KR20020019970A - 포텐샬적으로 게이트된 파일럿 신호를 사용하여 통신시스템에서 코히런트 복조를 하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 게이트된 파일럿 신호를 사용하는 시스템내의 코히런트 복조를 위한 파일럿 주파수 트래킹 동작을 수행하기 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치이다. 특히, 본 발명은 2 개의 트래킹 루프가 병렬로 동작하는 방법 및 장치를 설명한다. 제 1 주파수 트래킹 루프는 프레임 지속기간에 걸쳐서 수신된 파일럿이 연속적이라는 가정에 기초하여 동작을 수행한다. 제 2 주파수 트래킹 루프는 수신된 파일럿이 불연속적이고, 프레임 지속기간의 단지 일부분에 대하여만 존재한다는 가정에 기초하여 트래킹 동작을 수행한다.

Description

포텐샬적으로 게이트된 파일럿 신호를 사용하여 통신 시스템에서 코히런트 복조를 하는 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR COHERENT DEMODULATION IN COMMUNICATION SYSTEM EMPLOYING A POTENTIALLY GATED PILOT SIGNAL}
코드분할다중접속 (CDMA) 변조 기술은 다수의 시스템 사용자가 존재하는 통신을 용이하게 하기 위한 여러 가지 기술들 중의 하나이다. 시분할다중접속 (TDMA) 과 주파수분할다중접속 (FDMA) 등의 다른 다중접속통신시스템 기술이 당해 기술분야에서 공지되어 있다. 그러나, CDMA 의 확산 스펙트럼 변조 기술은 다중접속 통신 시스템에 대해서 이들 변조기술들보다 중요한 이점을 갖고 있다. 다중접속 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은 발명의 명칭이 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESRTIAL REPEATERS" 이고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 4,901,307 호에 개시되어 있다. 또한, 다중접속 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 이고, 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 5,103,459 호에도 개시되어 있다.
광대역 신호라는 고유 특성으로 인해, CDMA 는 넓은 대역폭에 걸쳐 신호 에너지를 확산함으로써 주파수 다이버시티를 제공한다. 따라서, 주파수 선택적 페이딩은 그 CDMA 신호 대역폭의 단지 작은 부분에만 영향을 미치게 된다. 공간 또는 경로 다이버시티는 2 이상의 셀 사이트를 통과하는 이동 사용자에게 동시 링크를 통해 다중 신호경로를 제공하여 달성될 수 있다. 또한, 경로 다이버시티는 확산 스펙트럼 처리를 통한 다중경로 환경을 사용하여 서로 다른 전파지연으로 도달하는 신호가 개별적으로 수신 및 처리되도록 함으로써 달성될 수 있다. 경로 다이버시티의 예는 발명의 명칭이 "METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허번호 제 5,101,501 호, 및 발명의 명칭이 "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허번호 제 5,109,390호에 개시되어 있으며, 양쪽 특허 모두 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조하였다.
인식 음성의 고품질을 유지하면서 용량을 증가시키는 데 특별한 이점을 제공하는 디지털 통신 시스템에서의 음성 송신 방법은 가변 레이트 음성 인코딩의 사용에 의해 행해진다. 특히 유용한 가변 레이트 음성 인코더의 장치 및 방법이 발명의 명칭이 "VARIABLE RATE VOCODER" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 5,414,796 호에 상세하게 설명되어 있다.
가변 레이트 음성 인코더의 사용은, 음성 인코더가 최대 레이트로 음성 데이터를 제공할 때는, 최대 음성 데이터 용량의 데이터 프레임을 제공한다. 가변레이트 음성 인코더가 최대 레이트보다 작은 레이트로 음성 데이터를 제공하고 있을 때는, 송신 프레임에는 여분의 용량이 존재할 수 있다. 데이터 프레임용의 데이터 소스가 데이터를 가변 레이트로 제공하며, 고정된 소정 사이즈의 송신 프레임에 부가 데이터를 송신하는 방법이 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 5,504,773 호에 상세하게 설명되어 있다. 상기 언급한 특허 출원에는, 다른 소스로부터의 다른 타입의 데이터를 송신용 데이터 프레임에 합성하는 방법 및 장치가 개시되어 있다.
소정 용량보다 적은 데이터를 포함하는 프레임에서는, 데이터를 포함하는 프레임의 일부분들만 송신되도록 송신 증폭기를 송신 게이트하여 전력소비가 감소될 수 있다. 또한, 통신 시스템에서의 메시지 충돌은 데이터를 소정 의사 랜덤 프로세스에 따라서 프레임에 위치시키면 감소될 수 있다. 송신을 게이트하고 프레임에서 데이터를 위치시키는 방법 및 장치는 발명의 명칭이 "DATA BURST RANDOMIZER" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 5,659,569 호에 개시되어 있다.
통신 시스템에서 이동국의 유용한 전력제어의 방법은 무선 통신 장치로부터 수신한 신호의 전력을 기지국에서 모니터하는 것이다. 그 모니터된 전력 레벨에 응답하여, 기지국은 일정한 간격으로 무선 통신 장치에 전력 제어 비트를 송신한다. 이러한 형태로 송신 전력을 제어하는 방법 및 장치는 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULARMOBILE TELEPHONE SYSTEM" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허번호 제 5,056,109 호에 개시되어 있다.
코히런트 복조기에는, 여기서 파일럿 신호라고 하는 송신기와 수신기 양쪽에 알려진 값과 송신된 신호에 기초하여 채널 특성을 추정하는 채널 추정치 생성기 (미도시) 가 존재한다. 파일럿 신호가 복조되며, 수신 신호에서의 위상 판독 오류 (phase ambiguity) 는 수신 신호와 파일럿 신호 채널 추정치의 도트 곱 (dot product) 를 취하여 해결될 수 있다. 위상 판독 오류를 해결하기 위하여 파일럿 신호를 사용하는 회로에 대한 설명은 발명의 명칭이 "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 미국 특허출원 제 5,506,865 호에 개시되어 있다.
고속 레이트로 디지털 정보를 송신할 수 있는 무선 통신 시스템에 대한 요구가 증가하고 있다. 고속 레이트 디지털 데이터를 무선 통신 장치로부터 중앙 기지국으로 송신하는 한 가지 방법은 무선 통신 장치가 CDMA 의 확산 스펙트럼 기술을 사용하여 데이터를 송신할 수 있게 하는 것이다. 제안된 한 가지 방법은 무선 통신 장치가 그 정보를 적은 세트의 직교 채널을 사용하여 송신할 수 있게 하는 것이다. 이러한 방법은 발명의 명칭이 "HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한 계류 미국 특허 출원번호 제 08/886,604 호 (이하 '604 출원이라 함) 에 상세하게 설명되어 있다.
'604 출원에서는, 파일럿 신호가 역방향 링크 (무선 통신 장치로부터 기지국으로의 링크) 로 송신됨으로써 기지국에서 역방향 링크 신호의 코히런트 복조가 가능하게 되는 시스템이 개시되어 있다. 파일럿 신호 데이터를 사용하는 코히런트 처리는 역방향 링크 신호의 위상 오프셋을 결정하고 제거함으로써 기지국에서 수행될 수 있다. 또한, 파일럿 데이터는 레이크 수신기에서 합성하기 전에 다른 시간 지연으로 수신된 다중경로 신호들을 최적으로 가중시키기 위해 사용된다. 일단 위상 오프셋이 제거되고 다중 경로 신호가 적절하게 가중되면, 그 다중 경로 신호는 합성되어 적절한 처리를 위해 역방향 링크 신호가 수신되어야 하는 전력을 감소시킬 수 있다. 요청되는 이러한 수신 전력의 감소는 더 큰 송신 레이트가 성공적으로 처리될 수 있게 하고, 역으로 한 세트의 역방향 링크 신호간의 간섭이 감소될 수 있게 한다.
파일럿 신호의 송신을 위해 일부 추가적인 송신 전력이 필요하지만, 더 고속의 송신 레이트에 관하여, 전체 역방향 링크 신호 전력에 대한 파일럿 신호 전력의 비는 더 낮은 데이터 레이트 디지털 음성 데이터 송신 셀룰라 시스템일 경우의 전체 역방향 링크 신호 전력에 대한 파일럿 신호 전력의 비보다 충분히 작다. 따라서, 고속 데이터 레이트 CDMA 시스템에서, 코히런트 역방향 링크의 사용에 의해 획득한 Eb/N0이득은 각 무선 통신 장치로부터 파일럿 데이터를 송신하는 데 필요한 추가 전력보다 더 중요하다.
그러나, 데이터 레이트가 비교적 낮을 경우, 역방향 링크 상에서 연속적으로 송신된 파일럿 신호는 데이터 신호에 비하여 더 큰 에너지를 포함한다. 일부응용에서는, 이런 저속 레이트에서 연속적으로 송신된 역방향 링크 파일럿 신호에 의해 제공되는 코히런트 복조 및 감소된 간섭의 이점보다는 통화시간 및 시스템 용량의 감소가 더 중요할 수 있다.
본 발명은 통신에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 코히런트 복조를 하는 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명의 특성, 목적, 및 이점을 첨부 도면을 통하여 보다 자세하게 설명하며, 여기서 도면 중 동일한 도면 부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1 은 무선 통신 장치 (50) 에 구현한 본 발명의 송신 시스템의 예시적인 실시형태의 기능도이다.
도 2 는 도 1 의 변조기 (26) 의 예시적인 실시형태의 기능도이다.
도 3A-3D 는 4 개의 다른 데이터 레이트에 대한 가변 레이트 프레임을 송신하는 데 사용되는 에너지를 도시한다.
도 4 는 본 발명에 따른 기지국 (400) 중 선택된 부분의 기능도이다.
도 5 는 도 4 의 예시적인 PN 확산 체인 (408) 의 확대 기능도이다.
도 6 은 도 4 의 예시적인 단일 트래픽 채널 복조 체인 (412) 의 확대 기능도이다.
도 7 은 도 4 의 예시적인 주파수 트래킹 모듈 (432) 의 블록도이다.
도 8 은 본 발명의 주파수 트래킹 동작을 설명하는 플로우 차트이다.
본 발명은 게이트된 파일럿 신호를 사용하여 시스템에서 코히런트 복조를 위한 파일럿 주파수 트래킹 동작을 수행하는 신규하고 개선된 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 2 개의 주파수 트래킹 루프가 병렬로 동작하는 방법 및 장치를 설명한다. 제 1 주파수 트래킹 루프는 수신 파일럿이 프레임 지속 시간에 걸쳐서 연속적이라는 가정에 기초하여 그 트래킹 동작을 수행한다. 제 2 주파수 트래킹 루프는 수신 파일럿이 불연속적이고, 단지 프레임 지속기간에 일부에 대하여만 존재한다는 가정에 기초하여 트래킹 동작을 수행한다.
도 1 은 무선 통신 장치 (50) 에 구현한 본 발명의 송신 시스템의 예시적인 실시형태의 기능도이다. 당업자는 여기 설명한 방법이 중앙 기지국 (미도시) 으로부터의 송신에도 응용가능함을 알 수 있다. 또한, 도 1 에 도시한 다양한 기능 블럭은 본 발명의 다른 실시형태에는 존재하지 않을 수도 있다. 도 1 의 기능도는 IS-2000 이라고도 하는 TIA/EIA 표준 IS-95C에 따라서 동작하는 데 유용한 실시형태에 해당한다. 본 발명의 다른 실시형태들은 표준단체인 ETSI 와 ARIB 가 제안한 광대역 CDMA (WCDMA) 를 포함하는 다른 표준에도 유용하다. 당업자는 WCDMA 표준의 역방향 링크 변조와 IS-95C 표준의 역방향 링크 변조 사이의 폭넓은 유사성으로 인해, WCDMA 로 본 발명을 용이하게 확장할 수 있음을 알 수 있다.
도 1 의 예시적인 실시형태에서, 무선 통신 장치는 상기 미국 특허출원번호 제 08/886,604 호에 설명된 짧은 직교 확산 시퀀스에 의해 서로 구별되는 복수개의 다른 정보 채널을 송신한다. 이 무선 장치에 의해, 5 개의 개별 코드채널, 즉 1) 제 1 보조 데이터 채널 (38; supplemental data channel), 2) 파일럿과 전력 제어 심볼의 시간 다중화 채널 (40), 3) 지정 제어 채널 (42), 4) 제 2 보조 데이터 채널 (44), 및 5) 기본 채널 (46) 이 송신된다. 제 1 보조 데이터 채널 (38) 및 제 2 보조 데이터 채널 (44) 은 팩시밀리, 멀티미디어 애플리케이션, 비디오, 전자 메일 메시지 또는 다른 형태의 디지털 데이터와 같이 기본 채널 (46) 의 용량을 초과하는 디지털 데이터를 전송한다. 파일럿 및 전력 제어 심볼의 다중화 채널 (40) 은 파일롯 심볼을 전송하여 기지국에 의한 데이터 채널의 코히런트변조를 가능하게 하고, 전력 제어 비트를 전송하여 무선 통신 장치 (50) 와 통신하는 기지국 또는 기지국들의 송신 에너지를 제어할 수 있게 한다. 제어 채널 (42) 은 무선 통신 장치 (50) 의 동작 모드, 무선 통신 장치 (50) 의 기능, 및 기타 필요한 시그널링 정보와 같은 제어 정보를 기지국으로 전송한다. 기본 채널 (46) 은 무선 통신 장치로부터 기지국으로 일차적인 정보를 전송하는 데 사용되는 채널이다. 음성 송신의 경우에, 기본 채널 (46) 은 음성 데이터를 송신한다.
보조 데이터 채널 (38, 44) 은 미도시된 수단에 의해 송신용으로 인코딩되고 처리되어, 변조기 (26) 에 제공된다. 전력 제어 비트는 비트를 멀티플렉서 (MUX; 24) 에 제공하기 전에, 전력 제어 비트를 반복시키는 반복 생성기 (22; repetition generator) 에 제공된다. 멀티플렉서 (24) 에서, 중복 전력 제어비트 (redundant power control bits) 는 파일럿 심볼과 시간 다중화되어 라인 (40) 을 통해 복조기 (26) 에 제공된다.
메시지 생성기 (12) 는 필요한 제어 정보 메시지를 생성하고, 그 제어 메시지를 CRC 및 테일 비트 생성기 (14) 에 제공한다. CRC 및 테일 비트 생성기(14) 는 기지국에서 디코딩 정확성을 체크하는 데 사용되는 패러티 비트인 일련의 순환 잉여 검사 비트 (cyclic redundancy check bit) 를 첨부하고, 기지국 수신기 서브시스템에서 디코더의 메모리를 소거하기 위한 소정 세트의 테일 비트를 제어 메시지에 첨부한다. 그 후, 이 메시지는 제어 메시지에 순방향 에러 정정 코딩을 제공하는 인코더 (16) 에 제공된다. 인코딩된 심볼은 그 인코딩된 심볼을 반복하여 송신시 부가적인 시간 다이버시티를 제공하는 반복 생성기 (20) 에 제공된다. 반복 생성기 (20) 다음에, 일부 심볼들은 펑처링부 (PUNC; 19) 에 의해 소정의 펑처링 패턴에 따라서 펑처링됨으로써, 프레임 내에 소정 개수의 심볼을 제공한다. 그 후, 심볼은 소정의 인터리빙 방식에 따라서 심볼을 재정렬시키는 인터리버 (18) 에 제공된다. 인터리빙된 심볼은 라인 (42) 을 통해 변조기 (26) 에 제공된다.
가변 레이트 데이터 소스 (1) 는 가변 레이트 데이터를 생성한다. 이 예시적인 실시형태에서, 가변 레이트 데이터 소스 (1) 는 상기 미국 특허번호 제 5,414,796 호에 설명된 바와 같은 가변 레이트 음성 인코더이다. 이런 가변 레이트 음성 인코더는, 그들의 사용이 무선 통신 장치의 배터리 수명을 증가시키고 인지된 음성 품질에 영향을 최소로 미치면서 시스템 용량을 증대시키기 때문에 무선 통신에서는 널리 사용되고 있다. 통신 산업 협회는 가장 보편적인 가변 레이트 음성 인코더를 잠정 표준 IS-96 과 잠정 표준 IS-733 와 같은 표준에서 규정하고 있다. 이러한 가변 레이트 음성 인코더는 음성신호를, 음성 활성화율 (voice activity) 에 따라서 풀레이트, 하프레이트, 쿼터레이트 또는 1/8 레이트라하는 4 가지 레이트로 음성 신호를 인코딩한다. 레이트는 음성 프레임을 인코딩하는 데 사용되는 비트의 개수를 나타내며, 프레임 대 프레임 기준에 따라 변화한다. 풀레이트는 프레임을 인코딩하는 데 소정 최대 개수의 비트를 사용하고, 하프레이트는 프레임을 인코딩하는 데 소정 최대 개수의 비트중 절반을 사용하고, 쿼터비트는 프레임을 인코딩하는 데 소정 최대 비트중의 1/4 를 사용하고, 1/8 레이트는 프레임을 인코딩하는 데 소정 최대 개수의 비트중의 1/8 을 사용한다.
가변 레이트 데이터 소스 (1) 는 인코딩된 음성 프레임을 CRC 및 테일 비트 생성기 (2) 에 제공한다. CRC 및 테일 비트 생성기 (2) 는 기지국에서 디코딩의 정확성을 체크하는 데 사용되는 패러티 비트인 일련의 순환 잉여 검사 비트를 첨부하고, 기지국에서 디코더의 메모리를 소거하기 위하여 소정 세트의 테일 비트를 제어 비트에 첨부한다. 그 후, 프레임은 인코더 (4) 에 제공되고, 인코더 (4) 는 음성 프레임에 순방향 에러 정정 코딩을 수행한다. 인코딩된 심볼은 반복 생성기 (8) 에 제공되고, 반복 생성기 (8) 는 인코딩된 심볼의 반복시킨다. 반복 생성기에 이어, 펑처링부 (9) 에 의해 일부 심볼들이 소정의 펑처링 패턴에 따라서 펑처링되어서, 프레임내에는 소정 개수의 심볼이 제공된다. 그 후, 심볼은 소정의 인터리빙 방식에 따라서 심볼을 재정렬시키는 인터리버 (6) 에 제공된다. 인터리빙된 심볼은 라인 (46) 을 통해 변조기 (26) 에 제공된다.
이 예시적인 실시형태에서, 변조기 (26) 는 코드분할 다중접속 변조 포맷에 따라서 데이터 채널들을 변조하고, 그 변조된 정보를 송신기 (TMTR; 28) 에 제공하며, 이 송신기는 신호를 증폭하고 필터링한 후, 듀플렉서 (30) 를 통해서 안테나(32) 에 제공하여 송신한다.
이 예시적인 실시형태에서, 가변 레이트 데이터 소스 (1) 는 인코딩된 프레임의 레이트를 지시하는 신호를 제어 프로세서 (36) 로 송신한다. 레이트 지시에 응답하여, 제어 프로세서 (36) 는 제어신호를 송신기 (28) 에 제공하여 송신 에너지를 지시한다.
IS-95 와 cdma 2000 시스템에서, 20 ms 프레임은 전력 제어 그룹이라고하는 동일한 개수의 심볼들로된 16 개 세트로 분할된다. 전력 제어의 기준은, 각각의 전력 제어 그룹에 대하여, 프레임을 수신하는 기지국이 기지국에서 수신한 역방향 링크 신호가 충분한지 판정한 결과에 응답하여 전력 제어 명령을 발생시키는 사실에 기초한다.
도 3A-3C 는 3 개의 송신 레이트 - 풀, 하프 및 쿼터에 대한 송신 에너지대 시간 (전력 제어 그룹에서) 을 나타낸다.
도 3 A 에서, 풀레이트 프레임 (300) 에 대하여, 각각의 전력 제어 그룹 PC0내지 PC15는 에너지 E 에서 송신된다. 간단하게, 프레임은 프레임의 지속 기간에 대하여 동일한 에너지로 송신되는 것으로 도시되었다. 당업자는, 에너지가 프레임에 걸쳐서 변하며, 도 3A-3D 에 나타낸 것은 외부 영향이 없을 경우 프레임이 송신되는 베이스라인 에너지로 간주할 수 있음을 알 수 있다. 이 예시적인 실시형태에서, 원격국 (50) 은 기지국으로부터의 폐루프 전력제어 명령에 응답하며, 수신한 순방향 링크 신호에 기초하여 개방 루프 전력 제어 명령을 내부적으로생성한다. 전력 제어 알고리즘에 대한 응답은 송신 에너지가 한 프레임의 지속시간에 걸쳐서 변화하도록 한다.
도 3B 에서, 하프레이트 프레임 (302) 에 대하여, 에너지는 소정 최대 레벨의 절반 또는 E/2 와 동일하다. 이를 도 3B 에 나타낸다. 인터리버 구조는 반복된 심볼들을 최대 시간 다이버시티를 획득하는 방식으로 프레임에 걸쳐서 분배하는 구조이다.
도 3C 에서, 쿼터레이트 송신 (304) 에 대해, 프레임은 대략적으로 소정 최대 레벨의 1/4 또는 E/4 에서 송신된다.
이 예시적인 실시형태에서, 풀레이트, 하프레이트 및 쿼터레이트 프레임의 송신 동안, 파일럿 신호는 연속적으로 송신된다. 도 3D 는 불연속적 송신 방법을 이용하는 1/8 레이트 송신을 나타낸다. 도 3D 에서, 송신기 (28) 은 프레임의 절반의 송신을 게이트한다. 바람직한 실시형태에서, 트래픽 채널 송신이 게이트 오프되는 기간 동안, 파일럿 채널도 배터리 소비를 감소시키고 역방향 링크 용량을 증가시키기 위해 게이트오프된다. 1/8 레이트 송신동안, 프레임은 송신 주기의 절반에 대하여 송신이 게이트 오프되는 50% 듀티사이클로 송신된다. 프레임이 송신되는 기간 동안, 에너지는 대략적으로 쿼터레이트 프레임이 송신되는 에너지, E/4 로 스케일링된다.
제 4 실시형태에서는, 도 3D 에 나타낸 바와 같이, 프레임은 첫 번째 10 ms 동안 게이트 오프되도록 송신된다. 다음 10 ms 에서 신호가 송신된다. 이 실시형태에서, PCG 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15 가 송신되고, PCG 0, 1, 2, 3, 4, 5,6, 7 이 게이트 오프된다. 인터리버 구조는 이 실시형태에서 게이트 오프 기간동안 반복된 심볼의 정확히 절반을 버린다. 이 바람직한 실시형태에서, 심볼은 0.335E의 평균 또는 베이스라인 에너지로 송신된다.
도 2 는 도 1 의 변조기 (26) 의 예시적인 실시형태의 기능도를 나타낸다. 제 1 보조 데이터 채널 데이터는 라인 (38) 을 통해 확산부 (52) 로 제공되고, 이 확산부는 소정 확산 시퀀스에 따라서 보조 채널 데이터를 커버한다. 이 예시적인 실시형태에서, 확산부 (52) 는 보조 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (++--) 로 확산시킨다. 확산 데이터는, 파일럿 및 전력 제어 심볼의 에너지에 대한 확산 보조 채널 데이터의 이득을 조절하는 상대 이득부 (54) 에 제공된다. 이득 조절된 보조 채널 데이터는 합산기 (56) 의 제 1 합산 입력에 제공된다. 파일럿 및 전력 제어 다중화 심볼은 라인 (40) 을 통해 합산부 (56) 의 제 2 합산 입력으로 제공된다.
제어 채널 데이터는 라인 (42) 을 통해 확산부 (58) 로 제공되고, 이 확산부는 소정 확산 시퀀스에 따라서 제어 채널 데이터를 커버한다. 예시적인 실시형태에서, 확산부 (58) 는 제어 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (++++++++--------) 로 확산한다. 확산 데이터는 파일럿 및 전력 제어 심볼에 대한 확산 제어 채널 데이터의 이득을 조절하는 상대 이득부 (60) 에 제공된다. 이득 조절된 제어 데이터는 합산기 (56) 의 제 3 합산 입력에 제공된다.
합산부 (56) 는 이득 조절된 제어 데이터 심볼, 이득 조절된 보조 채널 심볼, 및 시간 다중화된 파일럿 및 전력 제어 심볼을 합산하여, 그 합을 곱셈기 (72)의 제 1 입력 및 곱셈기 (78) 의 제 1 입력에 제공한다.
제 2 보조 채널은 라인 (44) 을 통해 확산부 (62) 에 제공되고, 이 확산부는 소정 확산 시퀀스에 따라서 보조 채널 데이터를 커버한다. 이 예시적인 실시형태에서, 확산부 (62) 는 보조 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (+-) 로 확산한다. 확산 데이터는 확산 보조 채널 데이터의 이득을 조절하는 상대 이득부 (64) 에 제공된다. 이득 조절된 보조 채널 데이터는 합산기 (66) 의 제 1 합산 입력에 제공된다.
기본 채널 데이터는 라인 (46) 을 통해 확산부 (68) 에 제공되고, 이 확산부는 기본 채널 데이터를 소정 확산 시퀀스에 따라서 커버한다. 이 예시적인 실시형태에서, 확산부 (68) 는 기본 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (++++----++++----) 로 확산한다. 확산 데이터는 확산된 기본 채널 데이터의 이득을 조절하는 상대 이득부 (70) 에 제공된다. 이득 조절된 기본 채널 데이터는 합산기 (66) 의 제 2 합산 입력에 제공된다.
합산부 (66) 는 이득 조절된 제 2 보조 채널 데이터 심볼 및 기본 채널 데이터 심볼을 합산하고, 그 합을 곱셈기 (74) 의 제 1 입력 및 곱셈기 (76) 의 제 1 입력으로 제공한다.
예시적인 실시형태에서는, 2 개의 다른 짧은 PN 시퀀스 (PNI및 PNQ) 를 사용하는 의사잡음 확산이 데이터를 확산하는 데 사용된다. 예시적인 실시형태에서, 짧은 PN 시퀀스, PNI및 PNQ는 긴 PN 코드로 곱해져서 추가적인 보안성을 제공한다. 의사잡음 시퀀스의 생성은 당해 기술분야에서 공지된 것으로서 상기 미국 특허번호 제 5,103,459 호에 상세하게 설명되어 있다. 긴 PN 시퀀스는 곱셈기 (80, 82) 의 제 1 입력에 제공된다. 짧은 PN 시퀀스 PNI는 곱셈기 (80) 의 제 2 입력에 제공되고, 짧은 PN 시퀀스 PNQ는 곱셈기 (82) 의 제 2 입력에 제공된다.
곱셈기 (80) 로부터 생성되는 PN 시퀀스는 곱셈기 (72, 74) 의 각각의 제 2 입력에 제공된다. 곱셈기 (82) 로부터의 생성되는 PN 시퀀스는 곱셈기 (76, 78) 의 각각의 제 2 입력에 제공된다. 곱셈기 (72) 로부터의 곱 시퀀스 (product sequence) 는 감산기 (84) 의 합산 입력에 제공된다. 곱셈기 (74) 로부터의 곱 시퀀스는 합산기 (86) 의 제 1 합산 입력에 제공된다. 곱셈기 (76) 으로부터의 곱 시퀀스는 감산기 (84) 의 감산 입력에 제공된다. 곱셈기 (78) 로부터의 곱 시퀀스는 합산기 (86) 의 제 2 합산 입력에 제공된다.
감산기 (84) 로부터의 차 시퀀스 (difference sequence) 는 베이스밴드 필터 (88) 로 제공된다. 베이스밴드 필터 (88) 는 이런 차 시퀀스에 대하여 필요한 필터링을 수행하고 그 필터링된 시퀀스를 이득부 (92) 에 제공한다. 이득부 (92) 는 신호의 이득을 조절하고, 이득 조절된 신호를 업컨버터 (96) 에 제공한다. 업컨버터 (96) 는 이득 조절된 신호를 QPSK 변조 방식에 따라서 업컨버트하고 업컨버트된 신호를 합산기 (100) 의 제 1 입력에 제공한다.
합산기 (86) 로부터의 합 시퀀스는 베이스밴드 필터 (90) 에 제공된다.베이스밴드 필터 (90) 는 차 시퀀스에 대하여 필요한 필터링을 수행하고, 필터링된 시퀀스를 이득부 (94) 에 제공한다. 이득부 (94) 는 신호의 이득을 조절하고 이득 조절된 신호를 업컨버터 (98) 에 제공한다. 업컨버터 (98) 는 이득조절된 신호를 QPSK 변조 방식에 따라서 업컨버트하고 그 업컨버트된 신호를 합산기 (100) 의 제 2 입력으로 제공한다. 합산기 (100) 는 2 개의 QPSK 변조된 신호를 합산하고 그 결과를 송신기 (28) 에 제공한다.
도 4 를 참조하면, 도 4 는 본 발명에 따른 기지국 (400) 의 선택된 부분의 기능도이다. 수신기 (RCVR; 401) 에서 무선 통신 장치 (50; 도 1) 로부터의 역방향 링크 RF 신호가 수신되고, 이 수신기는 수신 역방향 링크 RF 신호를 아날로그 베이스밴드 주파수로 다운컨버트한다. 예시적인 실시형태에서, 수신기 (401) 는 QPSK 복조 방식에 따라서 수신 신호를 다운컨버트한다. 아날로그/디지털 컨버터 (403; ADC) 는 다운컨버트된 신호 (402)를 디지털 베이스밴드로 컨버트한다. 디지털 베이스 밴드 신호는 메모리 (404) 에 저장된다. 메모리 (404) 는 ADC (403) 으로부터의 소정 개수의 디지털 샘플을 저장할 수 있는 용량을 갖는다. 또한, 메모리 (404) 는 도 7 과 관련하여 더 설명되는 주파수 트래킹 모듈 (432) 로부터의 2 개의 중심 주파수 추정치를 저장할 수 있는 용량을 갖는다. 메모리 (404) 는 로테이터 (405) 에 ADC (403) 으로부터 소정 개수의 디지털 샘플과 함께 튜닝하는 중심 주파수 추정치를 제공한다. 예시적인 수신기 (401) 는 거친 튜닝 거칠기 (coarse tuning granularity) (예를 들어, 1.25 MHz) 를 갖거나, 고정된 튜닝 메카니즘을 갖는 데 반해, 예시적인 로테이터 (405) 는 그 중심이 상대적으로작은 스펙트럼 (예를 들어, 1-300 Hz) 에 대하여 다이내믹하게 움직이는 신호로 미세 튜닝 (fine-tune) 하도록 설계된다. 그 후, 디지털 샘플의 시퀀스는 데시메이터 (406) 에 의해 서브샘플화되고, 샘플들의 소정의 서브세트는 PN 역확산기 (408) 로 출력된다. PN 역확산기 (408) 는 데시메이트된 샘플을 역확산한다. PN 역확산기 (408) 은 아래의 도 5 와 관련하여 더 상세하게 설명된다. 예시적인 실시형태에서, PN 역확산기 (408) 는 PN 역확산 신호 (409, 410) 각각의 인페이스 (I; in-phase) 및 직교위상 (Q; quadrature phase) 성분을 출력하는 복합 PN 역확산기이다.
PN 역확산기 (408) 의 I 및 Q 성분 출력은 MUX 다중화기 (MUX; 411) 에 입력된다. MUX (411) 은 그 PN 역확산 심볼 (409, 410) 의 절반을 소정 알고리즘에 따라서 트래픽 채널 복조기 (412) 에 제공한다. 트래픽 채널 복조기 (412) 에 제공된 PN 역확산 심볼은 459 및 460 으로 표시하였다. PN 역확산 심볼을 복조하여 송신된 트래픽 데이터의 추정치를 제공하는 트래픽 채널 복조기 (412) 는 도 6 과 관련하여 이하 보다 상세하게 설명된다. 디인터리버 (415) 는 소정의 디인터리빙 방식에 따라서 복조된 트래픽 심볼 추정치 (413, 414)를 재정렬한다. 재정렬된 심볼은 디코더 (416) 에 제공되고 이 디코더 (416) 는 심볼을 디코딩하여 송신된 프레임의 추정치를 제공한다. 그 후, 송신된 프레임의 추정치는 CRC 체크 (418) 에 제공되고, 이 CRC 체크 (418) 는 송신된 프레임에 포함된 CRC 비트에 기초하여 프레임 추정치의 정확성을 판정한다. 제어 프로세서 (420) 는 디코더 (416) 과 CRC 체크 (418) 에 의해 제공된 입력을 사용하여, 수신 프레임이 송신된가장 가능성 있는 레이트를 판정한다.
또한, PN 역확산기 (408) 의 출력은 왈쉬 누산기 (430) 에 제공된다. 또한, 이하 도 7 과 관련하여 더 설명된 주파수 트래킹 모듈 (432) 은 왈쉬 누산기 (430) 과 제어 프로세서 (420) 양쪽으로부터 입력을 수신한다. 왈쉬 누산기 (430) 및 제어 프로세서 (420) 로부터의 입력에 응답하여, 주파수 트래킹 모듈 (432) 은 메모리 (404) 에 튜닝할 중심 주파수 추정치를 제공한다. 앞에서 설명한 바와 같이, 메모리 (404) 는 ADC (403) 으로부터의 소정 개수의 디지털 샘플과 함께 상기 중심 주파수 추정치를 제공한다.
도 5 는 도 4 의 PN 역확산기 (408) 의 예시적인 실시형태의 기능도이다. 앞에서 설명한 바와 같이, 예시적인 PN 역확산기 (408) 는 데시메이트된 I 및 Q 샘플 (407) 을 역확산하고, PN 역확산된 신호 (409, 410) 의 인페이스 (I) 과 직교위상 (Q) 성분 양쪽을 출력하는 복합 PN 역확산기이다.
역확산기 (502, 504) 각각은 도 2 로부터의 긴 코드를 이용하여 I 및 Q 베이스밴드 신호를 역확산한다. 베이스밴드 필터 (BBF; 506, 508) 각각은 I 및 Q 베이스밴드 신호를 필터링한다. 역확산기 (510, 512) 각각은 도 2 의 PNI시퀀스를 사용하여 I 및 Q 신호를 역확산한다. 유사하게, 역확산기 (514, 516) 각각은 도 2 의 PNQ시퀀스를 사용하여 Q 및 I 신호를 역확산한다. 역확산기 (510, 512) 의 출력은 콤바이너 (518) 에서 합성된다. 역확산기 (516) 의 출력은 콤바이너 (520) 에서 역확산기 (512) 의 출력으로부터 감산된다. PN 역확산된 인페이스 (I) 성분 (409) 및 직교 위상 (Q) 성분 (410) 은 MUX (411) 로 출력된다. 소정의 알고리즘에 따라서, MUX (411) 은 선택적으로 입력라인 (409, 410) 과 일치하는 출력 라인 (459, 460) 을 트래픽 채널 복조기 (412) 에 제공한다.
도 6 은 도 4 의 트래픽 채널 복조기의 예시적인 실시형태의 기능도이다. PN 역확산된 인페이스 성분 (459) 및 직교위상 성분 (460) 은 MUX (411) 에 의해 왈쉬 언커버러 (622, 624) 에 제공되고, 그들은 도 2 의 해당 특정 채널을 커버하기 위해 사용된 왈쉬 코드로 왈쉬 언커버된다. 그 후, 왈쉬 언커버러 (622, 624) 의 각각의 출력은 하나의 왈쉬 심볼에 대한 왈쉬 누산기 (630, 632) 에 의해 합산된다.
또한, PN 역확산 인페이스 성분 (459) 및 직교위상 성분 (460) 은 하나의 왈쉬 심볼에 대한 왈쉬 누산기 (626, 628) 에 의해 합산된다. 그 후, 왈쉬 누산기 (626, 628) 의 각각의 출력은 파일럿 필터 (634, 636) 에 인가된다. 파일럿 필터 (634, 636) 는 파일럿 신호 데이터 (40) 의 추정된 진폭 및 위상을 판정함으로써 채널 상태의 추정치를 생성한다 (도 1 참조). 그 후, 파일럿 필터 (634) 의 출력은 복합 승산기 (complex multiplier; 638, 640) 에서 왈쉬 누산기 (630, 632) 의 각각의 출력에 의해 복합곱된다. 유사하게, 파일럿 필터 (36) 의 출력은 복합 승산기에서 왈쉬 누산기 (630, 632) 의 각 출력에 의하여 복합곱된다. 그 후, 복합 승산기 (642) 의 출력은 콤바이너 (646) 에서 복합 승산기 (638) 의 출력과 합산된다. 복합 승산기 (644) 의 출력은 콤바이너 (648)에서 복합 승산기 (640) 의 출력으로부터 감산된다. 또한, 앞에서 설명한 바와 같이, 복조된 트래픽 신호 (413, 414) 는 디인터리버 (415) 에 의해서 더 처리된다.
도 7 은 도 4 의 주파수 트래킹 모듈 (432) 의 예시적인 실시형태의 기능도이다. 왈쉬 누산기 (430) 및 제어 프로세서 (420) 으로부터의 입력에 응답하여, 주파수 트래킹 모듈 (432) 은 메모리 (404) 에 중심 주파수 추정치 (433) 를 제공한다. 후속하여, 메모리 (404) 는 로테이터 (405) 에 튜닝하는 추정된 주파수를 제공한다. 주파수 트래킹 모듈 (432) 는 두 개의 주파수 트래킹 루프, FTLC와 FTLD로 이루어지고, 각각은 특정한 트래킹 기능을 갖는다. 예시적인 실시형태에서, FTLC(700) 은 수신된 파일럿이 프레임 지속기간에 걸쳐서 연속적이라는 가정에 기초하여 그 트래킹 동작을 수행한다. 예시적인 실시형태에서, FTLD(710) 은 수신된 파일럿이 불연속적이고 단지 프레임의 지속기간의 일부에 대하여만 존재한다는 가정에 기초하여 그 트래킹 동작을 수행한다.
왈쉬 누산기 (430) 으로부터의 출력 (431) 은 역다중화기 (DEMUX; 731) 에 제공된다. DEMUX (731) 은 2 개의 위치중의 하나에서 스위칭될 수 있는 디멀티플렉서이다. 제 1 위치에서, 출력 (732) 는 입력 (431) 과 일치한다. 제 2 위치에서, 출력 (733) 은 입력 (431) 과 일치한다.
예시적인 실시형태에서, 주파수 트래킹 모듈 (732) 이 수신된 파일럿이 프레임 지속시간에 걸쳐서 연속적이라는는 가정에 기초하여 주파수를 트래킹할 때, DEMUX (731) 은 라인 (732) 상으로 왈쉬 누산기 (430) 로부터 FTLC(700) 으로 입력을 제공한다. FTLC(700) 에서, 주파수 에러 검출기 (702) 는 이 입력을 샘플링하고, 로테이터 (404) 가 현재 튜닝된 주파수에 대하여 주파수의 실제 중심을 추정한다. 주파수 트래킹 모듈 (432) 의 예시적인 실시형태에서, 주파수의 추정된 중심은 루프 필터 (704) 에 입력으로서 제공된다. 최소 대기시간 (latency) 이 희망되는 실시형태에서, 주파수 에러 검출기 (702) 의 출력은 누산기 (706) 로 바로 제공될 수도 있다. 루프 필터 (704) 는 당해 기술분야에 공지된 루프 필터로서, Phaselock Technique, 2nd ed., F.M. Gardner, John Wiley & Sons, Inc., NewYork, 1979 에 상세하게 설명되어 있으며 여기서 참조한다. 예시적인 실시형태에서, 루프필터 (704) 는 메모리 저장 영역에 주파수 에러 검출기 (702) 의 출력을 저장한다. 루프 필터 (704) 는 메모리 저장 영역에 저장된 이전의 추정치에 기초하여 주파수의 중심의 추정치를 조절한다. 루프필터 (704) 는 누산기 (706) 에 주파수 중심의 조절된 추정치를 제공한다. 누산기 (706) 은 MUX (720) 으로 튜닝하는 주파수 중심의 부드러운 추정치 (smoothed estimate) 를 출력한다. MUX (720) 은 2 개의 위치중의 하나에서 스위칭될 수 있는 멀티플렉서이다. 제 1 위치에서, 출력 (433) 은 입력 (707) 과 일치한다. 제 2 위치에서, 출력 (433) 은 입력 (717) 과 일치한다.
예시적인 실시형태에서, 주파수 트래킹 모듈 (732) 이 프레임의 지속기간에 걸쳐서 수신 파일럿이 연속적이라는 가정에 기초하여 주파수를 트래킹할 때, DEMUX (731) 은 왈쉬 누산기 (430) 으로부터 FTLD(710) 으로 라인 (733) 을 통하여 입력을 제공한다. FTLD(710) 의 예시적인 실시형태에서, 주파수 에러 검출기 (712) 는 왈쉬 누산기 (430) 로부터 DEMUX (731) 을 통하여 입력을 수신한다. 주파수 에러 검출기 (712) 는 이 입력을 샘플링하고, 로테이터 (404) 가 현재 튜닝되는 주파수에 대한 주파수의 실제 중심을 추정한다. 주파수 트래킹 모듈 (432) 의 예시적인 실시형태에서, 주파수의 추정된 중심은 루프 필터 (714) 에 입력으로서 제공된다. 최소 대기시간 (latency) 이 희망되는 실시형태에서, 주파수 에러 검출기 (712) 의 출력은 누산기 (716) 에 바로 제공될 수도 있다.
루프 필터 (714) 는 당해 기술분야에서 공지된 루프필터이고, Phaselock Technique, 2nd ed., F.M. Gardener, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1979 에 상세하게 설명되어 있다. 예시적인 실시형태에서, 루프 필터 (714) 는 메모리 저장 영역에서 주파수 에러 검출기 (712) 의 출력을 저장한다. 루프 필터 (714) 는 그 메모리 영역에 저장된 이전의 추정치에 기초하여 주파수의 중심의 추정치를 조절한다. 루프 필터 (714) 는 누산기 (716) 에 주파수의 중심의 조절된 추정치를 제공한다. 누산기 (716) 는 튜닝하는 주파수의 중심의 부드러운 추정치를 MUX (720) 에 제공한다.
FTLC(700) 은 왈쉬 누산기 출력 (431) 을 연속적으로 샘플링하여 주파수 추정치 갱신을 제공하는데 반해, 예시적인 FTLD(710) 은 20 ms 프레임 경계의 나중 절반동안 왈쉬 누산기 출력 (431) 을 샘플링하여 주파수 추정치 갱신을 제공한다. 이는 인입 프레임이 파일럿 신호가 기본 트래픽 채널 프레임의 나중 절반 동안에만존재하는 1/8 레이트 프레임 이라는 가정에 기초하여 FTLD(710) 이 주파수 트래킹을 수행하기 때문에 행해진다.
주파수 트래킹 모듈 (432) 의 예시적인 실시형태에서, 누산기 (706, 708) 및 루프 필터 (704, 714) 는 제어 프로세서 (432) 에 의해 판독 및 기록될 수 있는 레지스터에 저장된 메모리 콘텐츠를 갖는다.
제어프로세서 (420) 에 의해 이용되는 방법은 주파수 트래킹 모듈 (432) 이 튜닝하는 주파수의 정확한 추정치를 로테이터 (404) 로 출력하게 하는 수단을 제공한다. 도 8 은 디코더 (416) 및 CRC 체크 (418) 가 인입 기본 트래픽 프레임을 처리할 때마다 제어 프로세서 (420) 에 의해 이용되는 방법의 플로우 차트를 나타낸다.
도 8 에 나타낸 제어 프로세서 (420) 에 의해 이용되는 방법은 블록 (801)에서 시작한다. 각각의 수신된 기본 트래픽 채널 프레임에 대하여, 디코더 (416) 및 CRC 체크 (418) 는 정보를 제어프로세서 (420) 에 제공하여 수신 기본 프레임의 레이트를 결정할 수 있게 한다. 블록 (801) 에 나타낸 바와 같이, 제어 프로세서 (420) 는 디코더 (416) 및 CRC 체크 (418) 로부터의 현재 기본 트래픽 채널 프레임에 대한 신호 품질 (QoS) 메트릭 및 CRC를 수신할 때마다, 프로세스는 블록 (802) 로 진행한다. 블록 (802) 에 나타낸 바와 같이, 제어 프로세서 (420) 는알고리즘을 이용하여 가장 가능성있는 프레임 데이터 프레임을 판정한다. 가변 레이트 통신 시스템에서 레이트 판정을 수행하는 방법은 당해 기술분야에서 공지되어 있다. 레이트 판정을 수행하는 예시적인 방법은 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING DATA RATE OF TRANSMITTED VARIABLE RATE DATA IN A COMMUNICATIONS RECEIVER" 인 미국 특허 번호 제 7,774,496 및 제 5,566,206 호에, 그리고 발명의 명칭이 "MULTIRATE SERIAL VITERBI DECODER FOR CDMA SYSTEM APPLICATIONS" 인 미국 특허 번호 제 5,710,784 호에 개시되어 있으며 이들은 모두 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조하였다.
일단 제어 프로세서 (420) 가 프레임의 데이터 레이트를 판정하면, 프로세스는 블록 (804) 로 진행한다. 블록 (804) 에 나타낸 바와 같이, 제어 프로세서 (420) 는 판정된 데이터 레이트가 게이트된 데이터 레이트인지여부를 체크한다. 예시적인 실시형태에서, 제어 프로세서 (420) 는 수신 프레임이 1/8 레이트 프레임인지를 판정한다. 판정된 데이터 프레임이 게이트된 데이터 레이트가 아닐 경우, 프로세스는 블록 (812) 로 진행한다. 반면에, 판정된 데이터 레이트가 게이트된 데이터 레이트일 경우, 프로세스는 블록 (822) 로 진행한다.
데이터 레이트가 게이트된 데이터 레이트가 아니면, 제어 프로세서 (420) 는 연속적 주파수 트래킹 루프 FTLC(700) 내의 정보를 이용하여 수신 주파수의 중심을 정확하게 트래킹한다. 블록 (812, 814) 에 나타낸 바와 같이, 제어 프로세서 (420) 는 불연속 주파수 트래킹 루프 FTLD(710) 의 값을 연속 주파수 트래킹 루프 FTLC(700) 의 값으로 설정한다. 누산기 (716) 내의 레지스터 콘텐츠를 누산기 (706)에 있는 레지스터 콘텐츠의 카피본으로 교체하고 (블록 (812) 에 나타냄), 루프 필터 (714) 내의 메모리 콘텐츠를 루프 필터 (704) 에 있는 메모리 콘텐츠의 카피본으로 교체함으로써 (블록 (814) 에 나타냄), 예시적인 제어 프로세서 (420) 가 이를 수행한다.
데이터 레이트가 게이트된 데이터 레이트일 때, 제어 프로세서 (420) 는 불연속적 주파수 트래킹 루프 FTLD(710)에서 정보를 이용하여 수신 주파수의 중심을 정확하게 트래킹한다. 블록 (822, 824) 에 나타낸 바와 같이, 제어 프로세서 (420) 는 연속적 주파수 트래킹 루프 FTLC(700) 에서의 값을 불연속 주파수 트래킹 루프 FTLD(710) 의 값으로 설정한다. 누산기 (706) 내의 레지스터 콘텐츠를 누산기 (716) 에 있는 레지스터 콘텐츠의 카피본으로 교체하고 (블록 (822) 에 나타냄), 루프 필터 (704) 내의 메모리 콘텐츠를 루프 필터 (714) 에 있는 메모리 콘텐츠의 카피본으로 교체함으로써 (블록 (824)) 에 나타냄), 예시적인 제어 프로세서 (420) 가 이를 수행한다.
바람직한 실시형태의 상기 설명은 당업자가 본 발명을 제작하고 사용할 수 있도록 제공된 것이다. 이러한 실시형태에 대한 다양한 변경이 당업자에게 명백하며, 여기 정의된 기본 원리는 창의력을 사용하지 않고도 다른 실시형태에 응용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 개시한 실시형태에만 제한되는 것이 아니며, 여기 개시한 원리 및 신규한 특징과 일관되는 최광의 범위를 가져야 한다.

Claims (33)

  1. 제 1 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 제 1 주파수 트래킹 루프; 및
    제 2 레이트 가정에 따라서 상기 통신 신호 주파수를 트래킹하는 제 2 주파수 트래킹 루프를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 주파수 트래킹 루프는
    역확산 기준 신호를 수신하고 상기 기준 신호에 따라서 상기 통신 신호의 중심 주파수를 추정하는 주파수 에러 검출기; 및
    상기 중심 주파수 추정치를 수신하고, 복수 개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 누산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  3. 제 2 항의 제 1 주파수 트래킹 루프에 있어서,
    상기 주파수 에러 검출기와 상기 누산기 사이에 개입되어, 상기 중심 주파수 추정치를 수신하고, 상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 상기 누산기에 제공하는 루프필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제 1 주파수 트래킹 루프.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수 트래킹 루프는,
    역확산 기준 신호를 수신하고 상기 기준 신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 주파수 에러 검출기; 및
    상기 중심 주파수 추정치를 수신하고, 복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 누산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  5. 제 4 항의 제 2 주파수 트래킹 루프에 있어서,
    상기 주파수 에러 검출기와 상기 누산기 사이에 개입되고, 상기 중심 주파수 추정치를 수신하고, 상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 상기 누산기에 제공하는 것을 특징으로 하는 제 2 주파수 트래킹 루프.
  6. 제 2 항의 누산기에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리 스토어 (store); 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 누산기.
  7. 제 3 항의 누산기에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리 스토어; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 누산기.
  8. 제 4 항의 누산기에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리 스토어; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 누산기.
  9. 제 5 항의 누산기에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리 스토어; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 누산기.
  10. 제 3 항의 루프 필터에 있어서,
    조절된 중심 주파수 추정치를 계산하는 메모리 스토어를 포함하는 것을 특징으로 하는 루프 필터.
  11. 제 5 항의 루프 필터에 있어서,
    조절된 중심 주파수 추정치를 계산하는 메모리 스토어를 포함하는 것을 특징으로 하는 루프 필터.
  12. 제 7 항의 루프 필터에 있어서,
    조절된 중심 주파수 추정치를 계산하는 메모리 스토어를 포함하는 것을 특징으로 하는 루프 필터.
  13. 제 9 항의 루프 필터에 있어서,
    조절된 중심 주파수 추정치를 계산하는 메모리 스토어를 포함하는 것을 특징으로 하는 루프 필터.
  14. 제 1 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    상기 제 1 주파수 트래킹 루프는,
    역확산 기준 신호를 수신하고 상기 기준신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 제 1 주파수 에러 검출기;
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 제공하는 제 1 루프 필터; 및
    상기 중심 주파수 추정치를 수신하고, 복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 제 1 누산기를 포함하고,
    상기 제 2 주파수 트래킹 루프는,
    역확산 기준 신호를 수신하고 상기 기준신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 제 2 주파수 에러 검출기;
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 제공하는 제 2 루프 필터; 및
    상기 중심 주파수 추정치를 수신하고 복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 제 2 누산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  15. 제 14 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    제 1 누산기는 상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리를 포함하고,
    제 1 루프 필터는 상기 조절된 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리를 포함하고,
    제 2 누산기는 상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리를 포함하고,
    제 2 루프 필터는 상기 조절된 중심 주파수 추정치를 저장하는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  16. 제 15 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    상기 제 2 트래킹 루프는, 상기 프레임 레이트가 제 1 레이트 가정에 대응할 때, 상기 제 2 누산기의 메모리 콘텐츠를 상기 제 1 누산기에 전달하고,
    상기 제 2 트래킹 루프는, 상기 프레임 레이트가 제 1 레이트 가정에 대응할 때 상기 제 2 루프 필터의 메모리 콘텐츠를 상기 제 1 루프 필터에 전달하고,
    상기 제 1 트래킹 루프는, 상기 프레임 레이트가 제 2 레이트 가정에 대응할 때 상기 제 1 누산기의 메모리 콘텐츠를 상기 제 2 누산기에 전달하고,
    상기 제 1 트래킹 루프는, 상기 프레임 레이트가 제 2 레이트 가정에 대응할때 상기 제 1 루프 필터의 메모리 콘텐츠를 상기 제 2 루프 필터에 전달하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  17. 제 16 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    상기 제 1 레이트 가정에 따라서 상기 제 1 트래킹 루프 중심 주파수 추정치를 제공하고, 상기 제 2 레이트 가정에 따라서 상기 제 2 트래킹 루프 중심 주파수 추정치를 제공하는 멀티플렉서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  18. 제 17 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    상기 제 1 레이트 가정은 복조된 기본 트래픽 프레임은 1/8 레이트 이외의 임의의 레이트의 프레임으로서 수신된다는 가정이고,
    상기 제 2 레이트 가정은 복조된 기본 트래픽 프레임은 1/8 레이트 프레임으로서 수신된다는 가정인 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  19. 제 18 항의 주파수 트래킹 모듈에 있어서,
    상기 제 1 레이트 가정에 따라서 상기 제 1 트래킹 루프 중심 주파수 추정치 를 제공하고, 상기 제 2 레이트 가정에 따라서 상기 제 2 트래킹 루프 중심 주파수 추정치를 제공하는 멀티플렉서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 트래킹 모듈.
  20. 통신 신호의 주파수를 트래킹 하는 방법에 있어서,
    제 1 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 단계; 및
    제 2 레이트 가정에 따라서 상기 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    제 1 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 상기 단계는,
    역확산 기준 신호를 수신하는 단계;
    상기 기준 신호에 따라서 상기 통신 신호의 중심 주파수를 추정하는 단계; 및
    복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    제 1 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 상기 단계는,
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 상기 누산기에 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제 20 항에 있어서,
    제 2 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 단계는
    역확산 기준 신호를 수신하는 단계;
    상기 기준 신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 단계; 및
    복수 개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    제 2 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 단계는 상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 상기 누산기에 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제 21 항에 있어서,
    누산하는 상기 단계는,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제 22 항에 있어서,
    누산하는 상기 단계는,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제 23 항에 있어서,
    누산하는 상기 단계는,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제 24 항에 있어서,
    누산하는 상기 단계는,
    상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계; 및
    상기 저장된 중심 주파수 추정치를 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 제 22 항에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링 하는 상기 단계는 복수개의 필터 성분 값에 따라서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제 24 항에 있어서,
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링 하는 상기 단계는 복수개의 필터 성분 값에 따라서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 제 20 항에 있어서,
    제 1 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹 하는 상기 단계는,
    역확산 기준 신호를 수신하는 단계;
    상기 기준 신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 단계;
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 제공하는 단계; 및
    복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 단계를 포함하고,
    제 2 레이트 가정에 따라서 통신 신호의 주파수를 트래킹하는 상기 단계는,
    역확산 기준 신호를 수신하는 단계;
    상기 기준 신호에 따라서 중심 주파수를 추정하는 단계;
    상기 중심 주파수 추정치를 필터링하여 조절된 중심 주파수 추정치를 제공하는 단계; 및
    복수개의 상기 중심 주파수 추정치를 누산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 제 1 레이트 가정에 따라서 상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계;
    상기 제 1 레이트 가정에 따라서 상기 조절된 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계;
    상기 제 2 레이트 가정에 따라서 상기 중심 주파수 추정치를 저장하는 단계;
    상기 제 2 레이트 가정에 따라서 상기 조절된 중심 주파수를 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 통신 신호의 프레임 레이트가 상기 제 2 레이트 가정의 경우라고 판정되면, 상기 제 1 레이트 가정의 상기 중심 주파수 추정치를 상기 제 2 레이트 가정의 상기 중심 주파수 추정치로 대체하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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