KR20010023616A - 통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

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비센트 비.인그라시아, 알크 엠 아헨
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Abstract

채널 정보(801)를 적어도 제1 비트 부분(802) 및 제2 비트 부분(804)으로 세분하기 위한 데이터 분할기(803)를 채용함으로써 직교 송신 다이버시티가 구현된다. 각 부분은 소정의 캐리어 주파수를 통한 이동국으로의 결과적인 송신을 위해 자신의 월시 코드로 확산된다. 제1 및 제2 부분(802, 804) 내의 비트들의 수가 적은 경우, 직교성을 유지하기 위하여 별개의 월시 코드들이 이용된다. 제1 및 제2 부분(802, 804) 내의 비트들의 수가 비교적 큰 경우, 직교성을 유지하기 위하여 시분할 다중 송신이 이용된다. 제어기(809)가 채널 정보의 세분을 제어하고 또한 인터리버(308)를 제어하여 다이버시티 송신의 효과를 더욱 향상시킨다. 복호에 앞서서 채널 정보가 정확히 재구성될 수 있도록 세분과 관련된 제어 정보가 이동국으로 송신된다.

Description

통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING SIGNALS IN A COMMUNICATION SYSTEM}
코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템의 성능을 향상시키기 위하여 (기지국에서 이동국으로의) 순방향 링크 송신 다이버시티가 제안되었다. 순방향 링크 송신 다이버시트를 구현하기 위하여, 부가 안테나로부터 원 신호(original signal)의 지연 복제 신호(지연되는 것 외에는 모든 점에서 동일한 신호)가 송신된다. 이동국에서는, 당업자에게 잘 알려져 있는 레이크(RAKE) 수신기가, 레일리 페이딩(Rayleigh fading)과 같은 전형적인 이동 전파 특성을 겪는 일이 있을 때 특히 이들 지연 복제 신호를 분해하고 이들을 결합하여 신호 수신을 향상시킬 수 있다. 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하는 시스템은 CDMA 환경에서 간섭 및 다중 경로에 대해 향상된 민감도 및 강건도를 제공할 수 있다.
그러나, 현재의 이동국들에서의 레이크 수신기는 총 3개의 동시 파(simultaneous rays)를 분해하고 결합할 수 있을 뿐이다. 이들 파는 상술한 순방향 링크 송신 다이버시티 기술에 의해 생성될 뿐만 아니라, 특히, (a) 특정 가입자에 대해 지정된 다른 셀들로부터 수신된 신호(소프트 핸드오프), (b) 그 가입자에 대해 지정된 (셀 내의) 다른 섹터들로부터 수신된 신호(소프트 핸드오프), 또는 (c) 상기 신호들 중 어느 하나 또는 전부의 환경(다중 경로)으로 인한 다수의 반사에 의해 생성될 수도 있다. 그러므로, 어떤 상황하에서는, 이동국 내의 레이크 수신기의 한계로 인해 순방향 링크 송신 다이버시티의 적용으로 생성되는 부가적인 파의 유익한 이용이 방해될 것임이 분명하다. 사실, 그러한 상황이 발생하는 경우, CDMA 수신의 열화가 실제로 발생하여, 시스템 성능에 부정적으로 영향을 미치게 된다.
CDMA 통신 시스템에서 구현되는 순방향 링크 송신 다이버시티와 관련된 다른 하나의 문제점은 부가 안테나로부터 송신된 원 신호의 지연 복제 신호(지연되는 것 외에는 모든 점에서 동일한 신호)가 원 신호에 대한 간섭으로서 작용한다는 점이다. CDMA 용어로 설명하자면, 부가 안테나로부터 송신된 원 신호의 지연 복제 신호(지연되는 것 외에는 모든 점에서 동일한 신호)는 원 신호에 대해 직교성이 없고 자기간섭(self-interference)으로서 작용한다. CDMA 통신 시스템은 간섭에 의해 제한되는 성질이 있기 때문에, 직교성을 유지하지 않고서 특정 커버리지 구역에 간섭을 부가하게 되면 마찬가지로 CDMA 성능의 열화가 초래된다.
CDMA 통신 시스템에서 순방향 링크 송신 다이버시티의 구현을 위해 제안된 하나의 해결책이, 본 발명의 양수인에게 양도된 "통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 방법 및 장치"(METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING SIGNALS IN A COMMUNICATION SYSTEM)라는 제명의 미국 특허(Attorney Docket No. CE04492N)에 개시되어 있다. 거기에 개시된 방법들을 구현함으로써, CDMA 통신 시스템에서의 순방향 링크 송신 다이버시티의 개선이 실현된다. 이런 방식으로 개선된 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현할 수 있는 능력은 또한 CDMA 시스템 성능 및 품질의 개선으로 귀착되는 다른 유익한 구현을 이끌어낸다.
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 그러한 통신 시스템에서 신호를 송신하는 것에 관한 발명이다.
도 1은 종래 기술에 있어서 전용 파일럿 채널들이 섹터 전반에 걸쳐 송신된 120°섹터화된 셀룰러 커버리지 구역을 개괄적으로 도시하는 도면.
도 2는 순방향 링크 송신 다이버시티를 지원하기 위한 2개의 안테나를 구비한 기지국에 의해 지원되는 도 1의 120°섹터화된 셀룰러 커버리지 구역의 블록도를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 3은 종래 기술의 직교 코드 할당을 이용하여 이동국과 CDMA 통신하는 기지국의 송신기를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 직교 코드 할당을 이용하여 이동국과 CDMA 통신하는 기지국의 송신기를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 5는 종래 기술에서 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하기 위해 직교 코드를 할당하는 예를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 6은 본 발명에 따른 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하기 위해 직교 코드를 할당하는 예를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하기 위해 IS-95A 월시 직교 코드를 할당하는 예를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 8은 본 발명에 따른 직교 0송신 다이버시티를 유익하게 구현하는 송신기를 개괄적으로 도시하는 도면.
도 9는 본 발명에 따른 도 8의 송신기로부터의 송신 신호들을 수신하기 위한 대체 실시예의 수신기를 개괄적으로 도시하는 도면.
대체로, 직교 송신 다이버시티는 데이터 분할기(data splitter)를 이용하여 채널 정보를 적어도 제1 비트 부분 및 제2 비트 부분으로 세분(subdivide)함으로써 구현된다. 각 부분은 고유의 월시 코드로 확산된 후 소정의 반송 주파수에 의하여 이동국으로 최종 송신된다. 제1 및 제2 부분의 비트 수가 적은 경우, 직교성을 유지하기 위하여 별개의 월시 코드들이 이용된다. 제1 및 제2 부분의 비트 수가 비교적 큰 경우, 직교성을 유지하기 위하여 시분할 다중 송신이 이용된다. 제어기가 채널 정보의 세분을 제어하고 또한 인터리버를 제어하여 다이버시티 송신의 효과를 더욱 향상시킨다. 복호에 앞서서 채널 정보가 정확히 재구성될 수 있도록 세분과 관련된 제어 정보가 이동국으로 송신된다.
보다 구체적으로 설명하자면, 통신 시스템 내의 기지국은 채널 정보를 포함하는 신호를 송신하기 위한 다수의 안테나 및 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 포함한다. 기지국은 또한 채널 정보의 제1 부분을 다수의 안테나 중 제1 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 채널 정보의 제2 부분을 다수의 안테나 중 제2 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 송신하기 위한 수단을 포함한다.
세분하기 위한 수단은 채널 정보를 적어도 하나의 비트를 갖는 제1 부분 및 적어도 하나의 비트를 갖는 제2 부분으로 세분한다. 제1 및 제2 부분은 시간상 택일적으로 또는 실질적으로 동시에 이동국에 송신된다. 채널 정보를 세분하기 위한 수단은 또한 채널 정보를 균등하거나 또는 불균등한 제1 및 제2 부분으로 세분한다. 불균등한 제1 및 제2 부분으로 세분하는 경우, 채널 정보는 채널 정보 전부를 갖는 제1 부분 및 아무런 채널 정보도 갖지 않는 제2 부분으로 세분될 수 있다. 월시 코드 할당은 채널 정보의 세분에 따라서 달라지지만, 제1 안테나 및 제2 안테나로부터의 송신 전력 레벨은 시스템 특성에 기초하여 가변적이다. 제1 안테나로부터의 송신 전력 레벨 및 제2 안테나로부터의 송신 전력 레벨은 시스템 특성에 기초하여 균등하거나 또는 불균등한 전력을 갖도록 가변적이다.
송신하기 위한 수단은 또한 제1 안테나 및 제2 안테나를 통하여 파일럿 신호를 송신하는데, 각각의 파일럿 신호는 서로 다른 월시 코드에 의해 확산된다. 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보는 딤 앤드 버스트 기술(dim and burst technique) 또는 제어 채널, 특히 슬로우 어소시에이티드 컨트롤 채널(SACCH : slow associated control channel)에 의해 이동국으로 송신된다. 제어 정보는 제1 및 제2 부분 내의 제1 및 제2 안테나로 송신되는 비트들의 수 또는 비트들의 비율 또는 각 안테나마다의 월시 코드 할당을 포함한다. 채널 정보는 트래픽 채널 정보 및 제어 정보로 구성된다.
