KR20010081064A - 무선 통신 시스템의 잡음 특성화 방법 - Google Patents

Abstract

무선 링크를 통해 수신된 일련의 착신 기호들의 잡음의 특성이 결정된다. 일련의 대응하는 비트들은 상기 일련의 착신 기호들에 기초하여 복구된다(72). 상기 일련의 대응하는 비트들은 일련의 복구된 기호들을 결정하도록 엔코딩된다(72). 상기 일련의 착신 기호들의 벡터 곱 및 일련의 복구된 신호들이 결정된다(74). 벡터 곱내에서 두개의 기호들간의 감산값이 결정되며(76), 상기 두개의 기호들은 서로 일시적으로 근접한 무선 링크를 통해 송신된다. 상기 일련의 착신 기호들의 비직교 잡음 부분의 예측된 값은 상기 두개의 기호들간의 감산의 예측 값에 기초하여 결정된다(78).

Description

무선 통신 시스템의 잡음 특성화 방법{NOISE CHARACTERIZATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

일반적인 무선 통신 시스템에서, 다수의 원격 유니트들은 공통 기지국을 통해 통신한다. 도 1은 일반적인 현대의 무선 통신 시스템(10)을 도시하는 블록선도이다. 시스템은 일련의 기지국(14)들로 구성된다. 한 세트의 원격 유니트(12)들은 기지국(14)과 통신한다. 원격 유니트(12)들은 순방향 링크 채널(18) 및 역방향 링크 채널(20)을 통해 기지국(14)과 통신한다. 예를 들어, 도 1은 핸드헬드 휴대용 전화기, 자동차 부착 이동 전화기 및 고정 위치 무선 지역 루프 전화기를 도시한다. 상기 시스템은 음성 및 데이터 서비스를 제공한다. 다른 현대 통신 시스템들은 지상 기지국들을 통해서 보다는 무선 위성 링크들을 통해 동작한다.

공통 채널을 통해 통신하기 위한 다수의 원격 유니트들에 대해, 순방향 링크 및 역방향 링크 채널상에 신호를 멀티플렉싱하는 수단이 사용되어야 한다. 통상적으로 사용된 방법은 코드 분할 다중 액세스(CDMA)이다. 부가적인 정보 관계 CDMA는 여기서 참조로 통합되는 TIA/EIA/IS-95-A 의 "이중 모드 광대역 확산 스펙트럼셀룰라 시스템에 대한 이동국-기지국 호환성 표준"이란 명칭의 TIA/EIA 잠정 표준에 개시되어 있다. CDMA 시스템에서, 순방향 및 역방향 링크 신호들은 주파수 대역을 통한 신호 에너지를 확산하는 확산 코드로 변조된다. 송신 유니트에 사용된 확산 시퀀스를 갖는 착신 신호를 상관시킴으로써, 동일한 시간에 동일한 주파수에서 송신되는 신호들은 수신 유니트에서 서로 구별될 수 있다.

일반적으로, CDMA 시스템은 각 원격 유니트가 착신 신호를 정확하게 디코딩하기 위해 필요한 최소 신호 품질에서의 순방향 링크 신호를 수신할 때 가장 효율적으로 동작한다. 순방향 링크 신호가 너무 낮은 레벨에서 원격 유니트에 도달하면, 상기 신호 레벨은 신뢰성 있는 통신을 지원하는데 충분하지 않을 수 있다. 순방향 링크 신호가 너무 높은 레벨에서 원격 유니트에 도달하면, 상기 신호는 다른 원격 유니트들에 불필요한 간섭으로 동작한다. 따라서, 원격 유니트는 신호가 수신될 때 신호 품질을 모니터링하고 상기 신호 품질이 너무 낮으면 기지국이 순방향 링크 신호를 송신하고 신호 품질이 임계치 이상이면 기지국이 순방향 링크 신호를 송신하는 전력 레벨의 감소를 요청한다.

