KR20020065487A - 2경로를 가진 등화기 - Google Patents

2경로를 가진 등화기 Download PDF

Info

Publication number
KR20020065487A
KR20020065487A KR1020027005175A KR20027005175A KR20020065487A KR 20020065487 A KR20020065487 A KR 20020065487A KR 1020027005175 A KR1020027005175 A KR 1020027005175A KR 20027005175 A KR20027005175 A KR 20027005175A KR 20020065487 A KR20020065487 A KR 20020065487A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
coefficients
main signal
ghost
processor
path
Prior art date
Application number
KR1020027005175A
Other languages
English (en)
Inventor
시타리챠드더블유.
로프레스토스콧엠.
시아징송
Original Assignee
제니스 일렉트로닉스 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 제니스 일렉트로닉스 코포레이션 filed Critical 제니스 일렉트로닉스 코포레이션
Publication of KR20020065487A publication Critical patent/KR20020065487A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/04—Control of transmission; Equalising
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03522—Frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

데이터 블록을 처리하기 위한 2중경로 등화기는 제 1 및 제 2 전-처리기, 제 1 및 제 2 유한필터, 제 1 및 제 2 후-처리기, 그리고 가산기를 포함한다. 제 1 전-처리기는 수신신호의 계수들 b1을 적용하고, 제 1 유한필터는 수신신호로부터의 고스트를 실질적으로 제거하기 위해 제 1 전-처리기의 출력에 계수들 a1을 적용한다. 제 2 전-처리기는 수신신호에 계수들 b2를 적용하고 제 2 유한필터는 수신신호로부터의 고스트를 실질적으로 제거하기 위해 제 2 전-처리기의 출력에 계수들 a2를 적용하며, 제 2 후-처리기는 제 2 유한필터의 출력에 계수들 c2를 적용한다. 계수들 b2는 실질적으로 계수들 b1의 역수배이고, 계수들 a1은 실질적으로 계수들 a2의 역수배이며, 계수들 c1은 실질적으로 계수들 c2의 역수배이다. 가산기는 제 1 및 제 2 후-처리기의 출력을 가산하도록 설치된다.