보다 구체적으로 설명하자면, 통신 시스템 내의 기지국은 채널 정보를 포함하는 신호를 송신하기 위한 다수의 안테나 및 채널 정보의 제1 부분은 다수의 안테나 중 제1 안테나를 통하여 이동국으로 송신되고 채널 정보의 제2 부분은 다수의 안테나 중 제2 안테나를 통하여 이동국으로 송신되도록 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 포함한다. 기지국은 또한 시스템 특성에 기초하여 채널 정보의 세분을 제어하기 위한 수단을 포함한다. 시스템 특성은 각 안테나마다 이동국이 겪는 페이딩의 양 및 이동국에 의해 수신된 제1 또는 제2 부분의 수신 품질을 포함한다.
이동국 내의 수신기는 송신기에 의해 대응하는 제1 및 제2 안테나로부터 송신된 제1 및 제2 신호 및 송신기에서의 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 수신하기 위한 수단 -제1 신호는 채널 정보의 제1 부분을 포함하고 제2 신호는 채널 정보의 제2 부분을 포함함- 및 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보에 기초하여 채널 정보의 제1 부분 및 채널 정보의 제2 부분을 재결합하기 위한 수단을 포함한다. 제어 정보는 제1 및 제2 부분 내의 제1 및 제2 안테나로 송신되는 비트들의 수 또는 비트들의 비율 또는 각 안테나마다의 월시 코드 할당을 포함한다.
본 명세서에 개시된 독창적인 기술을 이용하는 통신 시스템은, 기지국에서는, 채널 정보를 포함하는 신호를 송신하기 위한 다수의 안테나 및 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 포함한다. 기지국은 채널 정보의 제1 부분을 다수의 안테나 중 제1 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 채널 정보의 제2 부분을 다수의 안테나 중 제2 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 송신하기 위한 수단을 더 포함한다. 이동국에서는, 제1 및 제2 안테나로부터 송신된 제1 및 제2 부분 및 송신기에서의 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 수신하기 위한 수단 및 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보에 기초하여 채널 정보의 제1 부분 및 채널 정보의 제2 부분을 실질적으로 채널 정보로 재결합하기 위한 수단을 포함한다.
다시 대체로 설명하자면, 통신 시스템 내의 기지국은 채널 정보를 포함하는 신호를 송신하기 위한 다수의 안테나 및 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 포함한다. 기지국은 채널 정보의 제1 부분을 소정의 반송 주파수로 다수의 안테나 중 제1 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 채널 정보의 제2 부분을 소정의 반송 주파수로 다수의 안테나 중 제2 안테나를 통하여 이동국에 송신하기 위한 수단을 더 포함한다.
도 1은 종래 기술에서 잘 알려져 있는 바와 같이 전용 파일럿 채널들인 PILOTA-C가 각각의 섹터 전반에 걸쳐서 송신된 120°섹터화된 셀룰러 커버리지 구역(셀)을 개괄적으로 도시하고 있다. 편의를 위하여, 도 1에는 단 하나의 셀(100)만이 도시되어 있지만, 당업자라면 전형적인 셀룰러 통신 시스템은 서로 인접하여 배치된 다수의 그러한 셀들을 갖는다는 것을 알 것이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 3개의 CDMA 송수신기를 구비한 기지국(103)이 셀(100) 내의 중심에 위치하고, 3개의 CDMA 송수신기 중 적어도 하나는 무선 에어 인터페이스를 통하여 이동국(106)과 통신이 가능하다. 바람직한 실시예에서는, 무선 에어 인터페이스는 IS-95A에 규정된 코드 분할 다중 접속(CDMA) 셀룰러 시스템과 호환성이 있다. IS-95A에 대해 더 알고 싶다면, 워싱턴 D.C. 20006, 엔.더블유., 2001 아이 스트리트 2001, 전자 공업 협회(EIA)에서 1995년 3월에 발행한 TIA/EIA/IS-95-A, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System을 참조하기 바란다.
도 2는 순방향 링크 송신 다이버시티를 지원하기 위한 2개의 안테나(218, 222)를 갖는 기지국(103)에 의해 지원되는 도 1의 120°섹터화된 셀룰러 커버리지 구역의 블록도를 개괄적으로 도시하고 있다. 여기서도, 편의를 위하여, 도 1 중의 섹터 A만이 도 2에 도시되어 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 도 2에 도시된 기지국(103)은 CDMA 통신 채널을 통하여 이동국(106)과 통신이 가능하다. 기지국(103)에는, 특히 통신 시스템과 주로 관련된 트랜스코딩 및 스위칭을 수행하는 제어기(209)가 결합되어 있다. 제어기(209)는 지상 통신선 네트워크와 관련된 스위칭 기능을 주로 수행하는 이동 교환 센터(MSC)(212)에 결합된다. MSC(212)에는, 특히 CDMA 통신 시스템 내의 이동국으로 통신을 발신하거나 또는 그 이동국으로부터 통신을 수신할 수 있는 발신 가입자, 팩스 머신 등을 포함하는 공중 교환 전화망(PSTN)(215)이 결합되어 있다.
또한 도 2에는 섹터 A의 커버리지 구역 내에서 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현할 수 있는 한 쌍의 안테나(218 및 212)가 도시되어 있다. 도 2 및 도 5를 참조하여, 순방향 링크 송신 다이버시티의 종래 실시와 관련된 문제점을 설명하고자 한다. 안테나들(218, 222)을 통하여 송신되도록 일군의 직교 코드들이 할당된다. 바람직한 실시예에서, 직교 코드들은 월시 코드들이다. 도 5에서 보듯이, 파일럿 채널 PILOTA는 월시 코드 Wx를 이용하여 안테나(218 및 222)를 통하여 송신된다. 측정 및 포착의 이유 때문에, 이 파일럿은 송신되는 다른 어떤 별개의 신호들에 비하여 큰 진폭을 갖도록, 어쩌면 최대 총 송신 전력의 20%가 되도록 설정된다. 도 5에서 볼 수 있는 바와 같이, N개의 개별 사용자(TCHN)에 대한 모든 트래픽 채널 정보는 파일럿 채널 PILOTA용으로 이용되는 월시 코드와는 다르지만 안테나(218 및 222)를 통한 송신에 있어서는 마찬가지인 월시 코드를 이용하여 안테나(218 및 222)를 통하여 이동국(106)으로 송신된다. 이들 월시 코드는 월시 코드 Wi내지 Wk로서 도시되어 있다. 안테나(218 및 222) 사이에 송신된 신호들은 시간상 지연되고, 그런 이유로 이동국(106) 내의 레이크 수신기가 이들 신호를 분해하고 합성 신호로 결합하지만, 안테나(218 및 222)를 통하여 송신된 신호들은 서로 직교성이 없으며, 따라서 커버리지 구역, 섹터 A 내의 간섭량을 증가시킨다. 그러므로, 그리고 상술한 바와 같이, 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현함으로써 얻어지는 잠재 이점의 일부는 원 신호의 복제 신호에 의해 유발되는 간섭의 증가로 인해 감소된다.
도 3은 종래 기술의 직교 코드 할당을 이용하여 이동국과 CDMA 통신하는 기지국의 송신기(300)를 개괄적으로 도시하고 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 트래픽 채널 비트(303) 형식의 정보가 프로세서(305)를 경유하여 특정 비트 레이트(예를 들면, 9.6 킬로비트/초)로 부호기(304)에 입력된다. 프로세서(305)는 제어기(도시되지 않음)에 결합된 인터페이스(309)로부터 트래픽 채널 비트들(303)을 주로 수신한다. 프로세서(305)는 또한 블록 지정된 관련 기능들(307)에 결합되는데, 관련 기능들은 호 처리(call processing), 링크 확립(link establishment), 및 셀룰러 통신을 확립하고 유지하는 것과 관련된 기타 일반적인 기능들을 포함한다. 바람직한 실시예에서, 트래픽 채널 비트들(303)은 음성 정보, 데이터 정보, 또는 이 둘의 결합 정보를 포함한다. 부호기(304)는 후속 처리인 데이터 심벌에서 데이터 비트로의 최대 개연성 복호(maximum likelihood decoding)를 용이하게 해주는 부호화 알고리즘(예를 들면, 길쌈 부호화(convolutional coding) 또는 블록 부호화 알고리즘)을 이용하여 고정된 부호화 레이트(1/r)로 트래픽 채널 비트들(303)을 데이터 심벌들(306)로 부호화한다. 예를 들면, 부호기(304)는 9.6 킬로비트/초의 레이트로 수신된 트래픽 채널 비트들(303)(예를 들면, 192 입력 데이터 비트)을 1 데이터 비트 대 2 데이터 심벌(즉, 레이트 = 1/2)의 고정된 부호화 레이트로 부호화할 수 있으므로 부호기(304)는 19.2 킬로비트/초의 레이트로 데이터 심벌들(306)을 출력한다(예를 들면, 384 데이터 심벌 출력). 당업자라면 이해하겠지만 부호기(304)는 다른 레이트(즉, 레이트 = 풀 레이트, 레이트 = 1/8)로 부호화하는 것이 가능하다.
