KR20000071516A

KR20000071516A - 전기 통신 수신기에서의 위상 및 주파수 오프셋 보상

Info

Publication number: KR20000071516A
Application number: KR1020000016460A
Authority: KR
Inventors: 우송; 가르시아도밍고지.; 폴레이마이클오.
Original assignee: 윌리엄 비. 켐플러; 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-30
Publication date: 2000-11-25
Also published as: JP2000341237A; DE60035310T2; EP1049301A2; DE60035310D1; EP1049301B1; TW484287B; US6370188B1; EP1049301A3

Abstract

디지털 신호 프로세서 (32, 32')를 통해 실시되는 수신 회로(30)를 포함하는 모뎀(55)이 설명된다. 수신 회로(30)는 자유 운행 발진기 (free run oscillator)(50)의 출력을 근거로 하는 수신 클럭 (CLK_r)에 따라 동작한다. 들어오는 주파수 다중화 신호 (f(t))는 아날로그-대-디지털 변환기(31)에 의해 샘플링되고, 고속 푸리에 변환 (Fast Fourier Transform) 기능부(36)를 통해 복조된다. 이러한 복조 이후에, 위상 회전 기능부(40)는 전송 모뎀에 의해 전송된 파일럿 (pilot) 신호 (P)와 수신 클럭 (CLK_r) 사이에서 평가된 위상 오프셋 (offset)(τ)에 대응하여 복조 신호에 위상 쉬프트 (phase shift)를 적용하고; 유한 임펄스 응답 (finite impulse response) 필터 기능부(42)는 평가된 주파수 오프셋 (Δ)을 근거로 위상 에러를 정정하도록 복조 신호에 디지털 필터를 적용한다. 설명된 또 다른 실시예에 따라, 평가된 위상 오프셋 (τ) 및 주파수 오프셋 (Δ)을 근거로, 업스트림 (upstream) 신호에는 프리엠퍼시스 (pre-emphasis) FIR 필터 기능부(52) 및 프리엠퍼시스 위상 회전 기능부(54)가 적용된다.

Description

전기 통신 수신기에서의 위상 및 주파수 오프셋 보상{PHASE AND FREQUENCY OFFSET COMPENSATION IN A TELECOMMUNICATIONS RECEIVER}

본 발명은 전기 통신 분야에 관한 것으로, 특별히 이러한 전기 통신에서 주파수 다중화 신호의 디지털 신호 처리에 관한 것이다.

최근에는 종래의 전화 네트워크 및 유선 (wiring)를 통해 통신이 운송될 수 있는 데이터 비율이 매우 증가되었다. 이러한 증가는 대부분 통신되는 메시지나 데이터를 나타내는 신호를 다중화하고 변조하도록 새롭게 채택된 기술에 인한 것으로, 통신 대역폭을 많이 개선시키게 된다. 부가하여, 이러한 통신이 운송되고 있는 캐리어 주파수도 또한 최근에 증가되어 비트 비율을 더 개선시킨다.

이미 공지된 다중화 등급에 따라, 디지털 데이터는 다수의 서브-캐리어 (sub-carrier) 주파수나 톤 (tone)으로 통신된다. 이러한 주파수 다중화 등급은 유선 통신에서 이산적 다중톤 (Disxrete MultiTone, DMT), 또는 다른 방법으로 무선 통신에서 직교 주파수 분할 다중화 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)라 칭하여진다. 이러한 종류의 다중화에서는 데이터 심볼의 스트림 (stream)이 N개의 평행한 서브-채널로 다중화되고, 각 서브-채널은 서브-캐리어 주파수와 연관된다. 변조 이후에, 서브-캐리어는 아날로그 신호로 함께 부가되어 전송된다; 수신 단말부에서는 서브-채널이 서로 필터 처리되어 원래의 비다중화 데이터 스트림이 회복된다.

이러한 종류의 다중화에서는 인접한 서브-캐리어 주파수가 서로 간섭되지 않는 것이 중요한다. 물론, 서브-캐리어 주파수의 넓은 분산은 이러한 채널간 간섭 (interchannel interference, ICI)을 제거하지만, 스펙트럼 밀도를 낮추게 된다. 서브-캐리어의 직교성 (orthogonality)을 보장하여 ICI를 방지하는 공지된 방법은 서브-캐리어 펄스로 직사각형 펄스형을 사용하는 것이다. 푸리에 변환 (Fourier Transform)의 이론에 따라, 시간-정의역에서의 직사각형 펄스는 sin(x)/x 주파수-정의역 스펙트럼으로 변환된다. 주파수 다중화의 경우에서, 이 스펙트럼은 대략 서브-캐리어 주파수 f₀에 중심을 두고, 변수 x = πNT(f-f₀)를 갖는다. 여기서, f는 실제 통신 주파수를 칭하고, N은 평행한 서브-채널의 수이고, 또한 T는 이산 정보의 통신 주기 (즉, 심볼 통신 비율의 역수)이다. 직교성을 보장하기 위한 서브-캐리어 주파수의 적절한 선택은 다음의 관계를 따른다:

f_k= k/NT

여기서, k는 서브-캐리어 인덱스 (즉, 다중톤 세트에서의 "톤 (tone)")이다. 서브-캐리어 주파수를 지정할 때 이 관계가 유지되면, 각 서브-캐리어는 서브-캐리어의 스펙트럼에서 0점 교차 위치에 놓이는 중심 주파수를 갖고, 각 서브-캐리어 주파수는 부호화된 다른 서브-캐리어에 직교하게 된다.

도 1은 OFDM 또는 DMT 전송에서 서브-채널의 주파수 스펙트럼을 설명한다. 도 1의 주파수 응답도에서, 주파수축은 중심 주파수의 인덱스에 대한 서브-캐리어 인덱스값으로 측정된다. 중심 주파수 (0의 상대적인 인덱스)는 도시된 바와 같이, 최대 주파수 응답을 제공한다. ±1의 상대적인 인덱스값에서, 이 서브-채널에 대한 주파수 응답은 0이다. 따라서, 도 1에서 설명되는 서브-채널은 인접한 서브-채널 (±1의 상대적인 인덱스)의 중심 주파수에서 아무런 영향을 갖지 않고; 반대로, 도 1에 도시된 바와 같이 인접한 서브-채널이 똑같은 정규화 주파수 응답을 가지므로, 도 1의 서브-채널에 아무런 영향을 주지 않는다 (0의 상대적인 인덱스). 더욱이, 도 1에 도시된 바와 같이, 주파수 응답은 각 정수값의 상대적인 인덱스에서 0이다. 이와 같이, 설명되는 서브-채널은 다른 서브-채널에 아무런 영향을 주지 않고, 반대로 다른 서브-채널은 도 1에 설명된 서브-채널의 중심 주파수에서 신호에 영향을 주지 않는다. 그래서, 직사각형 펄스를 사용하는 것은 다양한 서브-채널간에 직교성을 제공하고, 중신 주파수간의 간격이 가까와져 높은 스펙트럼 밀도를 허용하게 된다.

그러나, 직교성을 유지하기 위해서는 똑같이 정확한 중심 주파수에서 신호의 변조 및 복조가 실행되어야 한다. 도 1로부터 명확한 바와 같이, 중심 주파수로부터 약간 오프셋 (offset)된 주파수에서 복조를 실행하면, 원하는 서브-채널에 대한 주파수 응답이 최적치 보다 작아질 뿐만 아니라, 복조 신호도 또한 다른 서브-채널로부터의 영향을 포함하게된다; 이러한 영향은 채널간 간섭 (ICI)에 이르러 시스템의 신호질을 많이 감소시킨다. 그러므로, DMT/OFDM 통신 시스템의 복조 주파수에서 정확성을 보장하는 것이 중요하다.

변조 및 복조 주파수의 정확한 정합은 모뎀 통신에 있어서 자체의 국부적인 클럭에 의해 구동되는 각 통신 모뎀이 물리적으로 서로 분리되어 있어 어렵게 이루어진다. 종래의 DMT/OFDM 모뎀은 전형적으로 이러한 정확한 주파수 정합을 보장하는데 값비싸고 복잡한 회로를 사용한다. 도 2는 종래 DMT 모뎀(10)의 수신측 구성을 설명한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 모뎀(10)은 아날로그-대-디지털 변환기 (A/D)(14)에서 전화 네트워크로부터 신호를 수신한다. 모뎀(10)에 의해 수신되는 신호는 통신되는 메시지에 부가하여, 메시지 데이터의 변조를 실행하는 주파수를 통신하도록 전송 모뎀에 의해 발생되는 파일럿 톤 (pilot tone)을 포함한다. A/D(14)의 디지털 출력은 시간-정의역 등화 기능부(20), 주기적인 접두코드 (prefix) 제거 기능부(22), 고속 푸리에 변환 (Fast Fourier Transform, FFT) 기능부(24), 및 주파수-정의역 등화 기능부(26) (전형적으로 디지털 신호 프로세서 또는 DSP(12)로 실행되는 기능부들임)에 의해 처리되고, 이어서 수신된 통신 신호는 디지털 형태로 모뎀(10)의 호스트 컴퓨터에 인가된다. 모뎀(10)의 시간상 제어는 FFT 기능부(24)에 의해 수신된 통신으로부터 회복되는 파일럿 톤에 응답해 유지되고, 이는 검출된 톤의 순간 주파수에 대응하는 디지털값을 발생한다. 파일럿 톤의 주파수는 디지털 필터 기능부(28) (전형적으로 DSP(12)내에 있는)에 의해 필터 처리되고, 디지털-대-아날로그 변환기(D/A)(18)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 또한 전압 제어 발진기 (voltage controlled oscillator, VCXO)(16)에 인가된다. VCXO(16)는 A/D(14)를 제어하도록 파일럿 톤 주파수에 대응하는 아날로그 신호에 응답하여, 전송 모뎀 (파일럿 톤을 통해 통신되는)과 정확하게 정합되는 주파수에서 들어오는 수신 통신의 시간-정의역 샘플링 및 변환이 실행된다. 들어오는 신호에 대해 VCXO(16) 출력의 안정된 정합을 보장하기 위해, 위상 동기 루프 (phase-locked loop) (도시되지 않은)가 또한 종래의 모뎀(10)에서 실시될 수 있다.

