KR20020056919A - Ｒｆ 신호 발생 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

입력 저주파 또는 중파 정보 신호(SIN)로부터 고-전력 변조 무선 주파수(RF) 신호(SOUT)를 발생시키기 위하여, 정보 신호는 퀀터파이어(108)에서 위상-형상화되어, 이산 신호 값을 갖는 디지털 신호(SD)를 형성한다. 디지털 신호는 스위칭 장치(106)에서 처리되는데, 스위칭 장치(106)는 각 신호 값을 위한 스위치(SW1, SW2, ..., SWM), 무선 주파수의 반송파를 발생시키는 각 스위치용 무선 주파 발생기(210) 및, 스위치의 개방과 폐쇄를 제어하기 위한 각 스위치용 제어 회로(216)를 포함한다. 한 스위치가 폐쇄될 때 관련 발생기는 스위칭 장치의 출력 라인에 접속되고, 한 스위치가 개방되면 발생기는 그 출력 라인에서 접속이 끊어진다. 스위칭 장치에서, 디지털 신호가 각 스위치와 관련된 신호 값을 각각 이용하거나 이용하지 않을 때 스위치를 개방하고 폐쇄함으로써, 입력 신호의 정보를 반송하는 스위칭된 무선 주파수 신호(SSW)가 형성된다. 그러므로, 스위칭은 디지털 신호의 신호 값에 의해 제어된다. 스위칭 장치의 출력 라인 상의 스위칭된 신호는 고-전력 변조 RF 신호(SOUT)를 획득하기 위하여 필터(208)에 의해 필터링된다.

Description

ＲＦ 신호 발생 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING AN RF SIGNAL}
최근 무선 통신 분야가 발전함에 따라 고-전력 무선 주파수 증폭기의 필요성이 증가하고 있다. 고-전력 무선 주파수 증폭기의 필요성이 증가되는 한가지 이유는, QAM(Quadrature Amplitude Modulation), OFDM(orthogonal frequency division modulation) 및 CDMA(Code Division Multiple Access)와 같은 시간 의존형 포락선(envelope)을 이용하는 변조 체계의 활용이 더 증가했기 때문이다. 또 다른 이유는 멀티-반송파 무선 장치(multi-carrier radio)에 대한 개발 때문이다.
셀룰러 네트워크에서, 단말기는 무선 기지국에 접속될 수 있다. 무선 기지국은 각 무선 채널에 충분한 전력을 공급하여 기지국에 의해 커버(cover)되는 셀의 외부 경계(limit)에 도달하도록, 송신기 섹션(section)에 선형 고-전력 증폭기를 필요로 한다. 통상적으로, 무선 주파수 전력 증폭기에는 효율과 선형성(linearity) 사이에 트레이드-오프(trade-off)가 있다. 예를 들어, C-형 증폭기는 고효율이지만선형성이 불충분한 반면, A-형 증폭기는 상당한 선형성이 있지만 효율이 낮다.
상이한 반송파상에서 변조된 몇몇의 정보 신호를 동시에 증폭시키는데 동일한 증폭기가 이용될 때, 또는, QAM과 같은 선형 변조가 이용될 때 높은 선형성이 요구된다. 이러한 것은, 이 경우에 관련 신호 성분의 모든 위상 및 진폭 위치가 증폭시에도 유지되는 것이 필수적이기 때문이다. 많은 반송파가 단일 증폭기에서 증폭되면, 총 신호의 포락선은 개별 신호가 없을지라도 시간-의존적이다. 선형성이 획득되지 않으면, 신호 성분 사이의 상호변조가 발생하거나 증폭된 신호 합의 스펙트럼(spectrum)이 넓어져, 그 결과 다른 채널상의 신호를 간섭할 수 있다.
그러므로, 상당히 까다로운 선형성 요구 사항으로 인해 고 효율을 유지하면서, 동시에 고-전력이 필요한 MCR(Multi-Carrier Radio) 기지국에 대한 해결 방안을 찾는 것이 특히 문제이다. 게다가, 이러한 경우에 상대적으로 큰 대역폭으로 인해 해결 방안을 찾는 것이 더욱 어렵다.