데이터 심벌들(306)은 인터리버(308)에 입력되는데, 인터리버는 데이터 심벌들(306)을 블록들(즉, 프레임들)로 조직하고 입력 데이터 심벌들(306)을 심벌 레벨에서 블록 인터리브한다. 인터리브(308) 내에서, 데이터 심벌들은 개별적으로 소정 사이즈의 데이터 심벌 블록을 규정하는 매트릭스로 입력된다. 데이터 심벌들은 한 칼럼씩 순서대로 매트릭스가 채워지도록 매트릭스 내의 로케이션으로 입력되고 한 로우씩 순서대로 매트릭스가 비워지도록 매트릭스 내의 로케이션으로부터 개별적으로 출력된다. 매트릭스는 정수개의 로우 및 칼럼을 갖는 직사각형 매트릭스인데, 로우와 칼럼의 수는 연속하여 입력된 인터리브되지 않은 데이터 심벌들 사이의 출력 인터리빙 거리를 증가시키도록 선택된다. 결과는 입력된 것과 같은 데이터 심벌 레이트(예를 들면, 19.2 킬로심벌/초)로 인터리버(308)에 의해 출력되는 인터리브된 데이터 심벌들(309)이다. 매트릭스에 의해 규정된 데이터 심벌 블록의 소정 사이즈는 소정 길이의 송신 블록 내에 부호화된 비트 레이트로 송신될 수 있는 데이터 심벌의 최대 수로부터 얻어진다. 예를 들면, 부호기(304)로부터 19.2 킬로심벌/초의 레이트로 데이터 심벌들(303)이 출력된다면, 그리고 송신 블록의 소정 길이가 20 밀리초라면, 데이터 심벌 블록의 소정 사이즈는 19.2 킬로심벌/초×20 밀리초(㎳)로서, 결과적으로 384 데이터 심벌이 되고 이는 16×24 매트릭스를 규정한다. 당업자라면, 본 발명의 범위 및 의미를 벗어나지 않고서, 부호화되고 인터리브된 데이터 비트들(309)이 다수의 다른 알고리즘에 따라 보다 큰 길이의 코드 열로 확산될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
부호화되고 인터리브된 데이터 심벌들(309)은 다음으로 확산기(312)로 입력되는데, 이 확산기는 인터리브된 심벌들(309)을 직교 확산 열(orthogonal spreading sequence)로 길쌈(convolve)한다. 직교 확산 열은 두 개의 신호를 곱한 신호인데, 두 신호 중 제1 신호는 그 시간 오프셋이 알려져 있는 QPSK 의사 난수열이고 제2 신호는 월시 코드 Wi와 같은 직교 확산 코드이다. 직교 확산 열에 대해 더 알고 싶다면, 워싱턴 D.C. 20006, 엔.더블유., 2001 아이 스트리트 2001, 전자 공업 협회(EIA)에서 1995년 3월 24일에 발행한 ANSI J-STD-008의 3.1.3.1절, Personal Station Base Station Compatibility Requirement for 1.8 to 2.0 GHz Code Division Multiple Access (CDMA) Personal Communication Systems를 참조하기 바란다. 확산기(312)는 인터리버(308)로부터의 입력 레이트와 직교 확산 열의 길이(예를 들면, 길이 64의 직교 확산 열은 64 비트 길이의 월시 코드일 것이다)를 곱한 레이트로 QPSK 칩들을 출력한다. 그 결과 확산기(312)의 출력 레이트는 1.2288 메가칩/초(즉, 19.2 킬로심벌/초×64)가 될 것이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 확산기(312)는 트래픽 채널과 관련된 확산을 수행한다. 이 실시예에서, 부호기(304), 인터리버(308) 및 확산기(312)는 단일 트래픽 채널 발생기(302)를 구성한다. 다수의 트래픽 채널을 필요로 하는 시스템에서는, 각 채널마다 트래픽 채널 발생기(302)가 이중으로 될 것이고 그 출력은 확산기(310)로부터의 QPSK 칩들과 함께 합산기(314)에서 합산될 것이다. 확산기(310)는 파일럿 채널을 위한 확산을 수행한다. 파일럿 채널은 아무런 정보 비트도 송신하지 않기 때문에, 프로세서(305)로부터의 데이터 입력이 전혀 필요하지 않다. 바람직한 실시예에서, 파일럿 채널을 형성하도록 확산되는 정보는 모든 비트가 0으로 구성된 데이터 스트림으로 이루어진다.
합산된 QPSK 칩들은 합산기(314)로부터 1.2288 메가칩/초의 레이트로 출력되어, 송신기(300)의 송신부(316)로 입력된다. 송신부(316)는 우선 합산된 QPSK 칩들을 통신 채널을 통하여 송신하기 위해 그들을 적절한 송신 주파수로 상향 변환하게 된다. 상향 변환 후에, 신호는 불필요한 측대역 에너지를 제거하기 위해 대역 통과 필터링된 다음 송신부(316)로부터 출력된다. 송신부(316)로부터의 변조된 신호는 무선 통신 경로(330)를 통한 송신을 위해 안테나(318)에 제공된다. 송신부(316)로부터의 신호는 또한 지연 회로(320)에도 인도되는데, 이 지연 회로는 변조된 신호를 지연시킨 다음 무선 통신 경로(332)를 통한 송신을 위해 안테나(322)에 제공한다. 서로로부터 각각 소정 량만큼 지연된 두 개의 신호(330 및 332)를 수신기(390)에 제공함으로써, 수신기(390)에서의 다이버시티가 달성된다.
다시 도 3을 참조하면, 수신기(390)가 무선 통신 경로들(330 및 332)로부터 송신된 양쪽 모두의 대역 확산 신호들의 합을 안테나(352)를 통하여 수신하여 복조기(354)에 전달한다. 복조기(354)는 송신 주파수로부터의 하향 변환 및 소정 레이트(예를 들면, 1.2288 메가샘플/초)의 샘플링 후에 불필요한 인접 주파수 신호들을 제거하기 위해 입력 신호를 필터링한다. 복조기(354)로부터의 QPSK 샘플링된 신호는 역확산기(364)에 의해 수신된 샘플링된 신호를 역확산 코드로 상관시킴으로써 역확산되는데, 여기서 사용되는 역확산 코드는 원 확산 열의 복제이다. 원 직교 확산 열이 두 개의 신호, 즉 그 시간 오프셋이 알려져 있는 QPSK 의사 난수열인 제1 신호와 월시 코드 Wi와 같은 직교 확산 코드인 제2 신호를 곱한 것임을 상기해보자. 결과적인 역확산 샘플링된 신호(365)는 소정 레이트, 예를 들면, 19.2 킬로샘플/초로 샘플링되고, 따라서 수신된 대역 확산 신호의 64 샘플 열이 역확산된다. 이 신호는 단일 복소수(진폭 및 위상) 데이터 샘플로 표현되고 간섭성 검출을 위하여 간섭성 검출기(368)로 출력된다.
도 3에서 볼 수 있듯이, 복조기(354)의 출력은 또한 파일럿 복구 회로(362)에도 입력되는데, 거기서는 월시 코드 Wi보다는 월시 코드 Wx가 복구를 위하여 이용되는 것을 제외하면 역확산기(364)에 의해 수행되는 것과 유사한 처리가 완성된다. 파일럿 복구 회로(362) 및 역확산기(364) 양자로부터의 출력은 간섭성 검출기(368)로 입력되고, 간섭성 검출기는 파일럿 복구 회로(362)의 출력의 공액 복소수를 취하여 이것을 역확산기(364)의 출력과 곱한다. 그 해답의 실수부가 간섭성 검출기(368)의 출력으로서 전달된다(복소수 곱의 허수부는 버려진다).
복조기(354)의 출력은 또한 기지국 송신기(300)에 의해 발생되는 월시 코드 Wx로 확산된 모든 신호들을 탐색하는 탐색기(350)로도 제공된다. 이 경우 탐색기(350)는 두 개의 신호, 즉 무선 통신 경로(330)로부터의 하나와 무선 통신 경로(332)로부터의 다른 하나를 찾을 것이다. 이 정보를 이용하여, 탐색기(350)는 제1 핑거 레이크 수신기(360) 및 제2 핑거 레이크 수신기(370)를 이들 각각의 경로에 할당한다. 양쪽 레이크 핑거 수신기(360 및 370)는 동일하게 동작한다. 레이크 수신기들(360 및 370)의 출력은 합산기(375)에서 합산되고 합산기(375)의 출력은 디인터리버(380)로 제공되는데, 이 디인터리버는 인터리버(308)에 의해 수행된 인터리빙 처리를 "원상태로 돌린다"(undo). 디인터리버(380)에서는, 데이터 심벌들이 인터리버(308) 내의 매트릭스와 동일한 사이즈인 매트릭스로 개별적으로 입력된다. 데이터 심벌들은 한 로우씩 순서대로 매트릭스가 채워지도록 매트릭스 내의 로케이션으로 입력되고 한 칼럼씩 순서대로 매트릭스가 비워지도록 매트릭스 내의 로케이션으로부터 개별적으로 출력된다.