그러나, VCXO(16)는 전형적으로 클라이언트 (client)측 모뎀 시스템에 포함되는 값비싼 기능인 것으로 관찰된다. 더욱이, D/A(18)에 의해 VCXO(16)에 인가되는 제어 전압에서의 변동은 직접적으로 VCXO(16)의 출력에서 주파수 지터 (jitter)를 발생시킨다; 이러한 변동은 현대 개인용 컴퓨터 및 워크스테이션과 같이 전기적으로 잡음이 있는 환경내에 있는 모뎀에 대해 공통적인 것이다. 그 결과로, 종래의 모뎀 구성은 도 2에 도시되는 바와 같이, 통상적인 응용에서 실시될 때 주파수 출력에 고도의 정확도를 제공하지 못하는 값비싼 발진기 회로를 포함한다.

비교적 새로운 종류인 전류 모뎀 통신 기술은 종래 기술에서 디지털 가입자선 (digital subscriber line, "DSL")이라 칭하여진다. DSL은 일반적으로 제한된 거리에 있는 종래의 전화 회사 구리 배선을 통해 비교적 높은 대역폭을 전하는 공중 네트워크 기술을 말한다. DSL은 특정하게 기대되는 데이터 전달 비율, 데이터가 통신되는 매체의 종류와 길이, 및 통신 데이터를 부호화 및 복호화하기 위한 구조에 따라 수개의 다른 기술 카테고리로 더 분할된다. 이 기술에 따라, DSL 모뎀 사이의 데이터 비율은 현재의 음성 모뎀 비율 보다 훨씬 더 커진다. 즉, 테스트되거나 계획되고 있는 현재의 DSL 시스템은 500 Kbps 내지 18 Mbps 이상의 비율 범위를 갖는다. 비대칭 디지털 가입선 (Asymmetric Digital Subscriber Line, ADSL)이라 칭하여지고 ANSI 표준 T1.413에 대응하는 프로토콜과 같이 특정한 종래의 기술에 따라, 데이터 통신 비율은 비대칭적이다. 전형적으로, 전화 네트워크 중앙 사무국에서 고객 모뎀까지의 다운스트림 (downstream) 통신에 대해서는 더 높은 비율이 제공되고, 고객 모뎀에서 중앙 사무국까지의 업스트림 (upstream) 통신은 다운스트림 비율 보다 상당히 더 낮은 데이터 비율을 갖는다.

DMT 변조에 따라 동작하는 현재의 ADSL 시스템에서는 통신 모뎀 중 하나만이 마스터 클럭 (master clock)을 갖는다; 전형적으로 중앙 사무국 모뎀이 이 마스터 클럭 신호를 발생한다. 그래서, 클라이언트 모뎀은 통신 데이터 스트림으로부터 마스터 클럭 신호를 회복하도록 요구되고, 수신 데이터 스트림을 샘플링 및 복조하는데 사용할 뿐만 아니라 중앙 사무국 모뎀에 업스트림 신호를 전송할 때도 이 클럭을 사용한다. ADSL 표준에 따라, 중앙 사무국 모뎀은 마스터 클럭 신호에 따라 샘플링 및 변조되는 지터가 없는 업스트림, 또는 반대 링크의, 데이터 스트림을 기대하게 된다.

그러므로, 본 발명의 목적은 주파수 다중화 통신에서 높은 정확도를 제공하는 저비용의 모뎀을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 모뎀의 수신측 동작이 저비용의 자유 운행 발진기에 의해 구동될 수 있는 모뎀 및 이를 동작시키는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 복조 처리에서 위상 및 주파수 오프셋을 정정하도록 디지털 신호 처리 (digital signal processing, DSP) 기능을 사용하는 모뎀 및 이를 동작시키는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 비대칭 디지털 가입선 (Asymmetric Digital Subscriber Line, ADSL) 통신 환경에서 역링크 (reverse link) 전송에 대한 정정을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적 및 이점은 도면과 함께 다음의 명세서를 참고로 종래 기술에 숙련된 자에게 명백해진다.

도 1은 sin(x)/x 주파수 정의역 변조를 사용하는 주파수 다중화 통신의 서브채널 (sub-channel)에 대해 표준화된 주파수 응답 대 주파수의 그래프.

도 2는 종래의 모뎀에서 수신 회로의 블럭형 전기 회로도.

도 3은 본 발명이 실시될 수 있는 디지털 가입자선 (Digital Subscriber Line) 통신 시스템의 블럭형 전기 회로도.

도 4는 본 발명의 바람직한 제1 실시예에 따라 구성된 모뎀에서 수신 회로의 블럭형 전기 회로도.

도 5a는 전송 클럭과 자유 운행 발진기 (free-run oscillator) 클럭 사이의 주파수 오프셋 효과를 설명하는 타이밍도.

도 5b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 적절한 샘플링을 보장할 때 동조되지 않는 수적 제어 발진기 (numerically controlled oscillator)의 동작을 설명하는 타이밍도.

도 5c는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 적절한 샘플링을 보장할 때 동조된 수적 제어 발진기의 동작을 설명하는 타이밍도.

도 6은 본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따라 구성된 모뎀의 블럭형 전기 회로도.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

30: 수신 회로

31: 아날로그-대-디지털 변환기

32: 디지털 신호 프로세서

35: 수적 제어 발진기

36: 고속 푸리에 변환

40: 위상 회전 기능부

42: 유한 임펄스 응답 필터 기능부

50: 자유 운행 발진기

52: 프리엠퍼시스 FIR 필터 기능부

54: 프리엠퍼시스 위상 회전 기능부

본 발명은 무선 또는 유선형의 모뎀에서 주파수 다중화 통신을 수신하는 수신 회로로 실시될 수 있다. 샘플링 및 복조 회로는 자유 운행 클리스탈 발진기의 출력을 근거로 클럭을 유도하는 수적 제어 발진기 (numerically controlled oscillator, NCO)에 의해 제어된다. 전송 신호에 관련되어 발진기에 의해 제어되는 복조의 위상 오프셋 (offset) 및 주파수 오프셋을 평가하는 것은 전송 파일럿 톤 (pilot tone)에 대한 수신 회로에 의해 이루어진다. 위상 오프셋을 보상하기 위해서는 수신 신호에 위상 회전이 적용된다. 디지털 신호 프로세서 (digital signal processor, DSP)에 의해 실행되는 FIR (Finite Impulse Response) 필터와 같은 디지털 필터는 복조된 수신 신호에서 주파수 오프셋을 정정한다. 그 결과로, 수신 모뎀은 서브-채널간에 뛰어난 직교성 (orthogonality)을 유지하면서 비교적 저비용의 클럭 및 발진기 회로를 사용해 구성될 수 있다.

본 발명의 또 다른 특성에 따라, 본 발명에 따라 구성된 수신 회로는 비동기화 디지털 가입선 (ADSL) 통신을 수신 및 전송하는 클라이언트 (client) 모뎀에서 실시된다. 클라이언트 모뎀은 중앙 사무국 모뎀의 마스터 클럭 (master clock)에 관련된 자유 운행 발진기 또는 NCO의 주파수 오프셋을 보상하도록 역링크 (reverse link) 전송 신호에 프리엠퍼시스 (pre-emphasis) 동작을 실시한다; 진송 이전 (pre-transmission) 위상 회전은 또한 위상 회전을 미리 보상한다. 그래서, 업스트림 (upstream) 전송은 클라이언트 모뎀을 제어하는 발진기에 의해 발생되는 주파수 또는 위상 오프셋 없이 중앙 사무국 모뎀에 도착한다.

이제는 도 3을 참고로, 본 발명이 유리하게 실시된 전자 시스템이 한 예로 설명된다; 이 모범적인 시스템은 특별히 비동기화 종류의 디지털 가입선 (digital subscriber line, DSL) 모뎀 (즉, ADSL 모뎀)에 대응한다. 도 3의 예는 종래의 전화 네트워크 와이어를 통해 실행되는 유선 통신에 관한 것이지만, 본 발명은 또한 무선 통신에서도 유리하다. 이와 같이, 종래 기술에 숙련된 자는 유선 시스템의 다음 설명이 단지 본 명세서를 참고하는 한 예로 주어지는 것이고, 무선 시스템에서 본 발명을 용이하게 실현할 수 있음을 인식하게 된다.

도 3은 다수의 원격 가입자가 전화 시스템 중앙 사무국과 인터페이스된 DSL 서비스의 전형적인 시스템 설치를 설명한다. 본 예에서, 가정이나 사무실에 있는 사용자는 개인용 컴퓨터나 워크스테이션과 같은 호스트 컴퓨터 시스템(R)을 동작시키거나, 다른 방법으로 VOD (video-on-demand) 내용의 오락 유닛을 동작시킨다. 각 호스트 컴퓨터 시스템(R)은 텍스트, 그래프, 이동 화상, 오디오 등을 나타낼 수 있는 통신 데이터의 목적지 및 원격 소스로 동작한다. 각 호스트 컴퓨터(R)는 원격 DSL 모뎀(55)과 연관되고, 그를 통해 종래의 트위스트쌍 전화 설비 (twisted-pair telephone facility, TWP)에 걸쳐 중앙 사무국 DSM 모뎀(100)과 통신한다. 하나 이상의 전화기 (도시되지 않은)가 또한 각각의 트위스트쌍 와이어 설비 TWP에 연결되어, "POTS (Plain Old Telephone Service)" 음성 통신이 다른 방법으로 또는 부가하여 트위스트쌍 와이어 설비 TWP에 걸쳐 통신될 수 있다. 도 3의 예에서의 DSL 기술은 비대칭형 (즉, ADSL)으로, 중앙 사무국 모뎀(100)에서 원격 모뎀(55)으로 이동하는 트래픽 (traffic)이 원격 모뎀(55)에서 중앙 사무국 모뎀(100)으로 이동하는 (즉, 업스트림) 것 보다 더 높은 주파수의 신호 대역폭에서 이동된다.