국제 특허 출원서 WO 98/11683(발명자 L.Hellberg 등)에는 고효율과 선형성을 가진 적절한 광대역(즉, MCR 신호 포함) 고-전력 RF 신호를 발생시키는 방법이 개시되어 있다. 이러한 방법에서는 시그마-델타 변조기(sigma-delta modulator)가 이용되어 정보 신호로부터 디지털 신호를 발생시킨 후 디지털 업-믹싱(up-mixing)이 수행되고, 그 뒤에 이어 스위칭(switching) 및 대역-통과 필터링(filtering)이 수행된다. 시그마-델타 변조는 아날로그(또는 상당한 멀티-레벨(multi-level) 디지털) 신호를, 양자화 프로세스에 의해 M(반드시 동일하게 이격되어야 하는 것은 아니지만 동일하게 이격되는 것이 바람직함) 레벨만 포함하는 신호로 변환시킨다. 그후, 대역-통과 필터는 이러한 프로세스에서 발생된 소위 양자화 잡음을 제거(reject)한다. 스위칭 프로세스에서 증폭이 이루어진다. 대역-통과 필터의 입력부는 M개의 스위치를 통해 M개의 상이한 연속 전기 포텐셜(potential)에 접속된다. 정해진 시간에, 하나의 스위치만 폐쇄되고 다른 모든 스위치는 개방된다. 디지털 제어 신호(디지털로 업-믹스된 시그마-델타 코드화 기저대역 신호)는 어느 스위치가 폐쇄되었는지를 결정한다. 시그마-델타 증폭기는 "반송파" 주파수의 2배인 스위칭 주파수를 갖는다. 스위치는 DC 전압에 접속된다.
이상(ideal) 스위치(그리고 이상 대역-통과 필터)가 이용되면, 증폭기는 100%의 효율과 선형성을 가질 것이다. 그러나, 실제 스위치는 이상적이지 않으므로, 실제 스위치는 전력 손실이 있어 100% 효율을 얻을 수 없다. 전력은 폐쇄된 스위치의 전압-강하 및 개방된 스위치의 누설 전류로 인해 손실된다.
게다가, 스위치는 폐쇄된 상태와 개방된 상태 중간에 유한 변이 시간을 갖는다. 이로 인해 스위칭 과도기라는 문제가 발생된다. 스위칭 과도기중 일부 주기 동안 2개의 스위치가 동시에 폐쇄되면, 즉, 두 스위치가 저 임피던스 상태에 있으면, 대체로 단락 전원이 발생하게 된다.
반면에, 스위칭 과도기 동안 모든 스위치가 동시에 개방되면, 즉, 모든 스위치가 고-임피던스 상태에 있으면, 대역-통과 필터는 전압 과도를 발생시킬 것이다. 대역-통과 필터는 대역외 신호를 위한 고 입력 임피던스를 가져야만 한다. 따라서, 대역-통과 필터는 스위칭 과도기의 짧은 시간 간격 동안 정전류(constant current) 발생기로서 생각될 수 있다. 이러한 정전류는 고-임피던스 스위치를 통과하여 고-전압 과도를 발생시킨다. 이것은 과도 전압의 손실을 발생하여 비-선형성을 발생시킬 수 있으며, 또한 스위치의 존속 기간도 감소시킬 수 있다. 또한, 정전류는 시간-가변 임피던스를 나타내기 때문에 대역-통과 필터에서 필요한 선택도를 획득하기 더욱 어려울 수 있다.
과도기에 관한 문제점을 감소시키는 한가지 방법은 고속 스위치를 이용하는 것일 수 있다. 그러나, 고속 스위치에는 속도간의 트레이드-오프, 폐쇄된 스위치의 전도율(개방된 상태에서 정해진 최소 "오프-저항"을 위한 것) 및 필요한 제어-신호 전력이 있다. 그러므로, 작은 과도기 손실은, 예를 들어, 고정된 상태인 "폐쇄된" 상태(또는 더욱 높은 제어-신호 전력)에서의 더욱 큰 저항 손실을 의미할 수 있다.
본 발명은 변조된 RF 신호를 발생시키는 방법에 관한 것으로서, 특히, 고-전력 무선 주파수(RF) 신호를 발생시키는 저주파(low frequency) 또는 중파(medium frequency) 정보 신호를 변조 및 증폭시키는 것에 관한 것이다.
본 발명의 전술된 목적, 특징 및 이점은 첨부된 도면에 기술된 바와 같은 이하의 바람직한 실시예에서 명확하게 이해될 수 있으며, 도면에 참조 번호는 전체 도면에서 동일한 부분을 나타낸다. 도면이 반드시 본 발명의 원리 설명에 중점을 두고 설계되어야 하는 것은 아니다.
도 1은 이동 전기통신 네트워크에 포함된 셀로서 무선 기지국을 포함하는 셀의 개략도이다.
도 2는 도 1의 무선 기지국에 이용되는 송신기 섹션의 회로 다이아그램이다.
도 3은 2로 평가된 양자화 신호용 송신기 섹션의 회로 다이아그램이다.