상기 시스템을 형성하기 위해, 일 실시예에서, 원격 유니트는 순방향 링크 신호를 수신할 때 신호 대 잡음 비를 결정함으로서 순방향 링크 신호를 평가한다. 상기 신호 대 잡음 비는 비직교 잡음 전력 밀도(Eb/Nt)에 대한 비트 당 에너지의 비를 찾아내어 결정될 수 있다. 상기 비트 당 에너지는 단일 정보 비트와 관련된 에너지의 측정이다. 일반적으로, 신호 대 잡음 비는 일련의 비트들을 통해 결정되고 따라서 비트 당 평균 에너지가 결정되고 신호 대 잡음 비의 계산기로 사용된다.

도 2는 비트 당 평균 에너지를 결정하는 수신기의 블록선도이다. 디코더 (30)는r= (r₁, r₂, ..., r_N)인 프레임을 구성하는 일련의 N 개의 기호들에 대응하는 신호 벡터r을 수신한다. 각 기호 r_n은 하기의 식 1에 나타난 바와 같이 신호 부분 및 잡음 부분으로 구성된다.

r_n= s_n+ w_n(식 1)

r_n은 n^th기호의 전압 값이고,

s_n은 볼트의 n^th기호의 신호 부분이며, 및

w_n은 볼트의 n^th기호의 잡음 부분이다.

각 비트 샘플의 신호 성분은 식 2에 나타난대로 전압 레벨 및 극성으로 표현될 수 있다.

r_n= A_nd_n+ w_n(식 2)

A_n은 n^th기호의 전압 레벨의 절대값이고,

d_n은 n^th기호(즉, +/-1)의 극성(즉, 디지털 값)을 표시한다.

디지털 표시에서, 전압 레벨 A_n은 디지털 비트들에 의해 표시된 숫자 값으로 송신된다.

도 2를 참조하면, 디코더(30)는 벡터r로 표시되는 프레임에 대응하는 기호들을 수신하고 상기 기호들을 일련의 비트들로 변환시킨다. 디코더(30)는 비터비 디코더이다. 일반적으로 디코더(30)에 의해 출력된 비트들은 송신된 신호를 재형성하기 위해 후속 프로세싱 단계(도시되지 않음)로 넘어간다. 프레임의 신호 에너지와 관련된 에너지를 결정하기 위해, 상기 디코더에 의해 출력된 비트들은 리엔코더 (32)의 출력이 벡터d= (d₁, d₂, ... d_N)(여기서 d_n은 상기에 정의된 n^th기호의 극성을 표시함)가 되도록 하는 디코더(30)를 갖는 보충 방식으로 동작하는 리엔코더 (32)에 의해 리엔코딩된다.

벡터r및d는 도트 곱 블록(34)으로 입력된다. 상기 도트 곱 블록(34)은 식 3에 나타난 바와 같이 두개의 입력들의 도트 곱을 취한다.

(식 3)

도트 곱 블록(34)의 제곱의 출력은 식 4에 주어진 결과를 산출하는 제곱 블록(36)에 연결된다.

(식 4)

모든 n에 대해 d_n ²= 1임을 주목하라. 또한 벡터r의 잡음 성분은 일련의 독립적이고 동일하게 분포된 제로 평균값, 가능하게는 가우시안 분포를 갖는 랜덤 변수들이며, 따라서 확률 프로세스의 공지된 원리들에 따라, +/-1에 의한 개별 성분들을 랜덤하게 곱하는 것은 잡음의 특성 또는 평균 값을 바꾸지 않는다. 이런 방법으로, 식 4는 하기에 나타난 바와 같이 식 5A로 축소된다.

(식 5A)

식 5A의 제 2 항은 벡터r의 평균 잡음 성분이며, 식 5A는 하기에 나타난 바와 같이 식 5B로 축소된다.

(식 5B)

따라서, 도트 곱 블록(34)의 제곱의 출력은 하기의 식 6에 나타난 바와 같이 프레임의 각 비트의 에너지에 직접 관계되는 프레임에서의 기호들의 에너지의 합을 도시한다.