Description

2경로를 가진 등화기{Equalizer With Two Paths}
고스트는 일반적으로 신호가 다른 전송경로를 통하여 수신기에 도달하기 때문에 수신기에서 생성된다. 예를 들면, 단일 송신기를 가지는 시스템에서 신호의 다중경로 전송은 신호의 반사 때문에 일어날 수 있다. 즉, 수신기는 전송신호와 전송신호의 하나 이상의 반사신호를 수신한다. 다른 예로써, 한 신호의 다중 경로는 동일한 신호를 동일 반송 주파수를 사용하는 수신기로 전송하는 복수의 송신기를 가지는 시스템에서 일어날 수 있다. 이런 종류의 전송을 지원하는 통신망은 전형적으로 단일 주파수 통신망으로 언급되고 있다.
신호가 2개 이상의 다른 전송 경로를 통하여 송신기에 도달할 때 간섭 패턴이 그 결과로서 생기게 된다. 주파수 도메인에서, 이와 같은 간섭패턴은 주파수 축에 따라 가변의 신호진폭에 의하여 나타내게 된다. 고스트가 100% 일 때 생기게 되는 간섭 패턴이 도 1에 도시되어 있다. 이 간섭 패턴은 어떤 주파수에서는 진폭널(Amplitude null)이나 또는 가까운 진폭널을 가진다. 따라서 이들 주파수 근방에서의 수신된 메인신호내에 포함된 임의 정보는 이들 주파수 근방에서의 신호대 잡음비가 사용 가능한 드레드홀드 이하이기 때문에 거의 상실하게 된다.
여러 시스템들이 고스트에 의해 야기된 문제점들을 취급하기 위해 고안되었다. 예를 들면, 대역확산시스템은 실질적인 대역폭 이상으로 전송데이터를 확산 시킴으로써 100% 고스트의 문제를 아주 적절히 다루고 있다. 따라서, 100% 고스트는 진폭널에 상응하는 주파수 근방에서 어떤 정보가 상실될 수 있음을 의미하지만, 데이터요소는 진폭널에 상응하지 않은 주파수 이상으로 확산되는 높은 확률을 가지고 있기 때문에 데이터 요소가 아직 복구될 수 있다. 불행하게도 대역확산 시스템에 관련된 데이터 레이트(R)는 전형적으로 많은 적응에 대하여 너무도 낮다(데이터 레이트(R)는 채널 대역 폭의 헤르츠당 데이터 비트의 수로써 제외된다).
고스트의 문제를 다루기 위하여 수신기내에 정합 필터를 사용하는 것도 또한 공지되어 있다. 이와 같은 접근방법에 있어서 데이터는 데이터 벡터로서 전송된다. 정합필터는 전송 될 수 있는 가능 데이터 벡터에 상응하는 기준 백터로 수신된 데이터를 상관시킨다. 전송된 데이터 벡터에 상응하는 기준 백터에 대한 수신된 메인 신호의 상관은 큰 피크를 생성하고, 다른 가능한 기준 백터에 대한 수신된 메인 신호의 상관은 작은 피크를 생성한다. 따라서 전송된 데이터 백터는 수신기에서 쉽게 결정될 수 있다. 그러나, 정합필터의 사용에 전형적으로 관련된 데이터 레이트(R)는 많은 적용에 대하여 너무도 느리다.
높은 데이터 fp이트가 필요로 될 때, 등화기들이 메인 신호의 고스트를 감소 시키기 위하여 수신기에서 흔히 사용된다. 시간 도메인 등화기의 고전적인 예는FIR 필터이다. FIR 필터는 일반적으로 도 2l에 도시된 바와 같은 그의 응답(h(t))을 수신 신호로 합성곱한다. 수신신호는 메인 신호의 고스트를 포함한다. FIR 필터는 메인 신호를 나타낸 큰 피크를 가지는 출력을 생성한다. 메인 신호의 고스트는 FIR 필터의 출력에서 작은 성분을 가진다. 그러나 도 2에 도시된 바와같이 FIR 필터의 탭들 중의 값 a,a1,a2,a3,....은 a의 값에 따라 달라지며 FIR 필터를 사용하는 100% 고스트를 완전히 상쇄시키기 위하여 FIR필터 응답의 값 a는 1에 접근하여야 한다. 값 a가 1에 접근함에 따라, FIR필터 탭들의 값들은 제로로 향하여 점근적으로 감소하지 않는다. 따라서, FIR필터는 100% 고스트가 제거 되도록 하려면 무한하게 길게 되어야하므로 FIR 필터가 100% 고스트를 제거하는 것은 실현 불가능 하다.
주파수 도메인 등화기(10)의 예가 도 3에 도시 되어있다. 주파수 도메인 등화기(10)는 수신신호를 주파수 도메인으로 변환시키기 위하여 수신신호에 고속푸리에변환을 수행하는 고속푸리에변환(FFT) 모듈(12)을 포함한다. 곱셈기(14)는 계수들 Ai의 행을 포함하는 보상 백터로 FFT 모듈(12)의 주파수 도메인 출력을 곱한다. 역 FFT 모듈(10)은 곱셈 결과를 시간 도메인으로 변환하기 위하여 곱셈기로 부터의 곱셈 결과에 대하여 역 고속프리에변환을 수행한다.
도 4는 주파수 도메인 등화기(10)에 의하여 사용 될 수 있는 예시적인 계수들 Ai의 집합을 나타낸 것이다. 계수들 Ai는 이들 계수 및 수신신호의 FFT가 곱셈기(14)에 의하여 곱하여 질 때 계수들 Ai가 다만 메인 신호만 남기고 수신 신호 내의 고스트를 상쇄하도록 선택된다. 계수들 Ai는 간섭 패턴이 제로 진폭을 가지는 주파수에서 무한한 진폭을 가져야함에 유의하여야 한다. 그러나 계수들 Ai는 사실로서는 무한하게 만들어 질 수 없다. 따라서 계수들 Ai는 이 주파수에서 컷오프되며 이것은 수신된 메인신호 내의 정보가 상실되므로 역 FFT 모듈(10)의 출력이 전송데이터의 유일한 근사 값으로 됨을 의미한다.
또한, 도 3의 주파수 도메인 등화기(10)에서 사용되는 벡터들 사이에는 빈 보호 간격(empty guard intervals)을 사용하는 것이 알려져 있다. 보호 간격은 도 5에 도시되어 있으며 수신벡터와 수신벡터의 고스트가 겹치지 않도록 제공되어 있으며, 만일 그렇지 않으면 그와같은 겹치는 부호간섭을 야기하기 때문이다. 그래서 보호간격은 적어도 예기되는 고스트만큼 길어야 한다. 수신된 메인신호에게 주기성의 외형을 주기 위하여 벡터의 주기적인 확장을 사용하는 것도 공지되어 있다. 따라서, 수신신호의 고속푸리에변환과 수신신호의 푸리에변환은 똑같이 나타난다.
1998.9.22자에 출원한 미국 특허원 09/158.730는 벡터들이 시간 및 주파수 도메인에서 필수적으로 랜덤하도록 시간 및 주파수 양자에 있어서 전송 데이터를 분배시킴으로써 100% 고스트를 효과적으로 제거하는 벡터 도메인 등화기를 개시하고 있다. 따라서, 고스트가 큰 채널에서 모든 데이터가 작은 잡음증가를 가지게 복구 될 수 있으며 존재하고 있는 임의의 확장된 잡음은 백색 잡음에 가까웁다.
도 6에 도시된 바와 같이, 상기 출원에 개시된 벡터 도메인 등화기(20)는 채널(20)에 의하여 분리되는 역 벡터 도메인 변환(22) 및 벡터 도메인 변환(20)을 포함한다. 역 벡터 도메인 변환(22)은 입력 데이터 블럭 내의 각 데이터 요소를 출력데이터 블록 내의 각 요소로 분배하도록 입력 데이터 블록과 변환매트릭 사이에서 매트릭 곱셈을 수행한다. 벡터 도메인 변환(24)은 수신신호와 복수의 수신 백터간에 매트릭곱셈을 수행한다. 벡터 도메인 변환(24)의 벡터들을 채널 일그러짐의 출현시에 원래의 입력 데이터 블록의 데이터가 복구되도록 채널 일그러짐에 따라 조정된다.
미국 특허원 09/158.730의 발명은 아주잘 동작한다. 그러나, 도 6에 도시된 변환에 의하여 수행되는 연산의 수는 n이 증가함에 따라 n2으로 증가하며, 여기서 n은 데이터 블록내 데이터 요소의 수이다. 1999.4.1에 출원한 미국 특허원 09/283.877은 100%까지의 고스트를 효율적으로 제거하면서도 사용되는 연산수가 보다 적은 등화기를 개시하고 있다. 이 등화기(30)는 도 7에 도시되어 있으며 전 처리기(pre-processor)(32), 유한필터(finite filter)(34) 및 후-처리기(post-processor)(36)를 포함한다. 유한필터(34)는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기로 구현될수 있다. 등화기(30)의 전-처리기(32)는 고스트가 수신된 메인 신호보다 작게 되도록 수신된 메인 신호 및 그의 고스트를 변조하기 위하여 채널로부터 수신된 데이터 입력 블록에 계수들 b를 곱한다. 유한필터(34)는 전-처리기(32)의 곱셈결과로부터 고스트를 제거하기 위하여 계수들 a를 적용시키고 후-처리기(36)는 유한필터(34)의 출력에 계수들 c를 적용시킨다. 후-처리기(36)는 전-처리기(32)에 의하여 부과된 변조의 결과를 역으로하며 유한필터(34)의 출력에 윈도(window)기능을 적용한다. 이 윈도 기능은 데이터 입력 블록의 기간 k와 실질적으로 동일한 기간을 가지게 한다. 도 7의 유한필터(34)에 의하여 수행되는 연산의 수는 n이 증가하면 nlogn에 따라 증가한다. 따라서, 등화기(30)에 의하여 수행되는 연산은 도 6의 변환에 의하여 수행된 연산보다도 상당히 더 적게된다.
도 7에 개시된 등화기가 단일경로 등화기 임을 유념하여야 한다. 이 단일 경로 등화기는 100% 고스트 출현에서도 데이터를 복구시키는 문제에 대한 해결점인 출력을 생성한다. 그러나 본 발명은 각경로가 해결점인 출력을 생성하고, 단일경로의 등화기에 비하여 잡음 성능에 대해 더 양호한 신호를 생성하기 위하여 2개 경로의 출력이 서로 가산되는 2중경로 등화기에 지향되어 있다
본 발명은 최대 100% 고스트(ghost)를 포함하는 신호 고스트를 실질적으로 제거하는 등화기에 지향되어 있으며, 더욱 구체적으로는, 잡음 증가를 최적으로 감소 하도록한 2중 경로 등화기 (dual path equalizer)에 관한 것이다.
본 발명의 이들 및 다른 특징과 장점은 다음의 도면에 관련하여서 볼 때 본 발명의 상세한 설명으로부터 더욱 명백하게 될것이다.
도 1 은 동일 주파수대역 내의 두 신호가 실질적으로 동시에 수신기에 의하여 수신될때 일어날 수 있는 간섭패턴을 나타낸 도면;
