전 램프용 전자식 안정기 회로도.

도 2는 도 1 의 드라이버 IC의 일예.

도 3은 도 1의 파워제어부 IC의 일예.

도 4는 제1 종래의 구동용 변압기의 구조도.

도 5는 제2 종래의 구동용 변압기의 구조도.

도 6은 본 고안에 관한 구동용 변압기의 구조도.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

40, 50, 60 : 변압기

41, 51, 61 : 1차 권선 42, 52, 62 : 2차 권선

43 : 트로이덜 변압기 코어 53, 53' : EE형 변압기 코어

53a, 53'a : 중간 가지 63, 63' : UU형 변압기 코어

이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 고안에 관한 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기는, 좌측 코어(63) 및 우측 코어(63')가 맞대어 이루어지되,상기 좌측 코어 및 우측 코어는 각각 'U'자형이며, 1차 권선(61) 및 2차 권선(62) 그리고 상기 1차 권선과 2차 권선을 절연하는 절연필름이 상기 1차 및 2차 권선의 사이에서 상기 'U'자형의 페라이트 코어의 일측에 권회되어 이루어지는 구조로서, 상기 'E'형 코어를 갖는 변압기보다 동일 턴수에 대해 적층면적이 보다 감소되며 동일 리액턴스 값에 대해 턴수는 증가되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게, 상기 절연필름은 염화폴리비닐이며, 더욱 바람직하게는, 상기 변압기의 코어는 적층 코어인 것이 좋다.

이하 첨부된 도면 도 6을 참조하여 본 고안의 최적 실시예를 상세히 설명한다.

도 6은 본 고안에 관한 페라이트 코어를 갖는 소위 UU형 구동용 변압기의 구조도이다. 도 5의 EE형 변압기 코어에 비해, 본 고안에 관한 도 6의 UU형 코어는, 2개의 바깥쪽 가지들 중의 어느 하나에 상당하는 부분이 없다는 것을 쉽게 알 수 있을 것이다. 즉, 좌측 및 우측 코어(63, 63')가 'U' 자형이다. 나머지 구성요소인 1차 및 2차측 권선(61, 62) 및 절연체(64)는 종래의 EE형의 그것과 동일하다.

이렇게 UU형 코어를 사용하는 본 고안에 따른 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기는, 종래의 EE형의 코어를 갖는 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기에 비해, 코어 적층면적이 약 1/2 정도로 축소되고 주변 소자에 미치는 열손실을 크게 줄이는 것이 가능해진다.

일례로, 종래의 EE형의 코어의 경우, 50μH의 L값을 원할 때에 20 턴수가 소요되었으나, UU형의 경우에는 동일한 L값을 위해 25-30 턴수가 소요되며, 결국 UU형의 경우 턴수가 크므로 코어열 문제나 포화문제가 상당부분 해소될 수 있는 것이다.

더욱이, 도 1에서의 구동용 변압기(T5)의 2차 전류는, 펄스폭 조정부(670)의 제2 충전용 콘덴서(C26)의 충/방전을 스위칭하는 제1 스위칭소자(Q4)의 콜렉터 전류와 동일하므로, 상기 스위칭소자로서의 트랜지스터(Q4) 및 정전압 다이오드(ZD1)에도 열손실 영향을 미치게 되는 바, 본 고안에 의한 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기에 의하면, 그러한 열손실의 영향을 크게 줄일 수 있다.

표 1 은, 게이트 구동용 변압기(T5)를 기존의 EE형 코어를 사용할 경우와, 본 고안에 의한 UU형 코어를 사용했을 경우에, 상기 변압기(T5) 자체, 상기 변압기(T5)가 접속되는 게이트 파형정형 집적회로(K02), 상기 파형정형 집적회로(K02)가 게이트에 접속되는 트리거소자(Q2), 및 상기 펄스폭 조정부(670)의 제1 스위칭소자(Q4)와 정전압 다이오드(ZD1)의 각 소자에 미치는 열손실 영향을 보여주고 있다. 이상의 실험은, 400W의 출력을 필요로 하는 고압방전 램프용 전자식 안정기를 기준으로 한 것이다. 각각 최소 12℃ 이상 및 최대 40℃의 온도차를 보이고 있다.

이상 본 고안을 첨부도면에 도시된 일 실시예를 참조하여 설명하였으나, 본 고안은 이에 한정되는 것은 아니며, 당업자가 용이하게 생각해 낼 수 있는 범위 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 따라서, 본 고안의 한계는 다음의 실용신안등록청구범위에 의해서만 한정되어야 한다.

	EE형 코어 변압기	UU형 코어
변압기 (T5) 자체	75 ℃	60 ℃
드라이브 IC (K02)	78 ℃	62 ℃
트리거용 FET (Q2)	75 ℃	63 ℃
정전압 다이오드 (ZD1)	85 ℃	45 ℃
펄스폭조정용 스위칭Tr(Q4)	75 ℃	38 ℃

이상에서 상술한 바와 같이, 본 고안에 관한 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기에 의하면, 코어 적층면적을 줄이는 것이 가능하고 열손실에 의한 악영향을 크게 줄이는 것이 가능하며, 제조도 간단해지는 등의 장점이 있다.

Claims (3)

1. 좌측 코어(63) 및 우측 코어(63')가 맞대어 이루어지는 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기에 있어서,

   상기 좌측 코어 및 우측 코어는 각각 'U'자형이며, 1차 권선(61) 및 2차 권선(62) 그리고 상기 1차 권선과 2차 권선을 절연하는 절연필름이 상기 1차 및 2차 권선의 사이에서 상기 'U'자형의 페라이트 코어의 일측에 권회되어 이루어지는 구조로서, 상기 'E'형 코어를 갖는 변압기보다 동일 턴수에 대해 적층면적이 보다 감소되며 동일 리액턴스 값에 대해 턴수는 증가되는 것을 특징으로 하는 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 절연필름은 염화폴리비닐인 것을 특징으로 하는 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 변압기의 코어는 적층 코어인 것을 특징으로 하는 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기.