KR20010113131A - 이동통신 단말기의 향상된 채널 보상 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른, 이동통신 단말기의 채널보상 방법은, 전체 채널들을 선형성을 만족할수 있도록 복수개의 구간들로 나누고, 각 구간별로 채널 인덱스를 할당하는 과정과, 각 채널 인덱스에 대응하는 복수의 채널들중 가장 작은 송신 주파수의 각각의 송신전력에 대응하는 오프셋(offset)값을 미리 주어진 규칙에 의해 계산하는 과정과, 임의 송신전력에 대하여 각 채널 인덱스가 가지는 오프셋 값에서 상기 전체 채널들중 중심채널이 속한 채널 인덱스의 오프셋값을 감하여 채널 평탄도를 구하는 과정과, 상기 평탄도를 구성하는 원소와 인접 원소의 평균을 구해 가중치를 구하는 과정과, 상기 구해진 채널 평탄도와 가중치를 기 설정된 송신채널 및 송신전력에 적용하여 채널 보상값을 구하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

이동통신 단말기의 향상된 채널 보상 방법{CHANNEL COMPENSATING METHOD IN MOBILE STATION}

본 발명은 이동통신 단말기의 송신전력 제어장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 전 채널 구간에 대해서 적절한 가중치를 적용하여 송신전력을 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

종래의 이동통신 단말기(DCS Phone 또는 PCS Phone : MS(mobile station))에 적용된 송신 자동 이득 제어(Transmit Automatic Gain Control : 이하 Tx AGC라 칭함)는 단말기의 안테나를 통해 수신한 신호세기(RSSI : 수신전계강도)에 대하여 개루프 전력 제어(open-loop Power Control)와 폐루프 전력 제어(Closed-loop PowerControl)에 의해 얻어진 데이터를 이용하여 결정한다. 상기 얻어진 데이터는 RAS RAM이라는 16개의 특정 저장소에 저장된 상기 Tx AGC 값을 읽어 들이기 위한 어드레스 역할을 한다. 상기 RAS RAM에는 상기 Tx AGC 값을 선형적으로 표현하기 위해 offset(이하 오프셋이라 칭함) 및 slop(이하 슬롭이라 칭함) 값이 저장되고, 상기 오프셋과 슬롭 값에 의해 결정된 펄스밀도변조(PDM : Pulse density Modulation) 값에 의해 펄스의 밀도가 결정되고, 이러한 펄스 신호를 RC 필터링을 통해 DC 전압으로 변환하여 단말기의 RF출력단의 자동이득증폭기(Tx AGC 증폭기)의 이득을 조절하는 제어전압으로 사용한다. 여기서 상기 오프셋과 슬롭 값에 의해 계산되는 PDM 값은 다음과 같다.

-PDM value = OFFSET + SLOP ×(X/N)

여기서, X : 개루프, 폐루프 전력제어에 의해 얻어진 데이터를 10bit로 나타낼 경우 0 ∼ 1023의 범위 값이 되며, 상기 값을 16개의 RAS RAM을 구별하는 어드레스로 사용할 겨우 64등분(1024/64=16)을 해야 한다. 이 경우 상위 4 bit(16)를 이용하여 164개의 RAS RAM을 구별하는 어드레스로 활용하고 나머지 하위 6 bit(64)는 상위 4bit로 선택된 RAS RAM을 64등분했을 때 각 등분을 구별할 수 있는 값으로 사용되는데 이것이 상기 X 값이다. N : 0 ∼ 1023을 RAS RAM의 개수(16)으로 나눈 값(64)이다.

현재 상용 모뎀 칩에서 사용되는 오프셋의 범위는 0 ∼ 511로서 부호 없는 9bit를 사용하며 PDM 값 역시 부호없는 9 bit를 사용한다. 이러한 PDM 값에 따라 해당 밀도를 가진 펄스(pulse)가 RC 필터링(filtering)을 통해 DC로 변환되어 개루프 전력제어, 폐루프 전력제어로서 결정된 Tx Power를 만족시키기 위한 송신 자동이득증폭기의 제어전압으로 사용된다. 그러나 이렇게 적용되는 오프셋과 슬롭 값은 특정 송신채널 주파수에 대한 것으로 Tx RF 주파수로 사용되는 채널에 따라 그 양상이 다르기 때문에 채널별로 그 값을 변경시켜줘야 한다. 이것을 채널보상이라 한다.