도 2 는 고스트를 제거하기 위하여 수신기내에 시간도메인 등화기로서 일반적으로 사용되는 FlR필터의 응답을 나타낸 도면;
도 3 은 고스트를 제거하기 위하여 수신기에서 사용되는 주파수 도메인 등화기를 나타낸 도면;
도 4 는 고스트를 상쇄시키기 위하여 도 3 의 주파수 도메인 등화기에 의하여 사용되는 예시적인 계수들 Ai 의 집합을 나타낸도면;
도 5 는 등화기를 사용하는 시스템에서 전송된 벡터들 사이에서 사용될수 있는 보호간격을 나타낸 도면;
도 6 은 벡터 도메인 변환쌍(즉 벡터도메인 변환과 벡터도메인 역변환)을 포함하는 등화기를 나타낸 도면;
도 7 은 전 -처리기, 유한필터 및 후-처리기를 가진 단일경로 등화기를 나타낸도면;
도 8 은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 2중경로 등화기를 나타낸 도면;
도 9 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 전-처리기의 응답에 대한 제 1 실시예를 나타낸 도면;
도 10 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 전-처리기의 응답에 대한 제 1 실시예를 나타낸 도면;
도 11 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 유한 필터에 대한 시간 도메인 응답을 나타낸 도면;
도 12 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 유한 필터에 대한 시간 도메인 응답을 나타낸 도면;
도 13 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 유한 필터에 대한 주파수 도메인 응답의 실수부를 나타낸 도면;
도 14 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 유한 필터에 대한 주파수 도메인 응답의 허수부를 나타낸 도면;
도 15 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 유한필터에 대한 주파수 도메인 응답의 실수부를 나타낸 도면;
도 16 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 유한필터에 대한 주파수도메인 응답의 허수부를 나타낸 도면;
도 17 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 후-처리기의 응답에 대한 제 1 실시예를 나타낸 도면;
도 18 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 후-처리기의 응답에 대한제 1 실시예를 나타낸 도면;
도 19 는 수신 메인신호 및 그의 고스트의 시간 도메인을 나타낸 도면;
도 20 은 시간 도메인에서 제 1 전-처리기 응답의 출력을 나타낸 도면;
도 21 은 시간 도메인에서 제 2 전-처리기 응답의 출력을 나타낸 도면;
도 22 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 전-처리기의 응답에 대한 제 2 실시예를 나타낸 도면;
도 23 은 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 전-처리기의 응답에 대한 제 2 실시예를 나타낸 도면;
도 24 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 후-처리기의 응답에 대한 제 2 실시예를 나타낸 도면;
도 25 는 도 8 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 후-처리기의 응답에 대한 제 2 실시예를 나타낸 도면;
도 26 은 본 발명에 따른 2중경로 등화기의 제 2 실시예를 나타낸 도면;
도 27 도 26 에 도시된 2중경로 등화기의 제 1 곱셈기의 응답을 나타낸 도면;
도 28 은 도 26 에 도시된 2중경로 등화기의 제 2 곱셈기의 응답을 나타낸 도면;
도 29 는 도 26 에 도시된 제 2 실시예를 설명하는데 있어 유용한 도면 이다.
본 발명의 일면에 따르면, 데이터의 블록을 처리하기 위한 2중경로 등화기는 제 1 및 제 2 전-처리기, 제 1 및 제 2 유한필터, 제 1 및 제 2 후-처리기 및 가산기를 구비한다. 제 1 전처리기는 수신신호에 계수들 b1을 적용한다. 제 1 유한 필터는 수신된 신호로부터 고스트를 실질적으로 제거하기 위하여 제 1 전-처리기의 출력에 계수들 a1을 적용한다. 제 1 후-처리기는 제 1 유한 필터의 출력에 계수들 c1를 적용한다. 제 2 전-처리기는 수신신호에 계수들 b2를 적용하고 계수들 b2는 실질적으로 계수들b1의 역수배이다. 제 2 유한 필터는 수신신호로부터 고스트를 실질적으로 제거하기 위하여 제 2 전-처리기의 출력에 계수들 a2를 적용하며 계수들 a2는 실질적으로 계수 a1의 역수배이다. 제 2 후-처리기는 제 2 유한필터의 출력에계수들 c2를 적용하며, 계수들 c2는 실질적으로 계수들 c1의 역수배이다. 가산기는 제 1 및 제 2 후-처리기로 부터의 출력을 가산하기 위하여 설치된다.
본 발명의 또하나의 다른 일면에 따르면, 데이터의 블록을 처리하기 위한 2중경로 등화기로 제 1 및 제 2 전-처리기, 제 1 및 제 2 유한필터, 제 1 및 제 2 후-처리기 및 가산기를 구비한다. 제 1 전-처리기는 수신신호에 계수들 b1을 적용한다. 제 1 유한 필터는 수신 신호로부터 실질적으로 고스트를 제거하기 위하여 제 1 전-처리기의 출력에 계수들 a1을 적용한다. 제 1 후-처리기는 제 1 유한필터의 출력에 계수들 c1을 적용한다. 제 2 전-처리기는 수신신호에 계수 b2를 적용하며 b2≠b1이다,
제 2 유한필터는 수신신호로부터 실질적으로 고스트를 제거하기 위하여 제 2 전-처리기의 출력에 계수들 a2를 적용하며 a2≠a1이다. 제 2 후-처리기는 제 2 유한필터의 출력에 계수들 c2를 적용하며 c1≠c2이다. 가산기는 제 1 및 제 2 후-처리기의출력을 가산하기 위해 설치된다.
본 발명의 또다른 하나의 면에 따르면, 수신 메인신호의 고스트를 실질적으로 제거시키고 잡음 확산을 감소시키는 방법은, a) 실질적으로 고스트를 제거하도록 제 1 경로에 따라 수신 메인신호와 고스트를 처리하는 단계; b) 제 1 경로에 따른 처리와 제 2 경로에 따른 처리는 제 1 및 제 2 경로내의 수신 메인신호가 상관되게 유지되고, 제 1 및 제 2 경로내의 잡음은 적어도 일부분이 상관되지 않게 유지되도록 되어서, 실질적으로 고스트를 제거하도록 제 2 경로에 따라 수신 메인신호와 고스트를 처리하는 단계; 그리고 c) 제 1 및 제 2 경로로부터 상관된 수신 메인신호와 적어도 일부분이 상관되지 않은 잡음을 가산하는 단계를 구비한다.
본 발명에 따른 2중경로 등화기(100)가 도 8 에 도시되어 있으며, 제 1 및 제 2 전-처리기(102,104), 제 1 및 제 2 유한 필터(106,108)와 제 1 및 제 2 후-처리기(110,112)를 포함한다. 제 1 전-처리기(102), 제 1 유한필터(106) 및 제 1 후-처리기(110)는 2중경로 등화기 (100)의 제 1 경로(114)를 형성하고, 제 2 전-처리기(100), 제 2 유한필터(108) 및 제 2 후-처리기(112)는 2중경로 등화기(100)의 제 2 경로(116)를 형성한다.
2중경로 등화기(100)의 제 1 전-처리기(102) 채널로부터 수신 된 신호에 계수들 b1를 곱한다. 채널로부터 수신된 신호는 도 8에서 데이터인(Data In)으로 표시되어 있다. 제 1 전-처리기(102)는 고스트가 수신 메인신호보다 작게 되도록 수신 메인신호와 그의 고스트를 변조하는 변조동작을 한다. 따라서 이젠 고스트는 100% 고스트가 아니다.
제 1 유한 필터(100)는 제 1 전-처리기(102)의 곱셈결과에 제 1 계수들 a1을 적용한다. 제 1 유한필터(100)는 콘벌버(convolver) 또는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기로서 수행될수 있다.
제 1 유한필터(106)가 콘벌버인 경우, 제 1 유한필터(106)는 계수들 a1을 제 1 전-처리기(102)로 부터의 곱셈결과에 합성곱(convolve)한다.
제 1 유한 필터(106)가 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기 인 경우에, 고속푸리에변환기는 제 1 전-처리기(102)로 부터의 곱셈결과를 주파수 도메인으로 변환하며, 곱셈기는 고속푸리에변환기의 주파수 도메인 출력에 계수들a1를 곱하며, 역 고속푸리에변환기는 곱셈기로 부터의 출력을 시간도메인으로 변환한다(대문자는 주파수 도메인을, 소문자는 시간 도메인을 나타내기 위해 사용된다). 콘벌버에 의하여 수행되는 콘벌루션이나 또는 곱셈기에 의해 수행되는 곱셈으로부터 고스트를 제거한다.
제 1 후-처리기(110)는 제 1 후-처리기(110)의 출력이 채널로 전송되는 데이터가 되도록 제 1 유한필터(106)로 부터의 출력을 계수들 c1로 곱한다. 제 1 후-처리기(110)의 출력은 그자체가 100% 고스트와 같은 채널 일그러짐의 문제에 대한 해답을 나타낸다. 제 1 후-처리기(110)는 제 1 전-처리기(102)에 의하여 부과된 변조의 결과를 역으로하며 제 1 유한필터(106)의 출력에 윈도 기능을 적용한다. 이 윈도기능은 데이터인(Data In)블럭의 기간에 실질적으로 동일한 기간을 가진다.
