KR20010023157A - 포인트 투 멀티포인트 동기 씨디엠에이 시스템의다중사용자 포착방법 - Google Patents

포인트 투 멀티포인트 동기 씨디엠에이 시스템의다중사용자 포착방법 Download PDF

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엘링 블로메
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Abstract

본 발명은 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하기 위한 방법에 관한 것이다. 그 중에서 한 가지 방법은 (a) 수신 CDMA 신호에 존재하는 것으로 인지된 제 1 pn 코드로 수신 CDMA 신호를 역확산하여 제 1 수신 신호 세기를 얻는 단계; (b) 수신 CDMA 신호에 존재하지 않는 것으로 인지된 제 2 pn 코드로 수신 CDMA 신호를 역확산하여 제 2 수신 신호 세기를 얻는 단계; 및 (c) 제 1 수신 신호 세기와 제 2 수신 신호 세기의 차를 이용하여 목적 채널에 동기화하는 단계를 포함한다. 이 방법에 있어서, 일차 역확산 단계에서는 연속으로 전송되는 측채널을 역확산하고 동기화 단계에서는 측채널에 동기화한다. 또한, 제 1 수신 신호 세기를 결정하는 단계는 상관 피크를 얻고, 제 2 수신 신호 세기를 결정하는 단계는 상관 널을 얻는다. 상기에서, 역확산하여 수신 신호 세기를 측정하는 단계는 제 1 pn 코드 위상 상태의 범위와 제 2 pn 코드 위상 상태의 범위에 거쳐 반복적으로 수행하는 것이 바람직하다.

Description

포인트 투 멀티포인트 동기 씨디엠에이 시스템의 다중사용자 포착 방법{Downlink Channel Handling Within a Spread Spectrum Communications System}
CDMA 통신 시스템에서는 다수의 사용자가 주파수 스펙트럼의 동일한 부분을 공유하여 통신 신호를 전송할 수 있다. 이는 반송파를 변조하는 복수개의 서로 다른 의사잡음(pseudonoise:pn) 이진 코드 시퀀스(예: 사용자마다 한 개씩)를 제공하여서 얻은 파형의 스펙트럼을 "확산(spreading)"하는 것이다. 수신장치는 모든 사용자 신호를 수신하고, 할당된 하나의 pn 이진 코드를 상관기에 인가하여 수신장치에 대한 신호 에너지만을 추출함으로써 수신된 CDMA 전송 신호를 "역확산(despreading)"하여 사용자 신호 중의 하나를 선택한다. 나머지 (상관되지 않은) 사용자 전송 신호는 잡음으로 나타난다.
어떤 종류의 CDMA 통신 시스템은 EIA/TIA/IS-95라고 하는 기록에 기술되어 있다. 이 시스템은 다수의 이동국과 쌍방향 직접 시퀀스(DS) CDMA 링크를 연결하고 유지하는 다수의 기지국을 이용한다. IS-95 시스템의 특성 중의 하나는 각 기지국이 전송하는 파일롯 채널이 존재하는 것이다.
파일롯 채널은 각 CDMA 기지국이 연속으로 전송하는 변조되지 않은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호이다. 파일롯 채널은 이동국이 순방향(즉, 기지국에서 이동국으로 전송되는) CDMA 채널의 타이밍을 포착할 수 있도록 하고, 간섭성 복조를 위한 위상 기준을 제공하며, 기지국간의 신호세기를 비교하여 핸드오프 시점을 결정할 수 있도록 하는 기준을 제공한다. 파일롯 pn 시퀀스는 순방향 CDMA 채널과 역방향 CDMA 채널을 확산하기 위한 주기 215를 갖는 한 쌍의 변형된 최장의 pn 시퀀스로 정의된다. 서로 다른 파이롯 pn 시퀀스 오프셋에 의해 서로 다른 기지국이 구별된다. 제로 오프셋 파일롯 pn 시퀀스와 비교하여, 파일롯 pn 시퀀스 오프셋 지수는 64 개의 pn 칩을 단위로 정의된다. pn 칩은 pn 시퀀스 내의 한 개 비트로 정의된다. 파일롯 세기는 전체 수신 에너지에 대한 수신 파일롯 에너지의 비율이다.
월시 함수(Walsh function)는 파일롯 채널과 사용자 채널이 이용하는 서로 다른 pn 이진코드 시퀀스간에 직교성을 이루기 위한 2N개의 시간 직교성 이진 함수이다.
파일롯 채널을 이용하면 이동국과 사용하기 위한 CDMA 시스템에서 유리하기는 하지만, 이동과는 반대로 사용자 송수신기가 고정되어 있는 시스템에서는 특히 불리하다. 예를 들면, 파일롯 채널은 시스템의 사용자에게 할당될 가용 pn 코드 시퀀스와 신호 에너지의 일부를 소모한다.
또한, 여러 가지 검출 방법에서 반송파 위상로크가 발생하기 전에 pn 코드 타이밍과 동기화되어야 한다. 이 경우, 비간섭성 검출 알고리즘을 이용해야 한다. 보통, 코드 타이밍 셀의 영역이 탐색되므로 비간섭성 검출기는 일정한 대역 안에서 에너지 검출에 의존한다. 정확한 코드 타이밍을 포착하면, 검출기 에너지 수준이 소정의 한계수준을 초과한다. 그런 다음, 비트 동기 루프가 발생하여 분해도가 더 높은 비트 타이밍을 얻을 수 있다.
그러나, 사용자 수가 많아지면 표준 포착 방법이 실패하는 것으로 알려져 있다. 이는, 동기성 CDMA 시스템의 사용자가 동기화되지 않았을 때 잡음 세기가 신호 세기만큼 커지기 때문이다. 그 결과, 사용자의 수신장치는 정확한 pn 타이밍 위상을 잡음 증가로 인한 부정확한 위상과 구별하기 힘들게 된다.
공지한 바와 같이, 포착 기술은 수신장치의 동작이 순방향 링크와의 동기화가 이루어지는 전반적인 속도에 영향을 준다는 점에서 수신장치의 중요한 측면이다. 사용자의 수신장치를 동기화하는 데 소요되는 시간이 너무 길어지면, 지연으로 인하여 사용자로 하여금 불편을 느끼게 할 수 있다.
본 특허 출원은 1996년 2월 23일자로 S. 킹스톤 등(변리사 Docket No. DUT 513)이 "멀티포인트 투 포인트 동기 CDMA 시스템의 다중사용자 포착 방법"이라는 명칭 하에 출원한 미국 특허 출원 제 08/606,285 호와 관련된 것이다.