기존 이동통신 단말기(mobile Station)에 적용되던 채널보상은 송신전력(Tx Power)의 주파수대 오프셋 특성이 중심채널 주파수와 동일한 특성을 가지도록 보상한다. 즉, 전 사용채널 범위에 대한 동일한 오프셋 값에 대하여 사용 주파수 별로 그 출력세기 특성이 다르므로 채널에 따라 중심채널 주파수와 동일한 Tx power를 낼 수 있는 오프셋 값을 특정하여 그 차이만큼을 보상하였다. 이러한 차이는 송신신호세기의 크기에 따라서도 변화하므로 그 차이 또한 보상해 주어야 한다. 기존 단말기는 전체 Tx Power범위를 크게 2∼3개의 동일한 경향을 나타내는 구간으로 나눈후, 각 구간의 대표가 되는 Tx power의 채널별 변화분에 대하여 해당 동일 경향 구간에 속한 Tx power별로 대표 Tx power와의 상대적인 가중치를 두어 보상을 한다. 이러한 보상방법은 각 구간의 대표가 되는 Tx power와 중심채널 주파수에 대해서는 어느 정도 만족할만한 수준의 채널보상이라 할수 있지만, 동일경향을 가지는 구간내의 대표가 되는 Tx power를 제외한 Tx Power와 중심채널이 아닌 그 외의 다른 채널 구간에 대해서는 정확하지 못하다는 단점이 있다. 이러한 부정확한 채널보상으로 인하여 기대했던 송신신호세기보다 작거나 또는 일반적으로 큰 전력이 단말기로부터 송신되므로 전력축적(power saving) 측면에서는 부정적인 측면이 많으며전체 채널구간에 대하여 그 평탄도(channel flatness)도 좋지 않다.

하기 표 1은 송신신호세기를 출력하기 위한 필요한 오프셋값을 나타낸다.

	Channel	1-100	101-200	201-300	301-349	350	351-400	401-500	501-600	601-700	701-800
Tx PWR
25dBm		128	117	110	104	100	107	115	120	130	145
20dBm		151	142	138	138	130	140	151	158	161	167
15dBm		184	177	171	167	165	171	177	183	188	195
10dBm		224	203	196	191	190	198	212	214	219	221
5dBm						210
0dBm						250
-5dBm						275
-10dBm						305
-15dBm						320
-20dBm						343
-25dBm						360
-30dBm						388
-35dBm						405
-40dBm						433
-45dBm						450
-50dBm						467

이하 기존의 채널보상 방법에 대해 살펴본다.

상기 표 1에서 25dB-10dB에 해당되는 부분은 전 채널에 대해 송신신호의 세기에 따라 동일한 경향을 나타내는 구간을 그룹으로 묶어 나타낸 것 중 하나의 그룹을 나타낸다. 여기서 상기 그룹을 대표하는 Tx Power를 25dBm으로 가정했을 때 전 채널의 평탄도를 나타내는 배열은 다음과 같다.

-CHANNEL FLATNESS = { 28, 17, 10, 4, 0, 7, 15, 20, 30, 45}---> 그룹의 대표가 되는 평탄도

상기 배열은 해당하는 채널이 속한 각 채널 INDEX의 최소 주파수를 가진 채널이 25dBm을 출력하기 위한 오프셋값에서 중심채널(350채널)의 오프셋값을 뺀 값을 나열한 것이다. 상기 배열은 동일경향 구간의 특정 Tx Power인 25dBm에 대한 것이며, 이 구간에 속한 나머지 Tx Power들에 대한 것은 상기 배열의 값과는 차이가 있다. 여기서 25dBm을 구간의 대표 Tx Power로 하였을 때, 나머지 Tx Power에 대한 750채널에서의 평탄도를 구하면 다음과 같다.

-25dBm : 38 ×(6/6) = 38

-20dBm : 38 ×(7/6) = 44.33

-15dBm : 38 ×(5/6) = 31.66

-10dBm = 38 ×(4/6) = 25.33

여기서 상기 38은 상기 배열 채널 평탄도(25dBm)을 기준으로 750채널이 가지는 평탄도이다. 분모 6은 구간의 대표 Tx Power인 25dBm과 인접한 Tx Power간에 1dBm당 오프셋 값의 변화량이다. 상기 표 1에서 채널 350(중심채널)이 가지는 25dBm 출력의 오프셋 값은 100이고, 인접 출력인 20dBm의 오프셋은 130이므로 (130-100)/5dBm=6(오프셋/dBm)이 된다. 상기 값을 메인(main)이라 한다. 분자 6,7,5,4을 분모 6을 구하는 방법과 동일한 방법으로 구한 25dBm, 20dBm, 15dBm, 10dBm에 대한 오프셋/dBm 값으로서 상기 표 1을 참조하면 6,7,5,4rk 된다. 상기 값을 커런트(current)라 한다. 그러나. 실제 적용되어야 할 값은 상기 표1을 참조할 때 25dBm : 38, 20dBm : 34, 15dBm : 27, 10dBm : 30이 된다.