도 3에 도시된 바와 같이, 트위스트쌍 와이어 설비 TWP 각각은 시내 또는 장거리 전화 서비스 제공자의 중앙 사무국에 위치하는 것으로 생각되는 중앙 사무국 DSL 모뎀(100)에 의해 수신된다. 본 예에서, 중앙 사무국 모뎀(100)은 다수의 트위스트쌍 와이어 설비 TWP를 수신할 수 있다 (본 예에서는 단 2개만이 도시된다). 중앙 사무국 모뎀(100)은 트위스트쌍 와이어 설비 TWP와 호스트 컴퓨터, 및 데이터의 소스나 목적지 또는 인터넷과 같은 네트워크로의 중간 게이트웨이 (gateway) 또는 전용 "다이얼업 (dial-up)" 내용 제공자나 네트워크로서 동작하는 자체 호스트 컴퓨터 (도 3에 도시되지 않은) 사이에서 데이터 통신을 제공한다. 물론, 중앙 사무국은 전형적으로 또한 트위스트쌍 와이어 설비 TWP를 통해 호스트 컴퓨터 R (또는 연관된 전화기)에 의해 배치되는 것과 같은 호출의 루팅 (routing)을 위한 스위치기어 (switchgear)를 포함하게 된다. 상기에 기술된 바와 같이, 중앙 사무국 모뎀(100)은 백본 (backbone) 네트워크에 연결되어, 라우터 (router)나 디지털 가입자선 억세스 멀티플렉서 (Digital Subscriber Line Access Multiplexer, DSLAM)와 같은 장비를 통해 다른 통신 결과로 통신할 수 있다. POTS 서비스가 ADSL 데이터 트래픽을 오버레이시키는 응용에서는 이러한 장비가 또한 데이터 트래픽으로부터 POTS를 분산시키고, POTS 트래픽을 종래의 전화 네트워크 (PSTN)에 전하고, 또한 그 데이터를 광대역 네트워크 (wide-area network, WAN)에 전하는 일부 종류의 "스플리터 (splitter)"를 포함한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 중앙 사무국 모뎀(100)은 이후 상세히 설명될 바와 같이 원격 모뎀(55)으로의 "다운스트림 (downstream)" 전송의 샘플링 및 부호화를 제어하는 클럭 신호를 발생하는 마스터 클럭 회로(102)에 연결되고, 이러한 전송은 마스터 클럭 회로(103)에 의해 또는 그로부터 유도되는 파일럿 신호를 포함한다.

도 3의 예에서, 원격 DSL 모뎀(55)은 각각 다수의 기능으로 지정되고, 이들은 대략 본 발명의 본 실시예에서 각각의 집적 회로에 대응한다. 물론, 이들 다양한 기능간의 특정한 집적 회로나 "칩 (chip)" 경계는 실시에 따라 변할 수 있는 것으로 이해된다; 도 3에 도시된 모범적인 실현은 한 예로서만 제공된다. 본 예에서, 원격 DSL 모뎀(55) 중 하나는 연관된 원격 시스템(R)과 인터페이스하기 위한 호스트 인터페이스(60)를 포함하여 더 상세히 도시된다. 호스트 인터페이스(60)는 예를 들어 Texas Instruments사로부터 이용가능한 TNETD2100 디지털 직렬 버스 인터페이스 회로와 같은 인터페이스 회로의 종래 구조이다.

본 발명의 실시예에 따라, 원격 DSL 모뎀(55)은 데이터 패이로드 (payload)의 전송 및 수신을 위해 필요한 디지털 처리 동작을 실행하는 디지털 송수신기 기능을 포함한다; 도 3에 도시된 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 이 디지털 송수신기 기능은 프로그램가능한 디지털 신호 프로세서 (DSP)(32)로 실시된다. 전송을 위해, DSP(32)에 의해 실행되는 동작은 호스트 컴퓨터 R로부터의 디지털 데이터를 (예를 들면, 패킷 (packet) 및 프레임 (frame)으로) 포맷하는 것, 전송에 적절한 서브채널로 데이터를 부호화하는 것, 또한 부호화된 데이터를 시간 정의역 신호로 변환하도록 역 고속 푸리에 변환 (inverse Fat Fourier Transform, IFFT)을 실행하는 것과 같은 기능을 포함한다; 수신측에서, DSP(32)는 이들 동작의 역동작 뿐만 아니라 에코 (echo) 소거 처리를 실행한다. 특별히 상기에 논의된 데이터 비율에서, DSP(32)의 디지털 데이터 처리 용량 및 전력은 양호하게 Texas Instruments사로부터 이용가능한 TMS320C6x형의 디지털 신호 프로세서에 의해 제공되는 바와 같이 높은 레벨을 갖는다.

원격 모뎀(55)은 또한 DSP(32)에 의해 실행되는 디지털 송수신기 기능이 그를 통해 연관된 트위스트쌍 설비 TWP 및 중앙 사무국 모뎀(100)과 통신하게 배치되는 아날로그 회로를 포함한다. 본 예에서, DSP(32)는 전송 및 수신 인터페이스 기능을 위해 고전압을 포함하는 것 이외의 DSL 통신에 필요한 모든 루프 인터페이스 성분을 제공하는 혼합 신호 (즉, 디지털 및 아날로그 동작을 모두 포함하는) 집적 회로인 아날로그 전치부 (analog front end, AFE)(62)에 양방향으로 연결된다. 차례로, AFE는 Texas Instruments사로부터 이용가능한 THS6002 라인 드라이버 (line driver)와 같이, 트위스트쌍 설비 TWP에서 ADSL 신호를 구동 및 수신하기 위한 고속 라인 드라이버 및 수신기인 라인 드라이버(64)와 양방향으로 인터페이스된다. 원격 모뎀(55)내의 라인 드라이버(64)는 본 예에서 4-와이어 대 2-와이어 "하이브리드 (hybrid)" 집적 회로(66)에 연결되어, 전용 전송 및 수신선을 전이중 방식으로 라인 드라이버(64)에서 2-와이어 트위스트쌍 설비 TWP로 변환시킨다.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 원격 모뎀(55)은 이후 설명될 바와 같이 자유 운행 발진기의 출력을 근거로 클럭 신호를 발생하는 수적 제어 발진기 (numerically controlled oscilator, NCO)(35)를 포함한다. 다음의 설명으로부터 명백해지는 바와 같이, 본 발명은 DSL 모뎀의 수신측에 의해 실행되는 샘플링 및 복조를 제어하도록 이러한 수적 제어 발진기(NCO)를 사용하는 것을 허용한다. 종래 기술에 숙련된 자에 의해 인식되는 바와 같이, 이러한 NCO 회로는 주파수 다중화 통신의 복조에서 종래에 사용되는 전압 제어 발진기 및 위상-동기 루프 클럭 회로, 또는 다른 고정확도의 클럭 회로 보다 현대적인 기술에 따라 실시하는데 비용이 훨씬 덜 든다.

이제는 도 4를 참고로, 본 발명의 제 1 실시예에 따라 구성된 모뎀(55)내의 수신 회로(30)가 설명된다. 상기에 기술된 바와 같이, 도 3의 원격 모뎀(55)은 데이터의 전송 및 수신을 모두 처리하고, 모뎀(55)은 특히 디지털 송수신기 기능이 DSP(32)와 같은 DSP로 실시될 때, 비록 전송 및 수신 "측"이 물리적으로 보다는 기능적으로 분리되지만, 전송 및 수신 "측"을 갖는 것으로 고려된다. 그러나, 다음의 설명을 위해서는 모뎀(55)에서 전송 및 수신 기능의 설명이 종래 기술에 숙련된 자에게 본 발명의 동작에 대해 명확한 설명을 제공하는 것으로 믿어진다. 이와 같이, 본 설명에서 "수신 회로"란 용어가 사용될 때, 이러한 수신 회로는 일반적으로 모든 면에서 모뎀(55)의 "전송 회로"와 물리적으로 구별되지 않는 것으로 이해된다.

종래 기술에 숙련된 자에게 명확해지는 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 수신 회로(30)는 주파수 다중화 신호의 무선 또는 유선 모뎀 통신에서 유리하다. 그러나, 설명을 간략화하기 위해, 수신 회로(30)는 유선-모뎀-통신 명칭 (예를 들면, 무선 분야에서 사용되는 OFDM과 반대되는 DMT)을 사용하는 것과 같이 종래의 전화 네트워크를 통해 실행되는 유선 통신에 관련되어 설명된다; 물론, 도 4와 관련되어 여기서 설명되는 것과 유사하게 구성되어 동작하는 회로가 무선 통신에도 사용될 수 있는 것으로 이해된다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신 회로(30)는 도 4에 도시된 바와 같이, 유선 모뎀에서 트위스트쌍 설비 TWP로부터 들어오는 신호를 수신하는 아날로그-대-디지털 변환기 (A/D)(31)를 포함한다 (물론, 무선의 경우에는 A/D(31)가 안테나 및 수신기 회로로부터 아날로그 신호를 수신한다). 도 3의 모뎀(55) 배열에서, A/D(31)는 AFE(62)에 위치한다. 본 발명의 본 실시예에서, A/D(31)는 자유 운행 발진기(50)의 출력 CLK_FR을 근거로 수적 제어 발진기 회로(35)를 통해 발생되는 클럭 신호 CLK_r에 의해 클럭화된다. 수적 제어 발진기(35)의 구조 및 동작은 이후 더 상세히 설명된다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 디지털 신호 프로세서(DSP)(32)는 수신된 전송에 대해 다양한 디지털 신호 처리 동작 및 기능을 실행한다. 도 4에서, 이러한 디지털 기능은 DSP에 의해 실행가능한 프로그램 지시와 같은 기능의 실시가 특히 유리한 것으로 믿어지므로 DSP(32)의 경계내에서 수신 회로(30)내의 기능 블록으로 도시된다. 이에 대해, 도 4는 다른 것과의 기능적 연결로 "입력" 및 "출력"을 갖는 디지털 기능을 도시한다; 이 설명을 위해, 이러한 입력 및 출력은 현대의 DSP에 의해 종래에 실시된 바와 같이 메모리에서 신호를 저장 및 회복함으로서 실행되는 것으로 생각된다. 다른 방법으로, 도 4에서 블록 형태로 도시된 모든 기능 또는 그 일부는 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 고객 논리 (입력 및 출력이 물리적인 의미로 주어지는)를 통해 실현될 수 있는 것으로 생각된다.