(식 6)

B는 프레임의 비트의 수이다.

신호 대 잡음 비를 결정하기 위해, 신호의 잡음 성분의 평가 또한 결정되어야 한다. 일반적으로, 잡음의 비직교 부분(Nt)에만 관심이 있는데, 왜냐하면 잡음의 직교 부분은 신호 처리에 의해 제거될 수 있기 때문이다. 비직교 잡음 소스들은 열 잡음, 이웃한 기지국들로부터의 순방향 링크 송신 및 서비스 기지국으로부터의 다중 경로 전파를 포함한다. 상기 잡음의 비직교 성분의 평가는 일반적인 비트 에너지의 평가보다 더 어렵다. 여러 기술들이 논의되었지만, 이것들은 부정확하거나 또는 과도한 양의 프로세싱 자원들을 필요로 한다. 예를 들어, 비직교 잡음 에너지를 결정하는 하나의 수단은 미국 특허 No. 5,754,533의 "이득 제어에 기초한 비직교 잡음 에너지에 대한 방법 및 시스템"에 개시되어 있다. 상기 특허의 일 실시예에 따르면, 파일럿 채널 또는 다른 공지된 채널은 복조되고 비직교 잡음 레벨을 결정하는데 사용된다. 그런 경우에, 분리 복조 프로세스는 신호의 각 다중경로 성분에 대해 수행된다. 복조의 결과에 기초하여, 잡음 성분은 각 자동 경로에 대해 개별적으로 측정된다. 파일럿 신호의 사용은 시스템의 비용을 증가시키고 시스템의 용량을 감소시킨다. 각 개별 다중 경로 발생의 복조 및 개별 계산은 상당한 시스템 자원들을 소비한다.

따라서, 디지털 통신 시스템에서 비직교 잡음 특성의 효율적인 결정을 위한 산업상 요청이 있어왔다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이다. 더 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서의 신호 특성화 방법에 관한 것이다.

도 1은 일반적인 현대 무선 통신 시스템을 도시하는 블록선도이다.

도 2는 비트 당 평균 에너지를 결정하는 수신기의 블록선도이다.

도 3은 본 발명의 비직교 잡음 결정 프로세스의 일 실시예를 도시하는 블록선도이다.

도 4는 본 발명에 따른 잡음 평가 프로세스의 동작을 도시하는 흐름도이다.

무선 통신 시스템에서 직교 잡음 레벨을 평가하기 위해, 무선 링크를 통해 수신된 일련의 착신 기호들은 일련의 대응 비트들을 생성하기 위해 디코딩된다. 상기 일련의 대응 비트들은 일련의 복구된 기호들을 생성하기 위해 엔코딩된다. 상기 일련의 착신 기호들 및 일련의 복구 기호들의 벡터 곱이 결정된다. 서로 일시적으로 근접한 무선 링크를 통해 송신된 벡터 곱내의 두개의 기호들간의 차가 결정된다. 상기 두개 기호사이의 감산의 예측된 값이 결정된다. 상기 일련의 착신 기호들의 비직교 잡음 부분의 예측된 값은 감산한 예측된 값에 기초하여 결정된다. 일 실시예에서, 상기 일련의 착신 기호들의 신호 품질은 비직교 잡음 부분의 예측된 값에 기초하여 결정된다.

본 발명의 특징, 목적 및 장점은 유사 참조 기호들이 사용되는 도면과 함께 하기에 설명된 상세한 기술로부터 더 명백해질 것이다.

수신된 신호의 신호 품질을 결정하는 효율적이고 효과적인 수단을 제공하는 것은 이용가능한 용량을 효율적으로 사용하는 CDMA 무선 시스템을 설계하는데 있어서 중요한 요인이다. 여러 효율적인 방법들이 적절한 양의 프로세싱 자원들을 소비하는 신호 에너지를 측정하도록 개발되어온 반면, 비직교 잡음 성분을 측정하기 위해 이용가능한 수단 및 방법들은 상당히 복잡하다. 예를 들어, 이전에 개발된 설계안들은 파일럿 신호의 복조에 기초한 비직교 잡음 성분의 평가에 관련된다. 상기의 설계안은 원격 유니트에서 수신된 파일럿 신호의 각 개별 다중경로 전파를 위해 수행되는 한 세트의 단계들에 따른다.