디인터리버(380)로부터 출력된 디인터리브된 소프트 판정 데이터(381)는 복호기(382)로 입력되고, 복호기는 잘 알려진 최대 개연성 열 추정(MLSE : maximum likelihood sequence estimation) 복호 기술을 이용하여 추정된 트래픽 채널 데이터 비트들(383)을 발생시킨다. MLSE 복호 기술은 비터비 복호 알고리즘과 거의 유사한 알고리즘을 이용하여 증대될 수 있다. 복호기(382)는 개별 소프트 판정 데이터(381)의 그룹을 이용하여 MLSE 복호기(382)의 각각의 특정 시간 상태에서 이용하기 위한 소프트 판정 전이 미터(soft decision transition metrics)의 세트를 형성한다. 그룹 내의 소프트 판정 데이터(364)의 수는 각각의 입력 데이터 비트(303)로부터 발생된 길쌈 부호기(304)의 출력에서의 데이터 심벌들(306)의 수에 대응하는 소프트 판정 전이 미터의 각 세트를 형성하는 데 이용된다. 각 세트 내의 소프트 판정 전이 미터의 수는 각 그룹 내의 소프트 판정 데이터(364)의 수의 제곱과 같다. 예를 들면, 송신기에서 1/2 길쌈 부호기가 이용되는 경우, 각 입력 데이터 비트(303)로부터 두 개의 데이터 심벌(306)이 발생된다. 따라서, 복호기(366)는 두 개의 개별 소프트 판정 데이터(381)의 그룹들을 이용하여 MLSE 복호기(382)에서의 각 시간 상태에서 이용하기 위한 네 개의 소프트 판정 전이 미터를 형성한다. 추정된 트래픽 채널 데이터 비트들(383)은 소프트 판정 데이터(381)가 복호기(382)에 입력되는 레이트 및 원래 트래픽 채널 비트들(303)을 부호화하는 데 이용된 고정된 레이트와도 관련된 레이트로 발생된다. 일례로서, 소프트 판정 데이터(381)가 19.2 킬로심벌/초로 입력되고 원래의 부호화 레이트가 1/2이었다면, 추정된 트래픽 채널 비트들(383)은 9600 비트/초의 레이트로 출력된다. 추정된 트래픽 채널 비트들(383)은 프로세서(384)로 입력되고, 프로세서는 관련 기능 블록(386)과 함께, 이동국의 사용자가 사용하기에 적합한 형식으로 추정된 트래픽 채널 비트들(383)을 제공한다.
도 4는 순방향 링크 송신 다이버시티를 개선하기 위하여 직교 코드 할당 기술을 이용하여 이동국과 CDMA 통신하는 기지국의 송신기를 개괄적으로 도시하고 있다. 도 3과 도 4 사이에 공통된 기능을 갖는 블록들은 공통된 번호를 갖는다.
도 4에 도시된 바와 같이, 인터리버(308)까지의 블록들은, 이하에서 달리 설명하지 않는 한은, 도 3의 종래 기술의 송신기(300)와 기능이 유사하다. 그러나, 도 3에 도시된 송신기(300)와 달리, 도 4의 인터리버(308)로부터 출력된 인터리브된 데이터 심벌들(309)은 두 개의 확산기, 즉 확산기(312) 및 확산기(413)로 입력된다. 이들 각각의 확산기(312 및 413)는 인터리브된 심벌들(309)을 각각 그들의 직교 확산 열, 즉 월시 코드 Wi및 월시 코드 WA로 길쌈한다. 직교 확산 열(월시 코드)에 의한 도 3을 참조하여 설명한 것과 기능적으로 대등하다. 부호기(304), 인터리버(308) 및 두 개의 확산기(312 및 413)는 이중 트래픽 채널 발생기(402)를 구성한다.
월시 코드의 분할 및 할당은 월시 코드 할당 블록(403)에 의해 수행된다. 월시 코드 할당 블록(403)은 소정의 월시 코드 세트를 다수의 직교 코드 서브세트로 분할하고 소정의 기준에 따라서 직교 코드 서브세트들을 할당한다. 바람직한 실시예에서, 소정의 기준은 특정한 공통 커버리지 구역에 서비스를 제공하는 특정 안테나들 또는 안테나 어레이 내의 특정 안테나들에 직교 코드 서브세트들을 할당하는 것을 포함한다.
각각의 확산기(312 및 413)는 1.2288 메가칩/초(즉, 19.2 킬로심벌/초×64)의 레이트로 QPSK 칩들을 출력한다. 파일럿 채널을 확산시키고, 확산된 파일럿 및 트래픽 채널들을 결합하고 결합된 파일럿 및 트래픽 채널들을 송신하기 위하여, 도 4의 확산기(310), 합산 노드(314) 및 송신부(314)는 도 3의 대응하는 블록들과 기능적으로 대등하게 동작한다. 확산기(411), 합산 노드(415) 및 송신부(417)도 또한 도 3의 대응하는 블록들과 기능적으로 대등하게 동작한다. 중요하게 주목할 점은, 도 3에 도시된 종래 기술의 송신기(300)와 달리, 파일럿 채널(또, 모든 비트가 0임)을 확산시키기 위해 이용되는 각각의 확산기(310 및 411)는 서로 직교성이 있는 확산 열(각각, 월시 코드 Wx및 월시 코드 Wy)을 이용한다. 이것은 무선 통신 경로들(330 및 432)로부터 송신된 대역 확산 신호들이 서로 직교성이 있으며, 따라서 종래 기술에서와 같이 순방향 송신 다이버시티를 구현하기 위하여 시스템 간섭량을 증가시키지 않는다는 것을 의미한다.
다시 도 4를 참조하면, 수신기(490)가 무선 통신 경로들(330 및 432)로부터 송신된 양쪽 모두의 대역 확산 신호들(330 및 432)의 합을 안테나(352)를 통하여 수신하여 복조기(354)에 전달하며, 복조기는 도 3을 참조하여 위에서 설명한 것과 같이 기능한다. 복조기(354)로부터의 QPSK 샘플링된 신호는 도 3에 대하여 위에서 설명한 것과 같이 제1 핑거 레이크 수신기(360)에 의해 역확산되고 검출된다. 또한, 복조기(354)로부터의 QPSK 샘플링된 신호는 제2 핑거 레이크 수신기(470)에 의해 역확산되고 검출되는데, 이 레이크 수신기(470)로 입력되는 복조기(354)로부터의 QPSK 샘플링된 신호가 월시 코드 WA(트래픽 채널에 대하여) 및 월시 코드 Wy(파일럿 채널에 대하여)에 의해 역확산되는 점을 제외하면, 본질적으로 도 3에 대하여 위에서 설명한 것과 같다. 이것은 도 3에 도시된 종래 기술의 수신기(390)에서는 각각의 레이크 수신기(360 및 370)가 파일럿 채널을 동일한 월시 코드 Wx에 의해 역확산시키고 트래픽 채널을 동일한 월시 코드 Wi에 의해 역확산시킨다는 점에서 도 3에 도시된 종래 기술의 수신기(390)와 다르다.
특정 통신 경로로의 특정 핑거 레이크 수신기의 할당은 탐색기(450)에 의해 수행된다. 탐색기(450)는 송신기(400)에 의해 송신된 월시 코드 Wx로 확산된 모든 신호들을 탐색하고, 이 경우 탐색기(450)는 무선 통신 경로(330)에 대응하는 하나의 신호를 찾는다. 이 정보를 이용하여, 탐색기(450)는 제1 핑거 레이크 수신기(360)를 파일럿 채널 월시 코드 Wx및 트래픽 채널 월시 코드 Wi와 함께 통신 경로(330)에 할당한다. 송신기(400)에 의해 송신된 월시 코드 Wy로 확산된 신호들에 대하여 탐색기(450)에 의해 유사한 처리가 수행된다. 이 경우, 제2 핑거 레이크 수신기(470)는 파일럿 채널 월시 코드 Wy및 트래픽 채널 월시 코드 WA와 함께 통신 경로(432)에 할당된다.
두 개의 파일럿 채널을 공통 커버리지 구역(예를 들면, 도 2의 섹터 A) 내에서 서로 다른 직교 확산 열로 확산시킴으로써 그 파일럿 채널들 중 하나는 커버리지 구역 내의 모든 이동국들에 대한 제1 파일럿 채널(primary pilot channel)로서 이용될 수 있고(종래 기술에서와 같음) 동시에 다른 파일럿 채널은 제2 파일럿 채널(secondary pilot channel)로서 이용될 수 있게 된다. 이러한 구현 예에서, 이동국에 의해 포착 및 이웃 측정을 위해 이용되는 제1 파일럿 채널은 고정되고 비교적 높은 신호 전력 레벨인 반면에, 제2 파일럿 채널은 훨씬 낮은 신호 전력 레벨이다. 이 또한 순방향 링크 다이버시티를 구현할 때 불필요한 시스템 간섭을 감소시키도록 작용한다.
파일럿 채널들이 서로 다른 신호 전력 레벨을 갖는 상기 구현 예에서는, 각각의 레이크 수신기들(360 및 470)로부터 합산기(375)로 입력되는 신호들이 거의 같은 전력 레벨이 되도록 합산기(375)에서의 합산에 앞서 정정(correction)이 요구된다. 이를 달성하기 위한 하나의 방법은 레이크 수신기(360) 또는 레이크 수신기(470)에서 출력되는 신호들을 송신기(400)에서의 전력 레벨 차이에 따라서 감쇠기를 통하여 적절히 감소시키는 것으로 행해진다. 합산기(375) 이후의 모든 처리는 도 3을 참조하여 상술한 것과 동일하다.