도 4에 도시된 바와 같은 본 발명의 바람직한 실시예에서, A/D(31)의 출력은 종래의 방식으로 시간 정의역 등화 및 주기적 접두코드 (prefix) 제거 기능부(34)를 통해 처리된다. 시간 정의역 등화 및 주기적 접두코드 제거 기능부(34)의 출력에서 샘플링된 시간 정의역 신호는 종래의 방식으로 이 신호를 이산적인 주파수에서 수신 신호의 값에 대응하는 일련의 값으로 변환하는 고속 푸리에 변환 (FFT) 기능부(36)에 의해 복조된다. FFT 기능부(36)의 출력으로부터 복조된 주파수 정의역 신호 R(m)의 주파수 정의역 등화는 이어서 주파수 정의역 등화 기능부(38)에 의해 실행되어, 종래의 방식으로 전송 채널 (즉, 트위스트쌍 설비 TWP)의 효과를 보상한다.

도 2와 관련되어 상술된 바와 같이, FFT 기능부(36)의 특정한 출력은 검출된 파일럿 톤에 대응하는 값들의 주파수 정의역 시리즈로서, DSP(32)내에 포함되는 디지털 필터 기능부(44)에 전해진다 (도 4에 도시된 바와 같이 신호 P로서). 디지털 필터 기능부(44)의 출력은 그 구성과 동작이 이제 설명될 수적 제어 발진기 회로(35)에 전해진다.

상기에 기술된 바와 같이, 수신 클럭 CLK_r을 발생하도록 자유 운행 크리스탈 발진기 및 지지 회로를 사용하는 것은 특히 종래의 전압 제어 발진기 및 위상 동기 루프에 관련되어 클럭 회로를 실시하는 간단한 저비용 방식을 제공한다. 그러나, 자유 운행 발진기를 근거로 하는 클럭 회로는 정확한 주파수에 클럭 신호를 발생하지 못한다. 그래서, 모뎀(55)내의 수신 회로(30)의 경우, 자유 운행 발진기(50)로부터의 신호 CLK_FR주파수 및 수신 클럭 CLK_r과 같이 그로부터 발생된 클럭 신호는 일반적으로 들어오는 통신의 주파수와 정합되지 않고, 전송 주파수로부터 오프셋된 주파수에서 동작된다.

도 5a는 자유 운행 클럭 CLK_FR을 전송 클럭 CLK_t과 비교할 때 이러한 주파수 오프셋의 효과를 설명한다. 도 5a에 도시된 바와 같이, CLK_t는 전송된 통신과 연관된 클럭 신호에 대응하고, DMT 전송에서 파일럿 신호에 효과적으로 대응한다. 클럭 신호 CLK_FR은 자유 운행 발진기(50)와 같은 자유 운행 발진기를 근거로 하는 클럭 신호의 한 예이다. 도 5a에 도시된 바와 같이, 신호 CLKt 및 CLK_FR의 선두 엣지는 시간 t₀에 정렬된다; 그러나, 전송된 클럭 CLK_t과 자유 운행 발진기 클럭 CLK_FR사이의 주파수 오프셋 때문에, 연속되는 각 싸이클의 정렬이 누적된 이후에 제1 사이클에서는 위상 에러가 주어진다. 도 5a의 시간 t₁에서는 클럭 CLK_t에 대한 클럭 신호 CLK_FR의 지연이 현저하여, 도 5a에 도시된 바와 같이 Δ량을 갖는다. 전송된 데이터 스트림이 클럭 CLK_t과 동기화되는 클럭 CLK_FR과의 동기화 방식으로 데이터 스트림을 샘플링하는 모뎀의 경우, 위상 에러는 결국 샘플이 손실되는 범위까지 누적된다.

이러한 오프셋 클럭 신호에 따라 샘플링 및 복조할 때 모뎀이 들어오는 메시지를 완전히 회복하기 위해서는 모뎀의 수신측이 소정의 시간 주기내에 전송 모뎀에 의해 전송되는 것과 똑같은 수의 샘플을 구하도록 보장되어야 한다. 그러므로, DMT 및 OFDM 주파수 다중화의 경우에는 수신기에서의 각 프레임이 한 샘플내의 정확도로 각 전송 프레임과 정렬되어야 한다; 다른 말로 하면, 각 프레임 주기에서, 수신기는 전송시 사용되는 것과 정확히 똑같은 수의 샘플을 가져야 한다.

자유 운행 발진기를 근거로 하는 간단한 수적 제어 발진기의 효과는 도 5b에서 설명된다; 이 경우, 자유 운행 발진기의 출력은 아무런 동조 회로 없이 직접적으로 샘플링 및 복조를 위해 효과적으로 사용된다. 동조가 사용되지 않으면, 수신기 모뎀내의 디지털 회로는 단지 샘플 동기화를 유지하기 위해 전송 프레임과 정렬되어 각 수신기 프레임에서 기준점을 설정함으로서 연속적인 A/D 출력 데이터로부터 데이터를 재샘플링할 수 있다. 이는 전송 클럭에 관련된 수신기 기준점의 위상 에러를 모니터하고, 수신 클럭의 누적된 위상 에러가 360° 또는 한 샘플에 접근하는 경우 기준점을 진보시키거나 지연시킬 것을 요구한다. 도 5b의 예에서, 기준점 t_s은 수신 클럭 스트림 CLK_r의 상승 엣지에서 선택되고, 전송 클럭 스트림 CLK_t의 선두 엣지를 지연시킨다. 클럭 CLK_t와 CLK_r사이의 위상 에러가 거의 360°로 누적되므로, 본 예에서는 수신기 모뎀이 기준점 t_s'에서 기준점 t_s을 다음 싸이클로 진보시킨다. 이는 똑같은 시간 주기에 전송기 및 수신기 시퀀스 모두에서 N개의 샘플이 제공되어 구해지도록 보장한다. 그러나, 이 간단한 구조에 따라, 수신기 모뎀내의 디지털 회로는 샘플링된 수신 데이터 스트림을 복조할 때 주파수 오프셋 및 위상 오프셋을 모두 360°까지의 누적 에러 크기로 정정할 수 있어야 한다.

수적 제어 발진기의 실시에 대한 또 다른 접근법은 디지털 회로의 에러 정정 요구를 감소시킨다. 이 접근법은 수적 제어 발진기(35)를 통해 도 4의 수신 회로(30)에서 실시된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 자유 운행 발진기(50)의 출력은 분할기 회로(48)에 인가되어, M 선택 회로(46)에 의해 인가된 제어 신호에 따라 선택되는 정수값으로 자유 운행 발진기(50)의 클럭 출력 CLK_FR의 주파수를 나눔으로서 선 CLK_r에서 주기적인 수신 클럭을 발생한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 수신 클럭 신호 CLK_r는 정수 M과 그의 인접 정수 M-1 및 M+1 중 선택된 하나로 자유 운행 발진기(50)의 출력 CLK_FR의 주파수를 나눔으로서 유도된다. 정수 M은 물론 자유 운행 클럭 CLK_FR과 전송 클럭 CLK_t의 기대되는 주파수 사이의 대략적인 주파수 관계에 따라 선택된다. 값 M-1, M, M+1 중에서 적절한 제수를 선택하는 것은 필터 기능부(44)에 의해 필터 처리되어 신호 P로 주어지는 파일럿 톤의 주파수에 응답해 M 선택 회로(46)에 의해 이루어진다.

동작시, 수적 제어 발진기(35)는 적절한 샘플링을 보장하도록 수신 클럭 CLK_r의 주기 중 하나의 기간을 조정한다. 예를 들어, DMT 프레임에 N개 샘플이 주어지면, N개 샘플 중 하나 (예를 들면, 제1 샘플)는 주파수 오프셋의 극성에 의존하여 비율 M-1, M, M+1 중에서 선택된 것에 의해 발생되는 수신 클럭 CLK_r으로 샘플링된다; 이때, 프레임내의 다른 모든 샘플은 정수 M으로 자유 운행 클럭 CLK_FR의 주파수를 나눔으로서 발생된 수신 클럭 CLK_r으로 취해진다. M 선택 회로(46)는 FFT 기능부(36)로부터의 신호 P인 파일럿 톤을 필터 처리한 주파수 신호를 근거로 적절한 정수값을 선택한다. 수신 클럭이 전송 클럭 (즉, 파일럿 톤) 보다 더 높은 주파수를 가지면, 선택 회로(46)는 분할기 회로(48)가 M+1의 주파수 분할기 비율로 수신 클럭의 한 주기를 발생하게 하고 N개 샘플의 프레임내의 다른 모든 것은 M의 주파수 분할기 비율로 이루어진다; 반대로, 수신 클럭이 전송 클럭을 지연시키면, 선택 회로(46)는 분할기 회로(48)가 M-1의 주파수 분할기 비율로 수신 클럭의 한 주기를 발생하게 하고 프레임내의 다른 주기는 M의 분할기 비율로 이루어진다.

도 5c는 수신 클럭 CLK_r이 전송 클럭 CLK_t을 지연시키는 예로, 주기 T의 자유 운행 클럭 CLK_FR을 근거로 하는 수적 제어 발진기(35)의 동작을 설명한다. 도 5c의 예에서, 수신 클럭 CLK_r의 한 주기는 (M-1)T의 주기를 갖고, 수신 클럭 CLK_r의 다른 모든 싸이클은 MT의 주기를 갖는다. 이 접근법의 결과로, 전송 클럭 CLK_t과 수신 클럭 CLK_r사이의 위상 에러는 한 DMT 프레임 주기에 걸쳐 평균화되어 수신 클럭 주기의 1/MN의 동조 범위내에서 비교적 작게 유지된다.

본 발명에 따라, 상기에 기술된 비동조 자유 운행 발진기 접근법 또는 도 4의 수적 제어 발진기(35)는 모뎀내의 자유 운행 발진기로부터 수신 클럭 신호를 발생하는데 사용될 수 있다. 그러나, 정정 요구에서 우선되는 도 4의 동조 접근법은 비동조 접근법 (상기에 기술된 바와 같이, 360°까지 에러 정정되어야 하는)의 에러로부터 감소된다.