2중경로 등화기(100)의 제 2 전-처리기(104)는 채널로부터 수신된 신호를 계수들 b2로 곱한다. 계수들 b2는 실질적으로 계수들 b1의 역수배(또는 거울 영상)이다. 제 1 전-처리기(102)와 같이, 제 2 전-처리기(104)는 고스트가 수신 메인신호보다 더 크게 되게 수신 메인신호와 그의 고스트를 변조하는 변조동작을 한다. 따라서 이젠 고스트는 100% 고스트가 아니다.
제 2 유한필터 (108)는 제 2 전-처리기(104)의 곱셈결과에 계수들 a2를 곱한다. 계수들 a2는 실질적으로 계수들 a1의 역수배이다. 제 2 유한필터(108)는 콘벌버나 또는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기로써 실현될수 있다.제 2 유한필터(108)가 콘벌버인 경우, 제 2 유한필터는 제 2 전-처리기(104)로 부터의 곱셈결과를 계수들 a2로 합성곱한다. 제 2 유한필터(108)가 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기 인 경우, 고속푸리에변환기는 제 2 전-처리기(104)로 부터의 곱셈결과를 주파수 도메인으로 변환하여, 곱셈기는 고속푸리에변환기의 주파수 도메인 출력에 계수들 a2를 곱하며 역 고속푸리에변환기는 곱셈기로 부터의 출력을 시간도메인 으로 변환한다. 콘벌버에 의하여 수행된 콘벌루션 이나 또는 곱셈기에 의하여 수행된 곱샘은 제 2 전-처리기(104)의 곱셈결과로부터 고스트를 제거한다.
제 2 후-처리기(112)는 제 2 후 - 처리기(112)의 출력이 채널로 전송되는 데이터이도록 제 2 유한필터(108)의 출력을 계수들 c2로 곱한다. 계수들 c2는 실질적으로 계수들 c1의 역수배이다. 제 2 후-처리기(112)의 출력은 역시, 그 자체로, 100%고스트와 같은 채널 일그러짐의 문제점에 대한 해답을 나타낸다. 제 2 후-처리기(112)는 제 2 전-처리기(104)에 의하여 부과된 변조결과를 역으로하며 제 2 유한필터(108)의 출력에 윈도기능을 적용한다. 이와같은 윈도기능을 데이터인(Data In)블럭의 기간과 실질적으로 동일한 기간을 가지게 한다.
콘트롤러(118)는 수신 메인신호와 그의 고스트를 분리하는 시간간격를 측정하기 위하여 제공된다. 후술하는 바와 같이, 간격 d는 계수들 b1, a1, c1, b2, a2, 및 c2를 형성하는 데에 사용될수 있다. 콘트롤러(118)는 제 1 전-처리기(102)에 계수들 b1를 공급하고, 제 1 유한필터(106)가 콘벌버 인가 또는 고속푸리에변환기, 곱샘기 및 역 고속푸리에변환기 인가에 따라서 제 1 유한필터(100)에 계수들 a1또는 A1를 공급하며 제 1 후-처리기(110)에 계수들 c1을 공급한다. 또한 콘트롤러(118)는 제 2 전-처리기(104)에 계수들 b2를 공급하고, 제 2 유한필터(108)가 콘벌버인가 또는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기인가에 따라, 제 2 유한필터(108)로 계수 a2또는 A2를 공급하며, 제 2 후-처리기(112)로 계수 c2를 공급한다. 콘트롤러(118)는 또한 제 1 및 제 2 전-처리기(102,104), 제 1 및 제 2 유한필터(106,108) 및 제 1 및 제 2 후-처리기(110,112)를 2중경로 등화기(100)를 통하여 이동하는 각 데이터블럭으로 동기시킨다. 데이터의 각 2개 블록도 보호 간격에 의하여 분리될수 있다.
제 1 및 제 2 후-처리기(110,112)의 출력은 가산기(120)에 의하여 가산된다. 제 1 및 제 2 경로로부터 나오는 고스트가 없는 메인신호가 상관되어 있기 때문에 이들 고스트가 없는 메인신호의 가산은 제 1 및 제 2 경로(114,116)의 바로 하나로부터 나오는 고스트가 없는 메인신호의 약 2배의 진푹 및 4배의 전력의 결과를 생성한다. 즉, So 가 채널로부터 수신된 메인수신 신호를 나타낸 다면, 출력 메인신호(So1)는 제 1 경로(114)로부터 나오며, 출력 메인신호(So2)는 제 2 경로(116)으로부터 나온다. 출력 메인신호(So1,So2)는 상관되어 있으므로 그들이 가산기(120)에 의하여 가산될 때 그들의 결합전력은 수신된 메인신호 So의 전력의 약 4배이다.
한편, 랜덤하게 분포되어 있는 잡음(백색잡음과 같은)은, 제 1 및 제 2 후-처리기(110,112)의 출력이 가산될 때, 잡음이 고스트가 없는 메인신호를 가산하는 것 보다도 더 적은범위로 가산되도록 상관이 적다. 즉, No이 채널로부터 수신되는 잡음을 나타낸 다면, 출력잡음(No1)은 제 1 경로(114)로부터 나오며, 출력잡음(No2)은 제 2 경로(116)로부터 나온다. 출력잡음 (No1및 No2)은, 이들이 가산기(120)에 의해 가산될 때 이들의 합성전력은 No<No1+No2<4No의 범위내에 있도록 단지 일부분이 상관되어 있다
따라서 제 1 및 제 2 후-처리기(110,112)의 각 출력이 100%고스트 문제점과 같은 채널 일그러짐에 대한 해법이며, 최대 100%고스트 까지 고스트를 적절히 다루도록 단지 사용될수 있다하더라도, 2중경로 등화기의 신호 대 잡음비가 단일 경로등화기의 것보다 더욱 향상된다.
제 1 전-처리기(102)에 의하여 적용된 계수들 b1은 도 9에서 한예의 방법으로 도시된 바와같은 이산적인 스텝일수 있다. 이들스텝의 각각은 간격 d와 동일한 시간축에 따른 폭을 가지고 있다. 또한 바로 전 스텝의 진폭에 대한 임의의 한 스텝의 진폭의 비율은 α이며, 여기서 α는 상수로서 1보다 작다. 도 9에 도시된 예에서, α는 0.8이다.
또한, 계수들 b1는 각 데이터인(Data In) 블록에 블록으로 적용되며, 따라서 계수들 b1의 블록의 시작 to와 계수들 b1의 블록의 끝 tb+d사이의 차는 데이터인 블록의 시간길이 더하기 수신 메인신호 및 그의 고스트를 분리하는 간격 d 에 상응한다. 예를들면, 각 데이터인 블럭은 256샘플 시간의 기간을 가지고, d는 32샘플시만의 기간을 가지며, 그래서 to 과 tb+d사이의 차는 도 9에 도시된 바와 같이, 288 샘플시간이다. 또한 계수들 b1블록의 각 측면상에는 적절한 보호간격이 있어야 한다
상술한 바와같이, 제 2 전-처리기(104)에 의하여 적용되는 계수들 b2는 실질적으로 계수들 b1의 역수배이며, 따라서 또한 도 10에서 예로서 도시된 이산적 스텝일수 있다. 이들 스텝의 각각은 간격 d와 동일된 시간축에 따른 폭을 가진다. 또한 바로 전 스텝의 진폭에 대한 임의 스텝의 진폭 비율은 1/α이다. 도 10에 도시된 예에서 1/α은 1.25이다.
또한 계수들 b2는 각 데이터인 블록에 블록으로 적용되며, 따라서 계수들 b2에 대한 블록의 시작 to와 계수들 b2에 대한 블록의 끝 tb+d간의 차는 데이터인 블록 더하기 간격 d의 시간길이에 상응한다. 예를들면, 각 데이터인 블록이 256샘플시간의 기간을 가지며 d 가 32샘플시간의 기간을 가지므로, to과 tb+d사이의 차는, 도 10에 도시된 바와 같이 288샘플시간이다 또한, 계수들 b2의 블록의 각측면에는 적절한 보호 간격이 있어야 한다.
계수들 b1과 계수들 b2는 수신 메인신호와 그의 고스트 모두를 변조하므로 계수들 b1과 계수들 b2의 적용후에 상응하는 제 1 및 제 2 경로(114,110)내의 고스트진폭 수신 메인신호의 진폭과 동일하지 않음을 유념하여야 한다. 그래서, 수신 메인신호(130)와 그의 고스트(132)가 시간축에 따라 간격 d 만큼 떨어진 임펄스로써 도 19에 도시되어 있다면, 수신 메인신호(130)와 그의 고스트(132)는 계수들 b1의 적용후에도 20에 도시된 모양을 가질수 있다. 마찬가지로, 수신 메인신호(130)와 그의 고스트(132)는 계수들b2의 적용후에 도 21에 도시된 모양을 가질수 있다. 계수들b1과 계수들b2는 데이터인 블록 더하기 간격 d의 외측에서 수신되는 어떤 에너지도 제거되는 의미에서 윈도기능을 수행한다.
제 1 유한필터(106)(제 1 유한필터(106)는 콘벌버라고 가정한다)에 의하여 적용된 계수들 a1은 예로서 도 11에 도시되어 있다. 도 11에서 알 수 있는 바와같이, 계수들 a1은 FlR 필터의 경우에 있어서와 같이 적용된다. 이들 계수들의 각 인접쌍은 간격 d 만큼 떨어져있다. 또한 바로 이전계수의 크기에 대한 임의의 한계수의 크기 비율은 상수α이다. α는 일보다 작기 때문에 계수들 a1의 크기는 점진적으로 제로로 감소한다. 계수들 a1이 데이터인 블록보다 더 짧거나 또는 같을수 있지만, 계수들 a1은 데이터인 블록 보다 2배 길이 까지 시간간격을 점유하는 것이 바람직하다. 예를들면, 데이터인 블록이 256샘플시간의 기간을 가진다면, 계수들 a1은 512샘플시간 까지의 기간을 가지는 것이 바람직하다. 제 1 유한필터(106)에 의한 계수들 a1의 적용결과로써, 제 1 전-처리기(102)의 출력내의 고스트가 제거된다.
제 2 유한필터(108)(제 2 유한핀터(108)는 콘벌버라 가정한다)에 의하여 적요된 계수들 a2는 실질적으로 계수들 a1의 역수배이며, 예로써 도 12에 도시되어 있다. 도 12에서 알수 있는 바와같이, 계수들 a2는 FlR 필터의 경우에 있어서처럼 적용된다. 이들 계수들의 각 인접쌍은 간격 d 만큼 떨어져 있다. 또한 바로 이전계수의 크기에 대한 임의의 한계수의 크기에 대한 비율은 상수1/α이다. 1/α이 1보다 크기 때문에 계수들 a2의 크기는 점진적으로 증가한다. 계수들 a2는 데이터인 블록의 2배 긴 시간간격을 점유하는 것이 바람직하다. 예를들면 데이터인 블록이 256샘플시간의 기간을 가진다면, 계수들 a2는 512샘플시간 까지의 기간을 가지는 것이 바람직하다. 제 2 유한필터(108)에 의한 계수들 a2의 적용결과로써, 제 2 전-처리기(104)의 출력내의 고스트가 제거된다.