상기 프로세스는 효율적이지만, 개별 다중경로 성분들보다는 조합된 신호에 기초하여 수신된 신호의 비직교 잡음 성분을 결정하기 위한 방법을 찾는 것이 바람직하다. 상기에 기술된 본 발명은 조합된 신호상에 동작하고 실질적으로 과도한 양의 자원들을 소비하지 않고서 형성될 수 있다.

도 3은 비직교 잡음 결정 프로세스의 일 실시예를 도시하는 블록선도이다. 도 3에 도시된 일부 소자들(예를 들어, 디인터리버(50), 속도 결정 블록(54) 및 인터리버(58))은 송신기에 의해 형성된 프로세스들에 종속된다. 상기 엘리먼트들은 도시의 목적으로 도 3에 포함되지만 인터리빙 또는 다중 데이터 속도 송신을 통합하지 않는 시스템에서는 필요하지 않을 수 있다. 일 실시예에서, 도 3에 도시된 소자들은 셀룰라 환경에서 동작하는 원격 유니트에 통합된다.

인터리빙은 송신기내에서 비터비 엔코더에 의해 출력된 기호들이 송신 전에 재정렬되는 프로세스이다. 비터비 엔코딩에 의해 유도된 잉여때문에, 연속적인 기호들은 잉여 정보를 포함한다. 일반적으로 송신 프로세스동안 유도된 오류들은 일련의 연속적인 기호들상에 동작한다. 적어도 어떤 하나의 비트에 대응하는 기호 에너지의 일부가 성공적으로 송신되면, 상기 비터비 디코딩 프로세스는 불완전한 기호 스트림으로부터 완전한 비트 스트림을 재형성할 수 있다. 따라서, 주어진 비트에 대응하는 모든 기호들이 송신 프로세스동안 변조될 확률을 감소시키기 위해, 기호들이 송신 전에 비연속적 순서로 배열된다. 수신기에서, 기호들은 디코딩되기 전에 재정렬된다.

디인터리버(50)는 송신기에서 비터비 엔코더에 의해 생성되는 순서로 기호들을 배열한다. 디인터리버(50)에 의해 출력된 재정렬된 기호들은 비터비 디코더 (52)로 입력된다. 상기 비터비 디코더(52)는 공지된 비터비 디코딩 기술에 따라비트 스트림을 생성한다. 일 실시예에서, 송신기는 하나 이상의 데이터 속도에서 데이터를 송신할 수 있다. 상기 데이터를 완전히 디코딩하기 위해, 상기 데이터가 송신될 때의 속도에 대한 결정이 이루어져야 한다. 비터비 디코더(52)에 의해 출력된 비트 스트림 출력은 속도 결정 블록(54)으로 입력된다. 상기 속도 결정 블록(54)은 예를 들어, 본 양수인에게 양도되고 전체에 참조로써 통합되는 미국 특허 Nos. 5,566,206 및 5,774,496에 각각 "통신 수신기에서 송신된 가변 속도 데이터의 데이터 속도를 결정하기 위한 방법 및 장치"에 따라 동작한다. 데이터 속도 결정 블록 (54)은 일련의 비트들이 송신되는 속도에서 상기 비트들을 출력하고, 또한 일 실시예에서, 상기 속도의 표시를 출력한다. 속도 결정 블록(54)의 출력은 부가 신호 처리(도시되지 않음)에 종속된다. 게다가, 상기 속도 결정 블록(54)의 출력은 리엔코더(56)로 넘겨진다.