어느 쪽의 구조에서든 위상 오프셋 및 주파수 오프셋은 수신기 샘플에 주어진다. 수신 클럭 CLK_r의 주기 T_r에 대한 전송 클럭 CLK_t의 주기 T_t의 관계는 다음과 같이 표현된다:

T_r= T_t+ Δ

여기서, Δ는 주파수 오프셋 (특별히, 전송 및 수신 클럭의 주기 사이의 차이나 오프셋)이다. 부가하여, 위상 에러 τ는 전송 및 수신 클럭 사이의 위상 오프셋에 대응한다. 이들 오프셋을 사용해, 수신 샘플의 일련의 r은 다음과 같이 표현된다:

r(nT_r+ τ) = r(n(T_t+ Δ) + τ)

이러한 주파수 및 위상 오프셋을 단순히 디지털 복조 이전에 FIR (Finite Impulse Response) 필터로 보간 (interpolation)함으로서 정정하도록 시도하면, 이러한 정정을 위한 계산적 요구는 현대의 최첨단 디지털 신호 프로세서(DSP)의 용량을 넘게 된다.

그러나, 본 발명에 따라, 위상 및 주파수 에러를 제거하도록 복조된 샘플의 처리가 실행된다. 이 복조 이전 처리는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 도 4의 수신 회로(30)에서 DSP(32)와 같은 현대적인 DSP에 의해 실행될 수 있는 것으로 관찰되고, 이러한 것은 상술된 비동조 자유 운행 발진기 및 수적 제어 발진기(35)와 같은 저비용 클럭 회로의 사용을 가능하게 한다.

다시 도 4를 참고로, 수신 신호의 복조 샘플 처리는 다운스트림 (즉, 이후) FFT 기능부(36) 및 주파수 등화 기능부(38)를 일으키고, 이들은 모두 종래 기술에 따라 실행된다. 이와 같이, 이들 처리 (36, 38) 이후의 신호는 통신 데이터를 발생하는데 사용되었던 전송 클럭 CLK_t에 관련되어 주파수 및 위상 오프셋을 모두 갖는 수신 클럭 CLK_r을 사용하는 A/D(31)에 의해 구해진 시간-정의역 샘플을 근거로 주파수 정의역에 있다.

본 발명은 일단 상술된 바와 같이 파일럿 톤으로부터 위상 오프셋 τ 및 주파수 오프셋 Δ이 평가되면 수신 데이터 스트림에 대한 샘플링 이전 정정의 편차를 근거로 한다. 특별히, 위상 오프셋 및 주파수 오프셋에 대한 분리된 정정은 위상 오프셋 τ 및 주파수 오프셋 Δ의 이러한 평가를 근거로 샘플링 이전에 적용된다. 주파수 f^t _s= 1/T_t(T_t는 전송 모뎀에서의 샘플링 주기)에서 샘플링되는 전송기 (예를 들면, 중앙 사무국 모뎀 100)를 고려해 본다; 전송 신호의 푸리에 변환은 F(k)이고, k는 주파수 빈 (frequency bin) 인덱스이다. 이때, 시간 정의역 전송 신호 f(t)는 F(k)의 역 이산 푸리에 변환으로 다음과 같이 표현된다:

여기서, f_k= k/NT_t이다.

수신기 단말부에서, 샘플링은 주파수 f^r _s= 1/T_r에 이루어지고, 여기서 T_r은 수신기의 샘플링 주기이다. 전송 및 수신 모뎀 사이의 통신 채널의 임펄스 응답을 h(t)라 하고 샘플링된 채널 임펄스 응답을 h(nT_r)이라 하면, 샘플링된 시간 정의역 수신 신호 r(nT_r)는 다음과 같이 표현될 수 있다:

상술된 바와 같이, 샘플링된 수신 신호 f(nT_r+τ)는 위상 오프셋 및 주파수 오프셋의 영향을 포함하는 주파수 정의역 전송 신호의 곱을 역 푸리에 변환 처리한 것으로 생각될 수 있다.

그래서, 샘플링된 수신 신호 r(nT_r)는 주파수 정의역에서 다음과 같이 표현된다:

여기서, m은 수신 신호 스펙트럼에서 주파수 빈을 칭하고, F'(m)은 수신 클럭 중에서 위상 오프셋은 없이 주파수 오프셋으로 인한 에러를 갖는 전송 신호의 주파수 스펙트럼을 칭한다. exp(j2πf_mτ)는 위상 오프셋으로 인한 에러에 대응한다. 주파수 오프셋 에러 F'(m)를 갖는 전송 신호는 다음과 같이 표시된다:

여기서, f_m= m/NT_r이다.

도 4에 도시된 본 발명의 바람직한 실시예에서, FFT 기능부(36)의 출력은 주파수-정의역 시리즈 R(m)로 나타내지고, 여기서 m은 스펙트럼에서 주파수 빈 인덱스이다. 본 발명에 따라, 위상 오프셋 τ은 수신기 샘플 r(nT_r+τ) 시리즈를 근거로 다음과 같은 FFT 기능부(36)의 출력을 고려함으로서 주파수 오프셋 Δ으로부터 분리된다:

상기에 기술된 바와 같이, 전송 신호 F(k)를 수신할 때 주파수 오프셋 영향으로부터 위상 오프셋 영향을 분리하는 것이 바람직하다. 그래서, 스펙트럼 R(m)은 다음과 같이, 전송 신호 F(k)를 나타내지만 수신 클럭 CLK_r으로부터의 주파수 오프셋을 또한 포함하는 스펙트럼 F'(k)과 위상 오프셋 영향의 곱으로 표현될 수 있다.

여기서:

수신 신호 스펙트럼 R(m)에 대한 위상 오프셋 영향은 exp(j2πf_mτ)이다. 본 발명에 따라, 일단 위상 오프셋 τ 및 주파수 오프셋 Δ이 수신기 시스템에 대해 평가되면, 이들 오프셋의 영향은 신호의 복조시 수신 신호로부터 연산적으로 제거될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 도 4에 도시된 바와 같이, 주파수 정의역 등화기 기능부(38)는 FFT 기능부(36)의 출력 R(m)에 동작한다. 주파수 정의역 등화기(38)는 바람직하게 공지된 기술에 따라 DSP(32)에 의해 실행되는 프로그램 루틴과 같이 소프트웨어로 실시된다; 종래 기술에 공지된 바와 같이, 주파수 정의역 등화기(38)는 원격 모뎀(50)내의 수신 회로(30)와 중앙 사무국 모뎀(100) 사이의 전송 채널 (즉, 전화 네트워크)에서 주파수에 의존하는 손실을 보상하도록 의도된다. H(m)의 채널 임펄스 응답에 대해, 주파수 정의역에서는 관심 주파수에 걸쳐 주파수 정의역 등화기 기능부(38)에 의해 적용된 필터 FEQ(m)이 다음 관계를 만족시켜야 한다:

FEQ(m)·H(m) ≒ 1

수신 회로(30)에서 주파수 정의역 등화기 기능부(38)의 적절한 트레이닝 (training)을 가정하면, 주파수 정의역 등화기 기능부(38)의 출력 R'(m)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

또는:

상기에 기술된 바와 같이, exp(j2πf_mτ) 항은 위상 에러항이다. 그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 주파수 정의역 등화기(38)의 출력에서의 신호 R'(m)에는 위상 회전 기능부(40)가 실행된다. 위상 회전 기능부(40)는 수신 클럭 CLK_r과 전송 클럭 CLK_t사이에서 평가된 위상 오프셋 τ을 사용해 위상 에러 exp(j2πf_mτ)에 대응하는 위상 쉬프트를 신호 R'(m)에 삽입함으로서, 종래의 디지털 필터 동작으로 실시된다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, DSP(32)는 또한 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)를 포함한다. 상기에 기술된 바와 같이, DMT 및 OFDM 시스템에서, 전송 모뎀은 전형적으로 수신 모뎀과 샘플링 및 변조의 정확한 동기화를 위해 전송 데이터와 함께 파일럿 톤을 포함한다. 주파수 f_p의 파일럿 톤에서, 수신 클럭 CLK_r으로 샘플링된 수신 샘플링 파일럿 신호 p(nT_r)는 다음과 같이 위상 오프셋 τ을 포함하게 된다:

종래의 위상 검출 회로는 일정한 위상 쉬프트항 φ을 용이하게 결정할 수 있고, 여기서 φ = 2πf_pτ이다.

도 4에 도시된 본 발명의 실시예에서, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 FFT 기능부(36)로부터 주파수 정의역 파일럿 신호 P를 수신하고, 위상 오프셋 τ 및 주파수 오프셋 Δ을 검출하도록 파일럿 신호 P의 샘플 시리즈의 계수 (실질적으로 파일럿 주파수 f_p에 있는)를 분석한다. 상술된 바와 같이, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 샘플 시리즈에 걸쳐 P의 실수 성분 및 허수 성분을 비교함으로서 수신 샘플에 대한 P 값으로부터 일정한 위상 쉬프트 φ를 용이하게 결정할 수 있다. 일정한 위상 쉬프트항 φ = 2πf_pτ 때문에, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 위상 오프셋값 τ을 용이하게 유도하고, 도 4에 도시된 바와 같이, 이 값을 위상 회전기 기능부(40)에 전한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 위상 회전기 기능부(40)는 종래 기술에 따라 DSP(32)에 의해 실행가능한 디지털 필터 동작으로, 주파수 정의역 신호 R'(m)에 위상 쉬프트를 삽입한다. 상기에 기술된 바와 같이, 신호 R'(m)는 위상 오프셋항 exp(j2πf_mτ)을 포함한다. 따라서, 위상 회전기 기능부(40)는 위상 쉬프트 exp(-j2πf_mτ) 만큼 신호 R'(m)을 수정하여, 위상 오프셋 τ로 인한 위상 에러를 제거한다. 그래서, 위상 회전기 기능부(40)의 출력은 전송 신호 F(k)의 주파수 정의역 표시이지만 주파수 오프셋 Δ으로 인한 에러를 포함하는 주파수 정의역 신호 F'(m)이 된다. 신호 F'(m)는 본 발명의 실시예에 따라 이 위상 에러를 보상하는 FIR (finite impulse response) 필터 기능부(42)에 의해 수신된다.