도 4a 내지 도 4e는 도 3의 송신기 섹션에서 이용되는 여러 신호의 타이밍 파형을 나타내는 도면이다.
본 발명은 변조된 무선 주파수(RF) 신호를 발생시키는 방법 및 장치에 관한 것이다. 특히, 고-전력 RF 신호를 발생시키도록 저주파 또는 중파 정보 신호를 변조 및 증폭시키는 방법 및 장치가 관련된다.
본 발명의 목적은 양자화 및 스위칭에 의해 고-전력 RF 신호가 발생될 때의 과도기에 관한 문제를 극복하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 스위칭 주파수를 낮게하여 스위치를 제어하도록 더욱 낮은 전력을 이용하는 것이다.
본 발명은, 저주파 또는 중파 정보 신호로부터 고-전력 변조 RF 신호를 발생시킴으로써 상기 목적을 달성한다. 본 발명의 목적은, 이산 신호값이나 신호 레벨을 가지거나 또는 이산 신호 레벨을 나타내는 값을 갖는 디지털 신호를 형성하도록시그마-델타 변조기와 같은 퀀터파이어(quantifier)를 이용해 정보 신호를 위상-형상화(phase-shaping)함으로써, 하나 이상의 무선 주파수 반송파를 발생시킴으로써, 그리고 디지털 신호에 의해 무선 주파수 반송파를 변조시킴으로써 수행된다. 변조 및 증폭은, 상이한 반송파 전압을 공통 출력부에 접속시키는 스위치가 디지털 신호에 의해 제어되게 함으로써 달성된다. 특히, 이러한 장치는 디지털 신호의 주어진 정보 내용에 따라서 반송파를 이용하는 디지털 신호의 아날로그 믹서(mixer)로서 동작한다. 믹스된 신호는 대역-통과 필터링되어 측파대(side band)와 양자화 잡음과 같은 불필요한 스펙트럼 성분을 제거한다.
본 발명은 종래의 DC 전압 대신 택일적 반송파 전압을 접속시킴으로써 스위칭-과도기에 관한 문제를 해결한다.
규칙적인 시간 간격에서, 반송파 전압은 0 교차점을 갖는데, 즉, 반송파 전압은 일시적으로 0volt 이다. 스위칭 이벤트(event)가 0 교차점과 일치하면, 스위칭 과도기 문제가 해결된다.
그러므로, 스위치 "A"가 먼저 폐쇄되고 다른 스위치 "B"가 개방되는 스위칭 이벤트가 고려된다. 우선 스위치 "B"를 폐쇄하고 약간의 시간이 흐른 뒤 "A"를 개방함으로써 스위칭이 수행되도록 한다. 그러므로, 두 스위치 모두 스위칭-과도기 동안 일시적으로 폐쇄되지만, 스위칭 이벤트의 타이밍이 반송파 전압의 0 교차점과 일치하도록 선택되었기 때문에 반송파 발생기인 "전원"이 단락되지 않을 것이다. 그 결과 대역-통과 필터는 항상 저 임피던스에 접속되므로 스위칭-과도기가 발생되지 않을 것이다. 바람직한 실시예에서, 반송파 주파수가 퀀터파이어 출력 샘플링주파수의 배수라면 스위칭 이벤트가 0-교차점에서 발생하도록 선택될 수 있다. 반송파 전압은 사인 곡선일 필요는 없다. 어떤 실시예에서, 반송파의 고조파 또는 서브-고조파 내용을 선택할 수 있어, 반송파 전압은 스위칭 이벤트 주변의 어떤 시간-간격 동안에는 0 부근에 머무를 수 있다.
게다가, 본 발명은 더 낮은 스위칭-주파수를 제공하는데, 즉, 연속 스위칭 이벤트 사이의 시간 간격이 더 길다. 본 발명의 스위칭 주파수는 바람직하게는 퀀터파이어의 출력 샘플링 주파수와 같은데, 통상적으로 기저-대역폭 곱하기 오버샘플링율(oversampling ratio)의 두배에 더하기(plus) 일부 가이드 간격(guide interval)이다.
본 발명은, 스위칭-주파수를 더욱 낮게 하고 스위치 제어에 필요한 전력을 감소시킬 수 있다는 이점이 있다.
도 1의 무선 통신 시스템(100)의 일부는 셀(104)을 커버하는 하나 이상의 무선 기지국(102)을 포함한다. 이 기지국은 송신기 섹션(106)을 포함하며, 이 송신기 섹션은 퀀터파이어(108) 및, 셀(104)의 외부 경계(112)에 도달하도록 기지국의 각 무선 채널에 충분한 전력을 제공하는 스위칭 장치(110)를 포함한다.
