JP2000341237A

JP2000341237A - 通信受信機の位相及び周波数オフセット補償

Info

Publication number: JP2000341237A
Application number: JP2000097056A
Authority: JP
Inventors: Song Wu; ウーソン; Domingo G Garcia; ジーガーシアドミンゴ; Michael O Polley; オーポーリーマイケル
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2000-12-08
Also published as: KR20000071516A; DE60035310T2; TW484287B; EP1049301A3; EP1049301A2; EP1049301B1; US6370188B1; DE60035310D1

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】本発明は、周波数多重化通信の通信において
高度な精度を供給する低コストなモデムを提供する。【解決手段】ディジタル信号プロセッサ３２’により
実施される受信回路３０を含んでいるモデム５５を開示
する。受信回路は、フリー・ラン発振器の出力に基づく
受信クロック（ＣＬＫｒ）により動作する。入力周波数
多重化信号（ｆ（ｔ））は、アナログ／ディジタル変換
器３１によりサンプリングされかつ高速フーリエ変換機
能３６により復調される。そのような復調の後、位相回
転機能４０は、受信クロックと送信モデムにより送信さ
れたパイロット信号Ｐとの間の推定位相オフセットに対
応している復調信号に位相偏移を適用する；有限インパ
ルス応答フィルタ機能は、推定周波数オフセットΔに基
づきフェーズ・エラーを訂正するために復調信号にディ
ジタル・フィルタを適用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信の技術分野に
関し、特にそのような通信における周波数多重化信号
のディジタル信号処理に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、通常の電話ネットワーク及び配線
にわたり通信が実行されうるデータ転送速度は、かなり
増大した。これらの増大は、大部分において、通信され
るメッセージ又はデータを表す信号を分割多重化しかつ
変調する新たに採用された技術によるものであり、その
結果、通信帯域幅がかなり改善された。更に、そのよう
な通信が実行されるキャリア周波数も、また、近年増加
し、ビット・レートを更に改善した。

【０００３】多重化のよく知られた一つの種類によれ
ば、ディジタル・データは、多重サブキャリア周波数、
又はトーンで通信される。この周波数多重化の種類は、
有線通信において離散多重トーン（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
ＭｕｌｔｉＴｏｎｅ;ＤＭＴ）として、または無線通信
において直交周波数分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌ
ｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ）と称される。このタイプの多重
化では、データ記号のストリームは、それぞれが副搬送
周波数に関連付けられるＮ個の並列サブチャネルに多重
化される。変調後、サブキャリアは、追加されかつアナ
ログ信号として一緒に送信される；受信端では、サブチ
ャネルは、互いにフィルタされかつ最初の非多重化デー
タ・ストリームが復元される。

【０００４】このタイプの多重化では、隣接するサブキ
ャリア周波数が互いに妨害しないということが重要であ
る。勿論、サブキャリア周波数の広い分離は、そのよう
なチャネル間妨害（ＩＣＩ）を取り除きうるが、低いス
ペクトル密度を犠牲にする。サブキャリアの直交性を確
実し、それゆえにＩＣＩを回避するよく知られた方法
は、サブキャリア・パルスとして方形パルス形状を利用
することである。フーリエ変換の定理によれば、時間領
域の方形パルスは、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ周波数領域スペク
トルに変換される。周波数多重化の場合には、このスペ
クトルは、サブキャリア周波数ｆ₀の回りの中心に配置
され、かつ変数ｘ＝πＮＴ（ｆ−ｆ₀）を有する。ここ
で、ｆは通信の実際の周波数、Ｎは送信される並列サブ
チャネルの数、Ｔは離散情報の通信の周期（即ち、記号
通信転送速度の逆数）を表す。直交性を確実にするため
のサブキャリア周波数の適格な選択は、次の関係式によ
る：

【０００５】

【数１】ここで、ｋは、サブキャリア・インデックス（即ち、マ
ルチトーン・セットの「トーン」）である。この関係式
がサブキャリア周波数を割り当てることにおいて維持さ
れるならば、各サブキャリアは、他のサブキャリアのス
ペクトルのゼロ・クロッシングに位置決めされる中心周
波数を有し、そのような場合には各サブキャリアは、他
の符号化されたサブキャリアに対して直交する。