이제는 FIR 필터 기능부(42)의 동작 이론이 설명된다. 이에 대해, 신호 F'(m)은 다음과 같이 고려될 수 있다:

또는, (f_k-f_m)의 빈 주파수 (bin frequency)에서의 차이를 사용해 표현될 수 있다:

본 발명과 연관되어, F'(m)에 대한 이 표현식은 다음과 같이 접근시킬 수 있다:

이러한 표현은 진정한 빈 (l=0)에서의 스펙트럼 F(m)과 스펙트럼내의 다른 빈으로부터의 영향 (즉, F(m+l), l≠0에서)의 합으로 주파수 오프셋 에러를 갖는 수신 신호 F'(m)를 효과적으로 고려한다. DMT 경우에서는 이러한 다른 빈들이 다른 톤이나 다른 서브-채널에 대응한다.

물론, 수신 스펙트럼 F'(m)에 대한 이러한 표현은 공지되지 않은 (수신 회로(30)에) 전송 스펙트럼 F(m)에 대해 표현되는 것과 같이, 주파수 오프셋의 보상에 직접 적용될 수는 없다. 그러나, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 주파수 불균형 (disparity)이 일반적으로 100 ppm (비율이 Δ/T_t< 10^-4인 경우) 이하인 것으로 고려되면, 전송 주기 T_t에 대한 위상 오프셋 Δ의 비율은 일반적으로 매우 작다. 또한, 오늘날의 ADSL DMT 통신에서는 최대 톤 인덱스 m이 256이기 때문에, 다른 빈의 영향은 많아야 합의 2% 정도이다. 이러한 합리적인 근사치는 F'(m)에 대한 상기 표현이 수정되도록 허용하고, 전송 (공지되지 않은) 신호에 대한 수신 신호 스펙트럼 F'을 대신하여 이 관계를 다음과 같이 고려함으로서, 전송 신호 F(m)에 대해 풀 수 있게 한다.

이 표현식은 (Δ/T_t)²에 비례하는 근사치 에러를 갖는다. F(m)에 대한 상기 표현의 반복적인 사정은 이 근사치 에러를 계속 더 줄일 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, F(m)에 대한 상기 근사치 표현은 위상 및 주파수 오프셋 검출 회로(43)에 의해 주어지는 주파수 오프셋 Δ에 대한 평가를 사용해 FIR 필터 기능부(42)에서 실시된다. 이 표현은 이전 출력에 의존하는 것이 아니라, FEQ(38) 및 위상 회전기 기능부(40)에 의해 처리되는 바와 같이, FFT 기능부(36)의 현재 출력으로부터의 입력에만 의존하므로 명확한 FIR 필터이다.

동작시, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 0이 아닌 주파수 오프셋이 연속적인 싸이클에 걸쳐 전체적인 위상 에러에 부가되는 것을 고려하여 주파수 오프셋 Δ의 평가를 유도하도록 프레임 시퀀스를 분석한다. 그래서, 수개의 프레임에 걸쳐 위상 에러가 증가되는 비율은 주파수 오프셋값 Δ의 평가를 제공하게 된다. 상기에 기술된 바와 같이, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 소정의 프레임에서 위상 오프셋값 τ을 결정하다. 주파수 오프셋을 결정하기 위해, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 두 프레임 (프레임 i 및 j, 프레임 j는 프레임 i 보다 시간상으로 나중에 있다)의 파일럿 톤으로부터 τ를 평가하여, 다음에 따라 주파수 오프셋 Δ을 유도한다:

τ_j= τ_i+ (j - i)·N·Δ

이전과 같이, N은 프레임 당 샘플의 수이다. 따라서, 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 다른 2개의 프레임에서 τ를 평가하고, 이 평가로부터 (경과된 프레임의 수 및 프레임 당 샘플의 수와 함께) 주파수 오프셋 Δ의 평가를 유도한다. 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)는 적절한 필터 동작의 유도에 사용되도록 주파수 오프셋 Δ의 이러한 평가 결과를 FIR 필터 기능부(44)에 전한다.

그래서, FIR 필터 기능부(42)는 위상 회전기 기능부(40)의 출력인 F'(m)에 다음의 동작을 실현한다:

여기서, 주파수 오프셋 Δ은 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)에 의해 평가된 것이다. 종래 기술에 숙련된 자는 상기의 필터 동작이 설명되면 DSP와 같은 오늘날의 회로로 이 필터 기능을 쉽게 실현할 수 있을 것으로 생각된다. 특별히, DSP(32)는 수신 주기 T_t및 주파수 오프셋 Δ의 평가로부터 전송 주기 T_t를 쉽게 유도할 수 있다. 신호 F(m)의 이러한 평가에서 모든 항이 수신 회로(30)에 의해 알려지기 때문에, FIR 필터 기능부(42)의 응용은 비교적 수월하다. 상기에 나타내진 바와 같이, FIR 필터 기능부(42)의 출력은 전송 신호 F(m)에 대응하고, 이는 주파수 정의역 계수의 시리즈로 주어진다. 그래서, 이러한 계수들을 적절하게 순차화하여 복호화하면, 호스트 컴퓨터 R에 통신 데이터가 제공된다.

그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 부호화되고 변조된 전송의 수신에서 몇가지 중요한 이점이 얻어진다. 먼저, 전압 제어 크리스탈 발진기, 위상 동기 루프 회로 등과 같이 값비싼 기능이 사용되지 않으므로, 본 발명에 따라 구성된 수신 회로의 전체 비용은 종래 설계에 따른 것 보다 훨씬 더 적은 것으로 생각된다. 그 대신, 본 발명은 수적 제어 발진기가 근거로 되는 비교적 값싼 자유 운행 발진기의 사용을 허용한다. 본 발명에 따른 수신 회로에서 주파수 오프셋 및 위상 오프셋으로 인한 에러가 주어지는 범위까지, 이러한 에러는 다운스트림, 샘플링-이전 및 복조-이전 주파수 정의역 처리에서 용이하게 정정되고, 이러한 처리는 현대의 DSP 디바이스의 기능내에 있다. 그래서, 본 발명은 현대 통신에서 사용되는 수신 회로가 서브채널간에 직교성을 유지하면서 조밀하게 모여진 서브채널로 통신되는 정보를 용이하게 수신 및 복호화하도록 허용한다.

상술된 본 발명의 바람직한 실시예에는 특정한 수정이 용이하게 이루어질 수 있는 것으로 생각된다. 예를 들면, 신호-대-잡음비가 특정한 한계값 레벨 이하인 경우로, 주파수 및 위상 오프셋 이외의 문제점이 전송을 지배하는 서브채널 또는 서브캐리어 (sub-carrier)에 대해서는 상술된 처리가 스킵되거나 생략될 수 있는 것으로 생각된다. 상술된 오프셋 보상 처리를 실행하는가 여부는 신호를 수신하고 처리하는 동안 실시간 방식으로 이루어질 수 있는 것으로 생각된다.

본 발명의 배경과 관련되어 상기에 논의된 바와 같이, 비동기화 디지털 가입자선 (Asynchronous Digital Subscriber Line, ADSL) 모뎀 통신은 일반적으로 통신 모뎀 중 하나 (일반적으로, 중앙 사무국 모뎀이나 클라이언트로부터의 일부 다른 모뎀 업스트림)가 마스터 클럭 (master clock)을 발생하여 사용하도록 구성된다. 종래의 ADSL 프로토콜에 따라, 클라이언트측 모뎀과 중앙 사무국 모뎀으로부터의 ADSL 트래픽의 다른 수신자는 통신 데이터 스트림으로부터 마스터 클럭 신호를 회복하고, 수신된 다운스트림 데이터 스트림의 샘플링 및 복조에서, 또한 중앙 사무국 모뎀으로의 업스트림 또는 역링크 데이터의 전송에서 회복된 클럭을 사용하도록 요구된다. 클라이언트 모뎀은 마스터 클럭 신호와 관련되어 지터 (jitter)가 없는 방식으로 이러한 역링크 데이터 스트림을 통신하도록 요구된다. 그러나, 중앙 사무국 모뎀이 이러한 신호에 응답하지 않으므로, ADSL 통신에서는 클라이언트측 모뎀에 의해 파일럿 신호가 발생되지 않는다 (그 대신, 샘플링 및 복조에 마스터 클럭을 사용). 본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따라, 도 4와 관련되어 상술된 바와 같이 위상 및 주파수 오프셋을 정정하도록 복조된 신호의 이전 처리와 조합되어 통신의 수신에 수적 제어 발진기를 사용하고, 또한 중앙 사무국 모뎀에 의해 발생되는 마스터 클럭 신호와 관련되어 지터가 없도록 업스트림 통신을 적절하게 처리하는 기능을 포함하는 모뎀이 제공된다.

이제는 도 6을 참고로, 본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따른 모뎀(55)의 구조 및 동작이 설명된다. 모뎀(55)은 도 3에 도시된 바와 같은 ADSL 통신 조건에서의 클라이언트 모뎀의 예이고, 이는 상술된 바와 같이 파일럿 신호를 포함하는 트위스트쌍 설비 TWP를 통해 시간-정의역 신호 f(t)를 수신한다. 이 파일럿 신호는 모뎀 전송 신호 f(t)에 의해 발생된 마스터 클럭 신호에 대응한다; 이 ADSL 환경에서, 전송 모뎀은 일반적으로 중앙 사무국에 위치한다.