도 2에서, 송신기 섹션(106)의 제 1 실시예가 도시되는데, 송신기 섹션은 인입 저주파 또는 중파 기저대역 정보 신호 SIN을 수신하고, 이 정보 신호 SIN는 "M"개의 이산 신호 레벨, 즉, S1, S2, ..., SM을 포함하거나 나타내는 디지털 신호 SD를 발생시키도록 퀀터파이어(108)에서 정량화(quantify)된다. 디지털 신호 SD는, 아날로그나 디지털일 수 있고 2개의 신호 성분으로 간단하게 또는 직교 시프트된 인입 정보 신호 SIN인 기저-대역 신호의 버젼(version)을 나타낸다. 일반적으로, 디지털 신호 SD는 퀀터파이어에서의 샘플링 단계를 포함하는 절차에 의해 발생되므로 샘플링 주파수 fs를 가지며, 일반적으로 상이한 형상 및 형태를 가질 수 있고 여러 타입일 수 있다. 디지털 신호 SD에 포함되거나 그 신호로 표시되는 이산 값은 하나 이상의 비트를 포함한다. 예를 들어, 퀀터파이어(108)는 본 명세서에 일체로 참조된 WO 98/11683에 기술된 시그마-델타 변조기일 수 있다. 시그마-델타 변조기는 입력 신호를 둘 이상의 레벨을 가진 신호로 변형시킨다. 디지털 신호 SD는 종종 최소 가능성, 즉, M=2(1 비트)인 적은 수의 비트를 가지므로, 이 경우에는 논리적으로 -1 과 +1로 표시될 수 있는 2개의 양자화 레벨만 있다. 샘플 스트림(sample stream)에서 비트수의 감소로 인해 인입 멀티레벨(multilevel) 디지털 신호 및 인입 아날로그 신호의 일그러짐이 발생된다. 이 일그러짐은 소위 양자화 잡음인 "잡음"과 비슷할 수 있으며, 이는 대역-통과 필터링에 의해 제거될 수 있다.
M개의 레벨을 가지거나 M개의 신호 레벨을 나타내는 디지털 신호 SD가 스위칭 장치(110)의 M개의 스위치 SW1, SW2, ..., SWM의 제어 단자에 제공된다. 스위치는 각 무선 주파수 반송파 발생기(210)에 각각 접속되어, 스위치가 폐쇄되면 대응 반송파가 스위치의 공통 출력부(206)에서 유용하게 되고, 여기에서 공통 출력부는 스위칭 장치의 출력 라인이다. 스위치는 디지털 신호 SD값이거나 디지털 신호 SD로 표시되는 값에 따라서 제어되어, 디지털 신호 SD값이 1일 경우에 SW1은 폐쇄되고 나머지 다른 모든 스위치는 개방된다. 그러므로, 주어진 디지털 신호 SD값은 무선 주파수 반송파 전압 Am*VC(t)를 결정하며, 이는 공통 출력부(106)에서 유용할 것이다. 제어 논리 회로(216)를 포함할 수 있는 스위칭 제어 섹션을 통해 디지털 신호를 각 스위치에 결합시킴으로써 각 스위치의 실제 제어가 수행하는 것이 바람직하므로, 논리 제어 회로는 디지털 신호 SD를 수신하고 각 스위치의 제어 단자에 제어 신호를 출력하도록 접속된다. 무선 주파수 반송파는 A1*VC(t), A2*VC(t), ...,AM*VC(t)의 형태로 표현될 수 있고, 여기에서 A1, A2, ..., AM은 반송파 진폭을 나타내고 반송파 전압 함수 VC(t)는 일반 시간 의존도를 나타낸다. 함수 VC(t)는 여러 함수로 형성될 수 있고 상이한 형태를 가질 수도 있다. 진폭은 디지털 신호 SD값이거나 디지털 신호 SD로 표시되는 값, 즉, 퀀터파이어의 출력 값에 대응할 수 있다. 가장 간단한 경우, 반송파 전압 VC(t)는 사인 곡선 함수이고, VC(t) = cos(2πcarriert)이다. 반송파 전압 VC(t)가 사인 곡선이고, 도 4d에 도시된 바와 같이, 상부 플러스 레벨 L1과 하부 마이너스 레벨 -L1 사이에서 변한다면, 반송파 전압은 규칙적인 시간 간격으로 0 교차점을 갖는데, 즉, 반송파 전압은 어떤 부분에서 0 volt인 순시값이 주기적으로 반복된다. 스위치가 동시에 폐쇄되는 스위칭 과도기중 짧은 주기 동안만 제외하고 하나의 스위치만 폐쇄되기 때문에, 스위칭은 스위칭된 무선 주파수 신호 SSW를 발생시켜 이 스위칭된 무선 주파수 신호 SSW는 스위칭 장치(100)의 공통 출력부(206)에서 나타난다. 결합된 신호에서의 불필요한 잡음은 공통 출력부(206)에 접속되는 대역-통과 필터(208)에 의해 제거될 수 있다. 요약하면, 고-전력 변조 무선 주파수 신호 SOUT는 저주파 또는 중파 정보 신호 SIN로부터 발생되어, 도 1에도 도시된 안테나(214)에 송신된다.