본 발명은 코드분할 다중접속(CDMA) 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 직접 시퀀스(DS) 포인트 투 멀티포인트(point-to-multipoint) 동기 CDMA 통신 시스템에 관한 것이다.
본 발명의 상기 및 그 밖의 특성은 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 상세한 설명을 통하여 보다 분명히 이해될 것이다.
도 1은 본 발명에 따라 구성되고 동작하는 동기적 DS-CDMA 통신 시스템의 간략한 블록도로서, 시스템은 무선 기지 장치(RBU)와 복수개의 가입자 장치(SU)들을 구비한다.
도 2는 도 1의 SU 수신장치 검출기, 특히 비간섭성 제곱검파기의 제 1 실시예를 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 1의 SU 수신장치 검출기, 특히 비간섭성 제곱검파기의 제 2 실시예를 보여주는 블록도이다.
도 4는 Es/NO= 6 dB, Pd= 0.995, α- .01인 경우, 활성사용자 수의 범위에 대한 단일 사용자, 다중 사용자 및 본 발명의 여러 테스트의 상대적 평균 포착 시간 성능을 나타낸 그래프이다.
도 5는 3극 버터워스(Butterworth) 송신장치 필터와 수신장치 필터를 이용하고 30 명의 사용자가 접속하는 경우, 코드 타이밍 오프셋에 대한 평균 다중사용자 간섭 세기와 평균 측채널 상관 세기를 나타낸 그래프이다.
도 6은 소정의 가입자 장치와 다중사용자 간섭과 암소음의 오프셋에 대한 에너지를 나타낸 그래프이다.
도 7A-7D는 SNR가 높고 낮을 때와 부하가 많이 걸리고 적게 걸렸을 때, 측채널 pn 코드(점선)와 널 코드(실선)에 정합된 정합 필터의 출력의 오프셋에 대한 에너지 곡선을 설명하는 그래프이다. 이 도면에서, 부호 X는 측채널 코드의 정합 필터 출력이고 부호 □는 널 코드의 정합 필터 출력이다.
도 8은 본 발명에 따른 채널 포착 방법의 논리 흐름도이다.
본 발명의 첫 번째 목적은 수신장치를 동기 CDMA 통신 시스템에 동기화시키는 방법과 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 동기 CDMA 통신 시스템을 구현하는 방법과 장치를 제공하는 것으로, 제 1 순방향 채널이 모든 활성 코드에 대하여 직교인 널(null)(비활성) pn 코드 시퀀스를 전송하고, 제 2 순방향 채널이 항상 활성인 pn 코드 시퀀스를 전송하고, 수신장치가 제 1 순방향 채널이나 제 2 순방향 채널, 또는 두 가지 순방향 채널 모두를 이용하여 순방향 CDMA 링크와 동기화되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 방법과 장치는 종래 기술이 갖는 상기 및 그 밖의 문제를 해결하고 본 발명의 목적을 만족시키는 것으로서, 복수개의 동기적 간섭 채널의 존재하에 소정의 CDMA 채널을 포착할 수 있는 회로와 방법을 제공한다.
본 발명의 일 측면에 의하면, CDMA 시스템에서 순방향 채널에 동기화하는 방법은 (a) 수신 CDMA 신호에 존재하는 것으로 인지된 제 1 pn 코드로 수신 CDMA 신호를 역확산하는 단계; (b) 수신 CDMA 신호의 세기를 측정하는 단계; 및 (c) 측정된 수신 신호의 세기를 이용하여 수신될 소정의 순방향 채널에 해당하는 제 2 pn 코드의 위상을 설정하는 단계를 포함한다. 이 방법에 있어서, 역확산 단계에서는 널채널을 역확산하고 상기 소정의 순방향 채널은 모든 가입자 장치 또는 단말기에 시스템 레벨 정보를 제공하는 연속으로 전송된 측채널이다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하기 위한 방법은 (a) 수신 CDMA 신호에 존재하는 것으로 인지된 제 1 pn 코드로 수신 CDMA 신호를 역확산하여 제 1 수신 신호 세기를 얻는 단계; (b) 수신 CDMA 신호에 존재하지 않는 것으로 인지된 제 2 pn 코드로 수신 CDMA 신호를 역확산하여 제 2 수신 신호 세기를 얻는 단계; 및 (c) 제 1 수신 신호 세기와 제 2 수신 신호 세기의 차를 이용하여 목적 채널에 동기화하는 단계를 포함한다.
이 방법에 있어서, 일차 역확산 단계에서는 연속으로 전송되는 측채널을 역확산하고 동기화 단계에서는 측채널(side-channel)에 동기화한다. 또한, 제 1 수신 신호 세기를 결정하는 단계는 상관 피크를 얻고, 제 2 수신 신호 세기를 결정하는 단계는 상관 널을 얻는다.
바람직하게는, 역확산하여 수신 신호 세기를 측정하는 단계를 제 1 pn 코드 위상 상태의 범위와 제 2 pn 코드 위상 상태의 범위에 거쳐 반복적으로 수행한다. n 개의 제 1 및 제 2 pn 코드 상태 중에서 pn 코드 위상 상태 i에 대하여, 본 발명에 따른 방법에서는 제 1 수신 신호 세기와 제 2 수신 신호 세기의 차를 결정하고; 차값를 한계치와 비교하여; 차값이 한계치보다 크면, 목적 채널에 해당하는 pn 코드를 출력하도록 pn 코드 발생기를 설정한다. 이 때, 출력되는 pn 코드는 pn 위상 상태 i로 설정된다. 또한, 차값(difference value)이 한계치보다 크지 않으면, pn 위상 상태 i를 증가시키고 상기 역확산 및 수신 신호 세기 결정 단계를 다시 실행한다.
이 방법에서, 차값을 구하는 단계는 결정된 차값을 저장하는 단계를 포함한다. n개의 차값이 모두 한계치보다 크지 않으면, 저장된 차값을 검사하여 가장 큰 값을 갖는 차값을 선택하고, 목적 채널에 해당하는 pn 코드를 출력하도록 pn 코드 발생기를 설정한다. 여기서, 출력된 pn 코드는 선택된 차값에 해당하는 pn 위상 상태로 설정된다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에서 고정 무선 시스템(FWL)으로 구현되고 있는 동기 CDMA 통신 시스템(10)은 다수의 사용자나 가입자 장치(SU)가 무선 기지 장치(RBU)로부터 순방향 링크(FL)로 시간적으로 정렬된 비트와 칩을 전송하고, SU(14)가 본 발명의 내용에 따라 동작하는 CDMA 시스템이다. FWL은 RBU(12)와 SU(14) 사이에 음성 및/또는 데이터를 전송하는 원격통신 시스템을 구현하는 데에 적합하다.