제 1 유한필터(106)(제 1 유한필터(106)는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기라고 가정한다)에 의해 적용된 계수들 A1은 예로써 도 13 및 14에 도시되어 있다. 고속푸리에변환기의 출력은 복소수이기 때문에 계수들 A1은 도 13에 도시된 실수부와 도 14에 도시된 허수부를 가진다. 도 13 및 14에서 알수있는 바와 같이 계수들 A1은 간격d와 비율α에 토대되어 있다. 또한 계수들 A1의 실수부와 허수부의 각각의 기간을 데이터인 블록의 기간의 2배길이인 것이 바람직하다. 제 1 유한필터(106)에 의한 계수들 A1의 적용결과로써 제 1 전-처리기(102)의 출력에 고스트가 제거된다.
제 2 유한필터(108)(제 2 유한필터(108)는 고속푸리에변환기, 곱셈기 및 역 고속푸리에변환기 이라고 가정한다)에 의하여 적용된 계수들 A2가 예로써 도 15 및 16에 도시되어 있다. 계수들 A2는 도 15에서 도시된 실수부와 도 16에서 도시된 허수부를 가진다. 도 15 및 도 16에서 알수 있는 바와 같이, 계수들 A2는 간격와 비율1/α에 토대되어 있다. 또한, 계수들 A2의 실수부 및 허수부의 각 기간은 데이터인 블록의 기간보다 2배길이 인 것이 바람직하다. 제 2 유한필터(108)에 의한 계수들 A2의 적용결과로써, 제 2 전-처리기(104)의 출력내의 고스트가 제거된다.
제 1 후-처리기(110)에 의해 적용된 계수들 c1은 도 1에서 예로써 도시된 이산적 스텝일 수 있다.
이들 스텝의 각각은 간격 d와 동일한 시간축에 따른 폭을 가진다. 또한, 계수들 c1의 경우에 그 다음 이어지는 단계의 크기에 대한 임의의 한 단계의 크기에 대한 비율인 α은 1보다 작은 것이 바람직하다. 도 19에 도시된 예에서 α=0.8이다. 또한, 계수들 c1은 제 1 유한필터(106)의 출력에 블럭으로 적용 되며, 따라서 계수들 a1의 블록의 시작 to과 계수들 c1의 블록의 끝 tc 사이의 차는 데이터인 블록의 시간길이에 상응한다. to와 tc 사이의 차는 고스트가 이미 제거되어 있기 때문에 간격 d를 포함할 필요가 없다. 예를들면, 데이터인 블록이 256 샘플시간의기간을 갖는 다면, to 와 tc사이의 차는 역시 256 샘플시간이다. 또한, 계수들 c1의 블록의 각 측면에 적절한 수의 제로가 있어야 한다. 계수들 c1은 계수들 b1의 적용에 의해 수신 메인신호에 부과된 변조를 역으로 한다. 계수들 c1역시 윈도기능을 제공하므로 제 1 유한필터(106)의 출력에서 데이터 아웃(Data Out) 블록은 데이터인 블록의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가진다. 따라서 제 1 유한필터(106)의 응답에서 임펄스의 수는 100% 고스트를 제거하기 위하여 무한대일 필요는 없지만 대신 데이터 길이의 2배까지 일 수 있다.
제 2 후-처리기(112)에 의해 적용된 계수들 c2는 실질적으로 계수들 c1의 역수배이며 도 18에 예로서 도시된 이산적 스텝 일 수 있다. 이들 스텝의 각각은 간격d와 동일한 시간축에 따른 폭을 가진다. 또한 계수들 c2의 경우에 그 다음 이어지는 스텝의 크기에 대한 임의의 한 단계의 크기에 대한 비율인 1/α은 1보다 더 큰 것이 바람직하다. 더욱이나, 계수들 c2는 제 2 유한필터(108)의 출력에 블록으로 적용되며, 따라서 계수들 c2의 블록의 시작 to 계수들 c2의 블록의 끝 tc 사이의 차는 데이터 블록의 시간길이에 상응한다. 고스트가 이미 제거되어 있기 때문에 to와 tc 간의 차는 상술한 바와같이, 수신 메인신호와 그의 고스트를 분리하는 시간길이인 간격d를 포함할 필요는 없다. 예를들면, 데이터인 블록이 256 샘플 시간의 기간을 갖는다면, to와 tc 간의 차는 역시 256 샘플시간이다. 또한 계수들 c2의각 측에는 적절한 수의 제로가 있어야 한다. 계수들 c2는 계수들 b2의 적용에 의하여 수신 메인신호에 부과된 변조를 역으로 한다.
계수들 c2는 역시 윈도기능을 제공하기 때문에 제 2 유한필터(108)의 출력에서 데이터아웃 블럭은 데이터인 블럭의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가진다. 따라서, 제 2 유한필터(108)의 응답에서 임펄스의 수는 100% 고스트를 제거하기 위하여 무한대일 필요는 없지만, 대신 데이터 길이에 2배까지 일 수 있다.
도 9, 10, 17 및 18에 참조하여 상술한 바와 같이, 계수들 b1, b2, c1및 c2는 일반적으로, 간격d에 대한 사전지식을 필요로 한다. 도 22-25를 참조하여 후술하는 계수들 b1, b2, c1및 c2는 간격d에 대한 사전지식을 전혀 필요로 하지 않는다. 도 22에서 예로써 도시된 바와같이 계수들 b1에 대한 곡선은, 점 X2에서 곡선의 진폭에 대한 시간축에 따라 임의의 점X1에서 곡선 진폭의 비율이 상수 α이고, X1과 X2는 간격d 만큼 떨어져 있으며, 간격d는 임의값을 가질수 있고, X2가 X1보다 시간축에 따라 먼저 발생할 수 있도록 한 것이다. 상수 α는 1보다 작은 것이 바람직하다. 도 22에서의 예에서는 α는 0.8이다. 그리고 이전과 같이, 계수들 b1은 데이터인 블럭에 블록으로 적용되며, 따라서, 곡선의 시작 to와 곡선의 끝 tb+d사이의 차가 데이터인 블럭의 시간길이 더하기 간격d에 상응한다. 또한, 계수들 b1의 블록의 각측면에서 적절한 수의 제로가 있어야 한다.
도 22에 도시된 바와 같이 계수들 b1에 대한 곡선은 다음 수학식 1로 주어진다.
여기서 x는 to와 tb+d사이에서 시간축에 따른 점이며, α는 상술한 바와 같으며, k0는 b가 점 to에서 소망값을 가지도록 한 상수이며, k1는 임의 소망의 수 일수 있다.
도 23에서 예로써 도시된 바와같이, 계수들 b2에 대한 곡선은, 전 X2에서의 곡선의 진폭에 대한 시간축에 따라 임의의 점 X1에서 곡선의 진폭의 비율은 상수 1/α이고 X1및 X2는 간격d 만큼 떨어져 있고, 간격d는 임의값을 가질수 있으며, X2는 X1보다 시간축에 따라 먼저 발생할 수 있도록 한 것이다. 상수 1/α은 1보다 더 큰 것이 바람직하다. 도 23에 도시된 예에서는 1/α는 1.25이다. 또한 전술한 바와같이, 계수들 b2는 데이터인 블럭에 블록으로 적용되며, 따라서 곡선의 시작 to과 곡선의 끝 tb+d사이의 차가 데이터인 블럭의 시간길이 더하기 간격d에 상응한다. 또한, 계수들 b2의 블록의 각측면에 적절한 수의 제로가 있어야 한다.
도 23에 도시된 계수들 b2에 대한 곡선은 다음 수학식 2와 같이 주어진다.
여기서 x는 to와 tb+d사이에서 시간축에 따른 일점이고 α는 상술한 바와같으며, k0는 b가 점 to에서 소망값을 가지도록 한 상수이고, k1은 임의 소망의 수일수 있다.
도 24에서 예로써 도시된 계수 c1에 대한 곡선은 점 X2에서 곡선 진폭에 대한 시간축에 따라 임의의 점시에서 곡선 진폭의 비율이 α이고, X1및 X2는 간격 d 만큼 떨어져 있으며, 간격 d는 임의값이며, X1은 X2보다 시간축에 따라 더 일찍 발생하도록 한 것이다.
도 24에서 도시된 바와같이 α는 0.8이다. 상술한 바와같이, 계수들 c1은 제 1 유한필터(106)의 출력에 블록으로 적용되며, 따라서 계수 c2의 블록시작 to와 계수들 c2의 블록 끝 tc사이의 차는 고스트가 이미 제거되어있기 때문에 간격 d를 포함할 필요는 없다. 또한 계수 c1의 블록의 각 측면에서 적절한 수의 제로가 있어야 한다. 계수들 c1는 계수들 b1의 적용에 의하여 신호에 부과된 변조를 역으로 한다. 또한 상술한 바와 같이, 계수들 c1은 윈도기능을 제공하므로 제 1 유한필터(106)의 출력에서의 데이터아웃 블럭은 상응하는 데이터인 블록의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가진다.
도 24에 도시된바의 계수들 c1에 대한 곡선은 수학식 3에 의하여 주어진다.
여기서 x는 to와 tc 사이의 시간축에 따로 일점이고, α는 상술한 바와 같으며, k0는 c가 점 to에서 소망값을 가지도록 한 상수이며 k1은 소망의 수 일수 있다.
도 25에서 예로써 도시된 바와같은 계수들 c2에 대한 곡선은 점 X2에서 곡선 진폭에 대한 시간축에 따라 임의점 X1에서 곡선 진폭의 비율이 1/α이고, X1및 X2는 간격 d 만큼 떨어져 있고, 간격 d는 임의값 일 수 있고, X1는 X2보다 시간축에 따라 먼저 발생되도록 한 것이다. 도 25에서 도시된 바와같이 α는 0.8이다. 상술한 바와같이 계수들 c2는 제 2 유한필터(108)의 출력에 블록으로 적용되며, 따라서 계수들 c2의 블록의 시작 to과 계수들 c2의 블록의 끝 tc 사이의 차가 데이터인 블록의 기간에 상응한다. to과 tc 사이의 차는 고스트가 이미 제거되어 있기 때문에 간격d를 포함할 필요는 없다. 또한, 계수들 c2의 블록의각 측면에서 적절한 수의 제로가 있어야 한다. 계수들 c2는 계수들 b2의 적용에 의하여 신호에 부과된 변조를 역으로 한다. 역시, 상술한 바와같이, 계수들 c2는 윈도기능을 제공하기 때문에 제 2 유한필터(108)의 출력에서의 데이터아웃 블럭은 상응하는 데이터인 블록의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가진다.
