KR20010107770A - 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치 - Google Patents

두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치 Download PDF

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KR20010107770A
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Abstract

본 발명은 전송 다이버시티 시스템에 관한 것으로, 적어도 4개 안테나에 대한 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 서비스 영역으로 상기 기지국에서 적용하는 안테나 전송 다이버시티 기법과 상이한 개수의 안테나에 대한 안테나 전송 다이버시티 기법이 적용된 단말기가 들어올 경우, 파일럿 신호 및 공통 데이터 신호를 상기 기지국에서 적용하는 안테나 전송 다이버시티 기법과 상이한 개수의 안테나에 대한 안테나 전송 다이버시티 기법이 적용된 단말기에 별도의 변경없이 송신하는 것을 가능하도록 함으로써 기지국 시스템의 파워 분배 및 시스템 용량 증대를 가져온다.

Description

두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티 방법 및 장치{APPARATUS FOR TRANSMIT DIVERSITY FOR MORE THAN TWO ANTENNAS AND METHOD THEREOF}
본 발명은 전송 다이버시티 시스템에 관한 것으로, 특히 기지국에서 서로 다른 개수의 안테나 전송 다이버시티용 단말기에 대해 상호 호환가능한 전송 다이버시티를 적용하는 시스템에 관한 것이다.
이동통신시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전해 나가고, 또한 상기 이동통신시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위한 3세대 이동 통신 시스템이 개발되었다. 이런 3세대 이동 통신 시스템은 유럽은 기지국간 비동기방식인 W-CDMA(광대역 코드분할 다중접속)를, 북미는 기지국간 동기방식인 CDMA-2000(다중반송파 코드분할 다중접속) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있으며, 상기 이동통신시스템은 통상적으로 한 기지국을 통해 다수개의 단말기(MS: Mobile Station)들이 교신하는 형태로 구성된다. 그런데, 상기 이동통신 시스템에서 고속 데이터 전송시 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(Fading) 현상에 의해 수신 신호의 위상이 왜곡된다. 상기 페이딩은 수신 신호의 진폭을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키므로, 이렇게 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호의 위상은 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신데이터의 정보 오류원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 되는 원인이 된다. 그러므로 이동통신시스템에서 고속 데이터를 서비스 품질 저하 없이 전송하기 위해서는 페이딩을 극복해야만 하고, 이런 페이딩을 극복하기 위해서 여러 가지 방법의 다이버시티(Diversity) 기법이 사용된다.
일반적으로 CDMA(Code Division Multiple Access) 방식에서는 채널의 지연 확산(delay spread)을 이용해 다이버시티 수신하는 레이크(Rake) 수신기를 채택하고 있다. 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하기 위한 수신 다이버시티가 적용되고 있지만, 전술한 지연 확산을 이용하는 다이버시티 기법을 적용한 레이크 수신기는 지연 확산이 설정치보다 작은 경우 동작하지 않는 문제점이 있다. 또한. 인터리빙(Interleaving)과 코딩(Coding)을 이용하는 타임 다이버시티(Time diversity) 기법은 도플러 확산(Doppler spread) 채널에서 사용된다. 하지만, 상기 타임 다이버시티 방식은 저속 도플러 확산 채널에서는 이용하는 것이 힘들다는 문제점이 있었다.
그러므로 실내 채널과 같이 지연 확산이 작은 채널과, 보행자 채널과 같이 도플러 확산이 저속인 채널에서는 페이딩을 극복하기 위해 공간 다이버시티(Space Diversity) 기법이 사용된다. 상기 공간 다이버시티는 두 개 이상의 송수신 안테나를 이용하는 다이버시티 기법이다. 즉, 한 개의 안테나를 통해 전송된 신호가 페이딩으로 인해 그 신호 크기가 감소할 경우, 나머지 안테나를 통해 전송된 신호를 수신하는 기법이다. 상기 공간 다이버시티는 수신 안테나를 이용하는 수신안테나 다이버시티 기법과 송신 안테나를 이용하는 전송 다이버시티 기법으로 분류할 수 있다. 그러나. 상기 수신안테나 다이버시티 기법의 경우 단말기에 적용하므로 단말기의 크기와 비용 측면에서 다수개의 안테나를 설치하기 힘들기 때문에, 기지국에 다수개의 안테나를 설치하는 전송 다이버시티 기법을 사용하는 것이 권장된다.
상기 전송 다이버시티 기법은 다운링크(down-link) 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 하는 알고리즘을 의미하며, 크게 오픈 루프 모드(Open Loop Mode)와 폐루프 모드(Closed Loop Mode)로 구분된다. 상기 오픈 루프 모드는 기지국에서 데이터 신호를 인코딩(Encoding)하여 다이버시티 안테나들을 통해 전송하면, 이동국에서 상기 기지국에서 전송한 신호를 수신하여 디코딩(Decoding)함으로써 다이버시티 이득을 얻게 되는 방식이다. 상기 폐루프 모드는 (1) 단말기가 기지국의 각 송신 안테나를 통해 전송된 신호들이 겪게 될 채널 환경들을 예측하여 계산하고, (2) 상기 단말기가 상기 계산된 예측값들을 가지고 수신신호의 전력을 최대로 생성할 수 있는 기지국 안테나들의 가중치(Weight)를 계산하여 상향링크(Up link, 이동국에서 기지국 방향)를 통해 기지국에 전송하면,(3) 상기 기지국에서 상기 단말기에서 전송한 가중치 신호를 수신하여 각각의 안테나들의 가중치를 조절하는 방식이다. 여기서, 상기 단말기의 채널 측정을 위해 기지국은 다수개의 안테나 별로 구분되는 파일럿 신호를 전송하고, 이에 단말기는 파일럿 신호를 통해 채널을 측정하고, 이 채널 정보로 최적의 가중치를 찾게 되는 것이다.
그리고, 미합중국 특허 번호 5,634,199 (Method of Subspace Beamforming Using Adaptive Transmitting Antennas with feed-back)와 5,471,647(Method for Minimizing Cross-talk in Adaptive Transmission Antennas)는 전송 다이버시티를 피드백 모드로 사용하는 것에 대한 특허이다. 상기 미합중국 특허 5,634,199는 Perturbation algorithm과 gain 매트릭스를 이용한 채널 측정 및 피드백 방식을 제안하고 있으나, 이 방법은 블라인드 방식으로 채널 측정을 위한 수렴 속도가 느리고 정확한 가중치를 찾기가 힘들어 파일럿이 있는 시스템에서 잘 사용하지 않는다.
한편, UMTS(Universal Mobile Telecommunication System), 즉 W-CDMA(3GPP: 3rd Generation Partnership Project) 표준(release 99)에서 2개 안테나별 가중치를 양자화 하여 피드-백 하는 방식을 제안하였다. 이 방법은 2개 안테나의 전송 다이버시티를 위한 단말기만 존재할 경우에 대해서 언급하고 있다. 기지국 송신 안테나가 4개인 경우의 신호 송신 방법과 송신 안테나가 2개인 표준을 따르는 단말기와 송신 안테나가 4개인 표준을 따르는 단말기가 공존하는 경우를 고려한 기지국 신호 전송방법 및 단말기의 수신 방법이 없으며, 기존의 1개의 안테나로 신호를 전송하는 방법에서 2개의 안테나로 신호를 전송하는 확장 방법을 이용하여 송신 안테나를 4개로 확장하면 2개의 전송 안테나를 이용하는 표준을 따르는 단말이 정상적으로 동작하지 않는다. 이를 해결하기 위하여 2개의 안테나로 신호를 전송하는 방법과 4개의 안테나로 신호를 전송하는 방법을 동시에 사용한다면 안테나간 파워 불균형이 발생한다는 문제점이 있었다.
상기 다수개의 안테나 별로 서로 상이한 파일럿 신호를 보내는 방법에는 시분할(time division multiplexing)방식, 주파수 분할(frequency division multiplexing)방식, 코드 분할(code division multiplexing) 방식 등이 있다. 상기 광대역 코드분할다중접속(W-CDMA) 규격의 경우 안테나 별로 파일럿을 상이하게 전송하기 위해 다중 스크램블링 코드(scrambling code) 사용하거나, 다중 채널 코드(channelization code)를 사용하거나, 다중 직교 파일럿 심볼 패턴(Orthogonal Pilot Symbol Pattern)을 사용하는 코드분할 방법을 고려할 수 있다.