스위칭 장치(110)는 디지털 신호 SD를 믹싱(mixing) 및 증폭시킨다. 스위치는 SD에 의해 반송파 신호를 변조시키는 아날로그 고 전력 믹서로서 동작한다. 정해진 스위치가 폐쇄되면, 관련 반송파가 출력부에서 유용하게 되어 정해진 진폭의 고-전력 변조 RF 신호가 발생된다. 스위칭된 신호의 전력은 반송파 전압에 따라 달라지며, 디지털 신호 SD가 고-전력 반송파를 스위칭시키는데 이용될 때 증폭이 수행된다.
그러므로, 스위칭 장치(110)는 디지털 신호 SD를 스위칭된 무선 주파수 신호 SSW로 변환시켜 정보를 반송한다. 스위칭된 신호 SSW는 불필요한 스펙트럼을 포함하는데, 이 불필요한 스펙트럼은 필터(208)에 의해 제거될 수 있다. 무선 주파수의 반송파는 공지된 방법에 따라 발생기(210)에서 발생될 수 있다. 가장 용이한 방법은 사인 곡선 반송파를 발생시키는 것이다. 비-사인 곡선 반송파의 발생은 좀 더 복잡하지만, 도 4e에 도시된 바와 같이, 반송파가 각 스위칭 이벤트에서 또는 각 스위칭 이벤트 주변에서 어떤 유한 시간 주기 동안 0 부근에 머무르도록 선택될 수 있다는 장점이 있다. 일반적으로, 반송파의 고조파 성분이 퀀터파이어(108)의 출력 샘플링 주파수 fs의 배수이면, 스위칭 이벤트는 반송파의 0 교차점에서 항상 발생하도록 선택될 수 있다.
도 3은 2-레벨 시스템, 즉, M=2인 시스템의 가능성 있는 실시예를 도시한다. 이러한 실시예는 이상 변압기(302)를 이용하는데, 이 이상 변압기는 2차 권선을 동일하지만 반대되도록 접속시켜 2개의 반송파 신호 VC(t) 및 -VC(t)를 발생시키고, 전압 VC(t)를 발생시키는 베이스 발생기로부터의 전압을 1차 권선에서 수신한다. 그러므로, 제 1 스위치 S1는 접지와 관련된 전기 포텐셜 VC(t)에 접속되고, 제 2 스위치 SW2는 전기 포텐셜 -VC(t)에 접속된다. 전술된 바와 같이, 2개의 스위치는 공통 출력부(206)에 접속되고, 공통 출력부(206)는 대역-통과 필터(208)의 입력부에 접속된다. 필터(208)에서 변조된 RF 신호 SOUT는 안테나(214)에 공급된다. 입력 신호의 2개의 상이한 레벨을 나타내는 2 레벨을 갖는, 퀀터파이어(108)로부터의 디지털 신호 SD는 스위칭 장치(110)의 2 스위치 SW1 및 SW2의 제어 단자에 제공된다. 퀀터파이어(108)로부터의 출력 라인에서 인버팅 회로(inverting circuit)(306)는 제 2 스위치 SW2 단자에 접속된다. 그러므로, 디지털 신호 SD는 디지털 신호의 값 +1 또는 -1에 따라서 스위치를 제어한다. 도 4a 내지 도 4c의 다이어그램에는, 퀀터파이어(108)가 논리값 +1을 출력시킬 때 제 1 스위치 SW1가 폐쇄되고 제 2 스위치 SW2가 개방되는 것이 도시된다. 퀀터파이어가 논리 레벨 -1을 출력시킬 때, 제 1 스위치 SW1는 개방되고 제 2 스위치 SW2는 폐쇄된다. 주파수 체감기(frequency divider)(304)는 변압기(302)의 1차 측에 접속된 베이스 발생기의 출력부에 접속되어, 샘플링 주파수를 제어하는 퀀터파이어(108)에 신호를 제공한다. 그로 인해, 반송파 발생은 퀀터파이어의 샘플링 주파수 fs에 동기화된다. 동기화가 수행되어, 스위칭 이벤트가 반송파 신호의 0 교차점에서 항상 발생하는 것이 보증된다. 이 실시예에서, 2-레벨 시스템이 기술된다. 퀀터파이어로서 이용될 수 있는 시그마-델타 변조기는 변조기의 전자 성분에서의 부정합을 덜 민감하게 감지한다고 공지되었다. 그러므로, 예를 들어, 2 반송파 진폭(그 사이에서 스위칭이 수행됨) 중 하나 또는 둘 모두에서의 진폭 에러는 어떤 일그러짐도 발생시키지 않는다. 그러나, 3 이상의 레벨 시스템에서, 일그러짐은 진폭의 정상 값으로부터의 반송파 진폭(그 사이에서 스위칭이 수행됨)의 편차에 의해 발생된다.