상기 리엔코더(56)는 송신기에서와 동일한 방법으로 데이터를 엔코딩하고, 따라서 상기 일련의 복구된 데이터 비트들을 일련의 복구된 기호들로 변환시킨다. 상기 복구된 기호들은 리엔코더(56)로부터 출력되고 인터리버(58)로 입력된다. 상기 인터리버(58)는 송신기의 인터리버와 동일한 방법으로 동작하고 착신 기호들이 공중파를 통해 송신되는 순서에 대응하는 불연속적인 순서로 복구된 기호들을 재정렬한다.

벡터 곱 블록(60)은 복구된 벡터를 갖는 수신된 벡터를 곱한다. 감산 블록 (62)은 무선 링크를 통해 서로 일시적으로 근접하여 송신되는 두개의 기호들에 대응하는 두개 값들의 세트들사이의 감산값을 결정한다. 잡음 평가 블록(64)은 감산블록(62)의 출력의 통계적 특성에 기초하여 잡음의 통계적 특성을 결정한다. 일 실시예에서, 잡음 평가 블록(64)은 착신 신호의 비직교 잡음 성분의 예측된 값을 결정한다. 또 다른 실시예에서, 잡음 평가 블록(64)의 출력은 상기 신호가 수신되는 신호 대 잡음 비를 결정하는 신호 품질 결정 유니트에 연결된다. 또 다른 실시예에서, 잡음 평가 블록(64)의 출력은 잡음의 통계적 특성에 기초한 송신 전력의 증가 또는 감소를 요청하는 전력 제어 블록에 연결된다.

도 3에 도시된 블록들은 다양한 공지된 기술들을 사용하여 다수의 매체로 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 3의 블록들은 필드 프로그램가능 게이트 어레이 (FPGA), 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 다른 매체 뿐 아니라 마이크로프로세서상에 운용되는 소프트웨어에 구현될 수 있다.

본 발명의 동작은 다음의 설명 및 식을 참조하여 이해될 수 있다. 상기 수신된 기호들은 벡터r의 형태로 표시될 수 있으며 벡터r의 개별 기호 성분들은 식 7에서 하기에 도시된 대로 표현될 수 있다.

(식 7)

r_n은 n^th기호의 전압 값이고,

w_n은 볼트의 n^th기호의 잡음 부분이며,

A_n은 n^th기호의 신호 부분의 전압 레벨의 절대값이며,

d_n은 n^th기호(즉, +/-1)의 극성(즉, 디지털 값)을 표시한다.

수신된 벡터r을 디코딩, 리엔코딩 및 리인터리빙하는 프로세스는 예를 들어 식 8에 도시된 바와 같은 벡터r로 수신되는 순서로 송신되는 순서로 기호 값들을 표시한다.

d= [d₁, d₂, ..., d_N] (식 8)

dn = nth 기호 값의 극성(즉, +/-1).

수신된 벡터r과 복구된 벡터d의 벡터 곱을 취함으로써, 식 9가 생성된다.

(식 9)

d_n ²은 n의 모든 값에 대해 1과 같기 때문에, 상기 식은 상기에 도시된 바와 같이 축소된다.

잡음 성분을 추출하기 위해, 두개의 연속적인 기호 값들사이의 감산은 식 10의 하기에 나타난 대로 취해진다.

X_1,2= (p₁- p₂)

= A₁- A₂+ (w₁*d₁- w₂*d₂) (식 10)

A₁이 A₂와 같으면, 상기 값들은 서로 소거되고 남은 성분은 식 11에 주어진다.

X_1,2= w₁d₁- w₂d₂

= w₁- w₂(식 11)

벡터r의 잡음 성분은 제로 평균값, 가능하게는 가우시안 분포를 갖는 일련의 독립적으로 동일하게 분포된 랜덤 변수들이며, 따라서 확률적 프로세스들의 공지된 원리들에 따라, +/-1에 의한 개별 성분들을 랜덤하게 곱하는 것은 잡음의 특성 또는 평균 값을 변화시키지 않는다. 따라서, 식 11에 도시된 바와 같이, 기호들의 극성, d_n은 비직교 잡음의 특성을 고려하는 정보의 손실 없이 제거될 수 있다.