일반적으로 2개의 전송 안테나를 사용하면 단일 전송 안테나를 사용하는 기존 시스템에 비해 상당한 다이버시티 이득과 최대 3dB의 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는다. 또한 안테나 개수가 2개 보다 많은 개수로 구성된 전송 안테나 다이버시티를 사용하면, 2개의 안테나 전송 장치에서 얻은 다이버시티 이득에 추가된 다이버시티 이득을 얻을 뿐 아니라 안테나 개수에 비례해 증가하는 신호대잡음비 이득 또한 얻게 된다. 여기서 추가 다이버시티 이득은 2개 안테나 다이버시티로 얻은 이득에 비해 상대적으로 작지만, 다이버시티 차수가 증가되기 때문에 사용 신호대잡음비(Eb/No)가 높아지면 상당히 이익이 높다.
상기 광대역 코드분할다중접속 방식의 표준(release 99)을 사용하는 UMTS 시스템은 현재 2개 안테나를 사용하는 전송 다이버시티에 관한 설명을 포함하고 있다. 그러나 2개 이상의 안테나를 사용하는 전송 다이버시티 기술의 필요성을 검토하고 있다. 이때, 2개의 전송 안테나로부터 신호를 수신하는 기존의 단말기와 2개 이상의 전송 안테나로부터 신호를 수신하는 단말기가 동시에 존재하는 이동통신 시스템을 고려 하여야 한다. 이러한 경우, 상기 2개 안테나 전송 다이버시티를 이용하는 단말기와 2개 이상의 안테나 전송 다이버시티를 이용하는 단말기가 기지국으로부터 신호를 수신하는데 아무런 문제가 없도록 하는 송수신 구조가 요구된다. 즉, 2개 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 시스템에 적합하도록 설계된 단말기가 2개 이상의 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 시스템의 서비스 영역에 위치할 경우에도 정상적으로 동작되도록 송수신 방법 및 장치가 고려되어야 하며, 2개 이상의 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 시스템에 적합하도록 설계된 단말기가 2개의 안테나 전송 다이버시티 기법을 이용하는 기지국 시스템의 서비스 영역에 위치할 경우에도 단말기가 정상적으로 동작하도록 송수신 장치 및 방법을 고려하여야 한다. 또한, 상기 2개 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 시스템에 적합하도록 설계된 단말기 구조의 변경이 없이 동작하도록 호환성을 가지는 것이 필요하다.
이런 호환성은 공통 파일럿(common pilot) 채널과 공통 데이터(common data)를 전송하는 공통 채널(common channel)에서 더욱 필요성이 요구된다. 그 이유는 전용 채널은 단말기의 특성 및 버전에 따라 각각 적합한 안테나 수에 맞는 방법으로 신호를 보내면 되지만, 공통 채널인 공통 파일럿 채널(CPICH: Common Pilot CHannel)과 공통 데이터 채널(common data channel)은 기존의 2개 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 기지국 시스템의 규격으로 동작하는 하위 버전의 단말기와, 2개를 초과하는 안테나 전송 다이버시트 기법을 사용하는 기지국 시스템의 규격으로 동작하는 상위 버전의 단말기 모두 동작하도록 구성해야만 하기 때문이다. 즉, 공통 채널들은 전용채널에 비해 시스템에서 제공하는 신호의 신뢰도가 높아야하기 때문에 신호를 상기 전용 채널에 비해 높은 파워로 송신한다. 따라서 공통채널들에게서 안테나 전송 다이버시티 이득을 얻으면 작은 전송 파워로 통신을 할 수 있으므로 시스템 전체 용량을 높일 수 있다. 다시 말하면 가입자 수를 증가시킬 수 있다.
상기 전송 안테나 시스템은 다수 개의 안테나로 신호를 전송하는 시스템이다. 안테나의 파워 증폭기, 일 예로 저잡음 증폭기(LNA: Low Noise Amplifier) 등 송신 RF 시스템은, 다수 개의 안테나로 보내지는 신호의 파워가 균등하게 분산되어야 비용 측면과 효율성 측면에서 유리하다. 이는 특정 안테나로 송신 신호의 파워가 불균형하게 분배되면 안테나 설계가 상대적으로 어렵고 비용이 많이 들기 때문이며, 안테나간 송신신호의 전송 파워 균형을 위해 파워를 분산을 할 경우, 효율적으로 송수신 시스템을 설계하지 않으면 두 개 전송 안테나 다이버시티와 호환이 어렵기 때문이다.
따라서, 본 발명의 목적은 4개의 안테나로 전송 다이버시티 기법을 사용하는 기지국의 신호 전송방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 4개의 안테나로 전송 다이버시티 기법을 사용하는 기지국의 신호를 수신하는 단말기의 수신 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 서로 다른 수의 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 시스템의 신호 전송 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 상이한 개수의 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 시스템의 파일럿 신호 전송 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 상이한 개수의 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 시스템의 파일럿 신호 수신 방법 및 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 한정적인 직교코드 자원을 효율적으로 사용하는, 상이한 개수의 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 시스템의 파일럿 신호 수신 방법 및 장치를 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1견지(aspect)에 따른 기지국 송신 장치는, 제1안테나와 접속되고, 제1심볼 패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산 신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2 직교부호로 확산한 제2확산 신호를 가산하는 제1가산기와, 제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1 심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 제2 직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와, 제3안테나와 접속되고, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제5확산 신호를 가산하는 제3가산기와, 제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2 반전심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산하는 제4가산기를 포함한다.
본 발명의 제 2견지에 따른 기지국 송신 장치는, 제1안테나와 접속되고, 제1 심볼 패턴을 이득 상수와 곱한후 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1 심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하는 제1가산기와, 제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와, 제3안테나와 접속되고, 제2심볼 패턴을 상기 이득 상수와 곱한 후 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산 신호를 가산하는 제3가산기와, 제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하는 제4가산기를 포함한다.
본 발명의 제3견지에 따른 기지국 송신 방법은, 제1심볼 패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하는 과정과, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산 신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신하는 과정과, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하여 제3안테나를 통해 송신하는 과정과, 상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하여 제4안테나를 통해 송신하는 과정으로 이루어진다.
본 발명의 제 4견지에 따른 기지국 송신 방법은, 제1심볼 패턴을 이득 상수와 곱한후 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부화와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하는 과정과, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신하는 과정과, 제2심볼 패턴을 상기 이득 상수와 곱한후 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하여 제3안테나를 통해 송신하는 과정과, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하여 제4안테나를 통해 송신하는 과정으로 이루어진다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제5견지에 따른 기지국 송신 장치는, 제1안테나와 접속되고, 제1심볼 패턴을 0값을 가지는 복수개의 칩들로 구성된 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 최선칩부터 1/2이 0값을 가지고 나머지 1/2이 1값을 가지는 복수개의 칩들로 구성된, 상기 제1직교부호와 직교하는 제2 직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하는 제1가산기와, 제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와, 제3안테나와 접속되고, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하는 제3가산기와, 제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2 반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하는 제4가산기를 포함한다.
도 1은 통상적인 4 안테나 전송 다이버시티 시스템의 개략적인 구성을 보여주는 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 4 안테나 전송 다이버시티 시스템의 개략적인 구성을 보여주는 도면.
도 3은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 파일럿 송신을 위한 전송 다이버시티 송신기의 구조를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 파일럿 추정을 위한 전송 다이버시티 수신기의 구조를 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 공통 데이터 송신을 위한 전송 다이버시티 송신기의 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 공통 데이터 추정을 위한 전송 다이버시티 수신기의 구조를 도시한 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 하기에서 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로서 이는 사용자 혹은 칩 설계자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로, 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 통상적인 4 안테나 전송 다이버시티 시스템에 대한 구성을 보여주는 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 기지국(UTRAN: UMTS Terrestrial Radio Access Network)(101)은 4개(상기 도 2에는 1번 안테나, 2번 안테나, 3번 안테나, 4번 안테나로 도시되어 있다)의 안테나를 구비하며, 사용자 신호를 상기 4개의 안테나 전송에 적합하게 변환하여 각각의 안테나를 통해 전송한다. 1번 안테나를 통해 전송되는 신호는 h1 채널을 통해서, 2번 안테나를 통해 전송되는 신호는 h2 채널을 통해서, 3번 안테나를 통해 전송되는 신호는 h3 채널을 통해서, 그리고 4번 안테나를 통해 전송되는 신호는 h4 채널을 통해서 단말기(MS: Mobile Station)(103)에 수신된다. 상기 단말기(103)는 상기 기지국(101)의 4개의 안테나 각각으로부터 수신한 신호를 복조하기 위한 해당 신호 처리를 통해 원래의 송신 데이터로 디코딩한다.