반송파 전압이 사인 곡선이면, 변조된 디지털 신호 SD가 전환되어 Fb의 기저-대역 주파수 성분은 Fc- Fb및 Fc+ Fb에서 끝나는데, 여기에서 Fc는 반송파 주파수이다. 스위칭된 신호 SSW가 형성된 후에 배치된 대역-통과 필터(208)는 불필요한 측파대(기저-대역의 모든 Fb-s에 대해 Fc- Fb또는 Fc+ Fb중 하나)를 제거하는데 이용된다. 대역-통과 필터(208)는 퀀터파이어(108)로부터의 (주파수 전환된) 양자화 잡음도 제거한다.
불필요한 측파대를 제거하는 또 다른 방법은 직교 신호를 근거로 하는 택일적 제거 장치(alternative cancellation arrangement)(212)를 이용하는 것이다. 이 경우에, 2개의 변조된 기저-대역 신호가 이용되는데, 이 두 신호는 90도의 위상 차, 예를 들어, cos(2πfcarriert)와 cos(2πfcarriert-π/2)에 대해서 동일하다. 이러한 두 신호는 2개의 상이한 믹서 또는 스위칭 장치(110)의 스위치를 제어한다. 스위칭 장치는 90도 위상차가 있는 반송파를 발생시키는 반송파 발생기를 포함한다. 스위칭 장치로부터의 신호는 대역-통과 필터(들) 앞에서 또는 뒤에서 더해진다. 게다가, 이러한 배열에서, 시그마-델타 변조기로부터의 (주파수 전환된) 양자화 잡음은대역-통과 필터(들)에 의해 제거된다.
이러한 것과 약간 다르게 변형된 대안은 측파대를 제거하는 것이 아니라, 그 측파대를 2개의 선형 독립 채널로서 이용하고, 또한 통상적인 직교 위상 I 및 Q 장치에서처럼 이용한다. 게다가, 이러한 변형에서 변조기로부터 주파수 전환된 양자화 잡음은 대역-통과 필터(들)에 의해 제거된다.
반송파가 사인 곡선이 아니며 하나 이상의 주파수 성분을 포함하면, 변조된 기저-대역 신호의 사본이 대역-통과 필터에 발생할 것이다. 그러나, 반송파의 모든 주파수 성분이 퀀터파이어의 샘플링 주파수의 정수배라면, 이러한 모든 성분은 특정 기저-대역 주파수 성분이 모든 사본에 대해 동일한 무선 주파수로 맵(map)되도록 정렬될 것이다. 반송파는 최종 RF 신호를 전혀 일그러뜨리지 않기 때문에, 기본 주파수의 고조파 및 서브-고조파 모두가 퀀터파이어 샘플링 주파수의 정수배인 한 반송파는 이러한 고조파 및 서브-고조파 둘 모두를 포함할 수 있다.
등거리 또는 등거리가 아닌 "반송파" 진폭의 임의의 수 Mf2가 이용되더라고, 대부분의 특정 장치는 도 3의 회로에 도시된 바와 같이 2 레벨, 또는 3 레벨을 이용한다.