상기한 바와 같이, 종래기술은 채널 평탄도도 정확하지 않을 뿐만 아니라. 이로인한 송신전력의 세기를 더 큰 값으로 설정하였으므로 불필요한 전력의 낭비를 가져올수 있다. 실제로 송신신호세기가 클수록 채널에 대한 채널 평탄도가 심하게 변화하며 중심채널에서 가지는 특성과도 상당한 차이를 보인다.

즉, 기존의 이동통신단말기에 적용되었던 채널 및 파워에 대한 보상은 중심채널을 기준으로 하였기 때문에 전 채널구간에 대하여 양극 채널에 대한 평탄도의 찌그러짐을 정확하게 보상하지 못하는 단점이 있고, 채널별로 해당채널에서의 Tx Power별 가중치의 적용 역시 합리적이지 못하여 보상결과 중심채널이 아닌 채널구간에서는 원하는 Tx Power보다 높거나 낮은 전력이 생성된다. 이는 적절한 채널 및 전력보상이라는 측면에서는 부족한 점이 많으며, 이로 인하여 불필요한 전력소로 인해 전력축적 측면에서도 좋지 않은 결과를 초래한다.

따라서 본 발명의 목적은 동일 경향구간내의 대표 Tx Power구간외의 다른 Tx Power구간에 대해서도 적절한 채널 및 Tx Power에 대한 가중치를 부가하는 채널 보상방법을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위한, 이동통신 단말기의 채널보상 방법은, 전체 채널들을 선형성을 만족할수 있도록 복수개의 구간들로 나누고, 각 구간별로 채널 인덱스를 할당하는 과정과, 각 채널 인덱스에 대응하는 복수의 채널들중 가장 작은 송신 주파수의 각각의 송신전력에 대응하는 오프셋(offset)값을 미리 주어진 규칙에 의해 계산하는 과정과, 임의 송신전력에 대하여 각 채널 인덱스가 가지는 오프셋 값에서 상기 전체 채널들중 중심채널이 속한 채널 인덱스의 오프셋값을 감하여 채널 평탄도를 구하는 과정과, 상기 평탄도를 구성하는 원소와 인접 원소의 평균을 구해 가중치를 구하는 과정과, 상기 구해진 채널 평탄도와 가중치를 기 설정된 송신채널 및 송신전력에 적용하여 채널 보상값을 구하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

도 1은 본 발명에 따른 이동통신 단말기의 송신장치를 도시하는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 이동통신 단말기의 채널 보상 알고리즘을 도시하는 도면.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

도 1은 본 발명에 따른 이동통신단말기에 송신장치를 도시하고 있다.

상기 도 1을 참조하면, BBA(101)는 모뎀으로부터 출력되는 디지털신호로 기저대역 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 자동이득증폭기(102)는 상기 BBA(101)의 출력신호를 인가되는 제어전압에 따라 이득조정하여 출력한다. 여기서 상기 자동이득증폭기(102)의 이득조정은 제어기110에서 제공되는 제어전압에 의해서 이루어진다. 감쇄기(103)는 상기 자동이득증폭기(013)의 출력을 감쇄시켜 출력한다. 혼합기(104)는 상기 감쇄기(103)에서 출력신호를 국부발진기(도시하지 않음)에서 발생된 주파수와 혼합하여 래디오주파수 신호로 변환하여 출력한다. 여파기(105)는 상기 혼합기(104)의 출력신호를 대역 필터링하여 출력한다. 구동증폭기(116)는 상기 여파기(105)의 출력신호를 증폭하여 출력한다. 여파기(107)는 상기 구동증폭기(106)의 출력신호를 대역 필터링하여 출력한다. 전력증폭기(108)는 상기 여파기(107)의 출력신호를 송신전력에 맞게 증폭하여 출력한다. 듀플렉서(109)는송수신을 분리하는 역할을 수행한다. 즉, 상기 전력증폭기(108)의 출력신호를 안테나를 통해 송신하고, 수신신호를 수신부(도시하지 않음)로 출력한다.