확률 기술분야에 공지된 바와 같이, 랜덤 변수, 확률적 프로세스, 가우시안 랜덤 변수의 예측된 값은 식 12에 나타난 바와 같이 랜덤 변수의 두개의 값들 사이의 차이의 예측된 값을 찾음으로써 평가될 수 있다.

E{(w_i- w_j)²} = 2σ²= N_t(식 12)

그러나, 다른 평가기들이 있다는 것을 주목해야 한다. 예를 들어, 잡음의 통계는 가우시안이면, N_t의 바이어스되지 않은 평가는 랜덤 변수의 두개 값들사이의 차이의 절대값을 취하고 식 13에 나타난 대로 공지된 스케일링 팩터로 곱함으로써 얻어질 수 있다.

E{|w_i-w_j|} = N_t*K (식 13)

K는 공지된 스케일링 팩터와 같다.

식 13의 사용은 소정의 실시에서 유용할 수 있는데 왜냐하면 식 12에 의해 쵸구된 제곱 연산을 피하기 때문에, 아마도 더 빠른 실행을 가져오며 프로세싱 자원들을 더 효율적으로 사용할 것이다. 상기 원리들을 적용하면, 잡음 전력은 식 14에 나타난 바와 같은 전체 프레임을 통해 차이의 제곱을 합산함으로써 평가될 수 있다.

N_t= (X_1,2 ²+ X_3,4 ²+ ... + X_N-1,N ²)*S (식 14)

S는 스케일링 팩터이다.

상기에 나타난 바와 같이, 본 발명은 두개의 연속적인 기호들에 따른 전압 레벨이 거의 동일하다는 가정하에 동작한다. 예를 들어, A₁은 A₂와 같고, A₃는 A₄와 같으며, 등등이다. 기호들이 송신을 위한 프레임을 통해 인터리빙되면, 그 차이는 연속적으로 또는 동시와 같이 채널을 통해 서로 일시적으로 근접하여 송신되는 두개의 기호들간에 이루어져야 한다. 다행히도, 연속적인 신호들의 전압 레벨들이 같다는 가정은 많은 통신 시스템들에서 유효하다. 예를 들어, 이진 위상 시프트 키잉 (BPSK) 변조는 IS-95-A 속도 세트 1 및 속도 세트 2 동작에서 사용되면, 두개의 연속적인 기호는 동일한 전력 레벨에서 시퀀스로 송신된다. 기호 지속기간이 일반적으로 50 마이크로세컨즈로 매우 짧기 때문에, 채널이 일반적으로 50 마이크로세컨즈에서 실질적으로 변하지 않을 때 두개의 전압은 거의 같다. 직각 위상 시프트 키잉(QPSK) 변조가 사용되면, 두개의 기호들은 채널을 통해 동시에 동일한 전력 레벨에서 송신되도록 선택될 수 있다. 상기에 나타난 바와 같이, 또 다른 실시예에서, 상기 프로세스는 송신 속도의 결정과 연관된다. 블록(74)에서, 수신된 기호와 복구된 기호의 벡터 곱이 취해진다. 블록(76)에서, 대응하는 연속적인 기호들사이의 감산값이 취해진다. 블록(78)에서, 연속된 기호들사이의 차이의 예측된 값은 저장된 일련의 착신 기호들의 잡음 성분의 예측된 값에 직접 관련되어 얻어진다. 블록(80)에서, 잡음의 예측된 값은 순방향 링크 신호의 신호 품질(즉, Eb/Nt)을 결정하는데 사용된다. 신호 품질에 기초하여, 블록(82)은 신호 전력의 증가 또는 감소를 요청한다. 선택적인 실시예에서, 블록(82)은 유사한 방법으로 데이터 속도의 증가 또는 감소를 요청할 수 있다.

상기에 기술된 기술을 시험하면, 본 발명의 범위내의 무수히 많은 선택적인 실시예들은 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 본 발명의 일 측면에서, 송신된 연속적인 기호들 또는 송신된 동시 신호들은 서로 감산된다. 상기에 나타난 실시예에서, 이것은 커버된 기호들을 재정렬하고 수신된 기호 및 복구된 기호간의 벡터 곱을 취함으로써 달성된다. 명백하게는, 다른 실시예들에서, 상기 프로세스들은 복구된 기호들의 실제 재정렬없이 달성될 수 있다. 대신에, 매핑 알고리즘은 재정렬하지 않고서 연속적으로 또는 동시에 송신된 기호들을 연관시키는데 사용될 수 있다. 게다가, 본 발명은 비터비 엔코더 및 비터비 디코더 조합을 참조하여 기술되었다. 다른 형태의 엔코더 및 디코더들은 본 발명의 특징과 연관하여 사용될 수 있다. 상기의 기술에서, 잡음의 비직교 부분의 특성의 결정은 기지국으로부터 순방향 링크 송신 전력의 증가 또는 감소를 요청하는데 차례로 사용되는 순방향 링크 신호의 신호 대 잡음 비를 결정하는데 사용된다. 다른 실시예에서, 잡음의 특성들은 로딩 결정 또는 액세스 제어와 같은 다른 목적을 위해 결정된다. 소정의 실시예에서, 본 발명은 잡음의 비직교 성분의 상위 순서 특성을 결정하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 잡음의 상위 순서 요소가 결정될 수 있다. 본 발명은 순방향 링크 또는 역방향 링크 중 어느 하나에 적용될 수 있으며, 따라서 기지국 또는 원격 유니트 또는 다른 유형의 유니트 중 하나에 하우징될 수 있다. 본 발명은 다른 유형의 시스템뿐 아니라 지상 및 위성 시스템에서 구현될 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 또는 본질적 특성으로부터 이탈하지 않고서 다른 특정 형태로 구현될 수 있다. 상기 기술된 실시예는 예시적인 것이고 제한되는 것이 아니며 본 발명의 정신은 따라서, 앞선 기술보다는 첨부된 청구항들에 의해 표시된다. 청구항의 의미 및 범위내의 모든 변형들은 본 발명의 범위내에 포함될 것이다.

Claims (15)

1. 잡음 평가의 방법으로서,

   무선 링크를 통해 수신된 일련의 착신 기호들을 저장하는 단계;

   일련의 대응 비트들을 생성하기 위해 상기 일련의 착신 기호들을 디코딩하는 단계;

   일련의 복구된 기호들을 생성하기 위해 상기 일련의 대응 비트들을 엔코딩하는 단계;

   상기 일련의 착신 기호들과 상기 일련의 복구된 기호들의 벡터 곱을 결정하는 단계;

   상기 벡터 곱내에서 두개의 기호들간의 차이를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 두개의 기호들은 서로 일시적으로 근접하여 상기 무선 링크를 통해 송신되며, 및

   상기 일련의 착신 기호들의 비직교 잡음 부분의 예측된 값을 정의하기 위해 상기 두개의 기호들간의 상기 차이의 예측된 값을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 일련의 착신 기호들은 상기 무선 링크를 통해 송신되는 순서에 대응하는 순서로 상기 일련의 복구된 기호들을 배열하는 단계를 더 포함하는 방법.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 일련의 착신 기호들은 상기 무선 링크를 통해 송신되는 데이터 속도를 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 비직교 잡음 부분의 상기 예측된 값에 기초하여 상기 일련의 착신 기호들의 신호 품질을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 비직교 잡음 부분의 상기 예측된 값에 기초하여 송신 전력의 증가 또는 감소를 요청하는 단계를 더 포함하는 방법.
6. 무선 링크를 통해 수신된 일련의 착신 기호들을 저장하는 수단;

   일련의 대응 비트들을 생성하기 위해 상기 일련의 착신 기호들을 디코딩하는 수단;

   일련의 복구된 기호들을 결정하기 위해 상기 일련의 대응 비트들을 엔코딩하는 수단;