스위칭 이벤트가 0 교차점과 일치하도록 선택되면, 이하에 설명되는 바와 같이 스위칭-과도 문제가 발생되지 않는다. 스위칭 이벤트는, 도 3에 도시된 바와 같이 2개의 스위치를 포함하는 장치에서 발생한다고 가정되는데, 이 스위치 중 하나는 폐쇄되고 다른 하나는 개방된다. 제 2 스위치가 개방되기 바로 전에 제 1 스위치가 폐쇄되도록 스위칭이 수행되면, 도 4b 및 도 4c에 도시된 바와 같이, 두 스위치 모두 과도 순간에 순간적으로 폐쇄된다. 이러한 것은, 스위칭 이벤트의 타이밍이 반송파 전압의 0 교차점, 즉 전원이 없는 순간에 일치하도록 선택되었기 때문에, 반송파 발생기로 표현되는 "전원"을 단락시키지 않을 것이다. 이러한 스위칭 체계에서, 하나의 스위치 또는 두 스위치 모두 폐쇄되기 때문에, 대역-통과 필터는 항상 저 임피던스에 접속된다.
스위칭-과도 문제 외에, 전술된 바와 같은 스위칭 장치도 일반적으로 저 스위칭-주파수를 제공하는데, 즉, 연속 스위칭 이벤트 사이의 시간 간격이 길다. 스위칭 장치에서 정보 신호, 즉 코드화된 기저-대역 신호와 반송파의 믹싱이 스위칭 이벤트에서 발생되므로, 상기 시간 간격은 퀀터파이어(108)의 출력 샘플링 주파수 fS, 예를 들어 기저-대역폭 곱하기 오버샘플링 율의 2배의 더하기 일부 가이드 간격과 같다.
쌍안정 스위치는 어느 한 상태에서 다른 상태로 변할 때, 즉, 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변할 때 그리고 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변할 때, 제어 신호 전력을 손실시킨다. 의사-쌍 안정 스위치에 대해서, 이러한 것은 전형적인 양호한 추정법이다. 그러므로, 쌍안정 또는 의사 쌍안정 스위치가 이용되면, 필요한 제어 신호 전력은 스위칭 주파수에 비례한다. 퀀터파이어의 출력 샘플링 주파수와 같은, 전술된 장치의 저 스위칭 주파수로 인해, 스위치 제어에 전력이 덜 필요하므로 고효율의 증폭기가 제공된다. 이러한 것은, 예를 들어, BOSS, 쌍안정 광 제어 반도체 스위치 및 MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)에 적용된다.그러므로, 필요한 제어-신호 전력은 스위칭 주파수에 비례한다. 이러한 것으로 인해 스위치를 제어하는데 필요한 전력은 감소되고, 그러므로 고효율의 증폭기가 제공된다.
본 명세서에 기술된 스위칭 장치는 신호가 시간-의존 포락선을 갖는 모든 종류의 송신기에 이용될 수 있어 유익하다. 특히, 이는 MCR 개념을 이용하는 무선 기지국을 포함하지만, 무선 근거리 네트워크(WLAN: wireless local area network) 등에 대한 다양한 표준 모뎀용 핸드셋(handset)을 포함한다.
전술된 본 발명은 본 발명의 사상이나 필수 특징에서 벗어나지 않는 또 다른 특정 형태로 실시될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 실시예는 본 발명을 제한하려는 것이 아니라 설명하기 위한 것으로서 모든 사항을 고려할 수 있으며, 본 발명의 범위는 전술된 설명보다는 첨부된 청구 범위로 표현되고, 청구 범위 등가물의 범위 및 청구 범위의 의도내에서 획득할 수 있는 모든 것도 본 발명에 포함된다.

Claims (17)

  1. 저주파 또는 중파 정보 신호(SIN)로부터의 고-전력 변조 무선 주파수(RF) 신호(SOUT)를 출력 라인상에 발생시키는 방법으로,
    - 2 이상의 이산 신호 값을 갖는 디지털 신호(SD)를 형성하도록, 샘플링 주파수를 갖는 샘플링을 이용하여 상기 정보 신호를 위상-형상화하는 단계,
    - 상기 이상 신호 값 각각에 대한 반송파를 발생시키는 단계,
    - 상기 정보 신호를 반송하는 스위칭된 무선 주파수 신호를 발생시키도록 상기 정보 신호를 증폭 및 믹싱하는 단계 및,
    - 상기 고-전력 변조 무선 주파수 신호를 획득하도록 상기 스위칭된 무선 주파수 신호를 필터링하는 단계를 포함하는, 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법에 있어서,
    상기 반송파를 발생시키는 단계에서 상기 반송파는 택일적 무선 주파수 전압으로서 발생되고, 상기 증폭 및 믹싱하는 단계에서 증폭은, 상기 디지털 신호의 이산 신호 값에 의해 제어되어 상기 각 이산 신호 값과 관련된 반송파를 상기 출력 라인에 접속시킴으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 반송파를 발생시키는 단계에서, 상기 반송파는 상기 디지털 신호의 샘플링 주파수의 배수인 주파수를 갖도록 발생되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 반송파를 발생시키는 단계에서, 상기 반송파는 사인 곡선 신호로 발생되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계에서 대역-통과 필터링은, 상기 증폭 및 믹싱하는 단계에서 상기 반송파를 제어 접속시킴으로써 발생된 일그러짐 및/또는 불필요한 측파대를 제거하도록 수행되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 