한편, 도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 4 안테나 전송 다이버시티 시스템의 개략적인 구성을 보여주는 도면으로서, 특히 4 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 기지국으로부터 전송되는 4개의 파일럿(Pilot) 신호를 2 안테나 전송 다이버시티 기법을 지원하는 단말기가 수신하는 구성을 개념적으로 보여주고 있는 도면이다. 즉, 2 안테나 전송 다이버시티 기법을 지원하는 단말기(203)는 기지국(201)의 4개의 안테나로부터 파일럿 신호를 수신하여 2개의 안테나로부터 파일럿 신호를 수신하는 것과 같은 효과를 가지도록 하는 것이다. 그래서 상기 단말기(203)는 상기 기지국(201)의 1번 안테나와 2번 안테나를 통해 전송되는 신호를 hA채널을 통해서, 3번 안테나와 4번 안테나를 통해 전송되는 신호를 hB채널을 통해서 파일럿 신호를 수신하게 되는 것이다.
상기 도 2에서 설명한 바와 같이 4개 안테나 전송 다이버시티를 사용하는 기지국 영역 내에서 2개 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 단말기가 존재하는 경우, 상기 4개 안테나 전송 다이버시티를 사용하는 기지국(201)의 송신기 구조를 도 3을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 2에서 설명한 바와 같이 4개 안테나 전송 다이버시티를 사용하는 기지국 영역 내에서 2개 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 단말기가 존재하는 경우, 상기 4개 안테나 전송 다이버시티를 사용하는 기지국(201)의 송신기 구조를 도 3을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 파일럿 신호의 송신 방법을 보이기 위한 전송 다이버시티 송신기의 구조를 나타낸 도면으로서, 상기 도 3에 도시되어 있는 4개의 안테나 각각의 파일럿 출력을 수학식으로 표현하면 하기 수학식 1 내지 수학식 4로 표현되어질 수 있다. 하기의 수학식 1은 1번 안테나(347) 출력(x1(t))을 표현하고 있으며, 하기의 수학식 2는 2번 안테나(349) 출력(x2(t))을 표현하고 있다. 또한, 하기의 수학식 3은 3번 안테나(351) 출력(x3(t))을 표현하고있으며, 하기의 수학식 4는 4번 안테나(353) 출력(x4(t))을 표현하고 있다.
x1(t) = p1(t)×(g·cOVSF1(t) + cOVSF2(t))×cSC(t)
x2(t) = p1(t)×(g·cOVSF1(t) - cOVSF2(t))×cSC(t)
x3(t) = p2(t)×(g·cOVSF1(t) + cOVSF2(t))×cSC(t)
x4(t) = p2(t)×(g·cOVSF1(t) - cOVSF2(t))×cSC(t)
상기 수학식 1내지 4에서 사용되는 p1(t)은 제1심볼 패턴인 AA 형태의 파일럿 심볼 패턴(Pilot Symbol Pattern)(301)이고, p2(t)는 제2심볼 패턴인 상기 파일럿 심볼 패턴(301), 즉 AA 형태의 파일럿 심볼패턴과 직교하는 A-A 형태 또는 -AA 형태의 파일럿 심볼 패턴(303)으로서 상기 파일럿 심볼 패턴(301)과 파일럿 심볼 패턴(303)간에는 직교성이 유지된다. 상기 파일럿 심볼 패턴을 확산하는 월시코드 또는 직교 가변 확산율(Orthogonal Variable Spreading Factor)코드가 될 수 있는 직교코드 cOVSF1(t)는 OVSF1(305), cOVSF2(t)는 OVSF2(315)이다.
상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 기지국 송신기에서는 OVSF1(305), OVSF2(315) 2개의 서로 다른 직교코드를 사용하여 파일럿 심볼 패턴을 전송함으로써 수신기(단말기)가 상기 송신기 안테나 각각의 파일럿 신호를 구분하는 것이 가능하도록 하는 것이다. 그러므로, 송신기 안테나 각각을 구분하기 위한 직교코드를 하나 더 사용하여야만 하기 때문에 상기 직교코드를 할당하기 위한 직교코드 자원을 더 사용하게 되고, 이에 따라 한정적인 직교코드 자원을 효율적으로 사용하여야만 한다. 그래서, 이런 직교코드 자원의 효율적 사용을 위해 상기 제1직교코드 OVSF1(301)는 그 코드를 구성하는 칩(chip)들이 모두 "0"으로 생성하여 사용하고, 상기 제2직교코드 OVSF2(303)는 그 코드를 구성하는 칩 중 1/2은 "0"으로, 나머지 1/2은 "1"로 생성하여 사용하는 것이 바람직하다. 즉, 상기 제1직교코드는 0값을 가지는 복수개의 칩들로 구성되며, 상기 제2직교코드는 최선칩부터 1/2이 0값을 가지고 나머지 1/2이 1값을 가지는 복수의 칩들로 구성된다. 여기서, 상기 제2직교코드 OVSF2의 구성을 일 예로 들어보면, "0000···000111···1111"과 같은 1/2은 "0"으로 나머지 1/2은 "1"로 생성되는 것이다.
한편, 코드 cSC(t)는 상기 직교코드와 칩 레이트가 동일한 스크램블링 코드(scrambling code)(337)이다. 상수 g는 기존 2개 안테나 다이버시티 기법 단말기의 성능을 보장하기 위해 사용하는 이득 상수(355)이다.
우선 기지국(201)에서 안테나를 통해 전송하고자 하는 파일럿 신호 A는 BPSK 송신 구조에 적용하는 경우 1 또는 -1 값을 가질 수 있으며, QPSK시에는 1+j 가 될 수 있다. 그래서 제1파일럿 심볼 패턴 AA(301)는 이득 상수 g(355)가 곱셈기(357)에서 곱해진 후 직교 코드 OVSF1(305)과 곱셈기(307)에서 곱해져서 가산기(329)의 입력이 된다. 여기서, 상기 직교코드 OVSF1는 일 예로 256 칩 길이를 가진다. 상기 제1파일럿 심볼 패턴 AA(301)은 직교코드 OVSF2 신호와 곱셈기(317)와 곱해져서 상기 가산기(329)의 입력이 되어 상기 곱셈기(307)의 출력과 가산기(329)에서 더해져서 스크램블링 코드(337)와 곱해져서 제1안테나인 1번 안테나(347)를 통하여 전송된다. 상기 제1파일럿 심볼 패턴 AA(301)신호는 이득 상수 g(355)가 곱셈기(357)에서 곱해진 후 직교 코드 OVSF1(305)와 곱셈기(309)에서 곱해져서 가산기(331)의 입력이 된다. 상기 제1파일럿 심볼 패턴 AA(301)는 제2직교코드 OVSF2(315) 신호와 곱셈기(325)와 곱해진 후, 상기 곱셈기(325)에서 -1 신호와 곱해져서 신호가 반전되어 상기 가산기(331)의 입력이 되고 상기 곱셈기(309)의 출력과 가산기(331)에서 더해져서 스크램블링 코드(337)와 곱셈기(341)에서 곱해져서 제2안테나인 2번 안테나(349)를 통하여 전송된다. 물론, 상기 설명에서는 상기 곱셈기(325)에서 -1 신호를 곱해서 입력되는 신호를 위상반전시켰으나, 상기 입력 신호의 위상반전은 상기 기지국 송신기 어느 입력단 혹은 출력단에서 수행되어도 상관없다. 상기 제2파일럿 심볼 패턴 A-A 또는 -AA 신호(303)는 이득(355)이 곱셈기(357)에서 곱해진 후 직교 코드 OVSF1(305)과 곱셈기(311)에서 곱해져서 가산기(333)의 입력이 된다. 상기 제2 파일럿 심볼패턴 A-A 또는 -AA 신호(303)는 직교코드 OVSF2(315)와 곱셈기(321)에서 곱해져서 상기 가산기(333)의 입력이 되어 상기 곱셈기(311)의 출력 신호와 가산기(333)에서 더해지고 다시 스크램블링 코드(337)와 곱셈기(343)에서 곱해져서 제3안테나인 3번 안테나(351)를 통하여 전송된다. 상기 제2 파일럿 심볼패턴 A-A 또는 -AA(303) 신호는 이득 상수(355)가 곱셈기(357)에서 곱해진 후 직교 코드OVSF1(305)과 곱셈기(311)에서 곱해져서 가산기(335)의 입력이 된다. 상기 제2 파일럿 심볼 패턴 A-A 또는 -AA 신호(303)는 직교코드 OVSF2(315)와 곱셈기(321)에서 곱해진 후 곱셈기(327)에서 -1신호와 곱해져서 신호가 반전되어 상기 가산기(335)의 입력이 된다. 물론, 상기 설명에서는 상기 곱셈기(327)에서 -1 신호를 곱해서 입력되는 신호를 위상반전시켰으나, 상기 곱셈기(325)에서 설명한 바와 같이 상기 입력 신호의 위상반전은 상기 기지국 송신기 어느 입력단 혹은 출력단에서 수행되어도 상관없다. 또한, 상기 곱셈기(311)의 출력 신호와 가산기(335)에서 더해지고, 다시 스크램블링 코드(337)와 곱셈기(345)에서 곱해져서 제4안테나인 4번 안테나(353)를 통하여 전송된다. 상기 송신기 구조에서 가산기들(329, 331, 333, 335)은 각 입력신호를 더하는 것으로 하나로 구성할 수 있다. 또한, 스크램블링코드(337)를 곱하는 곱셈기(339, 341, 343, 345)는 각각의 입력신호를 스크램블링코드(337)로 곱하는 동일한 기능을 하는 것이므로 하나로 구성될 수 있으며, 복소 확산을 할 수 있다. 그리고 상기 -1신호를 곱하여 신호를 반전하는 곱셈기(325, 327)는 2번 안테나(349)와 4번 안테나(353)로 출력될 신호를 반전하기 위한 것으로 그 위치가 변하여도 동일한 효과를 가진다면 균등하다. 일 예로 곱셈기(325)는 곱셈기(319) 앞에 위치하여 입력 파일럿 심볼 패턴을 반전하는 것이 가능하며, 또는 입력 OVSF코드(315)를 반전하는 것이 가능하다. 또한, 상기 곱셈기(325)를 제거하고 상기 가산기(331)를 상기 곱셈기(309)의 출력신호에서 상기 곱셈기(319)의 출력신호를 빼는 것으로도 동일한 효과를 가진다. 동일한 개념으로 곱셈기(327)는 곱셈기(323) 앞에 위치하여 입력 파일럿 심볼 패턴을 반전하는 것이 가능하며, 또는 입력 OVSF코드(315)를 반전하는 것이 가능하다. 또한, 상기 곱셈기(327)를 제거하고, 상기 덧셈기(335)를 상기 곱셈기(313)의 출력신호에서 상기 곱셈기(323)의 출력신호를 빼는 것으로도 동일한 효과를 가진다. 이득 상수 g(335)는 1일 경우, 하드웨어 구성에 포함되지 않는다. 또한 상기 이득 상수 g(335)는 일정한 값을 가지도록 상수로 구성되거나, 일정 단위(심볼, 슬롯, 프레임)마다 채널 환경이나 사용자 상황에 따라 적응적으로(Adaptive) 조절되도록 변수로 구성된다.