RBU(1)는 다수의 사용자 신호(USER_1 내지 USER_n)와, 연속으로 전송되는 측채널(SIDE_CHAN) 신호와, 널신호를 발생하기 위한 회로를 포함한다. 이들 신호 각각은 pn 확산 코드에 부여되고, 안테나(12b)를 구비한 송신장치(12a)로 인가되기 전에 변조된다. FL로 전송될 때, 전송은 직각 위상 변조되고 SU(14)는 동위상(I) 성분과 직각(Q) 성분을 추출하기 위한 적당한 위상 복조기를 포함하는 것으로 간주된다. 도시되어 있는 장치는 한 개 주파수(반송파) 채널을 위한 것이지만, RBU(12)는 다수의 주파수 채널을 전송할 수 있는 것으로 구현된다. 예를 들면, 각 주파수 채널은 31 개까지의 코드 채널을 포함하고, 2 GHz 내지 3 GHz 범위의 중심 주파수를 갖는다.
각 SU(14)는 안테나(14a)와, 수신신호를 하향주파수변환하기 위한 혼합기(14b)와, 지역 pn 코드로 수신신호를 역확산하여 사용자 전송하는 상관기(14c)와, 그리고 검출 및 상관기(14d)를 포함한다. 검출기의 적당한 예로는 도 2에 도시한 비간섭성 제곱검파기와 도 3에 도시한 비간섭성 절대값 검파기이다. SU(14)는 SU(14)의 동작을 관리하는 데에 적당한 지역 처리기(14e)도 포함한다. 이와 같은 관리 기능은 전압제어발진기(VCO)(14f)에서 얻는 것과 같이 가변 지역 발진기(LO) 신호를 발생하고, 사용자 신호를 역확산하기 위하여 SU(14)에 할당된 pn 이진 코드 시퀀스를 인가하는 것을 포함한다. 처리기(14e)는 본 발명에 따른 한 가지 이상의 포착 방법을 실행하는 데에도 적합하다. SU(14)도 귀환 링크를 통하여 DS-CDMA 신호를 RBU(12)로 전송할 수 있지만, 이와 같은 기능은 본 발명의 내용과는 밀접하지 않으므로 설명하지 않기로 한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 안테나(12b)(14a)는 서로 라인 오브 사이트(line-of-sight)관계에 있고 SU(14)는 RBU(12)에 대하여 위치가 고정되어 있다. 안테나(12b)(14a)는 SU(14)를 설치하는 동안에 조준된다. 그러나, 하기에 논의된 바와 같이, 본 발명의 내용은 이에 실시예에 한정되지 않는다.
코드 심볼 기간 Ts를 갖는 DS 신호 a(t)를 확산 시퀀스 c(t)로 다중화하고, 칩 지속시간이 Tc이고 널투널(null-to null) 대역폭이 Wc= 2/Tc라고 가정하자. 각 SU(14)의 심볼 레이트를 1/Tc로 정하고, 치핑 레이트(chipping rate)는 1/Tc= P/Ts로 한다. 모든 pn 코드를 정렬시키면 서로 직교하고, 정상 동작시에 정확히 정렬된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, pn 코드는 무작위로 추출한 월시-하다마드(Walsh-Hadamard) 코드의 집합에서 선택한다. 그러나, 본 발명의 내용은 이와 같은 특성을 갖는 신호에만 한정되지 않는다. 예를 들면, pn 확산 코드는 제로 상대 시프트시에 상관관계가 적은 코드 집합에서 선택할 수 있다.
다중사용자 간섭이 없으면, 수신신호를 r(t) = a(t-r)c(t-r) + n(t)으로 나타낼 수 있다. 이 때, n(t)은 백색 가우스 채널 잡음이다. 타이밍 오프셋 r을 추정하기 위하여 r(t)을 확산 시퀀스 c(t - mδt)의 연속 시프트로 다중화한다. 도 2와 도 3의 검출기 필터(17)는 등가 잡음 대역폭이 Ws= 1/Ts인 유한(Ts) 적분기이다. 이 대역폭 안에서, 유효 잡음 세기 스펙트럼 밀도 ½N0은 적분기에 의해 변하지 않고 일정하다. c(t-mδt)가 r(t)과 동기적이면, pn 확산 코드는 약해지고, 적분기는 DS 신호의 평균값 a(t-r)를 계산한다. 비동기적 동작을 가정하면, 대부분의 신호 에너지가 검출기 필터(17)의 대역폭 범위에서 벗어나므로 좋은 결과를 위해서는 검출기 입력을 백색 가우스 잡음으로 한정해야 한다. 최악의 경우 비동기적 동작에서, 신호 에너지는 확산 대역폭 Wc에 반영된다.
제곱 가우스 과정의 n 개 샘플을 합하면 n 개의 자유도로 중심 분포된 X2이고, 대역폭(DC 근방의)이 검출기 필터(17)의 두 배이다. n 개의 자유도를 갖는 중심 X2분포는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
여기서, σ는 가우스 과정의 분산이다.
확산 코드 동기화(즉,)를 하면, 수신신호의 스펙트럼은 데이터 대역폭으로 약해져서 검출기 필터(17) 내의 총에너지가 증가한다. 수신신호의 위상이 기준 위상에 비하여 임의로 회전하므로, 일정한 에너지 신호의 경우에도 이 파형은 DC가 아니다. 따라서, 검출기의 출력을 평균값을 잡음보다 크게 하여 다시 중앙 X2분산시켜야 한다. 그러나, 위상 회전 속도는 신호 성분을 결정적인 것으로 처리할 만큼 충분히 느리므로 검출 필터 출력의 독자적인 샘플을 잡음 성분으로 결정한 평균 si와 분산 σ2로 정규 분포시켜야 한다. 이후, 적분기 출력은 n 개의 도를 갖는 비중심 X2분포와 비중심 모수로 특징 된다:
여기서, S는 평균 신호 세기를 나타낸다. n 개의 자유도를 갖는 비중심 X2분포를 다음과 같이 표현할 수 있다:
마지막으로, 블록(21)으로부터 n 개의 샘플을 합계를 블록(23)에서 기설정 한계값 th과 비교한다. 한계값과 샘플 수는 검출확률이 Pd이하이고 오경보 확률이 α이하가 되게 설정한다. th가 주어지면, 비중심 X2분산을 th에서 ∞까지 적분하여 Pd를 결정한다. 오경보(false alarm) 확률 α는 중심 X2분산을 th에서 ∞까지 적분하여 결정한다. 적분 시간 T가 커질수록 두 개의 분산간 확산도 커진다. 목표 오경보 확률에 얻음과 동시에 요구되는 검출확률도 얻을 수 있다. 목표 검출확률 및 오경보 확률 판단기준을 얻기 위해 필요한 샘플의 최소 개수는 검출기의 측정창 T=nTs를 결정한다.