도 25에서 도시된 바와같은 계수들 c2에 대한 곡선은 다음 수학식 4로 주어진다.
여기서 x1는 to과 tc 사이에서 시간축에 따라 일점이고, α는 상술한 바와같으며, k0는 c가 to에서 소망값을 갖도록 한 상수이며, k1은 임의의 소망의 수 일수 있다.
상술한 바와같이, 제 1 및 제 2 후-처리가 (110, 112)의 출력은 가산기(120)에 의하여 가산되므로, 가산기(120)로부터 나오는 고스트 없는 메인신호는 제 1 및 제 2 경로(114, 116)의 하나에서만 나오는 고스트 없는 메인신호의 진폭에서 약 2배 그리고 전력에서 약 4배를 가진다.
대조적으로, 고스트가 없는 메인 신호보다 제 1 및 제 2 경로(114, 116)에서 상관이 적은, 임의의 수신잡음이, 고스트가 없는 메인 신호를 가산하는것 보다 더 작은 범위로 가산한다. 따라서, 제 1 및 제 2 후-처리기(110, 112)의 각 출력이 100% 고스트 문제점에 대한 해답이고 100% 고스트까지 고스트를 적절히 다루기 위한 것에만 사용될수 있어도, 2중 경로 등화기의 신호대 잡음비는 단일 경로등화기 보다 더 개선된다.
도 29는 수신 메인신호 및 그의 고스트의 예를 나타낸 것이다. 도 29에 도시된 바와같이 수신 메인신호(140)와 그의 고스트(142)는 그들이 겹쳐지지 않는비-겹침영역(144, 146)과 그들이 겹쳐지는 겹침영역(148)을 가질수 있다. 제 1 및 제 2 경로(114, 116)의 출력에서의 잡음은 겹침영역(148)에서 더욱 상관관계에 있고 비-겹침영역(144, 146)에서는 보다 적은 상관관계에 있는 경향이 있다. 본 발명의 제 2 실시예에 따른 2중경로 등화기(150)가 도 26에 도시되어 있으며, 신호대 잡음 성능을 크게하기 위하여 잡음 상관관계에서의 이 차이를 이용하도록 되어 있다.
2중경로 등화기(150)는 제 1 및 제 2 전-처리기(152, 154), 제 1 및 제 2 유한필터(156, 158), 제 1 및 제 2 후-처리기(160, 162)과 제 1 및 제 2 곱셈기(164, 166)를 포함한다. 제 1 전처리기(152), 제 1 유한필터(156) 제 1 후-처리기(160) 및 제 1 곱셈기(164)는 2중경로 등화기(150)의 제 1 경로(168)을 형성하며, 제 2 전-처리기(154), 제 2 유한필터(158), 제 2 후-처리기(162) 및 제 2 곱셈기(166)은 2중경로 등화기의 제 2 경로(170)을 형성한다. 제 1 및 제 2 전-처리기(152, 154), 제 1 및 제 2 유한필터(156, 158)와 제 1 및 제 2 후-처리기(160, 162)는 콘트롤러(172)에 의하여 제어된다.
2중경로 등화기(150)의 제 1 및 제 2 전-처리기(152, 154), 제 1 및 제 2 유한필터(156, 158)와 제 1 및 제 2 후-처리기(160, 162)는 2중경로 등화기(100)의 상응하는 제 1 및 제 2 전-처리기 (102, 104), 제 1 및 제 2 유한필터(106, 108)와 제 1 및 제 2 후-처리기(106, 108)와 동일한 방법으로 작동되고 동일한 계수들을 적용한다. 또한, 2중경로 등화기(150)의 콘트롤러(172)는 2중경로 등화기(100)의 콘트롤러(118)와 동일 방법으로 작동한다.
그러나, 제 1 곱셈기(164)는 계수들 c1로 제 1 -후-처리기(160)의 출력을 곱하며 제 2 곱셈기(166)는 계수들 c2로 제 2 후-처리기(162)의 출력을 곱한다. 제 1 및 제 2 곱셈기(164, 164)의 출력은 가산기(174)에 의해 가산되어 고스트가 없고 잡음이 감소되게 개선된 출력 데이터를 생성한다.
100% 고스트의 경우에, 제 1 곱셈기(164)에 의하여 적용되는 계수들 c'1는 도 27에 도시된 바와같이 -1/데이터-길이(Data-Length)의 경사를 가진 직선일 수 있으며, 제 2 곱셈기(166)에 의하여 적용된 계수들 c'2는 도 28에 도시된 바와같이 +1/데이터-길이의 경사를 가지는 직선일 수 있다. 계수들 c'1은 데이터인 블록의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가지는 윈도기능을 제공하며, 계수들 c'2는 데이터인 블록의 기간을 실질적으로 정합하는 기간을 가지는 윈도기능을 제공한다.
제 1 경로(168)에 적용된 계수들 c'1은 비-겹침영역(144)에서 더욱 큰 크기를 가지기 때문에 수신 메인신호와 제 1 후-처리기(160)의 출력에서의 잡음 모두는 비-겹침영역(144)에서 크게 된다. 마찬가지로 제 2 경로(170)에서 적용된 계수들 c'2는 비-겹침영역(146)에서 더 큰 크기를 가지기 때문에, 수신 메인신호와 제 2 후-처리기(162)의 출력에서의 잡음 모두가 비-겹침영역(146)에서 크게 된다. 그러나, 비-겹침영역(144, 146)에서의 잡음은 수신 메인신호보다 상관관계가 적으며 가산기(174)에서 수신 메인신호와 잡음을 가산하는 것은 상관관계가 적은 잡음에 비하여 더욱더 큰 상관관계의 수신 메인신호를 강하게하고 그 결과로 신호대 잡음비가 향상된다.
계수들 c'1및 c'2는 다른 형상을 가질 수 있다. 또한, 수신된 고스트는 100% 고스트와는 다른 것일 수 있기 때문에 계수들의 c'1및 c'2는 고스트의 크기에 따로 형상을 취할수 있다. 이경우에, 콘트롤러(172)는 수신 메인신호에 비교하여 고스트의 크기를 평가하고 이 평가된 관계를 토대로하여 계수들 c'1및 c'2를 계산하거나 또는 이 평가된 관계를 토대로하여 메모리로부터 계수들 C'1및 C'2를 선택하는 어느하나를 한다.
또한, 제 1 곱셈기(164)에 의하여 적용된 계수들 c'1은 제 1 후-처리기(160)에 의하여 적용된 계수들 c1과 결합될 수 있으므로 제 1 곱셈기(164)와 제 1 후-처리기(160)는 계수들의 단일 집합을 적용하는 단일요소로서 제공되고, 제 2 곱셈기(166)에 의하여 적용되는 계수들 c'2는 제 2 후-처리기(162)에 의하여 적용된 계수들 c2와 결합될수 있으므로 제 2 곱셈기(166)와 제 2 후-처리기(162)는 계수들의 단일 집합을 적용하는 단일 요소로 제공된다.
본 발명에 따른 2중경로 등화기의 두 실시예가 상기와 같이 설명되었다. 그러나, 본 발명에 따른 2중경로 등화기의 다른 실시예가 가능하다. 예를 들면, 2중경로 등화기의 각각은 수신 메인신호 및 그의 고스트에 계수들 b로 곱하는 전-처리기와, 고속푸리에변환기 및 고속푸리에변환기의 주파수 도메인 출력에 상술한 바와같은 복소수 계수들 A를 곱하는 곱셈기를 구비하는 유한필터, 그리고 채널을 통하여 전송되었던 데이터를 복구하기 위하여 상응하는 곱셈기의 출력을 계수들 C로 합성곱하는 콘벌버를 포함할수 잇다. 계수들 C는, 이경우에 복소수일 수 있다.
본 발명의 어떤 변경 및 대안들은 상술한 바있다. 다른 변경 및 대안들은 본 발명의 기술분야에서 통상의 지식을 가진자가 생각날 수 있는 것들이다. 예를들면, 본 발명은 고스트 및 다른 선형 일그러짐의 존재시에 가장 만족스럽게 작용하기 때문에, 본 발명에 관련하여 여기에서 사용되는 바의 고스트라는 용어는 고스트 및/또는 다른 선형 일그러짐을 포함한다. 또한, 계수들b는 비-복소수로서 설명되었지만, 계수들b는 복소수이어도 된다.
계수들 b1, a1, c1, b2, a2및 c2에 대한 특정의 예시적인 값들이 도 9-18 및 22-25를 참조하여 상기와 같이 설명되었지만, 다른 값들도 사용될수 있다. 또한 이들 값들은 100% 고스트의 경우를 다루도록 선택되었지만, 수신되는 고스트가 100% 보다 작은 고스트라면, 계수들 b1, a1, c1, b2, a2및 c2에 대한 다른 값들이 사용될 수 있다. 이 경우에, 콘트롤러(118)는 수신 메인신호에 대한 고스트 비율을 결정하고 계수들 b1, a1, c1, b2, a2및 c2를 산출하거나 또는 상기 비율을 토대로하여 메모리로부터 계수들 b1, a1, c1, b2, a2및 c2를 선택하는 어느하나를 하도록 설치될수 있다.
또한, 본 발명은 단일 고스트가 수신되는 것과 같이 상술하였지만, 다중의 고스트가 수신되는 경우에 계수들 b1, a1, c1, b2, a2및 c2의 다수 집합이나 또는 다중 고스트에 맞추어진 단일 집합을 적용하는 것이 바람직하다. 역시, 계수들 a1, a2간의 거리는 간격d인 것으로 설명되었지만, 간격d가 데이터 블록의 블록길이로 균일하게 나누어질 수 없는 경우 또는 하나이상의 고스트가 수신되는 경우에, 계수들 a1와 a2사이의 거리는 간격d와 다르게 되어도 된다.
상술한 보호 간격은 제로를 포함하는 임의의 소망값을 가져도 된다.
따라서, 본 발명의 설명은 다만 예시적인 것으로서 행하여진 것이며, 본 발명의 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 가르치기 위한 목적의 본 발명을 수행하는 베스트모드이다. 세부적인 내용이 본 발명의 정신을 일탈함이 없이 실질적으로 변경될 수 있고 첨부된 청구범위내에 있는 모든 변경에 대한 독점적인 사용이 본 발명에 포함된다.
발명의 상세한 설명에 포함되어 있음.