한편, 상기 도 3에서 도시한 기지국 송신기 구조에 대응하는 본 발명의 일 실시 예에 따른 이동통신 단말기 수신기 구조를 도 4를 참조하여 설명하기로 한다. 상기 도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 파일럿 추정을 위한 전송 다이버시티 수신기의 구조를 도시한 도면으로서, 상기 도 4에 도시되어 있는 4개의 출력을 수학식으로 표현하면 하기 수학식 5 내지 수학식 8로 표현 가능하다. 하기 수학식 5는 1번 안테나(347) 채널 측정치()를 표현하고 있으며, 하기 수학식 6은 2번 안테나(351) 채널 측정치()를 표현하고 있다. 또한, 하기 수학식 7은 3번 안테나(353) 채널 측정치()를 표현하고 있으며, 하기 수학식 8은 4번 안테나(353) 채널 측정치()를 표현하고 있다.
상기 수학식 5 내지 수학식 8에서 표현되는 신호 r(t)는 단말기(203)가 안테나(401)를 통해 수신한 신호이다. 신호 p1(t)는 파일럿 심볼 패턴(413)이고, 신호 p2(t)는 상기 파일럿 심볼 패턴(413)과 직교하는 파일럿 심볼 패턴(423)이다. 코드 cOVSF1(t)는 제1직교부호 OVSF1(407), 코드 cOVSF2(t)는 제2직교코드 OVSF2(411)이고 코드 cSC(t)는 스크램블링 코드(scramble code)(403)이다. 상기 파일럿 심볼 패턴들, 직교부호들과 스크램블링 코드는 상기 기지국에서 사용한 것과 동일한 것으로 단말기가 미리 알고 있는 것이다.
상기 단말기(203)의 안테나(401)를 통해 수신된 신호 r(t)는 기저대역(Base Band)신호로 변환된 후에 역확산기(405)로 입력되어 스크램블링 코드(Scramblecode)(403)로 역확산(despreading)된다. 상기 역확산기(405)에서 역확산된 신호는 각각 직교 역확산기(408)와 직교 역확산기(409)로 출력되고, 상기 직교 역확산기(408)는 상기 역확산기(405)에서 출력한 신호를 상기 제1직교부호OVSF1(407)를 사용하여 역확산하고, 또한 상기 직교 역확산기(409)는 상기 역확산기(405)에서 출력한 신호를 제2직교부호 OVSF2(411)를 사용하여 역확산한다. 상기 제1 직교부호 OVSF1로 직교 역확산된 신호는 누적기(440)에서 심볼단위로 누적하여 상기 제1 파일럿 심볼 패턴(413)과 곱셈기(415)에서 곱해지며 그 신호는 누적기(425)에서 누적되어 이득값(443)의 역수로 증폭되어 출력된다. 상기 누적기(440)의 상기 제1 직교부호 OVSF1로 직교 역확산된 출력신호는 상기 제2 파일럿 심볼 패턴(423)과 곱셈기(417)에서 곱하여지며 그 신호는 누적기(427)에서 누적되어 이득값(444)의 역수로 증폭되어 출력된다.
상기 제2 직교부호 OVSF2로 직교 역확산된 신호는 누적기(441)에서 심볼단위로 누적하여 상기 제1 파일럿 심볼 패턴(413)과 곱셈기(419)에서 곱해지며 그 신호는 누적기(429)에서 누적되어 출력된다. 상기 누적기(441)의 상기 제2 직교부호 OVSF2로 직교 역확산된 출력신호는 상기 제2 파일럿 심볼 패턴(423)과 곱셈기(421)에서 곱하여지며 그 신호는 누적기(431)에서 누적되어 출력된다.
상기 누적기(425)의 출력신호는 덧셈기(433)로 입력되며, 상기 누적기(429)신호와 덧셈기(433)에서 가산되어 제1안테나인 1번 안테나(347)에서 송신한 파일럿 심볼 패턴 신호로 출력된다. 상기 누적기(427)의 출력신호는 덧셈기(435)의 입력신호가 되며, 상기 누적기(431)신호와 덧셈기(435)에서 가산되어 제2안테나인 2번 안테나(351)에서 송신한 파일럿 심볼 패턴 신호로 출력된다. 상기 누적기(425)의 출력신호는 덧셈기(437)의 입력신호가 되고 덧셈기(437)에서 상기 누적기(429) 출력 신호가 감산되어 제3안테나인 3번 안테나(353)에서 송신한 파일럿 심볼 패턴 신호로 출력된다. 상기 누적기(427)의 출력신호는 덧셈기(439)의 입력신호가 되며, 상기 누적기(431)신호가 덧셈기(439)에서 감산되어서 제4안테나인 4번 안테나(353)에서 송신한 파일럿 심볼패턴 신호로 출력된다.
상기 도 3 및 도 4에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 심볼패턴을 송수신하기 위한 전송 다이버시티 시스템을 개시하였으며, 상기 파일럿 심볼 패턴과 함께 본 발명에서는 공통 데이터 심볼 패턴을 송수신하기 위한 전송 다이버시티 시스템을 도 5 내지 도 6을 참조하여 설명하기로 한다.
먼저, 도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 공통 데이터 송신을 위한 전송 다이버시티 송신기 구조를 도시한 도면으로서, 상기 도 5에 도시되어 있는 4개의 안테나 각각의 데이터 출력을 수학식으로 표현하면 하기 수학식 9 내지 수학식 12로 표현 가능하다. 하기 수학식 9는 제1안테나인 1번 안테나(547) 출력(y1(t))을 표현하고 있으며, 하기 수학식 10은 제2안테나인 2번 안테나(551) 출력(y2(t))을 표현하고 있다. 또한, 하기 수학식 11은 제3안테나인 3번 안테나(553) 출력(y3(t))을 표현하고 있으며, 하기 수학식 12는 제4안테나인 4번 안테나(553) 출력(y4(t))을 표현하고 있다.