도 6은 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하기 위해 직교 코드를 할당하는 예를 개괄적으로 도시하고 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 각각의 안테나(218 및 222)는 거기에 할당되는 별개의 전용 월시 코드 그룹을 갖는다. 예를 들면, 도 6을 참조하면, 안테나(218)를 통하여 송신되는 제1 파일럿 채널은 월시 코드 Wx에 의해 확산되는 반면에, 안테나(222)를 통하여 송신되는 제2 파일럿 채널은 월시 코드 Wy에 의해 확산된다. 마찬가지로, N 개별 사용자들(TCHN) 각각에 대한 모든 트래픽 채널들은 각각 제2 안테나(222) 상에서 별개의 월시 코드들이 할당될 수 있다. 그러나, 중요하게 주목할 점은 TCH 정보(예를 들면 블록들(600-601)에 도시된 것과 같은 TCH1)는 동일한 정보라는 것이다. 또한 중요하게 주목할 점은 블록들(602-603)에 도시된 파일럿 채널들 PILOTA는 마찬가지로 서로 다른 월시 코드들을 이용하여 확산되는 공통 파일럿 채널들이라는 점이다. 이에 따라 양쪽 기지 안테나로부터 송신된 정보를 그들 각각이 관련 파일럿의 도움으로 제각기 복조된 후에 이동국 수신기 내에서 결합할 수 있게 된다. 당업자라면, 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하는 이 기술에 의해 제공되는 이점이 블록들(600-601)에 도시된 것과 같은 공통 TCI 정보가 공통 월시 코드에 의해 확산되는 대체 실시예에 의해서도 실현된다는 것을 이해할 것이다. 이 경우, 예를 들면, Wi=WA이다.
이동국(106)의 설계 및 그 안에 포함된 지식은 다이버시티 신호가 송신되고 있는지 아닌지 여부에 따라 적당한 복조 기술을 그것이 수행하도록 하는 것임을 이해해야 한다. 여기에는 각 안테나 상의 모든 파일럿 및 트래픽 채널들에 대해 어떠한 코드가 이용되는지에 대한 완전한 지식이 포함된다. 이것은 기지국(103)과 이동국(106) 사이의 정보의 통신을 이용함으로써 용이해질 수 있다. 이 정보의 신호화를 구현하는 방법들은 공지되어 있으며 IS-95 규격에 제공된 메시지에 의해 쉽게 달성된다.
상술한 바람직한 실시예들을 참조하면, 송신되는 정보의 부분들(파일럿 채널 또는 TCH)에 서로 다른 직교 또는 월시 코드들을 할당함으로써, 특정 커버리지 구역(예를 들면, 섹터 A) 내의 직교성이 유지될 수 있다. 순방향 링크 송신 다이버시티를 구현하면서 직교성을 유지함으로써, CDMA 시스템 성능을 열화시키지 않고서 순방향 링크 송신 다이버시티의 모든 이점들이 실현된다.
가장 단순한 형태에서의 순방향 링크 송신 다이버시티의 구현은 제2 안테나 상의 송신을 위한 공통 파일럿 채널 및 TCH를 확산시키기 위하여 서로 다른 직교 확산 열을 이용하는 것이다. 64 직교 (월시) 코드들이 구현되는 IS-95A 시나리오에 있어서, 이것은 안테나(222) 상에서 이용되지 않는 두 개의 월시 코드를 안테나(218) 상에서 이용함으로써 달성될 수 있다. IS-95A 예로서 그러한 월시 코드의 할당 예가 도 7에 도시되어 있다. 도 7에 도시된 바와 같이, 안테나(218)에는 파일럿 채널 PILOTA를 확산시키고 따라서 송신 다이버시티 모드에 있는 모든 이동국들에 대한 파일럿 채널로서 작용하도록 월시 코드 63이 할당되어 반면에, 월시 코드 62는 이동국(106)에 대해 의도된 TCH 정보(도 7에서 TCH106으로 표시됨)를 확산시키기 위하여 이용된다. 안테나(222)에는 파일럿 채널 PILOTA를 확산시키기 위한 월시 코드 0 및 이동국(106)에 대해 의도된 TCH106정보를 확산시키기 위한 월시 코드 1이 할당된다. 따라서, 이 예에서 월시 코드 0은 해당 커버리지 구역에 의해 서비스를 받거나 또는 해당 커버리지 구역 상에서 이동 어시스트 핸드오프(MAHO : mobile assisted handoff)를 수행하는 모든 이동국들에 대한 공통 파일럿 채널로서 작용하는 반면에, 월시 코드 1은 특정 이동국에 TCH 정보를 전달한다.
특정 안테나에 월시 코드들을 할당할 수 있는 능력은 셀룰러 통신 시스템 내의 다수의 유익한 특징들을 이끌어낸다. 예를 들면, 당업자라면, 이 개념이 도 2에 도시된 안테나(218 및 222)를 참조하여 설명되었으나, 예를 들면 안테나 어레이에서와 같이 임의 개수의 안테나에 그들 자신의 월시 코드들이 할당될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들면, 상술한 IS-95A 상황에서는, 안테나 어레이 내의 8개 안테나에 다른 안테나에는 할당되지 않는 8개 월시 코드가 할당될 수 있고, 이들 8개 월시 코드는 각각의 안테나에 대한 파일럿 채널, 예를 들면 PILOTA를 확산시키기 위하여 이용될 수 있다. 이동국(106)에는 그것의 트래픽 채널 정보를 위한 단일 월시 코드가 할당될 수 있다. 그러면 TCH106은 어레이 내의 모든 안테나 소자 상에서 송신될 것이다. 개개의 안테나 소자 상에서 TCH106정보를 확산시키는 데 이용되는 이 단일 월시 코드의 상대 위상 및 진폭을 설정함으로써, 송신 전력을 이동국(106)으로 직접 향하게 하는 빔포밍(beamforming)이 달성된다.
간섭성 복조를 수행하기 위하여 이동국(106) 내에서 기준 신호를 발생시키기 위하여, 기지국(103)은 이동국(106)을 향한 빔을 형성하기 위하여 기지국(103)이 이용한 TCH106월시 코드의 상대 진폭 및 위상을 이동국(106)에게 알린다. 이것은 그러한 정보를 포함하는 적절한 메시지를 기지국(103)에서 이동국(106)으로 송신함으로써 달성된다. 그러면 이동국(106)은 개개의 안테나 상에서 서로 다른 월시 코드들로 확산되는 파일럿 채널들 PILOTA각각의 진폭 및 위상을 판정할 것이다. 서로 다른 월시 코드들로 확산되는 파일럿 채널들 PILOTA의 진폭 및 위상과, TCH106월시 코드의 진폭 및 위상을 포함하는 기지국(103)으로부터의 메시지가 주어지면, 이동국(106)은 각각의 서로 다른 파일럿 채널 월시 코드에 대한 차이 벡터를 계산한다. 이들 차이 벡터들 모두의 합이 이동국(106)이 간섭성 복조를 수행하는 데 이용된다.
동일한 섹터 내의 다수의 이동국들 각각에 대한 별개의 빔들을 형성하고 그것들을 동일한 안테나 어레이를 통하여 송신함으로써 그들 다수의 이동국들에 대해 동일한 트래픽 채널 월시 코드가 이용되는 경우에 재사용을 향상시키는 데 필요한 적절한 신호 대 간섭 비가 얻어질 수 있다. 이들 각각의 경우에, 각 안테나에 대한 파일럿 채널/월시 코드는 해당 커버리지 구역(예를 들면, 도 2의 섹터 A) 내의 모든 이동국들 사이에 공유될 수 있다.
특정 안테나에 별개의 파일럿 코드들을 할당할 수 있는 능력으로부터 유래되는 또 다른 이점은 순방향 링크 송신 다이버시티의 이용을 제어할 수 있는 능력이다. 도 5에 도시된 것과 같은 종래의 할당 방식을 이용함으로써, 할 수 있는 유일한 "제어"는 이동국(106)으로 아무 것도 송신하지 않거나 또는 양쪽 안테나(218) 및 안테나(222)를 통하여 송신하는 것이다. 이는 일부 레이크 결합 알고리즘이 수신된 파일럿 신호 레벨의 양에 따라서 엄격히 그 결합에 가중치를 부여하는 사실에 기인한다. 그러므로, 만일 파일럿 신호를 갖는 다수의 안테나가 이용되지만 적당한 트래픽 채널이 존재하지 않는다면, 바람직하지 않은 잡음이 결합되어 시스템 열화를 초래한다. 그러나, 안테나(218 및 222)를 통한 원 신호와 그 지연 신호 양쪽 모두의 송신이 유익하지 않은 곳에서 통신 중에 발생하는 어떤 모드 및/또는 어떤 특성이 있다. 예를 들면, 이동국(106)이 소프트 핸드오프 상태, 및 특히 3방향 소프트 핸드 오프에 진입할 때, 안테나(222)를 통한 신호의 지연 신호가 존재한다는 것은 이동국(106)이 신호를 더 잘 복호하는 데 도움이 되지 않는다(이동국(106)은 단지 총 3개의 파만을 분해할 수 있다는 것을 상기하자). 또한, 단 하나의 이동국(106)으로 3개 이상의 어떤 파가 송신된다는 것은 기지국(103)에 의해 과잉(비사용) 전력이 송신되고 있고, 따라서 시스템 성능이 열화됨을 의미한다. 그러나, 도 6의 월시 코드 할당이 구현되는 경우, 이동국(106)은 서로 다른 월시 코드 할당을 통하여 어느 파일럿 채널 PILOTA를 청취할 것인지에 대하여 적절한 통신을 통하여 지시를 받을 수 있기 때문에 순방향 링크 송신 다이버시티의 이용이 제어될 수 있다. 그러므로, 상술한 3방향 핸드오프 예에서는, 순방향 링크 송신 다이버시티를 통하여 송신되는 신호 중 하나가 제거되는데, 그 이유는 그것이 이동국(106)이 신호를 더 잘 복호하는 데 도움이 되지 않기 때문이다.