【０００６】図１は、ＯＦＤＭ又はＤＭＴ伝送における
サブチャネルの周波数スペクトルを示す。図１の周波数
応答プロットにおいて、周波数軸は、中心周波数のイン
デックスに関してサブキャリア・インデックス値で測定
される。中心周波数（０の相対インデックス）は、図示
するように、最大周波数応答を供給する。例えば、±１
の相対インデックス値において、このサブチャネルに対
する周波数応答は、ゼロにおいてである。従って、図１
に示すサブチャネルは、近隣サブチャネルの中心周波数
において寄与しない（±１の相対インデックス）；逆
に、近隣サブチャネルは、図１に示したものと同じ正規
化周波数応答を有するので、それらは、図１のサブチャ
ネルに寄与しない（０の相対インデックス）。更に、図
１に示すように、周波数応答は、相対インデックスの各
整数値でゼロである。そのような場合には、説明したサ
ブチャネルは、他のサブチャネルに寄与しない、そして
逆に他のサブチャネルは、図１に示したサブチャネルの
中心周波数において信号に全く寄与しない。それゆえ
に、方形パルスの使用は、種々のサブチャネル間に直交
性を供給し、中心周波数の近い間隔を許容し、それゆえ
に高スペクトル密度を許容する。

【０００７】しかしながら、直交性を維持するために、
信号の変調及び復調を同じ正確な中心周波数で実行しな
ければならない。図１から明らかなように、中心周波数
から多少オフセットである周波数で復調が実行されたな
らば、所望のサブチャネルに対する周波数応答が最適で
ないばかりでなく、復調された信号も他のサブチャネル
からの寄与を含む；これらの寄与は、結果的にチャネル
間妨害（ＩＣＩ）となり、かつシステムの信号の品質を
かなり低減する。従って、ＤＭＴ／ＯＦＤＭ通信システ
ムにおける復調周波数において精度を確保することは、
重要である。

【０００８】変調及び復調周波数の正確なマッチング
（整合）は、互いに通信モデムの物理的な分離によって
モデム通信において困難にされ、通信モデムのそれぞれ
は、それ自身のローカル・クロックによって駆動され
る。通常のＤＭＴ／ＯＦＤＭモデムは、そのような正確
な周波数マッチングを確実にするために高価でかつ複雑
な回路を一般に使用する。図２は、通常のＤＭＴモデム
１０の受信機側の構成を示す。図２に示すようにモデム
１０は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４で
電話ネットワークから信号を受信する。モデム１０によ
り受信された信号は、通信されたメッセージに加えて、
それがメッセージ・データの変調を実行した周波数を通
信するために送信モデムによって生成されたパイロット
・トーンを含む。Ａ／Ｄ１４のディジタル出力は、時間
領域等化関数２０、巡回プレフィックス除去関数２２、
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）関数２４、及び周波数領域
等化関数２６（そのような関数は、ディジタル信号プロ
セッサ又はＤＳＰ、１２によって一般的に実行される）
により処理され、それに続いて受信された通信信号が、
ディジタル形式で、モデム１０のホスト・コンピュータ
に供給される。モデム１０の時相制御は、ＦＦＴ関数２
４により受信通信から復元されたときに、パイロット・
トーンに応答して維持され、それは、この検出されたト
ーンの瞬時的周波数に対応しているディジタル値を生成
する。パイロット・トーンの周波数は、ディジタル・フ
ィルタ関数２８（また一般的にＤＳＰ１２内の）によっ
てフィルタされ、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／
Ａ）１８によってアナログ信号に変換され、そして電圧
制御発振器（ＶＣＸＯ）１６に供給される。ＶＣＸＯ１
６は、Ａ／Ｄ１４を制御するためにパイロット・トーン
周波数に対応しているアナログ信号に応答して、入力す
る受信通信の時間領域サンプリング及び変換は、（パイ
ロット・トーンにより通信されたような）送信モデムの
周波数と正確にマッチする周波数で実行される。また、
位相同期ループ（フェーズ・ロックド・ループ）(図示
省略)は、入力信号に対するＶＣＸＯ１６の出力の安定
整合（マッチング）を確実にするために通常のモデム１
０で実施されうる。