그러나, 불확실성이 존재하는 것이 일반적이므로 시간 셀의 개수(Q)를 탐색해야 한다. 그러면, 평균 포착 시간은 다음과 같이 결정된다: H0경우(잡음인 경우), 단일 시간 셀을 탐색하는 데에 소요되는 시간은 다음과 같이 표현된다:
여기서, K는 오경보 비용이다. 한계치를 초과하면, 검증 과정이 시작되고, 이 검증 과정은 제 2 오경보 확률을 무시할 만큼 충분히 긴 즉, T0= (1 + αK)T인 길이 KT의 제 2 적분을 포함한다. 평균적으로, 정확한 셀에 이르기 전에 (½Q - 1) 개의 시간 셀을 탐색해야 한다. 그런 다음, H1경우로 주어진 시간 셀을 탐색하는 데에 소요되는 시간은 다음과 같이 표현된다:
.
첫 번째 항은 검출에 성공한 것에 해당하는 것으로, 검증 과정이 필요하다. 두 번째 항은 검출 실패에 해당하며, 처음부터 포착 과정을 개시해야하지만 (항상 셀을 탐색해야하기 때문에) ½QT0만큼 증가한다. 따라서, 포착 시간은 다음과 같이 주어진다.
치환하고 재배열하면 다음의 식이 된다.
그러므로, 신호대잡음비(SNR), 요구 검출확률 Pd, 오경보 확률 α, 그리고 비용 인자가 주어지면 필요한 적분 시간 T를 계산할 수 있다. 그리고 나서, T와 불확실성 Q 가 주어지면 평균 포착시간 Tacq를 결정할 수 있다.
입력 필터에서 특정값 Es/N0에 대하여, 입력 신호대잡음비는 다음과 같이 주어진다.
신호가 SU 수신장치 필터(15)의 출력에서 AGC 제어된다고 하면, S + Nc= 1이고, 이로부터 다음이 성립한다.
이고,
여기서, S는 신호 세기이고 Nc는 출력 Wc에서의 잡음 세기이다. 그리고, N0= 2Nc/Wc이다. 검출기 필터(17)의 출력이 Ws일 때의 잡음 세기는 Ns= N0Ws/2이고, 이로부터 에너지 검출기(19a 또는 19b)에서 신호대잡음비를 SNRs= S/Ns로 계산할 수 있다. 그리고, 각 경우의 확률분포는 파라메타들에 의해 다음과 같이 결정된다.
앞의 분석 방법을 본 발명의 다중사용자 채널에 일반화시킨다. CDMA 통신 시스템(10)에서 M≤30의 사용자(SU(14))를 예를 들면, 사용자 각각은 할당된 길이가 P = 32 코드인 부호화 정보심볼을 RBU(12)로부터 수신한다. 모든 pn 코드는 정렬시 서로 직교를 이루며 정상동작시 정확히 정렬하는 것으로 생각된다. 각 SU(14)의 심볼 레이트를 1/Tc로 정하고, 치핑 레이트는 1/Tc= P/Ts로 한다. RBU(12)는 모든 활성 채널들을 한꺼번에 동기적으로 일정하게 전송하므로, 한 개의 SU(14)에서 수신하는 채널 세기와 타이밍 오프셋이 같다.
사용자 채널과 함께, 모든 SU(14)를 이용하는 두 가지 다른 채널이 있다. 그 중 하나는 활성 채널이 아니며 전술한 널채널이라고 한다. 널채널에는 모든 활성 코드에 대하여 직교인 특유의 pn 코드(이후, 널 코드라고 함)가 할당되지만, 널 코드는 실제로 전송되지 않는다. 즉, 널 코드를 "분실" 코드라고 생각할 수 있다. 이는, 도 1에서 널신호 경로에 위치한 개방스위치(SW)로 나타내었다. 스위치(SW)는 널채널(pn_null)에 할당된 pn 코드가 해당 다중화기(확산기)(12c)에 도달하지 않도록 pn_null 경로에 위치할 수도 있다.
두 번째 채널은 측채널이라고 하는 것으로서, 항상 활동적이다. 측채널은 SU(14)에 사이드정보(예: 시스템 접속 정보 등)를 제공한다. 측채널은 아래에 설명하고 있는 바와 같이 코드 동기화에도 사용된다.
단일사용자 포착 기술 또는 시험(SUT)에서는 측채널 통계가 이용되는 반면, 다중사용자 포착 기술 또는 시험(MUT)에서는 널채널 통계가 이용된다. 그리고, 두 가지 서로 다른 통계인 널채널에 해당하는 통계와 측채널에 해당하는 통계를 이용하는 것은 본 발명의 범위 내에 속한다.
단일사용자 기술: 이 측정을 위하여, 도 2의 비간섭성 제곱검파기 블록와 도 3의 비간섭성 절대값검파기 블록도에 나타낸 바와 같이 측채널 pn 코드를 SU(14) 상관코드 c(t - mδt)로 이용한다. 단일사용자 기술은 이 통계만을 이용하여 SU(14)에 저장된 측채널 pn 코드의 사본과 활성 측채널 사이의 상관 피크를 찾아낸다. 이 피크의 최대점은 코드가 정렬되어 있을 때에 나타난다.
다중사용자 기술: 이 측정을 위하여, 널 코드를 상관코드로 이용한다. 다중사용자 시험은 이 통계만을 이용하여 SU(14)에 저장된 널 코드 사본과 활성 채널 사이의 상관 널(피크의 반대로)을 찾아낸다. 상관 널은 모든 활성코드가 널 코드와 상호 직교성을 갖기 때문에 발생하며, 코드 정렬과 일치한다.
M이 사용자의 최대 개수에 도달할 때 단일사용자 시험의 효과가 떨어지는 것으로 밝혀졌다. 이는, 측채널 상관 신호가 커짐에 따라 다중사용자 간섭이 거의 자기 말소적으로 감소하기 때문이다. 마찬가지로, M이 작으면 주변 잡음이 상관 널을 가로막으므로 다중사용자 시험에서는 효과가 저하된다.