기지국(103)에서의 순방향 링크 송신 다이버시티의 이용을 금하거나 제어하기 위한 메커니즘을 필요로 하는 통신 중에 다른 모드 및/또는 특성이 발생한다. 예를 들면, 무선 채널(즉, 무선 주파수 캐리어)이 과도한 지연 확산을 겪고 있다고 판정되는 경우 순방향 링크 송신 다이버시티를 금할 필요가 있을 것이다. (이동국에서 기지국으로의) 업링크 및 (기지국에서 이동국으로의) 다운링크 송신 경로들은 상호적(reciprocal)이기 쉽기 때문에, 이동국(106)에서 겪게되는 지연 확산의 양은 업링크 송신으로부터 추측될 수 있다. 만일 기지국에서의 다수의 파에 상당한 에너지가 수신된다면(예를 들면, 업링크 신호를 복호하기 위해 얼마나 많은 핑거들이 이용되는지를 아는 것으로 판정되겠지만), (안테나(218 또는 222)를 통한) 순방향 링크에서 또 하나의 파를 부가하는 것은 단지 전체 시스템 성능을 열화시키는 구실을 할 뿐일 것이다. 이 정보는 기지국(103)의 수신기(도시되지 않음)로부터 쉽게 입수될 수 있고 도 4의 월시 코드 할당 블록(403)에 의해 이용되도록 관련 기능 블록(407)에 입력될 수 있다.
순방향 링크 송신 다이버시티의 이용을 위한 제어 판정의 기초가 되는 데 도움이 되는 유용한 정보를 제공하는 데 이용될 수 있는 다수의 다른 모드 및/또는 특성이 발생한다. 이들 모드 및/또는 특성은 이동국(106) (또는 송신 경로가 상호적이라고 가정하는 상황에서 기지국(103))에 의해 판정되어지는 수신 신호 강도, 파일럿 강도 측정 메시지(PSMM)에서 얻어지는 파일럿 측정 정보, 및 이동국(10)에서 수신된 신호의 지연을 포함한다. 이 마지막 특성은 기지국(103)으로부터 이동국(106)까지의 거리에 대한 직접 표시가 되고, 이는 과도한 양의 지연 확산의 높은 개연성을 판정하는 데 이용될 수 있다.
순방향 링크 송신 다이버시티의 이용을 제어하기 위한 또 다른 모드 및/또는 특성은 이동국(106)의 위치일 것이다. 예를 들면, 순방향 링크 송신 다이버시티가 이동국에 대해 열화된 커버리지를 제공하는 것으로 알려져 있는 커버리지 구역 내의 위치들을 결정하기 위하여 섹터 A와 같은 커버리지 구역이 사전 테스트될 수 있다. 이들 위치를 나타내는 이 사전 테스트 정보는 기지국(103)에 또는 제어기(209)와 같은 중앙 설비에 국부적으로 저장될 수 있다. 기지국(103)이 이동국(106)의 위치를 판정할 때, 이동국(106)이 "이미 알려진 불량"(known-bad) 위치들 중 하나에 있는지를 판정하기 위해 저장된 정보에 대해 비교가 이루어질 수 있다. 만일 이동국(106)이 "이미 알려진 불량" 위치에 있다면, 순방향 링크 송신 다이버시티가 이동국(106)에 도움이 되지 않을 것이고 따라서 이동국(106)이 커버리지 구역 내의 보다 적합한 구역으로 이동할 때까지 순방향 링크 송신 다이버시티는 디스에이블될 것이다. 한편, 이동국이 "이미 알려진 불량" 위치에 있지 않다면, 순방향 다이버시티가 인에이블될 것이다.
다른 실시예에서, 이동국(106)은 그 자신의 위치를 판정하고 비교를 위해 이 정보를 기지국(103)에 제공하는 기능을 갖출 수 있다. 이동국(106)이 그 자신의 위치를 판정하기 위한 그러한 하나의 메커니즘은 글로벌 포지셔닝 시스템(GPS) 등의 이용을 통한 것이다. 만일 이동국(106)이 그 자신의 위치를 판정할 수 있다면, 사전 정보는 이동국(106)에도 다운로드되어 거기에 국부적으로 저장될 수 있다. 이러한 구성에서는, 이동국(106) 자신이 "이미 알려진 불량" 또는 "이미 알려진 양호" 위치에 있는지를 판정하고, 그에 따라 직교 확산 코드로 확산된 파일럿 채널들 중 하나의 수신을 디스에이블/인에이블할 수 있다.
상술한 바와 같이, 특정 안테나에 월시 코드들을 할당할 수 있는 능력은 셀룰러 통신 시스템 내의 다수의 유익한 특징들을 이끌어낸다. 도 8은 본 발명에 따른 직교 송신 다이버시티를 유익하게 구현하는 송신기를 개괄적으로 도시하고 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, 채널 정보(801)(즉, 부호기(304)로부터 출력된 부호화된 정보)를 적어도 제1 부분(802) 및 제2 부분(804)으로 세분하기 위한 데이터 분할기(803)가 포함된다. 바람직한 실시예에서, 채널 정보(801)는 적어도 채널 정보의 제1 부분(802) 및 채널 정보의 제2 부분(804)으로 세분된다.
채널 정보(801)의 세분된 부분들(802 및 804)은 각각 확산기들(806 및 808)에 의해 확산되는데, 이들 확산기의 동작은 도 4에 도시된 확산기들(312 및 413)과 대등하다. (제1 부분(802)과 관련된) I1/Q1및 (제2 부분(804)과 관련된) I2/Q2와 같이 도 8의 I/Q 형태로 표현된 확산 세분된 부분들은 각각 합산 노드들(314 및 415)에 제공된다. 합산 노드들(314 및 415)은 본 발명에 따른 확산기들(310 및 411)을 통하여 서로 다른 월시 코드로 확산된 파일럿 신호들을 입력으로서 갖는 도 4에 도시된 합산 노드들이다. 그러므로, 각각의 확산 세분된 부분 데이터 스트림 I1/Q1및 I2/Q2는 결국 서로 다른 안테나(218 및 222)를 통하여 그렇지만 본 발명에 따른 공통의 소정의 반송 주파수에 의하여 송신부들(316 및 417)을 통하여 이동국으로 송신된다. 도 8은 두 개의 안테나(218 및 222)를 통하여 송신하기 위하여 채널 데이터의 두 부분(802 및 804)으로 세분된 채널 정보(801)를 도시하고 있지만, 당업자라면 임의 개수의 안테나를 통하여 이동국으로 송신하기 위하여 채널 정보(801)는 임의 개수의 부분으로 세분될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
중요하게 주목할 것은 채널 정보(801)의 제1 및 제2 부분들(802 및 804) 내의 비트 수가 본 발명에 따라 변할 수 있다는 점이다. 예를 들면, 제1 구현 예에서, 데이터 분할기(803)는 제1 및 제2 부분들(802 및 804)이 송신을 위해 각각의 안테나(218 및 222)에 인도되는 채널 정보(801)의 하나의 비트를 포함하도록 채널 정보(801)를 한 비트씩 분할한다. 그러므로, 송신 기지국 및 수신 이동국에 관한 한, 제1 및 제2 부분들(802 및 804)의 송신은 거의 동시에 발생한다. 본 발명에 따른 이 구현 예에서는, 안테나마다 서로 다른 월시 코드를 이용함으로써 송신 데이터 스트림 I1/Q1및 I2/Q2사이에 직교성이 유지된다. 이것은 도 8에서 확산기들(806 및 808) 내의 서로 다른 월시 코드들 Wn및 Wm으로서 도시되어 있다.