【０００９】しかしながら、ＶＣＸＯ１６は、クライア
ント側モデムシステムを含むために一般的に高価な関数
であるということが認められていた。更に、Ｄ／Ａ１８
によってＶＣＸＯ１６に供給される制御電圧における変
動は、ＶＣＸＯ１６の出力において周波数ジッタを直接
もたらす；そのような変動は、最新パーソナル・コンピ
ュータ及びワークステーションのような電気的にノイズ
な環境内のモデムに対して共通である。その結果、通常
のモデム構成は、図２に示すように、通常のアプリケー
ションで実施された場合にその周波数出力に高度な精度
をまだ供給しない高価な発振器回路を含む。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】比較的新しいタイプの
現行モデム通信技術は、この技術分野においてディジタ
ル・サブスクライバ・ライン（ディジタル加入者回線）
（「ＤＳＬ」）と称される。ＤＳＬは、制限された距離
で通常の電話会社銅線配線にわたり比較的高い帯域幅を
送付する公衆ネットワーク技術を一般に言う。ＤＳＬ
は、特定の期待データ転送速度、データが通信される媒
体のタイプ及び長さ、並びに、通信データを符号化しか
つ復号する方式により、多数の異なる技術の分類に更に
分けられる。この技術によれば、ＤＳＬモデム間のデー
タ転送速度は、現行の音声モデム転送速度より遥かに大
きい。事実、テスト或いはプロジェクトされている現行
のＤＳＬシステムは、５００Ｋｂｐｓから１８Ｍｂｐｓ
或いはそれ以上の大きさの転送速度の範囲である。非対
称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）と称されかつＡＮ
ＳＩ基準Ｔ１．４１３に対応するプロトコルのような、
ある通常の技法によれば、データ通信転送速度は、非対
称である。一般的に、下流転送速度よりもかなり低いデ
ータ転送速度を有している顧客モデムから中央オフィス
までの上流通信を伴って、電話ネットワーク中央オフィ
スから顧客モデムまでの、通称、下流通信に対して、よ
り速い転送速度が供給される。

【００１１】ＤＭＴ変調により動作する今日のＡＤＳＬ
システムにおいて、通信モデムの一つだけが、マスター
・クロックを有する；一般的に、中央オフィス・モデム
は、このマスター・クロック信号を生成する。それゆえ
に、通信データ・ストリームからマスター・クロック信
号を復元し、かつ受信データ・ストリームをサンプリン
グしかつ復調するためだけでなく中央オフィス・モデム
への上流データのその送信中にもこのクロックを使用す
るためにクライアント・モデムを必要とする。ＡＤＳＬ
基準によれば、中央オフィス・モデムは、ジッタ無し上
流、或いはマスター・クロック信号によりサンプリング
されかつ変調された、逆リンク、データ・ストリームを
期待する。

【００１２】従って、本発明は、周波数多重化通信の通
信において高度な精度を供給する低コストなモデムを提
供することをその課題とする。

【００１３】本発明は、そのようなモデム及びモデムの
受信側の動作が低コスト、フリー・ラン発振器によって
駆動されうるような該モデムを動作する方法を提供する
ことをその更なる課題とする。

【００１４】本発明は、そのようなモデム及び、復調処
理において位相及び周波数オフセットを訂正するために
ディジタル信号処理（ＤＳＰ）ファンクション性を利用
する該モデムを動作する方法を提供することをその更な
る課題とする。

【００１５】本発明は、非対象ディジタル加入者回線
（ＡＤＳＬ）通信環境における逆リンク伝送に対する訂
正を提供することをその更なる課題とする。本発明の他
の課題及び効果は、図面と共に以下の説明を参照するこ
とにより、当業者にとって自明であろう。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明の上記課題は、受
信信号の発生に用いられるクロック信号に対応している
パイロット信号を含む受信信号を受信する入力と、フリ
ー・ラン発振器を備えており、受信クロックを発生する
クロック回路と、入力に結合され、受信クロックに応じ
た受信信号をサンプリングするアナログ／ディジタル変
換器回路と、アナログ／ディジタル変換器回路の出力に
結合され、受信信号に対応している周波数領域信号を生
成する復調ファンクションと、受信クロックとパイロッ
ト信号との間の推定位相オフセットに対応している周波
数領域信号に位相偏移を適用する位相回転ファンクショ
ンと、受信クロックとパイロット信号との間の推定周波
数オフセットに対応している周波数領域信号に訂正を適
用するディジタル・フィルタ・ファンクションとを備え
ている電気通信モデム用受信回路によって達成される。