이와 같은 현상을 해결하기 위하여, FL을 포착할 때에는 두 가지 통계의 차이를 이용하는 것이 바람직하다. 따라서, M이 큰 경우에는 단일사용자 통계가 지배적이고, M이 작은 경우에는 다중사용자 통계가 지배적이다. 그러나, 어느 경우에 있어서도 pn 코드 타이밍이 로크점에 가까워짐에 따라 두 가지 통계의 차이가 크게 변한다(즉, 커진다). 이와 같은 이점은 측정창 T = nTs를 두 배로 하면 완화된다. 그러나, 도 4를 참조하면, 차시험(different test)을 이용함으로써 사용자 수의 전범위에 거쳐 비교하였을 때 평균 포착 시험에 유리함을 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 검출은 전술한 두 가지 통계의 차이로 인한 두 가지 확률분포함수(pdf)에 대하여 수행하는 것이 바람직하다. 단일사용자 검출에서와 같이, 한가지 pdf는 H0경우나 코드가 오정렬된 경우에 해당하고, 나머지 pdf는 H1경우나 코드 정렬된 경우에 해당한다. 그 어느 경우에 있어서, 두 가지 통계가 계산되므로 잡음 성분은 상관되지 않는다. pn 코드는 길이가 P=32이고 SU(14)은 타이밍을 ½칩 상승분(δt = Tc/2)으로 탐색하므로 Q=64 가지의 가능한 위치를 찾을 수 있다. 최상의 신호세기를 발생하는 타임셀은 1/4Tc만큼 오프된다.
H0경우, 단일사용자 시험과 다중사용자 시험 모두 주변의 가우스 백색 잡음과 다중사용자 간섭을 일으킨다. 다중사용자 코드가 시험코드와 상관하지 않으므로, 두 가지 잡음 성분이 가우스적이므로 검출기 출력시에 중심 X2분포된다. 채널 잡음 분산은 Ns= ½N0Ws이고, 여기서 ½N0= Nc/Wc는 양측 잡음 스펙트럼 밀도이다. 그러므로, Ns= NcTc/2Ts= ½Nc/P이다. 최악의 다중사용자 간섭 세기는 Is= ½I0Ws이고, 여기서 ½I0은 양측 간섭 스펙트럼 밀도이다.
간섭 밀도는 도 2와 도 3에 도시한 수신장치 필터(15)의 널투널(null-to null) 대역폭에 거쳐 변하지만 DC에 가까운 밀도이다. 이 전력 밀도에서 등가 간섭 대역폭은 ½Wc= 1/Tc이다. 그러므로, ½I0= IcTc이고 Is= IcTc/Ts= Ic/P이다. H0가정에서는이고, 여기서, S/P는 측채널의 기여도를 나타낸다.
H1의 경우, 단일사용자 시험은 주변 백색 가우스 잡음항과 결정적 신호 성분을 만들므로 검출기(12d)의 출력에서 비중심 X2분포된 확률 변수를 제공한다. 다중사용자 시험은 중심 X2분포된 확률 변수를 제공하는 주변 백색 가우스 잡음을 발생한다. 물론, 정렬된 pn 확산 코드들의 상호 직교성 때문에 다중사용자 간섭을 무시할 수 있다고 본다. 그러나, 필터링 때문에 pn 코드는 엄밀히 직교성을 갖지 않는다. 3극 버터워스 필터링을 하면 간섭 널 깊이가 pn 코드 정렬시 대략 25 dB이다. 그러므로, 최악의 페이드(Es/N0 3 dB)가 경우, 간섭 널이 주변 백색 가우스 잡음 수준 이하가 될 수 있다. 고려할 수 있는 다른 요인은 최악의 경우 정렬 오프셋 ½Tc이 간섭 널과 신호 상관 피크를 약화시키기 때문이라고 볼 수 있다. 도 5의 그래프를 보면, 다중사용자 상관 널이 14 dB만큼 줄어들고 단일사용자 상관 피크는 약 2 dB만큼 줄어든다. 그러므로, 이들 효과를 고려해야 한다. 그러나, 최악의 페이드 경우, 잡음 분산이 단일사용자 통계와 다중사용자 통계 양쪽에서 대략 이다.비중심 파라메터 λ는 nS와 같다.
두 가지 다른 독립적인 확률 변수간의 차이인 확률 변수의 확률분포함수 Z = X = Y는 다음 적분으로 얻을 수 있다:
이 적분은 컨벌루션 적분과 유사하다. 따라서, H0및 H1분포는 직접 적분하거나, 중심 및 비중심 X2분포에 대한 특성 함수의 변형 형식의 곱을 푸리에 역변환시켜 얻을 수 있다.
다중사용자 포착의 경우, SU(14) 자동 이득 제어(AGC) 함수는 S + Nc+ Ic= 1이 되도록 설정된다. 여기서, Ic= MS가 다중사용자 간섭 전력이다. 따라서, (M + 1)S + Nc= 1이다. 단일사용자 방법의 경우에서와 같이, SNR은 다음과 같이 정의된다:
그러므로, 다음이 성립된다:
λ= nS라고 하면, 확률분포를 자유도의 개수까지 완전히 결정할 수 있다:
여기서, 확률분포는 한계치 th에 대하여 검출 및 오경보 판단기준 확률을 만족시키도록 조절된다.
상기에 의해, 본 발명의 제 1 측면은 SU(14)가 다중사용자 간섭(MUI)이 존재할 때 동기적 CDMA 순방향 채널링크의 정확한 코드 타이밍을 포착하는 방법이 제공한다. 이 방법은 존재하지 않는 것으로 인지된 pn 코드(즉, 널 코드)를 의도적으로 역확산하여 적당한 코드 위상을 결정하기 위하여 사용되는 pn 코드의 직교성을 이용한 것이다. 이 방법은 다수의 사용자가 접속하고 있을 때 종래의 포착 방법을 이용하는 경우 커지는 문제를 해결하기 위한 것이다. 이 경우, 처리 이득이 P일 때 P-1의 사용자가 갖는 간섭 에너지를 소정의 사용자 신호의 에너지만큼 거의 크게 할 수 있다. 결과적으로, 정합 필터 출력(또는 슬라이딩 상관기 출력)의 에너지가 한계치보다 클 때 검출이 이루어지는 표준 포착 방법은 부하가 많이 걸린 시스템에서 더 이상 실행할 수 없다.
상기 방법을 간소화하기 위하여, 수신신호의 반송파와 수신장치의 지역 발진기 사이의 주파수 오프셋이 제로라고 가정한다.