수신세기측정기112는 안테나를 통해 수신한 신호의 세기를 측정한다. 상기 제어기110은 상기 수신세기측정기112로부터 제공받은 수신전계강도지시자(RSSI)에 대하여 개루프전력제어와 폐루프 전력제어에 의해 얻어진 데이터를 이용하여 Tx AGC를 결정한다. 여기서 상기 전력제어에 의해 얻어진 데이터는 메모리111에서 특정 Tx AGC를 읽어들이기 위한 어드레스 역할을 한다. 상기 메모리111은 상기 Tx AGC를 선형적으로 표현하기 위해 오프셋(offset) 및 슬롭(slop) 값이 저장되어 있다. 한편, 상기 제어기110은 상기 오프셋 및 슬롭 값에 의해 결정된 PDM 갑승로서 펄스 밀도를 결정하고, 이러한 펄스 신호를 RC필터부113으로 제공한다. 상기 RC필터부113은 상기 펄스신호를 받아 DC전압으로 변환하여 상기 자동이득증폭기102의 이득조정을 위한 제어전압으로 제공한다.

상기와 같은 구성을 갖는 기존의 단말기는 2가지 방법으로 송신전력을 제어한다. 그 하나는 개루프전력제어방식(Open loop power control)으로 수신전력(Rx)과 송신전력(Tx)의 합이 x dBm으로 고정되어 있는 방식이고, 다른 하나는 폐루프전력제어방식(Closed loop power control)으로 단말기가 기지국으로부터 전력제어비트(power control bit)를 수신하여 상기 전력제어비트에 따라 송신전력을 조정하는 방식이다. 상기한 전력제어방식은 수신된 전력을 검출한 후에 제어신호(V control)신호를 상기 자동이득증폭기(102)에 인가하므로서 그 제어가 가능하다. 상기 자동이득증폭기(102)는 상기 제어전압에 따라 입력신호를 증폭 또는 감쇄시킴으로서 안테나에서 출력되는 송신전력을 가변시킨다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 채널보상 알고리즘을 도시하고 있다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저 211단계에서 사용할 전채널에 대해 구간별 선형성을 만족할수 있도록 구분하여 채널 인덱스(INDEX)를 할당한다. 그리고 213단계에서 이동통신 단말기가 출력해야 할 Tx PWR의 동작범위를 설정하고 이를 선형성을 만족할수 있도록 나눈다. 이후, 215단계에서 각각의 채널 인덱스에서 가장 작은 주파수를 가지는 채널 번호에 대하여 해당 Tx PWR를 송신할 때 필요한 오프셋 값을 측정하고, 이 값을 상기 표 1과 같이 저장한다. 그리고, 217단계에서 임의의 Tx PWR에 대하여 채널 인덱스가 가지는 오프셋 값으로부터 중심채널이 속한 채널 인덱스의 오프셋 값을 뺀후 다음과 같이 배열을 구성한다.

-25_chan_flatness[N]={30,20,10, 0, 0, 5,10,15,20,....}

-20_chan_flatness[N]={27,17, 7, 0, 0, 3, 8,13,18,....}

-15_chan_flatness[N]={33,23,13, 3, 0, 8,13,18,23,....}

단, 여기서 #_chan_flatness[N-1]의 값은 해당 이동통신 단말기가 사용하는 Tx 주파수중 가장 높은 채널에 대한 오프셋이 적용된다. 이는 마지막 채널 인덱스에 속한 임의의 채널에 대한 평탄도와 가중치를 계산할 때 사용된다.

다음으로, 219단계에서 상기와 같이 구해진 배열을 바탕으로 가중치와 관련된 배열을 구성한다. 여기서 상기 가중치는 평탄도를 구성하는 배열원소와 인접원소와의 평균을 취하여 구한다. 이와 같이 구해진 가중치에 대한 배열은 다음과 같다.

-25_chan_weight[N-1]={25,15, 5, 1, 1, 8,13,18,....}

-20_chan_weight[N-1]={22,12, 4, 1, 1, 6,11,16,....}

-15_chan_weight[N-1]={28,18, 8, 2, 1,11,16,21,....}

마지막으로, 221단계에서 상기와 같이 구해진 배열을 바탕으로, 채널별로 나누어진 Tx Power Level에 대한 가중치 배열을 다음과 같이 구성한다.