[y1(2t)y1(2t+1)]=[s(2t)·cSC(2t)s(2t+1)·cSC(2t+1)]·(g·cOVSF1(2t) + cOVSF2(2t))
[y2(2t)y2(2t+1)]=[s(2t)·cSC(2t)s(2t+1)·cSC(2t+1)]·(g·cOVSF1(2t) - cOVSF2(2t))
[y3(2t)y3(2t+1)]=[-s*(2t+1)·cSC(2t)s*(2t)·cSC(2t+1)]·(g·cOVSF1(2t)+cOVSF2(2t))
[y4(2t)y4(2t+1)]=[-s*(2t+1)·cSC(2t)s*(2t)·cSC(2t+1)]·(g·cOVSF1(2t)-cOVSF2(2t))
상기 수학식 9내지 수학식 12에서 사용된 [s(2t)s(2t+1)]는 기준 안테나 STTD 코드블럭(code block)(501)이고, [-s*(2t+1)s*(2t)]는 상기 기준 안테나 STTD 코드 블럭(501)과 복소 직교하는 다이버시트 안테나 STTD 코드 블럭(503)이다. 월시코드 또는 직교 가변 확산율(Orthogonal Variable Spreading Factor)코드가 될 수 있는 직교코드 cOVSF1(t)는 제1직교코드인 OVSF1(505), 직교코드 cOVSF2(t)는 제2 직교코드인 OVSF2(515)이다. 한편, 코드 cSC(t)는 스크램블링 코드(scrambling code)(537)이다. 상수 g는 기존의 안테나 2개에 적용되는 2개 안테나 전송 다이버시티 기법용 단말기의 성능을 보장하기 위해 사용하는 이득 상수 g(555)이다.
상기 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 전송하고자 하는 데이터 신호 A는 BPSK 송신 구조에 적용하는 경우 1 또는 -1 값을 가질 수 있으며, QPSK시에는{1+j, -1+j, 1-j, -1-j} 가 될 수 있으며, 8PSK, 16QAM, 64QAM과 같은 high efficiency modulation와 유사한 방법으로 적용된다. 여기서, 상기 데이터 신호 A가 상기 안테나 전송 다이버시티 기법 중 오픈 루프 모드(Open Loop Mode) 방식중의 하나인 시공간 블록 코딩 전송 다이버시티( STTD: Space Time block coding based Transmit Diversity, 이하 "STTD"라 칭하기로 함) 방식을 적용한다고 가정하기로 한다. 상기 STTD가 전용 물리 채널(DPCH: Dedicate Physical CHannel), 제1공통 제어 물리 채널(P_CCPCH: Primary_Common Control Physical CHannel), 제2공통 제어 물리 채널(S_CCPCH: Secondry _Common Control Physical CHannel), 동기 채널(SCH: Synchronisation CHannel), PICH(Page Indication CHannel), AICH(Aquisition Indication CHannel), PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)를 고려하며, 공통 파일럿 채널(CPICH: Common PIlot CHannel)을 사용해 STTD 디코딩을 위한 채널 예측값을 안테나 별로 도출하여 적용한다. 그리고, 상기 데이터 신호 A가 전송 다이버시티 부호화 구간 T1에 심볼 S1, 전송 다이버시티 부호화 구간 T2에 심볼 S2이 순차적으로 입력되는 형태일 경우, 상기 STTD 인코딩을 수행하게 되면 상기 연속된 S1S2심볼은 안테나 1을 통해 S1S2로, 안테나 2를 통해 -S2 *S1 *로 출력된다. 또한, 상기 설명한 심볼 STTD 인코딩을 채널 비트 단위로 다시 설명하면, 상기 STTD 인코딩에서 설명한 바와 같이 상기 전송 다이버시티 부호화 시구간에 따라 입력되는 각각의 심볼들 S1, S2이 각각 b0b1, b2b3의 채널비트로 생성된다고 가정할때 상기 심볼 S1S2, 즉 b0b1b2b3의 채널비트가 입력된다. 상기 상기 b0b1b2b3의 채널비트를 STTD 인코딩하면 상기 안테나1 로 채널 비트 b0b1b2b3(S1S2)를, 상기 안테나 2로 채널 비트 -b2b3b0-b1(-S2 *S1 *)를 출력하는 것이다. 여기서, 상기 안테나 1은 기준 안테나이며, 상기 안테나 2는 다이버시티 안테나이다.
이렇게 STTD 인코딩을 통해 생성된 각각의 데이터 심볼 패턴 중 상기 기준안테나인 안테나 1을 통해 전송되는 S1S2를 기준 안테나 STTD 코드 블록(501)으로, 상기 다이버시티 안테나인 안테나 2를 통해 전송되는 -S2 *S1 *를 다이버시티 안테나 STTD 코드 블록(503)으로 칭하기로 한다. 상기 기준 안테나 STTD 코드 블록(501)은 이득 상수 g(555)가 곱셈기(557)에서 곱해진 후 제1 직교 코드 OVSF1(505)과 곱셈기(507)에서 곱해져서 가산기(529)의 입력이 된다. 여기서, 상기 제1직교코드 OVSF1(505)은 일 예로 256 칩 레이트를 가진다. 상기 기준 안테나 STTD 코드 블록(501)은 제2직교코드 OVSF2(515)와 곱셈기(517)와 곱해져서 상기 가산기(529)의 입력이 되어 상기 곱셈기(507)의 출력과 가산기(529)에서 더해져서 스크램블링 코드(537)와 곱해져서 제1안테나인 1번 안테나(547)를 통하여 전송된다. 상기 기준 안테나 STTD 코드 블록(501)은 이득 상수 g(555)가 곱셈기(557)에서 곱해진 후 제1직교 코드 OVSF1(505)와 곱셈기(509)에서 곱해져서 가산기(531)의 입력이 된다. 상기 기준 안테나 STTD 코드 블록(501)은 제1직교코드 OVSF2(515) 신호와 곱셈기(525)와 곱해진 후 곱셈기(525)에서 -1 신호와 곱해져서 신호가 반전되어 상기 가산기(531)의 입력이 되어 상기 곱셈기(509)의 출력과 가산기(531)에서 더해져서 스크램블링 코드(537)와 곱셈기(541)에서 곱해져서 제2안테나인 2번 안테나(549)를 통하여 전송된다.
상기 다이버시티 안테나 STTD 코드 블록(503)은 이득 상수(555)가 곱셈기(557)에서 곱해진 후 상기 제1직교 코드 OVSF1(505)과 곱셈기(511)에서 곱해져서 가산기(533)의 입력이 된다. 상기 다이버시티 안테나 STTD 코드 블록(503)은 상기 제2직교코드 OVSF2(515)와 곱셈기(521)에서 곱해져서 상기 가산기(533)의 입력이 되어 상기 곱셈기(511)의 출력 신호와 가산기(533)에서 더해지고 다시 스크램블링 코드(537)와 곱셈기(543)에서 곱해져서 제3안테나인 3번 안테나(551)를 통하여 전송된다. 상기 다이버시티 안테나 STTD 코드 블록(503)은 이득 상수 g(555)가 곱셈기(557)에서 곱해진 후 상기 제1직교 코드OVSF1(505)과 곱셈기(511)에서 곱해져서 가산기(535)의 입력이 된다. 상기 다이버시티 안테나 STTD 코드 블록(503)은 제2직교코드 OVSF2(515)와 곱셈기(521)에서 곱해진 후 곱셈기(527)에서 -1신호와 곱해져서 신호가 반전되어 상기 가산기(535)의 입력이 된다. 또한, 상기 곱셈기(511)의 출력 신호와 가산기(535)에서 더해지고, 다시 스크램블링 코드(537)와 곱셈기(545)에서 곱해져서 제4안테나인 4번 안테나(553)를 통하여 전송된다. 상기 송신기 구조에서 가산기들(529), (531), (533), (535)은 각 입력신호를 더하는 것으로 하나로 구성할 수 있다. 또한, 스크램블링코드(537)를 곱하는 곱셈기(539), (541), (543), (545)는 각각의 입력신호를 스크램블링코드(537)로 곱하는 동일한 기능을 하는 것이므로 하나로 구성될 수 있으며, 복소 확산을 할 수 있다. 그리고상기 -1신호를 곱하여 신호를 반전하는 곱셈기(525), (527)는 상기 2번 안테나(549)와 4번 안테나(553)로 출력될 신호를 반전하기 위한 것으로 그 위치가 변하여도 동일한 효과를 가진다면 균등하다. 일 예로 곱셈기(525)는 곱셈기(519) 앞에 위치하여 입력 데이터 심볼 패턴을 반전하는 것이 가능하며, 또는 입력 OVSF코드(515)를 반전하는 것이 가능하다. 또한, 상기 곱셈기(525)를 제거하고 상기 가산기(531)를 상기 곱셈기(509)의 출력신호에서 상기 곱셈기(519)의 출력신호를 빼는 것으로도 동일한 효과를 가진다. 동일한 개념으로 곱셈기(527)는 곱셈기(523) 앞에 위치하여 입력 데이터 심볼 패턴을 반전하는 것이 가능하며, 또는 입력 OVSF코드(515)를 반전하는 것이 가능하다. 또한, 상기 곱셈기(527)를 제거하고, 상기 덧셈기(535)를 상기 곱셈기(313)의 출력신호에서 상기 곱셈기(523)의 출력신호를 빼는 것으로도 동일한 효과를 가진다. 이와 동일한 개념으로 곱셈기(527)는 곱셈기(523) 앞에 위치하여 입력 데이터 심볼 패턴을 반전하는 것이 가능하며, 또는 입력 OVSF코드(515)를 반전하는 것이 가능하다. 또한, 상기 곱셈기(527)를 제거하고, 상기 덧셈기(535)를 상기 곱셈기(313)의 출력신호에서 상기 곱셈기(523)의 출력신호를 빼는 것으로도 동일한 효과를 가진다. 이득 상수 g(535)는 1일 경우, 하드웨어 구성에 포함되지 않으며, 상기 이득 상수g(535)는 일정한 값을 가지도록 상수로 구성되거나, 매 심볼 마다 채널 환경이나 사용자 상황에 따라 적응적으로(Adaptive) 조절되도록 변수로 구성된다.