도 6은 소정의 사용자 신호와 간섭 사용자와 정합 필터의 타이밍 오프셋 함수로서 암소음에 의한 정합 필터 출력의 에너지를 설명하고 있다. 순방향 채널에서, 사용자 신호는 모두 상호적으로 완전 동기화된 것으로 간주해야 한다. 도 1의 여러 곡선들은 수신신호의 각종 성분을 나타내고, 이들 성분의 합이 수신 세기를 이룬다. 단, 수신장치가 오프셋이 아닐 때, 수신장치 칩 타이밍 오프셋에 의한 MUI 에너지가 소정 사용자의 신호 에너지에 비교할만한 크기임을 알아야 한다. 이는, 표준 포착 알고리즘이 오프셋 위상과 동기화 위상 사이의 차이를 잘 구별하지 못하는 것을 의미한다. 사실, 부가적으로 평균하지 않으면 신호 에너지는 잡음 분산과 같은 것으로서, 검출신호대잡음비(SNR)가 대략 0 dB임을 의미한다.
또한, MUI에 의한 잡음과 암소음에 의한 잡음 모두가 제로 평균 잡음 처리된다는 것을 명심해야 한다. 종래의 검출 방법에서는 I 역확산 출력과 Q 역확산 출력 중에서 큰 것의 절대값을 선택하여 결과를 체재시간에 거쳐 평균한다. 잡음이 제로 평균이라는 사실은 검출 통계치를 평균함으로써 결정 SNR을 크게 할 수 있다는 것을 의미한다. 그러나, 부하가 많이 걸린 시스템의 경우, 수신장치가 신호에 맞게 동기화되었는지를 판단하려고 SNR을 크게 하려면 평균화 시간이 오래 걸린다.
표준 포착 방법과 대조적으로 본 발명의 일측면에 의하면, SU 수신장치가 전송되지 않은 pn 코드를 역확산하면 수신장치가 간섭 신호와 정렬될 때 잡음이 "소멸"된다. 이는, SU 수신장치가 제로 오프셋 위상에서 발생하는 "잡음의 구멍"을 찾을 수 있으므로 슬라이드 상관기 출력의 잡음 세기가 한계치 이하로 낮아지는 시간을 결정할 수 있음을 의미한다. 이 때, 포착 회로는 로크가 발생하였음을 나타낼 수 있다. 상기에서는 이 기술을 다중사용자 시험(MUT)이라고 하였다.
이와 같은 방법이 종래의 포착 기술에 비하여 큰 이점을 갖지만 MUT 기술을 이용하는 동안에는 문제가 발생할 수 있다.
그 첫 번째 문제는 간섭 사용자의 수가 일정하지 않아서 발생하는 것으로, MUT의 절대 수준이 일정하지 않게 된다. 이 문제는, 부하가 적은 시스템에서 암소음이 무시하지 못하게 크므로 코드 정렬이 완전해질수록 정합 필터의 출력시 잡음 세기가 감소하지 않는 것이다.
두 번째 문제는 로크가 걸리는 잡음 세기의 한계치가 현재 활동중인 사용자 수의 함수인 것으로, 이 한계치를 설정하기 위하여 소정의 보정 과정을 수행해야 한다. 이와 같은 보정 과정에서, 코드 위상들을 ½칩 단계로 스캐닝하여 평균 에너지 수준과 최저 에너지 수준을 결정한다. 최저 에너지 수준이 평균 에너지 수준보다 한계량 이상 낮을 때, 최저 에너지 위상을 로크 위상이라고 한다. 그러나, 이 방법은 보정 과정에 체재시간의 2P 배에 해당하는 시간이 소요되는 문제가 따른다. SU의 포착 시간이 오래 걸리는 것은 작업개시나 길고 깊은 페이드 이후에 발생하므로 심각한 문제가 아니지만, 가능하다면 평균 포착 시간이 상대적으로 길지 않도록 하는 것이 바람직하다.
도 7A-7D는 네 가지 가능한 로딩(활동중인 사용자 수(N))과 암소음 수준을 보여준다. 각각의 경우에서, 정합 필터 또는 슬라이딩 상관기 출력은 측채널 pn 코드와 널 pn 코드(즉, pn 코드가 전송되지 않았음)에 정합되어 있다. 널 pn 코드 슬라이딩 상관기와 측채널 pn 코드 슬라이딩 상관기의 동작은 채널 로딩과 암소음 수준에 따라 크게 변하는 것이 분명하다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 단일사용자 시험(SUT)과 다중사용자 시험(MUT)이 모두 수행되고, 그 결과는 각 위상 상태에서 얻을 수 있다. 이 기술 방법은 도 8의 논리 흐름도에 나와 있다.
이 방법에 있어서, 2P 가지의 위상 상태(예: 64 가지 위상 상태)와 위상 x 시작 단계(블록 A)에서, SU 수신장치는 I 역확산 출력과 Q 역확산 출력 중에서 큰 값의 절대값을 평균하여 단일사용자 시험(SUT)을 수행한다(블록 B). 그런 다음, SU 수신장치는 블록 C에서 널 pn 코드를 이용한 역확산기를 가지고 상기와 같이 평균화하여 다중사용자 시험(MUT)을 수행한다. 그리고, 이들 두 가지 시험 통계치의 차이를 계산하고(블록 D), 그 차이 Z(x)가 한계치보다 크면 검출된 것으로 한다(블록 E). 차이값이 한계치보다 크지 않으면, SU 처리기(12e)는 해당 메모리(MEM)에 Z(x)를 저장한다. 블록 F에서, 처리기(12e)는 위상 x의 64 가지 가능한 모든 위상 상태를 점검하였는지를 결정한다. 모두 점검하지 않았으면, 블록 G로 가서 처리기(12e)가 수신장치의 칩 클럭을 다음 위상 상태로 진행하고, 블록 B에서 루프에 재진입한다.
64 가지의 가능한 위상 상태를 모두 점검하여 블록 F에서 검출되지 않은 것으로 결정되면, 적어도 두 가지 선택에 놓이게 된다. 그 첫 번째는, SU 처리기(12e)가 저장된 Z(x) 값을 분류하고 Z(x) 값이 가장 큰 위상 상태 x를 골라내는 것이다(블록 H). 나머지 두 번째는, 순간 페이드가 첫 번째 시도에서 실패한 검출의 원인인 경우, 수신장치가 x값을 64 가지 가능한 위상 상태 전부에 걸쳐 다시 계속 검사하는 것이다.