   상기 일련의 착신 기호들 및 상기 일련의 복구 기호들의 벡터 곱을 결정하는 수단;

   상기 벡터 곱내에서 두개의 기호들간의 차이를 결정하는 수단을 포함하며, 상기 두개의 기호들은 서로 일시적으로 근접하여 상기 무선 링크를 통해 송신되며, 및

   상기 일련의 착신 기호들의 비직교 잡음 부분의 예측된 값을 정의하기 위해상기 두개의 기호들간의 상기 차이의 예측된 값을 결정하는 수단을 포함하는 수신기.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 일련의 착신 기호들은 상기 무선 링크를 통해 송신되는 순서에 대응하는 순서로 상기 일련의 복구된 기호들을 배열하는 수단을 더 포함하는 수신기.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 일련의 착신 기호들은 상기 무선 링크를 통해 송신되는 데이터 속도를 결정하는 수단을 더 포함하는 수신기.
9. 제 1 항에 있어서, 상기 비직교 잡음 부분의 상기 예측된 값이 기초하여 일련의 착신 기호들의 신호 품질을 결정하는 수단을 더 포함하는 수신기.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 비직교 잡음 부분의 상기 예측된 값에 기초하여 송신 전력의 증가 또는 감소를 요청하는 수단을 더 포함하는 수신기.
11. 무선 링크를 통해 일련의 착신 기호들을 수신하도록 구성된 입력 포트를 갖고 일련의 복구된 데이터 비트들을 생성하기 위해 구성된 출력 포트를 갖는 디코더;

    상기 디코더의 상기 출력 포트에 연결된 입력을 갖고 일련의 엔코딩된 기호들을 생성하기 위해 구성된 출력 포트를 갖는 엔코더;

    상기 엔코더의 상기 출력 포트에 연결된 제 1 입력 포트를 갖고 상기 일련의 착신 기호를 수신하도록 구성된 제 2 입력 포트를 가지며 상기 일련의 엔코딩된 기호 및 상기 일련의 착신 기호들을 생성하기 위해 구성된 출력 포트를 갖는 벡터 곱블록;

    상기 벡터 곱 블록의 상기 출력 포트에 연결된 입력 포트를 갖고 상기 벡터 곱의 두개의 값들의 세트들간의 감산값을 생성하도록 구성된 출력 포트를 갖는 감산 블록을 포함하며, 상기 두개 값의 세트들은 서로 일시적으로 근접하는 상기 무선 링크를 통해 송신되는 두개의 기호들에 대응하며, 및

    상기 감산 블록의 상기 출력 포트에 연결되고 상기 감산의 통계적 특성을 결정하도록 구성된 입력 포트를 갖는 잡음 평가 블록을 포함하는 수신기.
12. 제 11 항에 있어서, 상기 엔코더 및 상기 벡터 곱 블록사이에 연결된 인터리버를 더 포함하며, 상기 일련의 복구된 기호들을 배열하도록 구성된 상기 인터리버는 상기 일련의 착신 기호들이 상기 무선 링크를 통해 송신되는 순서에 대응하는 순서로 있는 것을 특징으로 하는 수신기.
13. 제 11 항에 있어서, 상기 디코더와 상기 엔코더사이에 연결된 속도 결정 블록을 더 포함하며, 상기 속도 결정 블록은 상기 일련의 착신 기호들이 상기 무선 링크를 통해 송신되는 속도를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신기.
14. 제 11 항에 있어서, 상기 감산값들의 상기 통계적 특성에 기초하여 상기 일련의 착신 기호들의 신호 품질을 결정하도록 구성된 신호 품질 결정 유니트를 더 포함하는 수신기.
15. 제 1 항에 있어서, 상기 잡음 평가 블록에 연결된 전력 제어 블록을 더 포함하며, 상기 전력 제어 블록은 상기 감산값들의 상기 통계적 특성에 기초하여 송신 전력의 증가 또는 감소를 요청하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 수신기.