-chan_index_0_weight[M]={25,22,28,....} ---->1-100채널구간의 Tx Power별 가중치

-chan_index_1_weight[M]={15,12,18,....} ---->101-200채널구간의 Tx Power별 가중치

-chan_index_2_weight[M]={ 5, 4, 8,....} ---->201-300채널구간의 Tx Power별 가중치

그리고, 동일경향을 가지는 몇 개의 그룹으로 구성하여 이동통신 단말기가 가지는 전 Tx Power를 포함하도록 배열을 다음과 같이 구성한다.

-chan_index_K_weight[M]={10,20,30,40,50,...,50,40,30,20,10}

여기서, 상기 10,20,30과 40,50,...50,40 그리고 30,20,10은 각각 다른 경향을 가지는 구간의 값들이다. 마지막으로, 상기와 같이 배열을 바탕으로 기 결정된 Tx Channel과 Tx Power에 따라 알맞게 적용한다.

이하 본 발명에 따른 일 예를 상기한 표 1을 참조하여 설명한다.

설명을 위해 동일한 평탄도 경향을 가진다고 가정한 25, 20, 15, 1dBm 전력구간만을 고려한다.

상기 표 1의 상단기준은 해당 이동통신단말기가 사용하는 채널을 나눈 것이다. 여기서 전 채널 구간에 대하여 중심채널은 350채널이며, 상기 표 1에서의 채널번호는 실제 출력 채널 주파수를 번호로 매핑(mapping)한 것이다. 상기 표 1에서는 이동통신 단말기가 1- 800의 채널을 가진다. 음영으로 표시된 부분의 값은 해당 채널 구간중 가장 작은 주파수를 가지는 채널이 좌측 송신신호 세기를 출력하기 위해서 필요한 PDM을 구성하는 오프셋값이다. 예를들어, 채널구간 1-00에서 20dBm세기에 대한 채널 1이 가지는 오프셋 값은 151이다.

각 채널구간이 가지는 오프셋값과 중심채널의 오프셋과의 차를 나타내면 다음과 같다.

-25dBm_chan_flatness[11]={28,17,10, 4, 0, 7,15,20,30,45,60}

-20dBm_chan_flatness[11]={21,12, 8, 8, 0,10,21,28,31,37,43}

-15dBm_chan_flatness[11]={34,13, 6, 1, 0, 8,22,24,29,31,40}

상기 4개의 크기가 11인 배열(ARRAY)는 각각의 채널구간 1-100, 101-200, 201-300,,,,이가지는 오프셋과 중심채널(channel 350)의 오프셋과의 차이를 채널구간별로 나타낸 것이다. 여기서 각 배열의 11번째 원소 60,43,37,40은 각각 해당 Tx Power를 내기 위한 채널 800에서 측정된 값이다. 이것은 채널구간 701-800내에서 임의의 채널에 대한 채널 평탄도를 구하기 위한 오프셋값이다.

그리고 해당 Tx Power에 대하여 각 채널 인덱스 구간에서 적용되어야 할 가중치(Weight Value)를 나타내면 다음과 같다.

-25dBm_chan_weight[10]={23,14, 7, 2, 1,11,18,25,38,53}

-20dBm_chan_weight[10]={17,10, 8, 4, 1,16,25,30,34,40}

-15dBm_chan_weight[10]={16, 9, 4, 1, 1, 9,15,21,27,34}

-15dBm_chan_weight[10]={24,10, 4, 1, 1,15,23,27,30,36}

상기 4개의 크기가 10인 배열은 각 채널 인덱스 구간에서 해당 Tx Power를 내기 위해 적용되는 오프셋값에 대한 가중치를 나타낸다. 상기 가중치는 해당 채널이 속하는 channel_index의 #dBm_chan_flatness와 channel_index + 1의 #dBm_chan_flatness의 평균을 취하여 필요에 따라 소수점자리를 계산하거나 반을 내림항 계산한 값이다. 예로서, 25dBm_channel_weight[0] 값은 다음과 같이 계산된다.

-25dBm_channel_weight[0]=(25dBm_chan_flatness[0] + 25dBm_chan_flatness[1])/2

이것을 적용하면 다음과 같다. 25dBm이 음영처리된 구간의 대표 Tx Power라 가정했을 때 20dBm을 내기 위한 채널 50에서의 평탄도는 다음과 같다.