한 가지 시험 결과보다는 두 가지 시험(SUT와 MUT)의 상대적인 차이를 이용하는 이 방법은 평균 포착 시간이 덜 소요되고 믿을만 하다.
상기 방법의 전반적인 목적은 SU(14)가 다수의 순방향 채널 신호가 존재하는 중에 순방향 측채널을 포착할 수 있는 다중사용자 포착 방법을 제공하는 것이다. 이 방법의 중요한 측면은, 단일사용자 시험(SUT) 결과를 다중사용자 시험(MUT) 결과와 비교함으로써 각각의 가능한 위상 상태에 대하여 두 가지 시험간의 상대적인 차이를 이용하여 잘못된 위상 상태 중에서 바른 위상 상태를 더 정확히 구별할 수 있다는 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서는, 타이밍(기준) 정보가 주어지지 않고 10까지의 주파수 불확실성의 심볼 레이트가 존재한다. 또한, 모든 간섭 채널이 불규칙 데이터와는 무관하게 전송된다.
본 발명의 일 측면에 따르면, "탐색(look)"이라고도 하는 신호 포착 과정은 특정한 칩 코드 위상 및 반송파 주파수를 설정한 후, 64 개 심볼의 검출값(즉, 동위상(I) 성분의 세기에 직교(Q) 성분의 세기를 더한 값)을 축적하는 것을 포함한다. 이 동작은 검출기 회로(12d)가 수행하며, 결과값은 전반적인 포착 과정을 제어하는 처리기(12e)로 보내진다. 예를 들면, 17K 바우드에서 이 동작은 3.8 밀리초마다 발생한다.
본 발명의 실시예에 따른 포착 기술은 수치 계산, 코드 위상 탐색, 반송주파수 풀인 및 반송파 로크의 네 가지 부분으로 구성된다.
채널 수치계산은 사용량이 많을 때(통신 폭주시) 직교 영역을 탐색하기 위한 것이다. 사용하지 않은 채널(널채널)의 pn 확산 코드를 공급하고 명목 반송주파수에서 ½칩 단계로 타이밍 탐색을 수행한다. 검출된 신호 에너지 세기가 감소하면 직교성 영역 즉, 적당한 pn 타이밍과 대략 같은 pn 코드가 있는 것으로 간주한다. 탐색값이 평균 탐색값에 비례한 한계치보다 작으면, 타이밍 검출에 성공한 것으로 한다. 그리고, 로크점(lock point)을 보다 정확히 결정하기 위하여 ±½칩 단계에서 탐색과 심볼 레이트의 1/4의 주파수 단계를 수행한다. 목적 채널의(예: 측채널) pn 코드를 바꾸어 반송주파수 풀인(pull-in)을 실행한다.
pn 코드 위상의 결과로 한계치보다 낮은 신호가 검출되면, 반송주파수를 ½심볼 레이트 단계에서 높이고, 채널 수치계산을 반복한다. ½심볼 레이트 단계를 수행하는 것은 ¼심볼 레이트의 주파수 오프셋에 대하여 직교성을 크게 줄이는 것이다. 직교성 영역의 위치를 결정하지 않고도 주파수 불확실성이 해소되면, 그러한 영역을 만드는 간섭 자원 또는 간섭자가 충분하지 않다는 것으로 생각하고, 종래의 코드 위상 탐색을 수행한다.
상술한 채널 수치계산 탐색 과정은 256 가지의 pn 코드 위상들을 20 개의 주파수 증가분으로 이용하고 대략 20 초에 완료한다. 채널 수치계산 탐색 과정은 비어있는 채널(즉, 널채널)을 사용해야 한다.
채널 수치계산 탐색 과정으로 결과가 나오지 않으면 종래의 코드 위상 탐색을 수행한다. 종래의 코드 위상 탐색은 포착할 채널(예: 측채널)의 pn 코드를 이용한다. ½심볼 레이트 단계에서 각 탐색값에 대하여 ½칩 단계로 pn 코드 공간을 탐색하고 평균값에 비례하는 한계치보다 높은 탐색값을 구한다. 전체칩 탐색을 수행하고, 한계치보다 높은 최대 탐색값을 로크점으로 한다. 그 결과, 직접 신호보다 약한 다중경로 신호도 검출하게 된다. 종래의 코드 위상 탐색이 성공적이지 않으면, 채널 수치계산 탐색을 다시 시도한다.
상술한 두 가지 코드 위상 탐색법 중의 한 가지 방법으로 타이밍 위상을 ¼칩 이내로 설정하였으면, 반송주파수를 ¼심볼 레이트 이내로 동조시키고, 칩 타이밍 루프를 닫고 반송주파수 풀인을 수행한다. 주파수 풀인 과정은 LO 주파수(도 1 참조)를 심볼 레이트 저조파(subharmonics)로 잘못 로킹하지 않고 위상 로크를 신속하게 수행할 수 있는 지점으로 동조시키는 것이다.
심볼간 판별기도 사용할 수 있다. 심볼간 판별기는 나머지 절반을 반전시키지 않은 목적 pn 코드를 나타내는 pn 코드를 갖는 다른 pn 코드 채널을 이용한다. 이와 같은 특정 코드를 이용하는 채널은 판별 과정을 간섭하게 되지만, 간섭은 루프 필터로 쉽게 여과되는 제로 평균 간섭(랜덤 데이터로 가정))이다. SU(14)가 위상 로크로 전환되는 소정 시간이 지나면 주파수 풀인 과정이 끝나고, 포착 과정이 종료된다. 그런 다음, SU(14)는 계속 반송파 위상 에러 검출을 수행하여 로크 손실을 결정한다. 로크 손실이 검출되면, SU(14)는 채널 수치계산 탐색으로 되돌아간다.
본 발명은 상술한 여러 가지 실시예에 따라 설명되었으나, 본 발명의 범위와 정신에서 벗어나지 않는 한, 여러 가지 변형과 수정이 있을 수 있음을 인지해야 한다.
예를 들어, 본 발명은 상기한 주파수, pn 코드 길이, 사용자 수, 역확산기 및 검출기 실시예 등에만 한정되지 않는다. 또한, 도 8의 블록 D에서 한계치는 수행 과정이 이 블록을 통해 다시 초기로 복귀하는 회수의 함수로서 가변적이거나 적응적이어야 한다. 모든 위상 상태 전반에 거쳐 수행되는 보정 과정에 따라 한계치를 초기 설정할 수 있으며, 측정된 최고 보정치와 그 다음으로 큰 보정치 사이에 한계치를 설정한다.