Claims (33)

  1. 수신 메인신호의 고스트를 실질적으로 제거하는 제 1 처리 경로(114)를 가져서 수신 메인신호의 고스트를 실질적으로 제거하기 위한 2중경로 등화기(100)에 있어서,
    제 2 처리경로(116)는 역시 실질적으로 상기 수신 메인신호의 고스트를 제거하고;
    가산기(120)는 상기 제 1 및 제 2 처리경로(114, 116)의 출력을 가산하도록 배치됨을 특징으로하는 2중경로 등화기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 처리경로(114)는 제 2 유한필터(106)를 구비하고,
    상기 제 1 유한필터(106)는 고스트를 실질적으로 제거하기 위하여 수신 메인신호와 고스트에 계수들 a1을 적용하며, 상기 제 2 처리경로(116)는 제 2 유한필터(108)를 구비하고, 상기 제 2 유한필터(108)는 실질적으로 고스트를 제거하기 위하여 수신 메인신호 및 고스트에 계수들 a2를 적용하며, 상기 계수들 a2는 실질적으로 상기 계수들 a1의 역수 배인 2중경로 등화기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 유한필터(106, 108)는 시간 도메인 유한필터인 2중경로 등화기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 시간 도메인의 제 1 및 제 2 유한필터는 각각 FIR필터를 구비하는 2중경로 등화기.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 유한필터(106, 108)는 주파수 도메인 유한필터인 2중경로 등화기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인의 제 1 및 제 2 유한필터는 각각 상기 수신 메인신호 및 고스트를 주파수 도메인으로 변환 시키도록 배치된 변환기와, 수신 메인신호의 고스트를 실질적으로 제거하기 위하여 상기 변환된 수신 메인신호와 고스트에 계수들을 곱하도록 배열된 곱셈기를 적어도 구비함을 특징으로하는 2중경로 등화기.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 계수들 a1및 a2는 복소수의 계수들인 2중경로 등화기.
  8. 제 2 항에 있어서,
    상기 계수들 a1및 a2는 실수의 계수들인 2중경로 등화기.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 계수들 a1및 a2는 수신 메인신호의 데이터 블록의 기간보다 더 길지만 데이터 블록의 기간의 2배 보다 작거나 또는 같은 기간을 각각 가지는 2중 경로등화기.
  10. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 처리경로는 제 1 유한필터(106)의 업스트림(upstream)에 제 1 전-처리기(102)를 구비하고, 상기 제 1 전-처리기(102)는 수신 메인신호 및 고스트에 계수들 b1을 적용하며, 상기 제 2 처리경로는 제 2 유한필터(108)의 업스트림에 제 2 전-처리기(104)를 구비하고, 상기 제 2 전-처리기(104)는 수신 메인신호 및 고스트에 계수들 b2를 적용하며, 상기 계수들 b2는 실질적으로 상기 계수들 b1의 역수배인 2중경로 등화기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2는 상응하는 윈도기능을 가지며, 계수들 b1및 b2에 대한 윈도기능은 각각 데이터 블록의 기간 더하기 수신 메인신호 및 고스트간의 시간간격과 실질적으로 동일한 2중경로 등화기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2는 다른 크기의 스텝(step)인 2중경로 등화기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 스텝의 각각은 수신 메인신호와 고스트간의 시간간격에 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지며, 인접 스텝의 크기에 대한 한 스텝의 크기의 비율은 1과 같이 않은 2중경로 등화기.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2는 지수곡선을 구비하는 2중경로 등화기.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2는 수신 메인신호 및 고스트가 동일하지 않게 만들도록 설치되는 2중경로 등화기.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 처리경로는 제 1 유한필터(106)의 다운스트림(downstream)에 제 1 후-처리기(110)를 구비하고, 제 1 후-처리기(110)는 제 1 유한필터(106)의 출력에 계수들 c1을 적용하며,
    상기 제 2 처리경로는 제 2 유한필터(108)의 다운스트림에 제 2 후-처리기(112)를 구비하고, 제 2 후-처리기(112)는 제 2 유한필터(108)의 출력에 계수들 c2를 적용하며,
    상기 계수들 c2는 실질적으로 상기 계수들 c1의 역수배인 2중경로 등화기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 계수들 b1, b2, c1및 c2는 상응하는 윈도기능을 가지며,
    계수들 b1및 b2에 대한 윈도기능은 각각 데이터 블록의 기간 더하기 수신 메인신호 및 고스트간의 시간 간격과 실질적으로 동일하며, 계수들 c1및 c2에 대한 윈도기능은 각각 데이터 블록의 기간과 실질적으로 동일한 2중경로 등화기.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 계수들 b1, b2, c1및 c2는 각각 상이한 크기의 단계들을 포함하는 2중경로 등화기.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 스텝의 각각은 수신 메인신호와 고스트간의 시간간격과 실질적으로 동일한 길이를 가지며, 인접 스텝에 대한 한스텝의 크기의 비율은 1과 같지 않은 2중경로 등화기.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 c1의 스텝은 정반대로 변하는 크기를 가지는 2중경로 등화기.
  21. 제 16 항에 있어서,
    상기 계수들 b1, b2, c1및 c2는 각각 지수곡선을 구비하는 2중경로 등화기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 c1의 지수곡선은 정반대로 변하는 크기를 가지는 2중경로 등화기.
  23. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 후-처리기(110)과 가산기(120) 사이에 제 1 곱셈기(164)와, 상기제 2 후-처리기(112)와 가산기(120) 사이에 제 2 곱셈기(166)을 더 구비하고, 제 1 곱셈기(164)는 제 1 후-처리기(110)의 출력에 계수들 c'1를 적용하고, 제 2 곱셈기(166)은 제 2 후-처리기(112)의 출력에 계수들 c'2를 적용하며, 상기 계수를 c'2는 실질적으로 상기 계수들 c'1의 역수배인 2중경로 등화기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 계수들 c'1및 c'2는 수신 메인신호의 상관관계를 증가 시키고 잡음의 상관관계를 감소시키도록 설치되는 2중경로 등화기.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 계수들 c'1은 계수들의 집합을 형성하도록 상기 계수들 c1과 결합되고, 상기 계수들 c'2는 계수들의 단일 집합을 형성하도록 상기 계수들 c2와 결합되는 2중경로 등화기.
  26. 제 16 항에 있어서,
    상기 계수들 c1및 c2는 제 1 및 제 2 전-처리기(102, 104)에 의해 도입된 변조를 제거시키도록 설치되는 2중경로 등화기.
  27. 실질적으로 고스트를 제거하도록 수신 메인신호와 고스트가 제 1 경로(114)에 따라 처리되어서, 수신 메인신호의 고스트를 실질적으로 제거하고 잡음증가를 감소시키는 방법에 있어서,
    제 1 및 제 2 경로내의 수신 메인신호가 상관되게 유지시키고 제 1 및 제 2 경로내의 잡음이 적어도 일부분이 상관되지 않게 유지시키도록 되어서, 실질적으로 고스트를 제거하도록 제 2 경로(116)에 따라 수신 메인신호와 고스트를 처리하는 단계; 그리고
    제 1 및 제 2 경로(114, 116)로부터 상관된 수신 메인신호와 적어도 일부분이 상관되지 않는 잡음을 가산하는 단계를 구비함을 특징으로 하는 고스트 제거방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 제 1 경로에 따른 처리는 제 1 신호대 잡음비를 가지는 제 1 경로출력을 생성하도록 되어 있고 상기 제 2 경로에 따른 처리는 제 2 신호 대 잡음비를 가지는 제 2 경로 출력을 생성하도록 되어 있으며, 제 1 및 제 2 경로(114, 116)으로부터 상기 상관된 수신 메인신호와 적어도 일부분이 상관되지 않는 잡음과의 가산은 제 1 또는 제 2 신호 대 잡음비 중의 어느 하나보다도 더 큰 출력 신호 대 잡음비를 가지는 등화기 출력을 생성하도록 되어 있는 고스트의 제거방법.
  29. 제 27 항에 있어서,
    상기 제 1 경로에 따른 처리는 수신 메인신호 및 고스트에 계수들 b1, 계수들 a1및 계수들 c1을 순차적으로 적응하는 단계를 구비하고, 제 2 경로에 따른 처리는 제 2 경로에 따른 수신 메인신호 및 고스트에 계수들 b2, 계수들 a2및 계수들 c2를 순차적으로 적용하는 단계를 구비하며, 상기 계수들 b1은 실질적으로 상기 계수들 b2의 역수배이고, 상기 계수들 a1은 실질적으로 상기 계수들 a2의 역수배이며, 상기 계수들 c1은 실질적으로 상기 계수들 c2의 역수배이고, 상기 계수들 b1, b2, c1및 c2는 상응하는 윈도기능을 가지며, 계수들 a1및 a2는 상응하는 제 1 및 제 2 경로내에서 실질적으로 고스트를 제거하도록 되어 있는 고스트의 제거방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2에 대한 윈도기능은 각각 데이터 블록의 기간 더하기 메인신호와 메인신호의 고스트간의 시간간격과 실질적으로 동일한 기간을 가지며, 상기 계수들 c1및 c2에 대한 윈도기능은 각각 데이터 블록의 기간과 실질적으로 동일한 기간을 가지도록한 고스트의 제거방법.
  31. 제 29 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 c1는 정반대로 변하는 크기를 가지는 고스트의 제거방법.
  32. 제 29 항에 있어서,
    제 1 경로에 따른 처리는 계수들 c1의 적용후에 계수들 c'1을 적용하는 단계를 더 구비하고, 제 2 경로에 따른 처리는 계수들 c2의 적용후에 계수들 c'2를 적용하는 단계를 더 구비하며, 상기 계수들 c'2는 실질적으로 상기 계수들 c'1의 역수배인 고스트의 제거방법.
  33. 제 27 항에 있어서,
    상기 계수들 b1및 b2는 수신 메인신호에 관해 고스트의 진폭을 변조하도록 되어 있고 상기 계수들 c1및 c2는 계수들 b1및 b2에 의하여 도입된 수신 메인신호의 변조를 제거하도록 되어 있는 고스트의 제거방법.
KR1020027005175A 1999-10-22 2000-07-18 2경로를 가진 등화기 KR20020065487A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/425,522 US6650700B1 (en) 1999-10-22 1999-10-22 Dual path ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement
US09/425,522 1999-10-22
PCT/US2000/019478 WO2001031865A1 (en) 1999-10-22 2000-07-18 Equalizer with two paths