-CHANNEL_FLATNESS_OLD = 28 + (17-28)×(50-1)/100=22.61

상기 22.61은 대표 Tx Power에 대한 평탄도로서 25dBm출력을 위한 채널 50의 평탄도이다. 28은 채널 1이 25dBm을 내기 위한 오프셋과 350채널의 오프셋과의 차이다. (17-28)는 25dBm_chan_flatness[1]-25dBm_cha_flatness[0]을 나타낸다. 그리고, (50-1)는 해당 채널과 해당 채널이 속한 채널 인덱스 내의 최소 채널과의 차를 나타낸다. 100은 해당 채널 인덱스 구간내의 채널 스팬(span)을 나타낸다. 그리고, 구하고자 하는 20dBm 출력에 대한 채널 50이 가지는 평탄도는 다음과 같다.

-CHANNEL_FLATNESS_NEW=CHANNEL_FLATNESS_OLD ×(20dBm_channel_weight[0]/25dBm_channel_weight[0])=16.71

여기서 20dBm_channel_weight[0]은 채널 1에서 100이 속하는 채널 인덱스가 20dBm을 출력하기 위하여 적용하는 가중치이다. 그리고 25dBm_channel_weight[0]은 채널 1에서 100이 속하는 채널 인덱스가 25dBm을 내기 위하여 적용하는 가중치이다. 마찬가지로 조건에서 기존 단말기에 적용한 방법을 사용하여 채널 및 전력보상을 했을 때 계산되는 보상값은 다음과 같다.

-CHANNEL_FLATNESS_OLD=28 +(17-28) ×(50-1)/100=22.61

-CHANNEL_FLATNESS_NEW=CHANNEL_FLATNESS_OLD ×(current/main)=26.38

여기서 상기 current는 중심채널(채널 350)에서의 인접 Tx PWR과의 오프셋/dBm값을 나타내는 것으로, (165-130)/5=7이다. 상기 main은 중심채널(채널 350)에서의 대표 Tx PWR과 인접 Tx PWR과의 오프셋/dBm값으로서, (130-100)/5=6이다.

상기한 두 가지 방법에 의해서 계산된 보상치를 중심채널(채널 350)의 오프셋 값과 더하면 최종적인 채널 및 송신전력에 대한 보상이 적용된 PDM 값을 구할수 있다. 이를 비교하면 다음과 같다.

-기존의 이동통신 단말기에 적용된 보상 : 130 +26.38 = 156.38

-본 발명으로 적용된 보상 : 130+16.71 = 146.71

실제 50채널에 대하여 20dBm을 내기 위해 적용해야 할 오프셋 값은 상기 표 1에서 볼 수 있듯이 146.5이다. 앞서 상술한 예로 보인 자료를 통해 기존 방법을적용하면 실제 적용해야 할 오프셋 값과 많은 차이를 보인다. 이는 채널 50에 대하여 20dBm 이상의 Tx PWR를 출력하므로 그 오차만큼 불필요한 전력을 낭비하는 결과를 초래한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 기존 단말기에 적용되었던 채널 보상방법에 대하여 보다 정확한 보상값을 구할수 있으며, 이는 결과적으로 단말이 사용하는 전체 송신 주파수에 대하여 그 평탄도를 향상시킬수 있다. 그리고 기존의 부정확한 채널보상으로 인한 불필요한 Tx Power의 소모를 방지할 수 있으므로 전력절약 측면에서도 향상된 결과를 가져온다. 또한 외부에서 평탄도와 가중치값을 입력하게 되면 생산되는 보드마다 같은 제품이라도 약간씩의 RF특성이 다를 수 있는데 이러한 문제점을 큰 수고 없이 해결할 수 있다.

Claims (1)

1. 이동통신 단말기의 채널보상 방법에 있어서,

   전체 채널들을 선형성을 만족할수 있도록 복수개의 구간들로 나누고, 각 구간별로 채널 인덱스를 할당하는 과정과,

   각 채널 인덱스에 대응하는 복수의 채널들중 가장 작은 송신 주파수의 각각의 송신전력에 대응하는 오프셋(offset)값을 미리 주어진 규칙에 의해 계산하는 과정과,

   임의 송신전력에 대하여 각 채널 인덱스가 가지는 오프셋 값에서 상기 전체 채널들중 중심채널이 속한 채널 인덱스의 오프셋값을 감하여 채널 평탄도를 구하는 과정과,

   상기 평탄도를 구성하는 원소와 인접 원소의 평균을 구해 가중치를 구하는 과정과,

   상기 구해진 채널 평탄도와 가중치를 기 설정된 송신채널 및 송신전력에 적용하여 채널 보상값을 구하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.