또한, 본 발명은 도 1에 나타낸 RF 송신장치와 수신장치에만 한정되지 않는다. 즉, 본 발명의 다른 실시예에서는 공축 케이블이나 광섬유 케이블을 통하여 CDMA 순방향 및 역방향 링크 신호들을 전송할 수 있다. 또한, CDMA 신호를 적당한 응향 변환장치를 이용하여 물을 통해 전송할 수 있다.
그러므로, 상술한 실시예를 본 발명의 내용을 설명하고자 하기 위한 것일 뿐이며 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다.

Claims (15)

  1. 수신 CDMA 신호에 존재하지 않는 것으로 인지된 제 1 pn 코드를 가지고 수신 CDMA 신호를 역확산하고 수신신호 세기를 측정하는 단계; 및
    상기 수신신호 세기의 측정값을 이용하여, 수신하고자하는 목적 순방향 채널에 해당하는 제 2 pn 코드의 위상을 설정하는 단계를 포함하는 CDMA 시스템에서 순방향 채널에 동기화하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 역확산 단계에서 널채널을 역확산하고, 목적 순방향 채널이 연속으로 전송된 측채널인 것을 특징으로 하는 CDMA 시스템에서 순방향 채널에 동기화하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 수신신호 세기를 측정하는 단계에서 상관 널을 구하는 것을 특징으로 하는 CDMA 시스템에서 순방향 채널에 동기화하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 역확산 및 측정 단계가 제 1 pn 코드 위상 상태의 범위에 걸쳐 반복적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 CDMA 시스템에서 순방향 채널에 동기화하는 방법.
  5. 수신 CDMA 신호에 존재하지 않는 것으로 인지된 제 1 pn 코드를 가지고 수신 CDMA 신호를 역확산하고 수신신호 세기를 일차 측정하여 제 1 신호 세기를 얻는 단계;
    수신 CDMA 신호에 존재하지 않는 것으로 인지된 제 2 pn 코드를 가지고 수신 CDMA 신호를 역확산하고 수신신호 세기를 이차 측정하여 제 2 신호 세기를 얻는 단계; 및
    제 1 신호 세기와 제 2 신호 세기의 차이를 이용하여 목적 채널에 동기화시키는 단계를 포함하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 역확산 단계에서 연속으로 전송된 측채널을 역확산하고, 동기화 단계에서 측채널을 동기화시키는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  7. 제 5 항에 있어서, 제 1 신호 세기를 구하는 일차 측정 단계에서 상관 피크를 얻고, 제 2 신호 세기를 구하는 이차 측정 단계에서 상관 널을 얻는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  8. 제 5 항에 있어서, 상기 역확산 및 측정 단계가 제 1 pn 코드 위상 상태의 범위와 제 2 pn 코드 위상 상태의 범위에 걸쳐 반복적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  9. 제 5 항에 있어서, 역확산 및 측정 단계가 n 가지의 제 1 pn 코드 위상 상태와 n 가지의 제 2 pn 코드 위상 상태에 걸쳐 반복적으로 수행되고,
    상기 n 가지의 제 1 및 제 2 pn 코드 상태의 pn 위상 상태 i에 대하여,
    제 1 수신신호 세기와 제 2 수신신호 세기의 차이값을 결정하는 단계;
    상기 차이값을 한계치와 비교하는 단계; 및
    상기 차이값이 한계치보다 크면, 목적 채널에 해당하는 pn 코드를 출력하도록 pn 코드 발생기를 설정하고, 출력된 pn 코드가 pn 위상 상태 i로 설정되고;
    상기 차이값이 한계치보다 크지 않으면, pn 위상 상태 i를 증가시키고 상기 역확산 및 측정 단계를 재수행하는 단계를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, n 개의 차이값이 모두 한계치보다 크지 않으면, pn 위상 상태 i를 초기값으로 재설정하는 단계와 상기 역확산 및 측정 단계를 재수행하는 단계를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 역확산 및 측정 단계를 재수행하기 전에 한계치를 조정하는 단계를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 차이값을 결정하는 단계가 상기 결정된 차이값을 저장하는 단계를 포함하고,
    n 개의 차이값이 모두 한계치보다 크지 않으면,
    저장된 차이값들을 검사하여 가장 큰 차이값을 선택하는 단계; 및
    목적 채널에 해당하는 pn 코드를 출력하도록 pn 코드 발생기를 설정하고, 출력된 pn코드가 상기 선택된 차이값에 해당하는 pn 위상 상태로 설정되는 단계를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 포인트 투 멀티포인트 CDMA 시스템에서 순방향 채널을 포착하는 방법.
  13. 한 가입자에게 보내고자 하는 복수개의 제 1 순방향 채널을 전송하고 다수의 가입자에게 보내고자 하는 적어도 한 개의 제 2 순방향 채널을 전송기 위한 수단을 포함하고, 각각의 상기 순방향 채널들이 다른 순방향 채널의 관련 pn 코드와 직교 관계에 있는 관련 pn 코드에 의해 확산되는 적어도 한 개의 무선 기지국 장치(RBU); 및
    복수개의 제 1 순방향 채널과 적어도 한 개의 제 2 순방향 채널을 수신하는 수단을 각기 포함하는 복수개의 가입자 장치(SU)로 구성되고,
    각각의 상기 가입자 장치가 제 2 순방향 채널과 관련된 제 1 pn 코드를 이용하여 적어도 한 개의 제 2 순방향 채널을 역확산하고 제 1 수신 신호 세기를 얻기 위한 수단; 상기 전송된 pn 코드와 직교 관계에 있고 RBU에 의해 전송되지 않은 제 2 널 pn 코드를 이용하여 수신 순방향 채널을 역확산하고 제 2 수신 신호 세기를 얻기 위한 수단; 및 제 1 수신 신호 세기와 제 2 수신 신호 세기의 차를 이용하여 제 2 순방향 채널과 관련한 제 1 pn 코드의 위상을 설정하기 위한 수단을 부가적으로 포함하는 동기 CDMA 통신 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서, 제 1 수신 신호 세기를 결정하기 위한 수단이 상관 피크를 얻고, 제 2 수신 신호 세기를 결정하기 위한 수단이 상관 널을 얻는 동기 CDMA 통신 시스템.
  15. 제 13 항에 있어서, 역확산하여 수신 신호 세기를 얻기 위한 상기 수단들이 제 1 pn 코드 위상 상태 범위와 제 2 pn 코드 위상 상태 범위에 거쳐 반복적으로 동작하는 동기 CDMA 통신 시스템.
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