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20020065487A true KR20020065487A (ko) 2002-08-13

Family

ID=23686918

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020027005175A KR20020065487A (ko) 1999-10-22 2000-07-18 2경로를 가진 등화기

Country Status (9)

Country Link
US (1) US6650700B1 (ko)
KR (1) KR20020065487A (ko)
CN (1) CN1382336A (ko)
AU (1) AU6107400A (ko)
BR (1) BR0014809A (ko)
CA (1) CA2384300A1 (ko)
HK (1) HK1050095A1 (ko)
MX (1) MXPA02003980A (ko)
WO (1) WO2001031865A1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101393428B1 (ko) * 2006-08-07 2014-06-27 에스케이텔레콤 주식회사 칩 등화기 및 등화 방법

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5703908A (en) * 1993-10-08 1997-12-30 Rutgers University Fixed reference shift keying modulation for mobile radio telecommunications
US5533063A (en) 1994-01-31 1996-07-02 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for multipath channel shaping
US5539774A (en) * 1994-06-15 1996-07-23 International Business Machines Corporation Dual decision equalization method and device
GB9601488D0 (en) 1996-01-25 1996-03-27 Rca Thomson Licensing Corp Time reversal filter
FR2750270B1 (fr) * 1996-06-21 1998-08-07 Alcatel Telspace Egaliseur-combineur pour recepteur en diversite, recepteur integrant un tel egaliseur-combineur, et procede de reception en diversite correspondant
US5809069A (en) * 1996-07-19 1998-09-15 Texas Instruments Incorporated Frequency-domain carrierless AM-PM demodulator
US6442221B1 (en) 1998-09-22 2002-08-27 Zenith Electronics Corporation Ghost eliminating equalizer
US6295317B1 (en) * 1998-10-02 2001-09-25 Usa Digital Radio Partners, Lp Method and apparatus for demodulating and equalizing an AM compatible digital audio broadcast signal

Also Published As

Publication number Publication date
BR0014809A (pt) 2002-06-11
AU6107400A (en) 2001-05-08
US6650700B1 (en) 2003-11-18
HK1050095A1 (zh) 2003-06-06
WO2001031865A1 (en) 2001-05-03
CN1382336A (zh) 2002-11-27
MXPA02003980A (es) 2004-03-19
CA2384300A1 (en) 2001-05-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5636246A (en) Multicarrier transmission system
US6285859B1 (en) Method for predistortion of a signal transmitted between two units of a telecommunications network and a unit for carrying out the method
EP1202468A2 (en) Interference-signal removing apparatus
Smalley Equalization concepts: a tutorial
JP2000101479A (ja) Ｃｄｍａ信号から狭帯域の干渉信号を除去するためにフィルタのバンクを使用する方法および装置
EP1364506A2 (en) Multicarrier transmission system with reduced complexity channel response estimation
US6563841B1 (en) Per-bin adaptive equalization in windowed DMT-type modem receiver
EP1665517B1 (en) Method and apparatus for reducing interference within a communication system
GB2276064A (en) Carrier recovery in a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
US6442221B1 (en) Ghost eliminating equalizer
KR20020065487A (ko) 2경로를 가진 등화기
US20050185732A1 (en) Multiscale wireless communication
US6937649B2 (en) Ghost eliminating equalizer
US6754262B1 (en) Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement
JP2569901B2 (ja) 干渉波除去装置
WO2001089087A1 (en) Ghost eliminating equalizer
JP2569903B2 (ja) 干渉波除去装置
JP2004201267A (ja) ディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法
KR20030063114A (ko) 고스트를 제거하는 이퀄라이저
JP2569902B2 (ja) 干渉波除去装置
US6904085B1 (en) Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement
JPH0435547A (ja) 干渉波除去装置
US7305026B1 (en) Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement
WO2001078339A1 (en) Multibranch equalizer
Fhima et al. Analysis of Fractionally Spaced Widely Linear Equalization over Frequency Selective Channels With Multiple Interferences

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid