KR20010098093A

KR20010098093A - 하프 브리지형 전력 컨버터

Info

Publication number: KR20010098093A
Application number: KR1020000022753A
Authority: KR
Inventors: 문건우
Original assignee: 문건우
Priority date: 2000-04-28
Filing date: 2000-04-28
Publication date: 2001-11-08
Also published as: KR100591034B1

Abstract

소프트 스위칭 방식의 전력 컨버터 회로가 제공된다. 본 발명에 따른 전력 컨버터 회로는 전력 컨버터 회로는 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 및 제2 커패시터와, 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와, 제1 및 제2 커패시터 간의 접속점 및 제1 스위치 및 제2 스위치 간의 접속점 사이에 접속된 1차 권선 및 1차 권선과 절연되어 있는 2차 권선을 구비하며, 2차 권선 중 소정의 지점은 제1 출력 단자와 접속되어 있는 변압기와, 변압기의 2차 권선의 일측 단자 및 제2 출력 단자간에 접속된 제1 정류기와, 변압기의 2차 권선의 타측 단자 및 제2 출력 단자간에 접속된 제2 정류기와, 제1 및 제2 출력 단자 간에 접속된 출력단 커패시터를 포함한다. 본 발명에 따르면, 소프트 스위칭 방식의 전력 컨버터 회로에 있어서, 입력단을 하프-브리지(half-bridge) 방식으로 구현함으로써, 1차측 스위치의 내압을 감소시키고, 영전압 스위칭을 함으로써 1차측 스위치의 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.

Description

하프 브리지형 전력 컨버터{Half Bridge Power Converter}

본 발명은 일반적으로 전력 컨버터 회로에 관한 것으로서, 특히 일정 주파수의 펄스폭 변조 방법에 의하여 직류 (DC) 입력 전압의 전력을 변환하는 전력 컨버터 회로에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 본 발명은 보조 회로를 갖는 하프 브리지 형태의 전력 컨버터 회로에 관한 것이다.

입력 전압으로부터 소망의 출력 전압을 얻기 위하여 다양한 형태의 전력 컨버터가 개발되어 왔다. 이러한 전력 컨버터 중에서도, 최근에는 스위칭 방식에 의한 전력 컨버터가 많이 사용된다.

이러한 스위칭 방식에 의한 전력 컨버터를 개발하는데 있어서, 가장 핵심적인 요소는 소형화와 고효율화이다. 스위칭 방식에 의한 전력 컨버터를 소형화하기 위한 방법으로서, 스위칭 주파수를 증가시키는 방법이 있다. 스위칭 주파수를 증가시킴으로써, 필터 및 변압기의 크기를 감소시킬 수 있고, 결국 전력 컨버터의 부피를 감소시킬 수 있다. 그러나, 스위칭 주파수가 증가됨에 따라, 스위칭 손실이 더욱 많이 발생하게 되고, 더욱 부피가 큰 방열 기구가 필요하게 된다.

높은 스위칭 주파수로 동작하면서도 스위칭 손실이 비교적 적은 전력 컨버터로서, 소프트 스위칭 방식에 의한 전력 컨버터가 있다. 이러한 소프트 스위칭 방식에 있어서도, 특히 능동형 클램프(Active Clamp) 방식 회로가 가장 광범위하게 쓰이고 있다. 능동형 클램프 방식의 소프트 스위칭 전력 컨버터의 예로서, 발명의 명칭이 "스위칭 전원장치"인 대한민국 특허 제10-19837호가 있다.

능동형 클램프 방식은 주 스위치와 보조 스위치를 구비하고, 주 스위치의 소호기간 동안 보조 스위치를 이용하여 변압기의 누설 및 자화 인덕턴스 전류를 환류시키도록 되어 있다. 능동형 클램프 방식에서는 주 스위치가 영전압 스위칭하기 때문에, 스위칭 손실이 저감되어, 효율이 높다. 그러나, 입력 전압의 약 2배의 전압이 주 스위치와 보조 스위치에 전압스트레스로써 인가된다. 따라서, 높은 내압의 주 스위치와 보조 스위치를 사용해야 한다. 높은 내압의 스위치는 전류 용량이 작으며 가격 또한 고가라는 단점이 있다.

본 발명의 목적은 높은 효율과 높은 전력 밀도를 가지며, 낮은 전압 스트레스를 갖는 스위칭 전력 컨버터 회로를 제공하는 것이다.

이러한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 제1 및 제2 입력 단자 간에 인가되는 직류 입력 전압의 전력을 변환하여 제1 및 제2 출력 단자를 통해 출력하는 전력 컨버터를 제공한다. 본 발명에 따른 전력 컨버터 회로는 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 충전부 및 제2 충전부와, 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와, 제1 충전부 및 제2 충전부 간의 접속점 및 제1 스위치 및 제2 스위치 간의 접속점 사이에 접속된 1차 권선 및 1차 권선과 절연되어 있는 2차 권선을 구비하며, 2차 권선 중 소정의 지점은 제1 출력 단자와 접속되어 있는 변압기와, 변압기의 2차 권선의 일측 단자 및 제2 출력 단자간에 접속된 제1 정류기와, 변압기의 2차 권선의 타측 단자 및 제2 출력 단자간에 접속된 제2 정류기와, 제1 및 제2 출력 단자 간에 접속된 출력단 충전부를 포함한다.

본 발명에 따르면, 소프트 스위칭 방식의 전력 컨버터 회로에 있어서, 입력단을 하프-브리지(half-bridge) 방식으로 구현함으로써, 1차측 스위치의 내압을 감소시키고, 영전압 스위칭으로 1차측 스위치의 스위칭 손실을 감소시킨다. 또한 주 변압기 및 보조 변압기의 권선비를 동일하지 않게 함으로써, 주 스위치, 주 변압기 및 주 정류기와 함께 소용량의 보조 스위치, 보조 변압기 및 보조 정류기를 병용할 수 있다. 따라서, 보조 스위치, 변압기 및 정류기의 부담을 최소화할 수 있다는 특징을 갖는다.

도 1은 본 발명에 따른 하프 브리지형 전력 컨버터의 일실시예를 도시한 회로도.

도 2는 본 발명에 따른 하프 브리지형 전력 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형도.

도 3은 본 발명에 따른 하프 브리지형 전력 컨버터의 다른 실시예를 도시한 회로도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

101: 입력 단자

102: 제1 커패시터

103: 제2 커패시터

104: 제2 전력 스위치

105: 제1 전력 스위치

106: 제1 변압기

107: 제2 변압기

108: 제1 정류 다이오드

109: 제2 정류 다이오드

110: 평활 커패시터

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 전력 컨버터 회로는 양 입력 단자간에 직류 입력 전압 Vs(101)가 인가된다. 또한, 양 입력 단자(101) 간에는 제1 커패시터(102) 및 제2 커패시터(103)가 직렬 접속되어 있다.

또한, 양 입력 단자(101) 간에는 제1 전력 스위치(105) 및 제2 전력 스위치(104)가 직렬 접속되어 있다. 제1 전력 스위치(105) 및 제2 전력 스위치(104)는 각각 MOS 형 트랜지스터 Qm 및 Qa으로 구현될 수 있다. 이들 전력 스위치 Qm 및 Qa의 드레인과 소오스 사이에는 고유의 커패시턴스를 갖는 기생 커패시터 Cm 및 Ca이 존재한다. 또한, 각각의 전력스위치 Qm 및 Qa에는 보디 다이오드 Dm 및 Da이 존재한다. 트랜지스터 Qm 및 Qa의 기생 커패시터 및 보디 다이오드의기능을 보완하기 위해서, 또는 부가적인 기능을 위해서 별도의 커패시터 및 다이오드를 마련할 수도 있다.

본 발명에 따른 전력 컨버터 회로는 또한 직렬 접속된 제1 변압기(106) 및 제2 변압기(107)를 포함한다. 즉, 제1 변압기(106) 및 제2 변압기(107)의 1차 권선과 2차 권선은 각각 직렬 접속되어 있다. 상기 제1 변압기(106)의 1차 권선의 도트측 단자 및 제2 변압기(107)의 1차 권선의 비도트측 단자는 제1 커패시터(102) 및 제2 커패시터(103) 간의 접속점 및 제1 전력 스위치(105) 및 제2 전력 스위치(104) 간의 접속점에 각각 접속되어 있다.

제1 변압기(106)의 2차 권선의 도트측 단자와 제2 변압기(107)의 2차 권선의 비도트측 단자에는 제1 정류 다이오드(108) 및 제2 정류 다이오드(109)의 캐소우드가 각각 접속된다. 제1 정류 다이오드(108) 및 제2 정류 다이오드(109)의 애노드는 출력단의 음극 (-) 단자에 공통하여 접속된다. 한편, 제1 변압기(106)의 2차 권선의 비도트측 단자와 제2 변압기(107)의 2차 권선의 도트측 단자의 접속점은 출력단의 양극 (+) 단자에 접속된다. 한편, 출력단의 양극 (+) 단자와 음극 (-) 단자 사이에는 평활 커패시터(110)가 접속된다. 이어서, 출력단의 양극 단자 (+)와 음극 (-) 단자 사이에는 부하(111)가 접속된다.

양 입력 단자(101) 중 일측은 접지될 수 있다. 마찬가지로, 출력단의 음극 (-) 단자는 접지될 수 있다.

이하, 도 1에 도시된 바와 같은 전력 컨버터 회로의 동작을 도 2의 파형도를 참조하여 설명한다.

제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치는 각각 듀티 사이클이 D 및 1-D인 스위칭 제어 신호에 의해 제어된다. 제1 전력 스위치(105)를 제어하기 위하여 트랜지스터 Qm의 게이트 및 소스 간에 공급되는 신호를 Vgs(Qm)이라 하고, 제2 전력 스위치(104)를 제어하기 위하여 트랜지스터 Qa의 게이트 및 소스 간에 공급되는 신호를 Vgs(Qa)라 정의한다. 도 2에 도시된 바와 같이, Vgs(Qm)과 Vgs(Qa)는 소정의 데드시간을 가지고 서로 교번하는 펄스 신호이다. 제1 변압기(106)의 1차 및 2차 측의 권선비를 Nmp/Nms라 하고, 제2 변압기 Ta(107)의 1차 및 2차 측의 권선비를 Nap/Nas라 한다.

정상상태에서 제1 및 제2 변압기의 1차측에 인가되는 전압은 전압 시간 평형 조건을 만족해야한다. 즉 주 스위치 Qm은 D동안 도통되어 제1 및 제2 변압기의 1차측에 전압 Vs2를 인가하며 보조 스위치 Qa는 1-D동안 도통되어 제1 및 제2 변압기의 1차측에 전압 Vs1을 인가한다. 따라서 수학식 1과 같은 전압시간 평형 조건을 만족한다.

Vs2ㆍD=Vs1ㆍ(1-D)

상기 수학식 1로부터 입력측 커패시터 Cs1과 Cs2에 인가되는 전압 Vs1과 Vs2는 각각 수학식 2와 같은 시비율 D에 의해 결정된다.

Vs1=Vs(1-D)

Vs2=VsD

여기서 D는 주 스위치가 동작되는 시비율이며 본 실시예에서 최대 시비율은 0.5이다. 따라서 정상상태에서는 Vs1이 Vs2보다 큰 값을 갖는다.

먼저, 구간 M1을 설명한다. 구간 M1에서는 Vgs(Qm)가 온(on) 상태이다. 이에 대응하여, 제1 전력 스위치(105)는 도통 상태로 되고, 제2 전력 스위치(104)는 비도통 상태로 된다. 입력 전압 Vs의 일부인 Vs2가 제1 변압기 및 제2 변압기의 1차 권선에 인가된다. 이 때, 제1 변압기 및 제2 변압기에 인가되는 전압 Vnmp 및 Vnap은 모두 양의 값을 갖는다.

Vnmp >0, Vnap >0

제1 변압기 및 제2 변압기의 1차 권선이 갖는 인덕턴스로 인해, 1차 권선에 흐르는 전류 Iprim가 시간에 따라 증가한다. 이에 따라, 각각의 2차 권선의 도트측 단자에 정극성의 전압이 유도된다. 따라서, 제1 변압기 및 제2 변압기의 2차 권선에 유도되는 전압 Vnms 및 Vnas은 모두 양의 값을 갖게 된다.

Vnms >0, Vnas >0

따라서, 제1 정류 다이오드(108) Dm은 비도통되는 한편, 제2 정류 다이오드(109) Da는 도통된다. 도 2에 도시된 바와 같이, M1 구간에서는 제1 정류 다이오드(108)를 도통하는 전류 Irm은 0인 반면, 제2 정류 다이오드(109)를 도통하는 전류 Ira는 양의 값을 갖는다. 제2 정류 다이오드(109)를 도통하는 전류 Ira의 값은 제2 변압기의 1차 권선에 도통하는 전류 Iprim에 의해 유도되는 전류와 제2변압기에 이미 저장되어 있던 소정의 에너지로 인한 전류의 합이다. 제2 변압기에 저장되어 있던 소정의 에너지는 후술하게 될 M3 구간에서 축적된 것이다.

Irm = 0, Ira = Iprim*(Nap/Nas) + M3에서 보조 변압기 Ta에 저장된 에너지로 인한 전류

이 때, 제2 변압기의 2차 권선으로부터 제2 정류 다이오드(109)를 통하여 출력 커패시터(110) 및 부하(111)에 에너지가 전달된다. 이 때, 출력 전압 Vo는 제2 변압기의 2차 권선 양단의 전압 Vnas와 동일하며, 이를 통해 1차 권선의 전압을 구하면 다음과 같다.

Vnas = Vo, Vnap = Vo*(Nap/Nas)

이 때, 제1 변압기의 1차 권선의 전압은 다음과 같다.

Vnmp = Vp(=Vs2) - Vnap

제1 변압기에는 1차 권선에 흐르는 전류 Iprim으로 인하여 위의 전압에 기초한 에너지가 축적된다. 이 에너지는 후술하게 될 M3 단계에서 2차 권선으로 전달된다.

제1 스위치에 인가되는 Vgs(Qm)이 오프(off) 상태로 소호됨에 따라 M1 구간은 종료된다.

이어서, M2 구간을 설명한다. M2 구간에서는 제1 스위치(105) 및 제2스위치(104)가 모두 비도통 상태로 된다. 이 때, 제1 커패시터(102), 1차 권선, 및 제1 스위치(104) 기생 커패시터 Cm이 직렬로 접속되고, 제2 커패시터(103)과 제2 스위치(104) 기생 커패시터 Ca와 함께 공진을 보인다. 따라서, M1 단계에서 1차 권선에 흐르던 전류 Iprim이 공진 회로를 통해 충전 및 방전됨에 따라서, M1 단계에서 도통되던 제1 스위치(105)의 기생 커패시터 Cm에는 전하가 축적되고, M1 단계에서 비도통되던 제2 스위치(104)의 기생 커패시터 Ca에서는 M1 단계에서 축적되어 있던 전하가 방전된다. 이에 따라, 제1 스위치(105)의 양단 전압 Vds(Qm)은 증가되는 반면, 제2 스위치(104)의 양단 전압 Vds(Qa)는 0으로 감소된다. 제2 스위치(104)의 양단 전압 Vds(Qa)가 0으로 감소된 이후에는 제2 스위치의 역방향 내부 다이오드가 도통된다. 제2 스위치(104)의 양단 전압 Vds(Qa)가 0으로 되어 있는 상태에서 제2 스위치(104)의 제어 신호 Vgs(Qa)가 온 상태로 되므로, 영전압 스위칭이 되어 Turn-On 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

제1 스위치 및 제2 스위치의 1차 권선을 도통하던 전류 Iprim이 계속해서 감소됨에 따라, 제2 스위치의 2차 권선을 도통하던 전류 Ira도 이에 비례하여 감소한다. 이어서, 전류 Ira가 0이 되면 M2 단계가 종료된다.

이어서, M3 단계를 설명한다. M3 단계에서는, Vgs(Qa)가 온 상태이므로 제2 스위치(104)가 도통되어 있다. 이에 따라, 제1 커패시터(102)의 양단 전압 Vs1가 직렬 접속된 제1 변압기 및 제2 변압기의 1차 권선에 역방향으로 인가된다. 따라서, 1차 권선에 인가되는 전압은 음의 값이 되며, 2차 권선에 유도되는 전압 역시 음의 값이 된다.

Vnmp < 0, Vnap < 0, Vnms <0, Vnas <0

따라서, 제2 정류 다이오드(109)는 역방향 바이어스되어 비도통되는 한편, 제1 정류 다이오드(108)는 순방향 바이어스되어 도통된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 제2 정류 다이오드(109)를 도통하는 전류 Ira은 0인 반면, 제1 정류 다이오드(108)를 도통하는 전류 Irm는 양의 값을 갖는다. 제1 정류 다이오드(108)를 도통하는 전류 Irm의 값은 제1 변압기의 1차 권선에 도통하는 전류 Iprim에 의해 유도되는 전류와 제1 변압기(106)에 저장되어 있던 에너지로 인한 전류의 합이다.

Ira = 0, Irm = Iprim*(NMp/NMs) + M1에서 주 변압기 Ta에 저장된 에너지의한 전류

이 때, 제1 변압기의 2차 권선으로부터 제1 정류 다이오드(108)를 통하여 출력 커패시터(110) 및 부하(111)에 에너지가 전달된다. 이 때, 출력 전압 Vo는 제1 변압기의 2차 권선 양단의 전압 Vnms와 동일하며, 이를 통해 1차 권선의 전압을 구하면 다음과 같다.

Vnms = Vo, Vnmp = Vo*(NMp/NMs)

이 때, 제2 변압기의 1차 권선의 전압은 다음과 같다.

Vnap = Vp (=-Vs2) - Vnmp

제2 변압기에는 1차 권선에 흐르는 전류 Iprim으로 인하여 위의 전압에 기초한 에너지가 축적된다. 이 에너지는 전술한 바와 같은 M1 단계에서 2차 권선으로 전달된다.

제2 스위치에 인가되는 Vgs(Qa)이 오프 상태로 소호됨에 따라 M3 구간은 종료된다.

이어서, M4 구간을 설명한다. M2 구간에서는 제1 스위치(105) 및 제2 스위치(104)가 모두 비도통 상태로 된다. 이 때, 제1 커패시터(102), 1차 권선, 및 제2 스위치(105)의 기생 커패시터 Ca는, 제2 커패시터(103)과 제2 스위치(104)의 기생 커패시터 Cm와 함께 공진을 보인다. 따라서, M3 단계에서 1차 권선에 흐르던 전류 Iprim이 공진 회로를 통해 충전 및 방전됨에 따라서, M3 단계에서 도통되던 제2 스위치(104)의 기생 커패시터 Ca에는 전하가 축적되고, M3 단계에서 비도통되던 제1 스위치(105)의 기생 커패시터 Cm에서는 M3 단계에서 축적되어 있던 전하가 방전된다. 이에 따라, 제2 스위치(104)의 양단 전압 Vds(Qa)은 증가되는 반면, 제1 스위치(104)의 양단 전압 Vds(Qm)는 0으로 감소된다. 제1 스위치(105)의 양단 전압 Vds(Qm)가 0으로 감소된 이후에는 제1 스위치의 역방향 내부 다이오드가 도통된다. 제1 스위치(105)의 양단 전압 Vds(Qm)가 0으로 되어 있는 상태에서 제1 스위치(105)의 제어 신호 Vgs(Qm)가 온 상태로 되므로, 영전압 스위칭이 되어 Turn-On 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

제1 스위치 및 제2 스위치의 1차 권선을 도통하던 전류 Iprim이 계속해서 감소됨에 따라, 제1 스위치의 2차 권선을 도통하던 전류 Irm도 이에 비례하여 감소한다. 이어서, 전류 Irm가 0이 되면 M4 단계가 종료된다.

도 3은 본 발명에 따른 전력 컨버터 회로의 다른 실시예를 도시한 회로도이다. 도 3에 도시된 전력 컨버터 회로는 도 1에 도시된 전력 컨버터 회로와 거의 유사하며, 제1 및 제2 커패시터 대신에 입력 단자간에 제1 및 제2 변압기와 직렬 접속된 1개의 커패시터(202)를 구비하고 있는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 전력 컨버터를 앞서 설명한 바와 같은 액티브 클램프 방식의 스위칭 전력 컨버터와 비교하면 다음과 같은 잇점을 보인다. 즉, 액티브 클램프 방식의 전력 컨버터는 1차측 스위치에 인가되는 전압 스트레스가 입력 전압의 약 두배, 즉 2 Vs인 반면 본 발명에서는 입력 전압 크기의 전압 스트레스가 인가된다. 따라서, 본 발명은 액티브 클램프 방식에 비하여 낮은 전압 용량의 스위치 사용이 가능하므로 작은 스위치 패키지의 사용이 가능하며, 저가화가 가능하고, 온-저항이 액티브 클램프 방식보다 작기 때문에 고효율화가 가능하다. 또한, 액티브 클램프 방식의 전력 컨버터에 있어서는 서로 유사한 용량의 변압기를 사용하는 반면, 본 발명에서는 큰 용량의 변압기와 함께 작은 용량의 변압기를 사용할 수 있어서 전체적인 회로의 소형화가 가능하며 제조 단가를 낮출 수 있다. 마찬가지로, 액티브 클램프 방식의 회로에 있어서는 정류기로서 서로 유사한 용량의 정류기를 사용하는 반면, 본 발명에서는 큰 용량의 정류기와 작은 용량의 정류기를 병용할 수 있다는장점이 있다. 이 역시 회로의 소형화와 저가화를 달성하는데 많은 기여를 하게 된다. 또한, 액티브 클램프 방식의 전력 컨버터는 출력 전압이 대체적으로 출력전압 5-15V의 응용 분야에서 높은 효율을 얻을 수 있는 반면, 본 발명에 따른 전력 컨버터는 출력전압 5V 이하의 저전압이 요구되는 응용 분야에서 높은 효율을 얻을 수 있다. 뿐만 아니라, 액티브 클램프 방식에 있어서는 입력 전류 리플이 거의 불연속적인 것에 비하여, 본 발명에 따른 전력 컨버터는 입력 전류 리플이 거의 연속적이며, 따라서 작은 입력 필터의 사용이 가능하다.

상술한 바와 같이, 본 발명에서는 하프브리지 형태의 회로를 이용하여 낮은 전압스트레스를 갖는 소프트 스위칭 방식의 전력 컨버터 회로를 구현할 수 있다. 본 발명에 따른 전력 컨버터 회로는 고효율화 및 소형화가 가능하며, 저가로 구현할 수 있다.

또한, 제2 스위치(104), 제2 변압기(107) 및 제2 정류 다이오드(109)는 제1 스위치(105), 제1 변압기(106) 및 제1 정류 다이오드(108)보다 적은 양의 전류를 흐르게 할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 회로군을 보조 회로라 칭하기로 한다. 실제로 전체 도통 전류의 대략 10%이하만이 보조 회로를 통해 도통된다. 이러한 보조 회로를 통해, 출력 전류의 맥동 성분을 감소시킬 수 있으며, 에너지 변환 효율을 극대화시킬 수 있다.

Claims

제1 및 제2 입력 단자 간에 인가되는 직류 입력 전압의 전력을 변환하여 제1 및 제2 출력 단자를 통해 출력하는 전력 컨버터에 있어서,

상기 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 충전부 및 제2 충전부와,

상기 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와,

상기 제1 충전부 및 제2 충전부 간의 접속점 및 상기 제1 스위치 및 제2 스위치 간의 접속점 사이에 접속된 1차 권선 및 상기 1차 권선과 절연되어 있는 2차 권선을 구비하며, 상기 2차 권선 중 소정의 지점은 상기 제1 출력 단자와 접속되어 있는 변압기와,

상기 변압기의 상기 2차 권선의 일측 단자 및 상기 제2 출력 단자간에 접속된 제1 정류기와,

상기 변압기의 상기 2차 권선의 타측 단자 및 상기 제2 출력 단자간에 접속된 제2 정류기

를 포함하는 전력 컨버터.
제1항에 있어서,

상기 변압기의 1차 권선 양단에 소정의 전압이 인가될 때 상기 변압기의 2차 권선의 상기 일측 단자에 고전압이 유도되고,

상기 제1 정류기의 캐소우드는 상기 일측 단자에 접속되며, 상기 제1 정류기의 애노우드는 상기 제2 출력 단자에 접속되고,

상기 제2 정류기의 캐소우드는 상기 타측 단자에 접속되며, 상기 제2 정류기의 애노우드는 상기 제2 출력 단자에 접속되는

것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
제1항에 있어서,

상기 변압기는 1차 권선 및 1차 권선과 절연된 2차 권선을 각각 갖는 제1 변압기 및 제2 변압기를 포함하고,

상기 제1 변압기의 1차 권선은 상기 제2 변압기의 1차 권선과 직렬 접속되어 있으며,

상기 제1 변압기의 2차 권선은 상기 제2 변압기의 2차 권선과 직렬 접속되어 있고,

상기 변압기의 1차 권선은 서로 직렬 접속된 상기 제1 변압기의 1차 권선 및 상기 제2 변압기의 1차 권선을 포함하고, 상기 변압기의 2차 권선은 서로 직렬 접속된 상기 제1 변압기의 2차 권선 및 상기 제2 변압기의 2차 권선을 포함하며,

상기 2차 권선 중 소정의 지점은 상기 제1 변압기의 2차 권선 및 상기 제2 변압기의 2차 권선의 직렬 접속점에 해당하는

것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
제1항 또는 제3항에 있어서,

상기 제1 및 제2 출력 단자 간에 접속된 출력단 충전부

를 더 포함하는 전력 컨버터.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제2 입력 단자 및 제2 출력 단자는 접지되어 있는 전력 컨버터.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제1 스위치 및 제2 스위치는 각각 제어 단자를 포함하고,

각각의 제어 단자에는 서로 교번하는 펄스 신호가 인가되며,

상기 제1 스위치 및 제2 스위치는 상기 인가되는 펄스 신호의 레벨에 의존하여 온 오프 동작을 하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제1 스위치 및 제2 스위치는 각각 소스, 게이트 및 드레인을 포함하는 트랜지스터를 포함하고,

상기 제1 및 제2 입력 단자에 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 소스 및 드레인이 각각 접속되어 있으며,

상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 상기 소스 및 게이트 간에는 기생 커패시터 및 보디 다이오드가 존재하는 것을 특징으로 하는 전력 컨버터.
제1 및 제2 입력 단자 간에 인가되는 직류 입력 전압의 전력을 변환하여 제1 및 제2 출력 단자를 통해 출력하는 전력 컨버터에 있어서,

일측이 상기 제1 입력 단자에 접속된 입력단 충전부와,

상기 제1 및 제2 입력 단자 간에 직렬 접속된 제1 스위치 및 제2 스위치와,

상기 입력단 충전부의 타측 및 상기 제1 스위치 및 제2 스위치 간의 접속점 사이에 접속된 1차 권선 및 상기 1차 권선과 절연되어 있는 2차 권선을 구비하며, 상기 2차 권선 중 소정의 지점은 상기 제1 출력 단자와 접속되어 있는 변압기와,

상기 변압기의 상기 2차 권선의 일측 단자 및 상기 제2 출력 단자간에 접속된 제1 정류기와,

상기 변압기의 상기 2차 권선의 타측 단자 및 상기 제2 출력 단자간에 접속된 제2 정류기와,

상기 제1 및 제2 출력 단자 간에 접속된 출력단 충전부

를 포함하는 전력 컨버터.