증폭 및 믹싱하는 단계에서 상기 반송파를 접속시킬 때 임의의 반송파의 접속이 시작되거나 끝나는 시간은, 상기 접속이 시작되거나 끝나는 동안 에너지 손실이 회피되도록 상기 각 반송파가 0이거나 0 부근에 있는 순간과 일치하게 선택되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 반송파를 발생시키는 단계에서 상기 반송파는 주파수 성분의 합인 비-사인 곡선 신호로서 발생되고, 상기 모든 성분은 상기 샘플링 주파수의 정수배인 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 반송파를 발생시키는 단계에서 상기 반송파는, 임의의 반송파 접속이 시작되거나 끝날 때 쯤 또는 상기 접속이 시작되거나 끝나는 시간 주기 동안 0 부근에 머물도록 발생되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상-형상화하는 단계에서 2 이상의 이산 신호 값을 각각 갖는 2개의 디지털 신호가 형성되도록 상기 정보 신호는 두 성분으로 직교 시프트되고, 상기 반송파를 발생시키는 단계에서 반송파는 상기 2 디지털 신호의 각 신호 값에 대해 발생되며, 상기 2 디지털 신호중 한 디지털 신호의 신호값에 대해 발생된 반송파는 상기 2 디지털 신호 중 또 다른 디지털 신호의 신호 값에 대해 발생된 반송파에 대해 90도 위상-차가 있는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 측파대는 직교 위상 I 및 Q 장치에서처럼 2개의 선형 독립 채널로서 이용되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    대역-통과 필터가 하나 이용될 때, 상기 증폭 및 믹싱하는 단계에서 형성된 신호는 상기 필터 앞쪽에서 더해지는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    2개의 대역-통과 필터가 이용될 때, 상기 신호는 상기 대역-통과 필터 뒤쪽에서 더해지는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 필터(들)는 상기 증폭에 의해 발생된 일그러짐을 제거하는 대역-통과 필터(들)인 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상-형성화하는 단계에서, 2개의 신호 값만 갖는 디지털 신호가 형성되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 방법.
  14. 저주파 또는 중파 정보 신호(SIN)로부터 고-전력 변조 무선 주파수(RF) 신호(SOUT)를 발생시키는 장치(106)로서,
    - 2 이상의 이산 신호 값을 가진 디지털 신호(SD)를 형성하도록, 상기 정보 신호를 샘플링 주파수에 따라 위상-형성화하기 위한 퀀터파이어(108),
    - 상기 디지털 신호를 수신하도록 상기 퀀터파이어에 접속되고, 상기 둘 이상의 신호 값 각각에 대해 개별적으로 하나씩 제공되며 상기 2 이상의 신호 값 각각에 관련되는 반송파 발생기(210)를 포함하는 스위칭 장치(110) 및,
    - 상기 고-전압 변조 RF 신호를 획득하기 위하여 상기 스위칭 장치의 출력 라인에 접속되는 필터(208)를 포함하는, 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 장치에 있어서,
    상기 반송파 발생기는 택일적 무선 주파수 반송파 전압을 발생시키도록 배열되고, 상기 스위칭 장치는 상기 정보 신호의 정보 내용을 반송하는 스위칭된 무선 주파수 신호(SSW)를 획득하기 위하여 스위치(SW1, SW2, ..., SMW)를 포함하는데, 상기 각 스위치는, 상기 디지털 신호가 상기 각 신호 값을 이용할 때는 상기 신호 값과 관련된 반송파를 상기 출력 라인에 접속시키며 상기 디지털 신호가 상기 각 신호 값을 이용하지 않을 때는 상기 반송파를 비접속시키도록, 상기 디지털 신호의 신호 값 중 개별 신호 값과 관련되어 그 신호 값에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 퀀터파이어는 시그마-델타 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 장치.
  16. 제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,
    상기 필터는, 상기 반송파의 제어 접속 및 비접속에 의해 발생되는 불필요한 신호 및 일그러짐을 제거하는 대역-통과 필터인 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 장치.
  17. 제 14 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반송파 발생기는, 상이한 진폭을 가진 반송파 전압을 발생시키도록 단일 발생기 소자에 결합되는 변압기(302)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고-전력 변조 무선 주파수 신호 발생 장치.
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