한편, 상기 도 5에서 도시한 송신기 구조에 대응하는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 구조를 도 6을 참조하여 설명하기로 한다. 상기 도 6은 본 발명의 일실시 예에 따른 공통 데이터 추정을 위한 전송 다이버시티 수신기의 구조를 도시한 도면으로서, 상기 도 6에 도시되어 있는 2개의 출력을 수학식으로 표현하면 하기 수학식 13 및 수학식 14로 표현 가능하다. 하기 수학식 13은 첫 번째 데이터 심볼 검출치()를 표현하고 있으며, 하기 수학식 14는 두 번째 데이터 심볼 검출치 ()를 표현하고 있다.
상기 수학식 13 및 수학식 14에서 사용되는과는 첫 번째 STTD 소프트 디코더(Soft Decoder)(617)의 출력신호이고,과는 두 번째 STTD 소프트 디코더(619)의 출력신호이다.
상기 단말기(203)의 안테나(601)로부터 수신된 신호는 기저대역신호로 변환된 후에 역확산기(605)로 입력되어 스크램블링 코드(Scramble code)(603)로 역확산 된다. 상기 역확산기(605)에서 역확산된 신호는 상기 제1직교부호OVSF1(607)와 직교 역확산기(608)에서 직교 역확산이 이루어지고 또 상기 제2직교부호 OVSF2(611)와 직교 역확산기(609)에서 직교 역확산이 된다. 상기 제1 직교부호 OVSF1로 직교 역확산된 신호는 채널 추정기(615)를 통해 출력된 선 채널 추정 값 중 상위 두 심볼을 이용해 STTD 소프트 디코더(617)에서 soft 검출하여 그 두 개의 결과가 각각덧셈기(621)과 덧셈기(623)로 출력된다. 상기 제2 직교부호 OVSF2로 직교 역확산된 신호는 채널 추정기(615)를 통해 출력된 선 채널 추정 값 중 하위 두 심볼을 이용해 STTD 소프트 디코더(619)에서 soft 검출하여 그 두 개의 결과가 각각 덧셈기(621)와 덧셈기(623)로 출력된다. 상기 덧셈기(621)의 가산된 값은 첫번째 데이터 검출치로 출력된다. 상기 덧셈기(623)의 가산된 값은 두번째 데이터 검출치로 출력된다. 파일럿 채널의 이득 상수 g(355)와 공통 데이터 채널의 이득 상수 g(555)의 값이 다를 경우, STTD 소프트 디코더(617)의 출력값은 STTD 소프트 디코더(619) 출력값과 덧셈기(621)에서 더해지기 전에 일정한 비율치인 이득상수 g(555)/이득 상수 g(355) 만큼 곱해지도록 구성된다. 마찬가지로 이 경우, STTD 소프트 디코더(617)의 출력값은 STTD 소프트 디코더(619) 출력값과 덧셈기(623)에서 더해지기 전에 일정한 비율치인 이득상수 g(555)/이득 상수g(355) 만큼 곱해지도록 구성된다.
이하 본 발명의 일 실시 예에 따른 동작을 전술한 도면들을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
일반적으로 전송 안테나 다이버시티 시스템이라 함은 다수개의 안테나들을 통해 정보를 보내 상기 다수개의 안테나들 중 특정 안테나로부터 온 정보가 손실되어도 상기 정보가 손실된 안테나 이외의 다른 안테나를 통해 수신한 정보를 이용하여 신호를 효과적으로 전달하는 시스템을 말한다. 그래서 이런 전송 안테나 다이버시티 시스템에서 단말기는 다중 안테나 채널을 측정하여 Maximal Ratio Combine이 되도록 가중치(Weight)를 생성한다. 상기에서 설명한 바와 같이 폐루프 모드는 생성한 가중치를 기지국으로 피이드백(feed-back)해 기지국이 가중치를 부여하도록 하고, 오픈 루프 모드는 생성한 가중치를 단말기에서 수신한 각 안테나 신호를 combine하는데 이용한다. 이런 전송 안테나 다이버시티 시스템은 다이버시티를 위해 적용하는 안테나 개수에 따라 그 특성이 차별화 되며, 2개 혹은 4개 혹은 그 이상의 안테나를 구비하여 전송 다이버시티를 적용하는 것이 가능하다.
그런데, 2개 안테나 전송 다이버시티 규격에서 동작하는 단말기가 1번 안테나, 2번 안테나, 3번 안테나, 4번 안테나로 구성된 4개 안테나 전송 다이버시티 기법을 적용하는 기지국 시스템의 서비스 영역으로 들어온 경우, 상기 기지국 시스템은 신호처리를 통해 1번 안테나와 2번 안테나를 묶고, 3번 안테나와 4번 안테나를 묶어 마치 두 개의 안테나를 통해 서비스하는 것처럼 동작한다. 그리고 상기 기지국 시스템으로 4개 안테나 전송 다이버시티를 위한 단말기가 들어온 경우는 각 안테나로 신호를 내보내 4개 안테나 전송 다이버시티가 동작하도록 한다.
W-CDMA 표준을 따르는 두 개 안테나 다이버시티 기지국은 두개의 직교하는 파일럿 심볼 패턴을 각 안테나에 할당하여 두 개의 서로 다른 안테나 채널을 단말기가 측정하도록 한다. 단말기는 두 개의 직교 심볼 패턴 중 첫 번째 패턴을 이용해 첫 번째 안테나 채널을 측정하고, 두 번째 직교 심볼 패턴을 이용해 두 번째 안테나 채널을 측정한다. 그런데, 4개 안테나 다이버시티 기지국은 4개의 안테나 채널을 구분하도록 파일럿을 보낸다. 2개 안테나 다이버시티를 이용하는 단말기가 수정없이 동작하고, 4개의 안테나로 2개 안테나 다이버시티를 위해 보낼 신호 파워가 균등하게 분산되도록 하기 위해 도 2에 도시한 바와 같이 1번 안테나와 2번 안테나를 묶어 A번 effective 안테나로 만들고 3번 안테나와 4번 안테나를 묶어 B번 effective 안테나를 만든다. 두 안테나를 신호처리 관점에서 묶어 주는 방법은 여러 가지가 있지만 두 안테나로 동일한 신호를 보내는 방법을 사용한다. 두개 안테나 다이버시티를 위한 단말기는 A번 effective 안테나와 B번 effective 안테나로 신호를 수신하는 것으로 생각한다.
상기 1번 안테나의 채널을 h1, 2번 안테나의 채널을 h2, 3번 안테나의 채널을 h3 그리고 4번 안테나의 채널을 h4라 두면 A번 effective 안테나 채널 hA = h1 + h2이고 B번 effective 안테나 채널 hB = h3 + h4이다. 다이버시티 채널 특성상 hA와 hB 채널은 두 개 안테나로 구성한 다이버시티 채널과 특성이 동일하다고 가정한다. 4개의 안테나 다이버시티 시스템을 위한 단말기로는 h1, h2, h3와 h4의 4개 채널로 다이버시티를 수행하고 2개 안테나 다이버시티 시스템을 위한 단말기는 hA와 hB의 2개 채널로 다이버시티를 수행한다.
이렇게, 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기가 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국에서 A effective 안테나와 B effective 안테나로 다이버시티를 수행하도록 하기 위한 방법은 다수개가 존재한다. 그 중 한 가지 방법은 A effective 안테나로 보내는 데이터는 1번과 2번 안테나에 동일한 신호를 보내고 B effective 안테나로 보내는 데이터는 3번과 4번 안테나에 동일하게 보내는 것이다.
오픈 루프(Open loop) 전송 다이버시티의 한 방법인 두 개 안테나 STTD(Space time transmit diversity)의 경우 4개 안테나로 서비스할 때 2개 안테나 전송 다이버시티 단말기를 위해 original data는 A effective 안테나 즉 1번과2번 안테나로, diversity data는 B effective 안테나 즉 3번과 4번 안테나로 보낸다. 폐루프(Close loop) 전송 다이버시티의 한 방법인 두 개 안테나 TxAA(Transmit Antenna Array)의 경우는 데이터에 첫 번째 가중치를 곱한 신호를 A effective 안테나 즉 1번과 2번 안테나로, 두 번째 가중치를 곱한 신호를 B effective 안테나 즉 3번과 4번 안테나로 보낸다.
두 개 안테나 단말기는 h1과 h2가 더해진 hA 채널과 h3와 h4가 더해진 hB채널을 측정해야 하므로 파일럿 심볼 패턴을 보낼 때 채널이 두 개씩 서로 더해지도록 해야 한다. 하기 표 1은 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 2개 안테나를 위한 파일럿 전송 규약으로서, 하기 표 1과 같이 기지국이 파일럿 심볼 패턴을 송신하면 단말기는 두 개씩 더해진 채널을 얻는다. 파일럿 심볼 패턴은 안테나간 구별을 위해 사용되는 직교 파일럿 심볼 패턴이다. 직교 심볼 패턴은 Walsh 코드 등으로 생성한다. W-CDMA에서 파일럿은 공통 파일럿 채널(CPICH: Common Pilot Channel)로 전송되며, 상기 공통 파일럿 채널은 고유의 채널 코드(channelization code)를 가진다. 상기 공통 파일럿 채널을 통해 수신한 신호를 #1 패턴으로 자기상관하여(correlation) h1과 h2가 더해진 hA 채널을 측정하고 #2 패턴으로 자기상관하여(correlation) h3와 h4가 더해진 hB채널을 측정한다.
안테나 번호 1번 안테나 2번 안테나 3번 안테나 4번 안테나
채널 h1 h2 h3 h4
파일럿 심볼 패턴 #1 패턴 #1패턴 #2번 패턴 #2번 패턴
2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기와 호환되는 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국은 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기 채널 측정을 위해 부가적인 공통 파일럿 채널을 사용한다. 기존의 공통 파일럿 채널을 1번 공통 파일럿 채널이라 하고, 상기 부가적인 공통 파일럿 채널을 2번 공통 파일럿 채널이라 칭하기로 한다. 상기 4개 안테나 전송 다이버시티는 4개의 안테나 채널 h1, h2, h3와 h4을 모두 측정해야 한다. 상기 표 1의 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 2개 안테나를 위한 파일럿 전송 규약을 포함하여 하기 표 2와 같은 규약으로 파일럿을 전송하면 1번 공통 파일럿 채널 측정 결과와 2번 공통 파일럿 채널 측정 결과의 선형 조합으로 4개 안테나 채널이 구해진다. 1번 공통 파일럿 채널을 수신하면 hA=h1+h2와 hB=h3+h4 채널이 구해지고, 2번 공통 파일럿 채널을 수신하면 hC=h1-h2와 hD=h3-h4가 구해진다. 하기 표 2는 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 2개 안테나를 위한 파일럿 전송 규약을 보여주고 있다.
안테나 번호 1번 안테나 2번 안테나 3번 안테나 4번 안테나
채널 h1 h2 h3 h4
파일럿 심볼 패턴 #1 #1 #1 -#1 #2 #2 #2 #-2
CPICH 1번 2번 1번 2번 1번 2번 1번 2번
상기 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국이 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기를 호환하기 위해서 두개 안테나씩 묶어 두 개의 effective 안테나로 신호를 전송하게 된다. 상기 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 4개 안테나 채널로 다이버시티를 수행하도록 한다. 상기 2개 전송 안테나 다이버시티용 단말기가 기존 방법과 동일하게 채널이 두개인 것처럼 동작하도록 하기 위해서는 상기 1번 공통파일럿 채널과, 2번 공통 파일럿 채널을 이용하여 상기 표 2와 같은 전송 규약에 따라 기지국 시스템은 파일럿 심볼 패턴을 송신한다. 그래서, 4개 전송 안테나 다이버시티용 단말기는 이 파일럿의 선형 조합을 통해 4개 안테나 채널을 측정한다.
또한, W-CDMA에서 공통 데이타는 공통 데이터 채널(CDCH: Common Data Channel)들로 전송된다. 상기 공통 데이터 채널들은 고유의 채널 코드(channelization code)를 가지며, 상기 공통 데이터 채널로 수신한 신호를 h1과 h2가 더해진 hA 채널을 추정한 값과 h3와 h4가 더해진 hB채널을 추정한 값을 이용해 STTD decoding로부터 송신한 심볼의 추정 데이터 심볼을 검출한다. 하기 표 3은 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 2개 안테나를 위한 공통 데이터 전송 규약을 보여주고 있다.
안테나 번호 1번 안테나 2번 안테나 3번 안테나 4번 안테나
채널 h1 h2 h3 h4
STTD 코드 블록 기준 안테나 블록 기준 안테나 블록 다이버시티 안테나 블록 다이버시티 안테나 블록
채널코드 3번 3번 3번 3번
2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기와 호환되는 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국은 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기 채널 측정을 위해 부가적인 공통 데이터 채널을 사용한다. 기존의 공통 데이터 채널을 1번 공통 데이터 채널이라 하고 상기 부가적인 공통 데이터 채널을 2번 공통 데이터 채널이라 한다. 4개 안테나 전송 다이버시티는 4개의 안테나 채널 h1, h2, h3와 h4을 모두 측정해야 한다. 상기 표 3의 전송 규약을 포함하여 구성한 하기 표 4와 같은 규약으로 파일럿을 전송하면 1번 공통 데이터 채널 측정 결과와 2번 공통 데이터 채널 측정 결과의 선형 조합으로 송신 심볼 추정치가 구해진다. 수신한 1번 공통 데이터 채널은 hA=h1+h2와 hB=h3+h4 채널 추정치를 이용해 송신 심볼로 복구되고, 수신한 2번 공통 데이터 채널은 수신하면 hC=h1-h2와 hD=h3-h4 채널 추정치를 이용해 송신 심볼로 복구된다. 하기 표 4는 4개 안테나 전송 다이버시티 시스템에서 2개 안테나를 위한 공통 데이터 전송 규약을 보여주고 있다
안테나 번호 1번 안테나 2번 안테나 3번 안테나 4번 안테나
채널 h1 h2 h3 h4
공통 데이터 심볼(STTD) #1 #1 #1 -#1 #2 #2 #2 -#2
채널코드 1번 2번 1번 2번 1번 2번 1번 2번
상기 표 4에서 #1은 기준 안테나 코딩 블록이고, #2는 다이버시티 안테나 코딩 블록이다.
상기 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국이 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기를 호환하기 위해서 두개 안테나씩 묶어 두 개의 effective 안테나로 신호를 전송한다. 또한, 4개 안테나 전송 다이버시티 기지국의 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 4개 안테나 채널로 다이버시티를 수행하도록 한다. 2개 전송 안테나 다이버시티용 단말기가 기존 방법과 동일하게 채널이 두개인 것처럼 동작하도록 하기 위해 두 개의 공통 데이터 채널을 이용해 상기 표 3의 전송 규약에 따라 기지국은 공통 데이터를 송신한다. 상기 4개 전송 안테나 다이버시티용 단말기는 이 공통 데이터의 수신 신호를 이용해 4개 안테나 다이버시티 효과로 신호를 검출한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 기지국에서 지원하는 안테나 전송 다이버시티 기법과 상이한 개수의 안테나 전송 다이버시티 기법을 사용하는 단말기가 상기 기지국의 서비스 영역에 들어올 경우, 상기 서로 다른 안테나 전송 다이버시티 기법간 상호 호환성을 유지시켜 안테나간 파워를 균형있게 운용 가능하다는 이점을 가진다.
또한, 기지국 당 100명이 최대 사용자라 하면 4개 전송 안테나 다이버시티용 단말기만 존재할 경우 안테나 당 100/4에 해당하는 파워를 처리하고, 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기를 위해서는 두 개 안테나만 사용해 서비스할 경우, 사용되는 안테나는 최대 100/2에 해당하는 파워를 처리해야 하기 때문에, 본 발명의 경우 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기가 있어도 최대 100/4의 파워만 처리해도 되기 때문에 복잡하고 비싼 파워 증폭기 등의 RF 소자를 사용하지 않아도 된다는 이점을 가진다.
또한, 4개 안테나 전송 다이버시티 기법이 적용된 시스템에서 두 개 안테나 전송 다이버시티용 단말기와 네 개 안테나 전송 다이버시티용 단말기가 공존할 경우에도 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 4개의 채널을 측정하고, 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 두 개 채널만 측정하면 되도록 파일럿 심볼 패턴 전송을 지원하므로 채널 측정을 위해 필요한 부가적으로 필요한 장치를 2개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 없도록 하였고, 4개 안테나 전송 다이버시티용 단말기는 최소가 되도록 한다는 이점을 가진다.
또한, 공통 데이터를 위해서는 4개 안테나 다이버시티 효과를 내면서도 2개 안테나 다이버시티용 단말 시스템과 호환하도록 한다는 이점을 가진다.
그리고, 상기 전송 다이버시티 시스템의 송신기에서 각각의 안테나별로 신호를 구분해내기 위한 직교코드를 제1직교코드는 그 코드가 모두 "0"으로 생성하고, 제2직교코드는 1/2이 "0"으로, 나머지 "1/2"이 "1"로 생성하여 사용함으로써 한정적인 직교코드 자원을 효츌적으로 사용하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (20)

  1. 적어도 4개의 안테나들을 가지는 이동통신시스템의 기지국 송신장치에 있어서,
    제1안테나와 접속되고, 제1심볼 패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산 신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2 직교부호로 확산한 제2확산 신호를 가산하는 제1가산기와,
    제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 제2 직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와,
    제3안테나와 접속되고, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하는 제3가산기와,
    제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2 반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산하는 제4가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 기지국 송신 장치.
  2. 적어도 4개의 안테나들을 가지는 이동통신시스템의 기지국 송신장치에 있어서,
    제1안테나와 접속되고, 제1심볼 패턴을 이득 상수와 곱한후 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하는 제1가산기와,
    제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와,
    제3안테나와 접속되고, 제2심볼 패턴을 상기 이득 상수와 곱한후 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산 신호를 가산하는 제3가산기와,
    제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산하는 제4가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 기지국 송신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 이득 상수는 안테나 개수가 상기 4개 미만의 개수로 구성되는 기지국 송신 장치에 적용되는 이동통신단말기의 수신 성능 보완을 위해 설정함을 특징으로 하는 기지국 송신 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 이득 상수는 상기 안테나 개수가 2개로 구성되는 기지국 송신 장치에 적용되는 이동통신단말기의 수신 성능 보완을 위해 설정함을 특징으로 하는 기지국 송신 장치.
  5. 적어도 4개의 안테나들을 가지는 이동통신시스템의 기지국 신호 송신방법에 있어서,
    제1심볼 패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산 신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제1심볼패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하여 제3안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하여 제4안테나를 통해 송신하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  6. 적어도 4개의 안테나들을 구비하는, 이동통신시스템의 기지국 송신 방법에 있어서,
    제1심볼 패턴을 이득 상수와 곱한후 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부화와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신하는 과정과,
    제2심볼 패턴을 상기 이득 상수와 곱한후 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하여 제3안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제4확산 신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산하여 제4안테나를 통해 송신하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 이득 상수는 안테나 개수가 4개 미만의 개수로 구성되는 기지국 송신 장치에 적용되는 이동통신단말기의 수신 성능 보완을 위해 설정함을 특징으로 하는[두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티] 기지국 송신 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 이득 상수는 안테나 개수가 2개로 구성되는 기지국 송신 장치에 적용되는 이동통신단말기의 수신 성능 보완을 위해 설정함을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴이며, 상기 데이터 심볼 패턴은 시공간 블록 다이버시티를 적용하여 생성된 코드 블록임을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  10. 적어도 4개의 안테나들을 가지는 이동통신시스템의 기지국 송신장치에 있어서,
    제1안테나와 접속되고, 제1심볼 패턴을 0값을 가지는 복수개의 칩들로 구성된 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 최선칩부터 1/2이 0값을 가지고 나머지 1/2이 1값을 가지는 복수개의 칩들로 구성된, 상기 제1직교부호와 직교하는 제2 직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산하는 제1가산기와,
    제2안테나와 접속되고, 상기 제1확산신호와, 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하는 제2가산기와,
    제3안테나와 접속되고, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하는 제3가산기와,
    제4안테나와 접속되고, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2 반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하는 제4가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 기지국 송신 장치.
  11. 적어도 4개의 안테나들을 구비하는 이동통신시스템의 기지국 송신 방법에 있어서,
    제1심볼 패턴을 0값을 가지는 복수개의 칩들로 구성된 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 최선칩부터 1/2이 0값을 가지고 나머지 1/2이 1값을 가지는칩들로 구성된 제2 직교부호로 확산한 제2확산 신호를 가산하여 제1안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제1확산신호와, 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산하여 제2안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2 심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제5확산신호를 가산하여 제3안테나를 통해 송신하는 과정과,
    상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2 직교부호로 확산한 제6확산신호를 가산하여 제4안테나를 통해 송신하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 기지국 송신 장치.
  13. 제2항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 기지국 송신 장치.
  14. 제5항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 기지국 송신 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 기지국 송신 방법.
  17. 적어도 4개의 안테나 송신채널들을 통하여 각각 송신된 제1심볼패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산한 제1송신신호와, 상기 제1확산 신호와 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산한 제2송신신호와, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산 신호를 가산한 제3송신신호와, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산한 제4송신신호를 수신하는 이동 통신 단말기에 있어서,
    상기 제1직교부호와 상기 제1심볼 패턴을 사용함으로써 역확산된 제1역확산 신호를 발생하고, 상기 제1직교부호와 상기 제2심볼 패턴을 사용함으로써 역확산된 제2역확산 신호를 발생하고, 상기 제2직교부호와 상기 제1심볼 패턴을 사용함으로써 역확산된 제3역확산신호를 발생하고, 상기 제2직교부호와 상기 제2심볼패턴을 사용함으로써 역확산된 제4역확산 신호를 발생하는 복수의 역확산기들과,
    상기 제1역확산 신호와 상기 제3역확산 신호를 가산하여 제1채널 추정신호를 발생하고, 상기 제2역확산 신호와 상기 제4역확산 신호를 가산하여 제2채널 추정신호를 발생하고, 상기 제1역확산 신호와 상기 제3역확산 신호를 감산하여 제3채널 추정신호를 발생하고, 상기 제2역확산 신호와 상기 제4역확산신호를 감산하여 제4채널 추정 신호를 발생하는 복수의 가산기들을 포함함을 특징으로 하는 상기 이동통신 단말기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 이동 통신 단말기.
  19. 적어도 4개의 안테나 송신채널들을 통하여 각각 송신된 제1심볼패턴을 제1직교부호로 확산한 제1확산신호와 상기 제1심볼 패턴을 상기 제1직교부호와 직교하는 제2직교부호로 확산한 제2확산신호를 가산한 제1송신신호와, 상기 제1확산 신호와 상기 제1심볼 패턴과 위상 반전된 제1반전 심볼패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제3확산신호를 가산한 제2송신신호와, 상기 제1심볼 패턴과 직교하는 제2심볼 패턴을 상기 제1직교부호로 확산한 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제5확산 신호를 가산한 제3송신신호와, 상기 제4확산신호와 상기 제2심볼 패턴과 위상 반전된 제2반전 심볼 패턴을 상기 제2직교부호로 확산한 제6확산 신호를 가산한 제4송신신호를 수신하는 이동 통신 단말기의 신호 수신 방법에 있어서,
    상기 송신신호들을 상기 제1직교부호와 상기 제1심볼 패턴을 사용하여 제1역확산 신호로 역확산하고, 상기 송신신호들을 상기 제1직교부호와 상기 제2심볼 패턴을 사용하여 제2역확산 신호로 역확산하고, 상기 제2직교부호와 상기 제1심볼 패턴을 사용하여 제3역확산 신호로 역확산하고, 상기 제2직교부호와 상기 제2심볼패턴을 사용하여 제4역확산 신호로 역확산하는 역확산 과정과,
    상기 제1역확산 신호와 상기 제3역확산 신호를 가산하여 제1채널 신호를 추정하고, 상기 제2역확산 신호와 상기 제4역확산 신호를 가산하여 제2채널 신호를 추정하고, 상기 제1역확산 신호와 상기 제3역확산 신호를 감산하여 제3채널 신호를 추정하고, 상기 제2역확산 신호와 상기 제4역확산신호를 감산하여 제4채널 신호를추정하는 채널 추정 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 심볼 패턴은 파일럿 심볼 패턴 혹은 데이터 심볼 패턴임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
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