모뎀(55)은 도 4와 관련되어 상술된 바와 같은 수신 회로(30)를 포함하여, 시스템에서 호스트 컴퓨터(R)에 통신되는 대응하는 디지털 신호 F(m)로 신호 f(t)를 처리한다. 요약하면, 수신 회로(30)는 수적 제어 발진기(35)에 의해 발생된 수신 클럭 CLK_r의 동기화 제어 하에서 입력 신호 f(t)를 샘플링 및 복조한다 (즉, FFT 기능부(36)를 통해 주파수 정의역으로 변환한다). FFT 기능부(36) 이전에 샘플링된 신호에는 시간 정의역 동기화 및 주기적 펄스 제거 기능부(34)와 같은 추가 기능이 적용된다. 신호 f(t)가 변조되고 전송되는 마스터 클럭과 수신 클럭 CLK_r사이의 위상 및 주파수 오프셋 때문에, 수신 회로(30)는 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)의 동작을 통해, 상술된 바와 같이, 위상 회전기 기능부(40) 및 FIR 필터 기능부(42)에 의한 복조 이후에 위상 오프셋 및 주파수 오프셋 정정을 적용한다. 이어서, 디지털 신호 F(m)는 상술된 바와 같이, 모뎀(55)으로부터 호스트 컴퓨터 R로 전해진다.

또한, 상술된 바와 같이, 모뎀(55)은 Texas Instruments사로부터 이용가능한 TMS320c6x 클래스의 DSP와 같은 디지털 신호 프로세서 (DSP)(32')를 통해 바람직하게 실현된다. 시간 정의역 등화 및 주기적 펄스 제거 기능부(34), FFT 기능부(36), FEQ 기능부(38), 위상 회전기 기능부(40), FIR 필터 기능부(42), 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43), 또한 파일럿 신호 필터 기능부(44)는 본 발명의 바람직한 실시예에서 실행가능한 프로그램 지시를 통해 DSP(32')에 의해 모두 실현된다.

모뎀(55)은 또한 트위스트쌍 설비 TWP를 통해 중앙 사무국으로 "업스트림 (upstream)" 신호를 발생하는 전송측을 갖는다. ADSL 표준에 따라, 이 모뎀(55)에 의해 발생된 업스트림 또는 "역링크 (reverse link)" 신호 g(t)는 다운스트림 신호 f(t)와 같이 파일럿 신호를 포함하지 않는다. 파일럿 신호가 없는 것은 (또는, 특별히 요구 조건이 부족한 것) ADSL 통신에서의 중앙 사무국 모뎀이 전송 및 수신에서 모두 사용되는 마스터 클럭 신호를 동작시 발생하여 사용하기 때문이다. 부가하여, 클라이언트 ADSL 모뎀에서는 다양한 종류의 파일럿 신호가 발생되게 하는 많은 종류의 클럭 회복 기술이 사용된다. 따라서, ADSL 표준은 모뎀(55)과 같은 클라이언트측 모뎀이 수신된 데이터 스트림으로부터 마스터 클럭 신호를 회복하고 지터가 없는 역링크 비트스트림 (bitstream)을 발생하는데 이 회복 클럭을 사용하도록 요구하여, 마스터 클럭 신호와 관련된 동기화 방식으로 업스트림 전송이 중앙 사무국 모뎀에 의해 수신되도록 보장한다.

본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따라, 클럭 회로는 자유 운행 발진기를 근거로 하는 수적 제어 발진기(35)를 포함한다; 다른 방법으로, 상술된 바와 같이, 자유 운행 주파수와 전송, 또는 마스터 클럭 주파수 사이의 관계에 따라 샘플 기준점이 진보 또는 후퇴되는 비동조 배열에서 모뎀(55)의 샘플링 및 다른 동기화 제어를 위해 비동조 자유 운행 발진기가 사용될 수 있다. 모뎀(55)은 또한 역링크 신호의 전송을 제어하는데도 이 수신 클럭 CLK_r을 사용한다. 따라서, 위상 오프셋 및 주파수 오프셋은 본 예에서 수적 제어 발진기(35)에 의해 발생되는 로컬 수신 클럭 CLK_r과, 신호 f(t)가 전송되고 그에 따라 중앙 사무국 모뎀이 역링크 비트스트림을 기대하게 되는 마스터 클럭 사이에 주어지게 된다. 본 발명의 제2 실시예에 따라, 모뎀(55)은 클럭 오프셋으로부터 발생되는 위상 및 주파수 오프셋이 신호를 왜곡시키지 않도록 변조, 샘플링, 및 전송에 앞서 전송되는 디지털 신호에 프리엠퍼시스 (pre-emphasis) 필터를 적용하지만, 그 대신에 중앙 사무국 모뎀의 마스터 클럭과 일치하는 형태로 이를 배치할 수 있다.

본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따라, 모뎀(55)은 FIR (finite impulse response, FIR) 필터 기능부(52), 위상 회전기 기능부(54), 및 IFFT (inverse Fast Fourier Transform) 기능부(56)를 포함하는 전송측을 구비한다. 본 예에서, 각 기능들은 디지털 기능으로, 도 6에 도시된 바와 같이, DSP(32')에 의해 실행되는 코드로 바람직하게 실현된다.

FIR 필터 기능부(52)는 호스트 컴퓨터 R로부터 직접 또는 간접적으로 디지털 신호 G(m)를 수신한다. FIR 필터 기능부(52)는 상술된 바와 같이, 중앙 사무국 모뎀(100)의 마스터 클럭과 수신 클럭 CLK_r사이의 주파수 오프셋 평가를 근거로 신호 G(m)에 프리엠퍼시스 정정을 적용하는 디지털 필터이다. 이 주파수 오프셋 평가 Δ는 상술된 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)에 의해 FIR 필터 기능부(52)로 통신된다.

기능부(52)에 의해 신호 G(m)에 적용되는 FIR 필터는 도 3과 관련되어 상술된 복조 이전의 정정과 똑같은 동작 이론을 근거로 한다. 신호 f(t)의 수신과 관련되어 상기에 논의된 바와 같이, 주파수 (위상은 아니고) 오프셋을 포함하는 수신 신호 F'(m)은 진정한 전송 스펙트럼 F(m)에 대해 다음과 같이 표현될 수 있다:

그러므로, 전송측에서, FIR 필터 기능부(52)는 평가된 주파수 오프셋 Δ 및 공지된 들어오는 신호 G(m)를 근거로, 변조 및 샘플링 동안 발생되는 주파수 오프셋 효과에 대한 보상을 포함하는 프리엠퍼시스된 신호 G'(m)를 제공한다:

이전과 같이, 중앙 사무국 모뎀(100)의 전송 주기 T_t는 모뎀(50)에 의해 공지되어, FIR 필터 기능부(52)에 쉽게 삽입될 수 있다.

그러나, m의 값은 일반적으로 ADSL 통신의 비동기적 본성으로 인해 원격 모뎀(50)에서 중앙 사무국 모뎀(100)으로 신호를 업스트림 전송하는 것과 달라짐을 주목하여야 한다. 예를 들면, m의 업스트림값은 일반적으로 32가 되고, 이 경우 m의 다운스트림값은 256이다. 이와 같이, 업스트림 통신에 대한 주파수 오프셋의 효과는 일반적으로 다운스트림 통신에 대한 효과 보다 작은 크기가 된다. 그래서, FIR 필터 기능부(52)는 이러한 효과를 보상하도록 신호 G(m)를 용이하게 프리엠퍼시스할 수 있는 것으로 생각된다.

이어서, 신호 G'(m)은 위상 및 주파수 오프셋 검출 기능부(43)에 의해 발생된 위상 오프셋 τ의 평가에 대응하는 양으로 위상 쉬프트를 적용하는 위상 회전기 기능부(54)에 적용된다. 위상 회전기 기능부(54)에 의해 삽입되는 위상 쉬프트는 수신 신호 CLK_r와 마스터 클럭 사이의 위상 에러로 인해 기대되는 위상 쉬프트을 보상하는 양이 된다. 따라서, 위상 회전기 기능부(54)에 의해 삽입되는 위상 쉬프트는 상술된 위상 회전기 기능부(40)에 의해 삽입된 것, 즉 위상 쉬프트 exp(-j2πf_mτ)와 같다; 이 위상 쉬프트는 신호 G'(m)에 빈 (bin) 별로 삽입되어 쉬프트된 출력 S'(m)을 제공한다. 위상 오프셋 τ로 인한 exp(-j2πf_mτ)의 연속적인 위상 에러는 이와 같이 위상 회전기 기능에 의해 미리 보상된다.

그래서, 위상 회전기 기능부(40)의 출력은 입력 신호 G(m)의 주파수 정의역 표시이지만, 주파수 오프셋 Δ 및 위상 오프셋 τ 모두에 의해 발생된 에러를 미리 보상한 주파수 정의역 신호 S'(m)가 된다. 신호 S'(m)는 IFFT 기능부(56)에 적용되어, 신호 S'(m)의 샘플링된 시간 정의역 표시에 대응하는 샘플 시리즈를 발생한다. 샘플링된 이 시간 정의역 신호는 디지털-대-아날로그 변환기 (D/A)(58)에 적용되어, 아날로그 전송 신호 g(t)를 발생하고 수신 클럭 CLK_r을 근거로 적절한 주파수로 변조된다. 물론, 상기에 기술된 바와 같이, 전송 신호 g(t)는 예를 들면, 도 3에 도시된 중앙 사무국 모뎀(100)내의 마스터 클럭(102)에 의해 발생되는 바와 같이, 마스터 클럭의 주파수와 관련되는 클럭 CLK_r의 위상 및 주파수 오프셋을 보상하도록 프리엠퍼시스된다.

그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 모뎀, 특히 ADSL 등과 같은 고속 통신 환경에서의 클라이언트측 모뎀의 구성 및 동작에서 중요한 이익 및 장점이 구해진다. 상기에 기술된 바와 같이, 본 발명은 전송 및 수신 클럭의 위상 및 주파수 오프셋으로 인한 에러를 정정하는 복조-이전 처리를 통해 통신의 회복에서 정확도를 계속 유지하면서, 자유 운행 발진기를 근거로 하는 수적 제어 발진기와 같이 저비용 및 저복잡성의 로컬 클럭 회로를 사용하는 모뎀의 기능을 제공한다. 그러므로, 서브채널간의 직교성 (orthogonality)이 유지되어, 채널간 간섭을 줄이게 된다. 부가하여, 본 발명의 바람직한 제2 실시예에 따라 상기에 기술된 바와 같이, 마스터 클럭에 따라 동작하는 중앙 사무국 모뎀에서 수신될 때 시간 정의역 신호가 정확하도록 복조 이전에 역링크 신호의 프리엠퍼시스 (pre-emphasis)가 또한 적용될 수 있다.