이 구현 예를 이용하면, 다수의 안테나를 통한 직교 송신이 이용 가능한 월시 코드의 수를 쓸데없이 감소시키지 않는다. 일정한 출력 레이트를 유지하기 위하여, 직교 송신 없이 안테나마다 단 하나의 256비트 월시 코드가 구현될 것이다. 그러나, 본 발명에 따르면 안테나마다의 데이터 레이트가 1/2이기 때문에, 바람직한 실시예에서는 안테나마다 두 개의 512비트 월시 코드가 이용된다. 그러므로, 도 8의 구현 예는 본 발명에 따른 직교 송신을 유지하기 위하여 이용 가능한 월시 코드의 수를 쓸데없이 감소시키지 않는다. 다수의 안테나를 통한 직교 송신을 구현하기 위해 보여진 방법 및 장치는 채널 정보를 서로 다른 레이트로 출력하는 송신기 구성들에도 대등하게 적용된다. 예를 들면, 도 8은 초당 3.6864 메가칩(Mchip/s)으로 채널 정보를 출력하는 구성을 도시하고 있지만, 이 방법 및 장치는 1.2288 메가칩/초로 채널 정보를 출력하는 구성에도 대등하게 적용된다.
도 8의 구현 예의 또 다른 이점은, 트래픽 채널 정보(801)가 세분되어 다수의 다이버시티 채널로 송신되기 때문에, 다수의 안테나(218 및 222)로부터 수신된 비트 그룹을 처리함으로써 이동국 내의 복호기에서 다이버시티 이득이 얻어진다는 것이다. 또한, 각각의 세분된 부분은 서로 다른 안테나(218 및 222)를 통하여 송신되므로, 각 부분과 관련된 각각의 송신 데이터 스트림 I1/Q1및 I2/Q2는 서로 다른 페이딩 조건을 겪게될 것이다. 도 8의 구현 예는, 인터리버(308)에 의해 제공되는 인터리빙과 결합되면, 시공간 부호화의 형태를 제공하는데, 이 또한 이동국 내의 복호기의 성능을 향상시킨다. 이동국 내의 복호기 성능의 개선은 이동국에서의 호 품질(call quality)에 상당히 기여한다.
만일 채널 정보(801)의 제1 및 제2 부분들(802 및 804) 내의 비트 수가 증가되면, 제1 및 제2 부분들(802 및 804)의 송신은 더 이상 동시적이지 않고 사실상 시간상 양자 택일적으로 이동국에 송신된다. 이는 결과적으로 이 구현 예의 이동국에서 볼 때 제1 및 제2 부분들(802 및 804)의 시분할 다중화(TDM)와 같다. 본 발명에 따르면, 안테나(218 및 222)를 통하여 송신된 서로 다른 파일럿 채널들이 서로 다른 월시 코드들로 확산되기 때문에(도 4 참조), 기지국은 제1 및 제2 부분들(802 및 804) 각각을 TDM 방식으로 수신하도록 이동국을 제어할 수 있다.
어느 구현 예에서든, 월시 코드 할당/제어기 블록(809)은 본 발명에 따른 채널 정보(801)의 세분을 행하도록 데이터 분할기(803)를 제어한다. 도 4의 관련 기능 블록(407)으로부터의 입력을 이용하여, 제어기 블록(809)은 채널 조건, 송신 품질, 신호 대 잡음 비 등과 같은 특성에 기초하여 세분되고 안테나(218 및 222)로 송신되는 비트의 수를 제어한다. 바람직한 실시예에서, 이 특성들은 이동국에 의해 판정되어 기지국 수신기로 보고된다. 이동국에 의한 이 보고는 상호성(reciprocity)이 적용되지 않는 시나리오에서 구현된다. 상호성이 가정된다면, 기지국 수신기는 이 특성들을 판정하고 이 정보를 제어기(809)에 입력할 수 있다. 상술한 바와 같이, 이 정보는 본 발명에 따른 송신을 위하여 안테나(218 및 222)로 송신되는 비트의 수를 변화시키는 데 이용될 수 있다.
이동국에서 볼 때 송신 품질을 향상시키기 위한 다른 기술들이 본 발명에 따라 유익하게 구현될 수 있다. 예를 들면, 특정 사용자에 할당되는 총 전력은 안테나들(218 및 222) 사이에 분할될 수 있다. 가장 단순한 방식은 균등한 양의 전력(예를 들면, 두 개의 안테나에 있어서는 전력의 1/2)을 서로 다른 안테나(218 및 222)에 전달한다. 다른 실시예에서는, 전력이 안테나들(218 및 222) 사이에 불균등하게 분할되지만, 총 전력은 동일하다. 이 실시예에서는, 보다 많은 전력이 보다 높은 신호 대 잡음 비를 갖는 채널에 할당된다. 예를 들면, 특정 안테나(218 또는 222)를 통한 하나의 송신이 다른 하나로부터의 송신보다 나은 품질을 갖는 것을 이동국이 감지하는 경우, 이 특성은 기지국 수신기로 역으로 보고되어 본 발명에 따라서 적절히 전력이 조정된다. John G. Proakis가 저술한 "Digital Communication", 뉴저지주 뉴어크의 맥그로힐 출판사 1995년 제3판에 서술되어 있는 전통적인 정보 이론에 따르면 이 실시예에서 정보 처리량이 상당히 개선되는 것이 예견된다.
또 다른 하나의 실시예는 불균등 비트 레이트 분할을 제공한다. 예를 들면, (도 8에 도시된 바와 같이) 각각의 스트림 상에 균등한 비트 레이트를 송신하기보다는, 채널 정보(801)의 3/4가 제1 부분(802)으로 세분되는 반면, 나머지 부분(1/4)이 제2 부분(804)으로 세분된다. 이러한 세분에서는, 세분의 제어가 안테나(218)를 통한 송신이 안테나(222)를 통한 송신보다 나은 신호 대 잡음 비를 초래한다는 표시에 응답할 것이다. 만일 특정 안테나(218 또는 222)를 통한 하나의 송신이 다른 하나로부터의 송신보다 분명히 우수하다면, 이 특성이 기지국에 보고되고 채널 정보(801)의 전부가 우수한 송신 품질을 제공하는 안테나로 전달되는 반면에, 다른 하나의 안테나는 아무런 정보도 받지 않을 수 있다. 이러한 시나리오에서는, 우수한 안테나를 통한 송신이 열화하기 시작할 때까지 당분간 하나의 안테나가 디스에이블된다. 이 실시예는 또한 본 발명에 따른 정보 처리량을 상당히 향상시킨다. 안테나마다의 출력 레이트를 일정하게 유지하기 위하여, 제어기(809)는 필요에 따라 적절히 월시 코드를 변화시킨다. 당업자라면, 본 발명에 따른 전체 시스템 품질을 향상시키기 위하여 전력 할당 및 비트 레이트 분할(균등 또는 불균등)의 다양한 조합이 이용될 수 있음을 이해할 것이다.
이동국이 세분된 부분들(802 및 804)을 정확히 재결합시키고 결과적으로 채널 정보(801)를 적절히 복호하도록, 세분과 관련된 제어 정보(즉, 안테나(218 및 222)로 송신되는 비트의 수 및 비트의 비, 월시 코드 할당 등)가 본 발명에 따라 기지국으로부터 이동국으로 통신된다. 제어 정보를 이동국으로 송신하기 위한 하나의 기술은 당 기술분야에 공지되어 있는 "딤 앤드 버스트"(dim and burst) 기술이다. 이 기술에서는, 트래픽 채널 정보가 발생되는 레이트가 신호(320)를 통하여 프로세서(305) 내에서 감소되고("dimmed") 제어 정보는 프로세서(305)를 통하여 새로이 이용 가능한 열린 세그먼트("burst") 내로 배치된다. 제어 정보는 신호(320)를 통하여 프로세서(305)에 제공된다. 그러므로, 트래픽 채널 정보와 제어 정보 양쪽 모두는 부호기(304)에 입력되어 함께 채널 부호화되어 채널 정보(801)를 생성한다. 다르게는, 채널 정보는 통신 시스템의 슬로우 어소시에이티드 컨트롤 채널(SACCH)을 통하여 이동국으로 송신될 수 있는데, 그것도 또한 상술한 바와 같이 트래픽 채널 정보와 "다중화"된다. 이동국에 제어 정보를 전송하기 위하여 SACCH를 이용하는 것은 당 기술분야에 잘 알려져 있다.
이동국에서 볼 때 다이버시티의 효과를 적절히 제공하기 위하여 채널들(330 및 332) 상에서 적시에, 페이딩 처리들이 충분히 역상관되어야 한다는 것은 잘 알려진 사실이다. 그러나, 실제 통신 채널 상에서는, 이것을 달성하기가 어렵다. 이 문제를 완화시키기 위하여, 시간 다이버시티의 부가적인 이용이 채용될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 블록 인터리버(308)는 "한 로우씩"(row by row) 매트릭스(도 3을 참조하여 설명됨)가 비워지는 방식으로 어떤 시간 다이버시티를 제공한다. 도 8의 송신기는 적어도 두 개의 별개의 채널(330 및 332)을 제공하기 때문에, 두 개의 채널(330 및 332) 사이에 부가적인 시간 다이버시티가 얻어질 수 있다. 예를 들어, 만일 소정 순간에서의 다중 경로 페이딩 때문에 채널(330)이 감쇠되고 정확히 같은 순간에서의 페이딩 때문에 채널(332)이 또한 감쇠된 경우, 양 채널(330 및 332) 상의 정보는 양쪽 채널 모두에서 동시에 분실될 것이다. 이는 다이버시티 이점을 저감시킬 것이다.
이러한 문제점을 극복하기 위하여, 부호기(304)에 의해 출력되는 비트들의 시간 인접한 그룹들이 서로 다른 시간에서 직교 채널들(330 및 332)에 의하여 이동한다면 본 발명에 따른 도 8의 송신기에 시간 다이버시티가 또한 부가될 수 있다. 본 발명에 따른 이 시간 다이버시티를 구현하기 위하여, 인터리버(308)가 채널 정보(801)의 세분과 관련된 시간에서 매트릭스 내의 정보를 출력하도록 제어기(809)로부터 인터리버(308)로 신호(322)가 결합된다. 예를 들면, 상술한 바와 같이 매트릭스를 "한 로우씩" 비우기보다는, 본 발명에 따라 보다 많은 시간 간격이 시간상 채널 정보에 인접하여 발생하도록 매트릭스로부터의 채널 정보의 출력이 조정된다. 다르게 설명하자면, 블록 인터리버(308)는 요구되는 채널 정보의 세분에 기초하여 제어될 수 있다. 도 8에는 바람직한 실시예로서 단 하나의 블록 인터리버(308)가 도시되어 있지만, 본 발명의 의미 또는 범위를 벗어나지 않고서 본 발명에 따른 채널 정보 세분을 구현하기 위하여 데이터 분할기(803)가 모두 제어기(809)의 제어를 받는 두 개의 별개의 블록 인터리버(308)에 선행할 수 있다는 것을 당업자라면 이해할 것이다.
도 9는 본 발명에 따른 도 8의 송신기로부터의 송신 신호들을 수신하기 위한 수신기를 개괄적으로 도시하고 있다. 바람직한 실시예에서, 수신기(900)는 안테나(218 및 222)로부터 각각 송신된 신호들(330 및 332)의 복조 신호를 처리하기 위한 두 개의 레이크 수신기 핑거(906 및 908)를 도시하고 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 안테나(218 및 222)로부터 송신된 신호들은 복조기(354)로부터 출력되어 각각 두 개의 레이크 수신기 핑거(906 및 908)로 입력되어 처리된다. 두 개의 레이크 수신기 핑거(906 및 908)는 안테나(218 및 222)로부터 송신된 신호들(330 및 332)을 분리할 책임이 있으며, 분리된 신호들은 결과적으로 데이터 결합기(910)에 의해 결합된다. 안테나(218 및 222)로부터 송신된 신호들(330 및 332) 각각의 복조 신호는 안테나마다 서로 다른 월시 코드로 변조된 파일럿 채널을 포함하는데, 이것은 특정 안테나에서 송신되고 제1 부분(802) 및 제2 부분(804)과 관련된 대응하는 비트 스트림을 검출하는 데 이용된다.
제1 및 제2 부분들(802 및 804)이 한 번에 트랙 채널 정보(801)의 하나의 비트를 포함하는 상황에서, 레이크 수신기 핑거들(906 및 908)은 안테나들(218 및 222)로부터 본질적으로 병행하여 송신된 신호들을 처리한다. 이동국 수신기는 이 세분 정보를 포함하는 제어 정보를 수신하고, 제어기(912) 및 제어 신호들(920 및 922)을 통하여, 신호들을 재구성하여, 결과적으로 그에 따라 신호들이 복호되도록 한다. 예를 들면, 세분 정보를 포함하는 제어 정보는, 제1 부분(802)으로부터의 WALSHn으로 확산된 비트는가 제2 부분(804)으로부터의 WALSHm으로 확산된 비트보다 앞서서, 데이터 결합기(910)를 통하여 결합될 필요가 있다는 것을 제어기(912)에 알려준다. 데이터 결합기(910)는 본질적으로 도 8의 데이터 분할기(803)에서 발생한 분할을 "원상태로 돌리고"(undo), 단일 신호를 합산기(875)에 출력한다. 만일 상술한 바와 같이 제어 정보 전송을 위하여 "딤 앤드 버스트" 또는 SACCH 기술이 구현된다면, 당 기술분야에 잘 알려진 바와 같이 (합산기(375)를 지나서의) 복호기(382)에서의 통상의 복호가 발생한다.
데이터 결합기(910)에서의 수신 및 데이터 결합 이후, 데이터 결합기(910)로부터 출력된 신호는 채널 정보(801)의 정확한 복제 신호가 아니라, 안테나(218 및 222)에 의해 각각 송신된 신호들(330 및 332)의 복조 신호를 검출할 수 있는 수신기의 능력에 기초한 근사 신호이다. 도 4를 참조하여 설명한 것과 같은 디인터리빙을 위하여, 다른 레이크 수신기 핑거들(도시되지 않음)로부터의 입력들 또한, 데이터 결합기(910)로부터의 출력과 마찬가지로, 합산기(375)로 입력된다.
도 9의 수신기(900) 구조로부터 분명히 알 수 있듯이, 수신기(900)로 전송된 제어 정보는 본 발명에 따른 트래픽 채널 정보의 적절한 재결합 및 결과적인 복호를 위하여 필요하다. 제1 및 제2 부분들(802 및 804) 각각이 다수 비트의 채널 정보(801)를 포함하는 경우, 데이터 결합기(910)는 다시, 제어 신호들(920 및 222) 및 제어기(912)를 통하여, (WALSHn으로 확산된) 제1 부분(802)으로부터의 다수의 비트 및 (WALSHm으로 확산된) 제2 부분(804)으로부터의 다수의 비트를 적절히 결합하여 합산기(375)로 출력하기 위한 트래픽 채널 정보(801)의 근사 복제 신호를 본질적으로 재구성하도록 지시를 받는다. 만일 불균일 비트 분할이 수행되는 경우, 월시 코드 길이는, 다시 제어 신호들(920 및 222) 및 제어기(912)로부터의 입력에 기초하여, 신호들(924)을 통하여 적절히 조정되어 데이터 결합기(910)의 출력에서의 일정한 레이트를 유지하게 된다.
이상, 특정 실시예를 참조하여 본 발명을 특정하게 도시하고 설명하였지만, 당업자라면 본 발명의 의미 및 범위를 벗어나지 않고서 형식 및 세부적으로 다양한 변형이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 하기 청구범위 내의 모든 수단 또는 단계 및 기능 구성요소들의 대응하는 구조, 재료, 작용 및 균등물들은 특정하게 청구된 다른 구성요소들과 결합하여 기능을 수행하기 위한 어떠한 구조, 재료 또는 작용도 포함하는 것이 의도된다.

Claims (10)

  1. 통신 시스템 내의 기지국에 있어서,
    채널 정보를 포함하는 신호를 송신하기 위한 다수의 안테나;
    상기 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단; 및
    상기 채널 정보의 제1 부분을 상기 다수의 안테나 중 제1 안테나를 통하여 이동국에 송신하고 상기 채널 정보의 제2 부분을 상기 다수의 안테나 중 제2 안테나를 통하여 상기 이동국에 송신하고 상기 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 송신하기 위한 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  2. 제1항에 있어서, 상기 채널 정보를 적어도 제1 부분 및 제2 부분으로 세분하기 위한 수단은 상기 채널 정보를 적어도 하나의 비트를 갖는 제1 부분 및 적어도 하나의 비트를 갖는 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2 부분은 시간상 택일적으로(alternatively in time) 또는 실질적으로 동시에 이동국에 송신되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  4. 제2항에 있어서, 상기 채널 정보를 세분하기 위한 수단은 상기 채널 정보를 균등하거나 또는 불균등한 제1 및 제2 부분으로 세분하거나 또는 상기 채널 정보를 상기 채널 정보 전부를 갖는 제1 부분 및 아무런 채널 정보도 갖지 않는 제2 부분으로 세분하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  5. 제4항에 있어서, 월시 코드 할당dl 상기 채널 정보의 세분에 따라서 달라지는 것을 특징으로 하는 기지국.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나로부터의 송신 전력 레벨은 시스템 특성에 기초하여 균등하거나 또는 불균등한 전력을 갖도록 가변적인 것을 특징으로 하는 기지국.
  7. 제1항에 있어서, 상기 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보는 딤 앤드 버스트 기술(dim and burst technique) 또는 제어 채널에 의해 상기 이동국으로 송신되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제어 정보는 상기 제1 및 제2 안테나로 송신되는 상기 제1 및 제2 부분 내의 비트들의 수 또는 비트들의 비율 또는 각 안테나마다의 월시 코드 할당을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  9. 이동국 내의 수신기에 있어서,
    송신기에 의해 대응하는 제1 및 제2 안테나로부터 송신된 제1 및 제2 신호 및 상기 송신기에서의 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보를 수신하기 위한 수단 -상기 제1 신호는 상기 채널 정보의 제1 부분을 포함하고 상기 제2 신호는 상기 채널 정보의 제2 부분을 포함함-; 및
    상기 채널 정보의 세분과 관련된 제어 정보에 기초하여 상기 채널 정보의 제1 부분 및 상기 채널 정보의 제2 부분을 재결합하기 위한 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제어 정보는 상기 제1 및 제2 안테나로 송신되는 상기 제1 및 제2 부분 내의 비트들의 수 또는 비트들의 비율 또는 각 안테나마다의 월시 코드 할당을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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