본 발명은 바람직한 실시예에 따라 설명되었지만, 물론, 본 명세서 및 도면을 참고로 종래 기술에 숙련된 자에게는 본 발명의 장점 및 이득을 구하는 본 발명의 수정 및 그에 대한 다른 방법이 명백한 것으로 생각된다. 이러한 수정 및 다른 방법은 여기서 이후 청구되는 본 발명의 범위내에 드는 것으로 생각된다.

Claims

전기 통신 모뎀을 위한 수신 회로에 있어서:

수신 신호를 수신하는 입력 -수신 신호의 발생시 사용된 클럭 신호에 대응하는 파일럿 신호 (pilot signal)를 포함함- ;

수신 클럭을 발생하고 자유 운행 발진기 (free run oscillator)를 구비하는 클럭 회로;

상기 수신 클럭에 응답하여 상기 수신 신호를 샘플링하도록 상기 입력에 연결된 아날로그-대-디지털 변환기 회로;

상기 수신 신호에 대응하는 주파수 정의역 신호를 만들도록 상기 아날로그-대-디지털 변환기 회로의 출력에 연결된 복조 기능부;

상기 수신 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 평가된 위상 오프셋 (offset)에 대응하여 위상 쉬프트 (shift)를 상기 주파수 정의역 신호에 적용하는 위상 회전 기능부; 및

상기 수신 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 평가된 주파수 오프셋에 대응하여 상기 주파수 정의역 신호에 정정을 적용하는 디지털 필터 기능부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
제1항에 있어서,

상기 복조 기능부는:

샘플링된 상기 수신 신호를 주파수 정의역 신호로 변환시키는 고속 푸리에 변환 (Fast Fourier Transform) 기능부; 및

채널 효과를 보상하도록 상기 주파수 정의역 신호를 처리하는 주파수 정의역 등화 기능부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
제2항에 있어서,

디지털 신호 프로세서 집적 회로를 더 포함하고,

상기 복조 기능부, 위상 회전 기능부, 및 디지털 필터 기능부는 상기 디지털 신호 프로세서 집적 회로로 구현되는 것을 특징으로 하는 회로.
제1항에 있어서,

상기 클럭 회로는:

상기 수신 클럭을 발생하도록 상기 자유 운행 발진기의 클럭 출력을 선택된 정수로 나누는 주파수 분할기; 및

상기 파일럿 신호에 대응하는 신호를 수신하도록 상기 복조 기능부에 연결된 입력을 갖고, 상기 파일럿 신호의 주파수에 응답하여 상기 선택 정수를 선택하도록 상기 주파수 분할기에 연결된 출력을 갖는 정수 선택기

를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
제1항에 있어서,

상기 수신 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 상기 평가 위상 오프셋 및 평가 주파수 오프셋을 평가하는 위상 및 주파수 오프셋 검출기 기능부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
외부 네트워크와 호스트 (host) 시스템 사이의 통신을 인터페이스하는 모뎀에 있어서;

모뎀 클럭을 발생하고 자유 운행 발진기를 구비하는 클럭 회로;

수신 신호를 외부 네트워크로부터 수신하는 입력 -상기 수신 신호는 수신 신호의 발생시 사용된 클럭 신호에 대응하는 파일럿 신호를 포함함-;

상기 모뎀 클럭에 응답하여 상기 수신 신호를 샘플링하도록 상기 입력에 연결된 아날로그-대-디지털 변환기 회로;

상기 수신 신호에 대응하는 주파수 정의역 신호를 만들도록 상기 아날로그-대-디지털 변환기 회로의 출력에 연결된 복조 기능부;

상기 모뎀 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 평가된 위상 오프셋에 대응하여 위상 쉬프트를 주파수 정의역 신호에 적용하는 위상 회전 기능부; 및

상기 모뎀 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 평가된 주파수 오프셋에 대응하여 상기 주파수 정의역 신호에 정정을 적용하는 디지털 필터 기능부

를 포함하는 수신측; 및

상기 호스트 시스템으로부터 디지털 신호를 수신하여 대응하는 아날로그 신호를 상기 외부 네트워크에 전송하도록 상기 호스트 시스템과 상기 외부 네트워크에 연결된 전송 회로

를 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제6항에 있어서,

상기 복조 기능부는:

상기 샘플링된 수신 신호를 주파수 정의역 신호로 변환시키는 고속 푸리에 변환 기능부; 및

채널 효과를 보상하도록 상기 주파수 정의역 신호를 처리하는 주파수 정의역 등화 기능부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제7항에 있어서,

디지털 신호 프로세서 집적 회로를 더 포함하고,

상기 복조 기능부, 상기 위상 회전 기능부, 및 상기 디지털 필터 기능부는 상기 디지털 신호 프로세서 집적 회로로 구현되는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제6항에 있어서, 상기 클럭 회로는

상기 수신 클럭을 발생하도록 상기 자유 운행 발진기의 클럭 출력을 선택된 정수로 나누는 주파수 분할기; 및

상기 파일럿 신호에 대응하는 신호를 수신하도록 상기 복조 기능부에 연결된 입력을 갖고, 상기 파일럿 신호의 주파수에 응답하여 상기 선택 정수를 선택하도록 상기 주파수 분할기에 연결된 출력을 갖는 정수 선택기

를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제6항에 있어서,

상기 모뎀 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 상기 평가 위상 오프셋 및 평가 주파수 오프셋을 평가하는 위상 및 주파수 오프셋 검출기 기능부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제10항에 있어서, 상기 전송 회로는:

상기 모뎀 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 상기 평가된 주파수 오프셋에 대응하여 상기 디지털 신호에 프리엠퍼시스 (pre-emphasis) 정정을 적용하는 디지털 필터 기능부;

상기 모뎀 클럭과 상기 파일럿 신호 사이에서 상기 평가된 위상 오프셋에 대응하여 상기 디지털 신호에 프리엠퍼시스 위상 쉬프트를 적용하는 위상 회전 기능부;

상기 디지털 필터 기능부 및 상기 위상 회전 기능부에 의한 프리엠퍼시스 정정 이후에, 상기 디지털 신호를 시간 정의역 신호로 변환시키는 역 고속 푸리에 변환 (inverse Fast Fourier Transform) 기능부; 및

상기 역 고속 푸리에 변환 기능부로부터의 상기 시간 정의역 신호를 외부 네트워크에 인가하기 위한 아날로그 신호로 변환하는 디지털-대-아날로그 변환기

를 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제11항에 있어서,

디지털 신호 프로세서 집적 회로를 더 포함하고,

상기 복조 기능부, 상기 위상 회전 기능부, 상기 디지털 필터 기능부, 및 상기 역 고속 푸리에 변환 기능부는 디지털 신호 프로세서 집적 회로로 구현되는 것을 특징으로 하는 모뎀.
제11항에 있어서,

상기 외부 네트워크에 걸친 통신은 비동기화 디지털 가입자선 프로토콜 (Asynchronous Digital Subscriber Line protocol)에 따라 실행되는 것을 특징으로 하는 모뎀.
외부 네트워크로부터 수신된 통신을 처리하도록 모뎀 회로를 동작시키는 방법에 있어서:

자유 운행 발진기에 따라 수신 클럭 신호를 발생하는 단계;

상기 수신 클럭 신호에 따른 샘플링 시간에 수신된 통신 신호를 샘플링하는 단계;

상기 수신된 통신 신호에 대응하는 파일럿 신호와 상기 수신 클럭 신호 사이의 위상 오프셋 및 주파수 오프셋을 평가하는 단계;

상기 샘플링된 수신 통신 신호를 상기 수신된 통신 신호의 서브캐리어 (sub-carrier)에 대응하는 다수의 주파수 빈 (frequency bin) 값들에 대응하는 주파수 정의역 신호로 샘플링된 변환시키는 단계;

상기 평가된 위상 오프셋에 대응하여 위상 회전 정정을 상기 주파수 정의역 신호에 적용하는 단계;

상기 평가된 주파수 오프셋에 대응하여 디지털 필터 기능을 주파수 정의역 신호에 적용하는 단계; 및

상기 적용 단계 이후에, 상기 정정된 주파수 정의역 신호를 호스트 시스템에 통신하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,

상기 수신 클럭 신호를 발생하는 단계는:

상기 파일럿 신호의 주파수를 상기 수신 클럭 주파수에 비교하는 단계; 및

상기 수신 클럭을 발생하도록 상기 비교 단계에 응답하여 선택된 정수로 상기 자유 운행 발진기의 출력을 나누는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제15항에 있어서, 상기 나누는 단계는

상기 비교 단계에 응답하여 그룹 M-1, M, M+1로부터 정수 분할자값을 선택하는 단계;

상기 선택 단계에서 선택된 상기 정수값으로 상기 자유 운행 발진기 출력의 주기를 나눈 주기를 갖도록 상기 수신 클럭 신호의 프레임 주기 중에서 제 1 싸이클을 발생하는 단계; 및

상기 정수 M으로 나누어진 상기 자유 운행 발진기 출력의 주기에 대응하는 주기를 갖도록 상기 수신 클럭 신호의 프레임 주기 중에서 나머지 클럭을 발생하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,

상기 디지털 필터 기능부는 유한 임펄스 응답 (finite impulse response) 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제17항에 있어서,

상기 변환 및 적용 단계는 디지털 신호 프로세서로 프로그램 명령을 실행함으로써 실시되는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,

호스트 컴퓨터로부터 업스트림 (upstream) 디지털 신호를 수신하는 단계;

상기 평가된 주파수 오프셋에 대응하여 프리엠퍼시스 디지털 필터 기능을 상기 업스트림 디지털 신호에 적용하는 단계;

상기 평가된 위상 오프셋에 대응하여 프리엠퍼시스 디지털 필터 기능을 상기 업스트림 디지털 신호에 적용하는 단계;

상기 적용 단계 이후에, 상기 업스트림 디지털 신호를 업스트림 주파수 정의역 신호로 변환시키는 단계;

상기 변환 단계 이후에, 상기 업스트림 디지털 주파수 정의역 신호를 업스트림 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및

상기 업스트림 아날로그 신호를 상기 외부 네트워크로 통신하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.