【００１７】本発明の上記課題は、外部ネットワーク
と、ホスト・システムと、受信側との間の通信をインタ
フェースするためのモデムであって、ホスト・システム
は、モデム・クロックを発生し、かつフリー・ラン発振
器を備え、受信側は、受信信号の発生に用いられるクロ
ック信号に対応しているパイロット信号を含む受信信号
を外部ネットワークから受信する入力と、入力に結合さ
れ、モデム・クロックに応じた受信信号をサンプリング
するアナログ／ディジタル変換器回路と、アナログ／デ
ィジタル変換器回路の出力に結合され、受信信号に対応
している周波数領域信号を生成する復調ファンクション
と、モデム・クロックとパイロット信号との間の推定位
相オフセットに対応している周波数領域信号に位相偏移
を適用する位相回転ファンクションと、モデム・クロッ
クとパイロット信号との間の推定周波数オフセットに対
応している周波数領域信号に訂正を適用するディジタル
・フィルタ・ファンクションと、ホスト・システムと外
部ネットワークとの間に結合され、ホスト・システムか
らディジタル信号を受信しかつ対応しているアナログ信
号を外部ネットワークに送信する伝送回路とを備えてい
るモデムによって達成される。

【００１８】本発明の上記課題は、外部ネットワークか
らの受信通信を処理するためにモデム回路を動作する方
法であって、フリー・ラン発振器に基づいて受信クロッ
ク信号を発生し；受信クロック信号に基づいてサンプリ
ング時間で受信通信信号をサンプリングし；受信クロッ
ク信号と受信通信信号に対応しているパイロット信号と
の間で位相オフセット及び周波数オフセットを推定し；
受信通信信号のサブキャリアに対応している複数の周波
数ビンの値に対応する周波数領域信号にサンプリングし
た受信通信信号を変換し、推定位相オフセットに対応し
ている位相回転訂正を、周波数領域信号に適用し；推定
周波数オフセットに対応しているディジタル・フィルタ
・ファンクションを、周波数領域信号に適用し；適用段
階の後で、訂正周波数領域信号をホスト・システムに通
信する段階を具備する方法によって達成される。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の電気通信モデム用受信回
路では、復調ファンクションは、サンプリングされた受
信信号を周波数領域信号に変換する高速フーリエ変換フ
ァンクションと、チャネル効果を補償するために周波数
領域信号を処理する周波数領域等化ファンクションとを
備えて構成してもよい。

【００２０】本発明の電気通信モデム用受信回路では、
ディジタル信号プロセッサ集積回路を更に備え、復調フ
ァンクション、位相回転ファンクション、及びディジタ
ル・フィルタ・ファンクションは、ディジタル信号プロ
セッサ集積回路によって実施されるように構成してもよ
い。

【００２１】本発明の電気通信モデム用受信回路では、
クロック回路は、受信クロックを発生するために選択整
数でフリー・ラン発振器のクロック出力を分割する分周
器と、パイロット信号に対応している信号を受信するた
めに復調ファンクションに結合された入力を有し、かつ
パイロット信号の周波数に応じた選択整数を選択するた
めに分周器に結合された出力を有している整数選択器と
を更に備えて構成してもよい。

【００２２】本発明の電気通信モデム用受信回路では、
受信クロックとパイロット信号との間の推定位相オフセ
ット及び推定周波数オフセットを推定する位相及び周波
数オフセット検出器ファンクションを更に備えて構成し
てもよい。

【００２３】本発明のモデムでは、復調ファンクション
は、サンプリングされた受信信号を周波数領域信号に変
換する高速フーリエ変換ファンクションと、チャネル効
果を補償するために周波数領域信号を処理する周波数領
域等化ファンクションとを備えて構成してもよい。

【００２４】本発明のモデムでは、ディジタル信号プロ
セッサ集積回路を更に備えており、復調ファンクショ
ン、位相回転ファンクション、及びディジタル・フィル
タ・ファンクションは、ディジタル信号プロセッサ集積
回路によって実施されるように構成してもよい。

【００２５】本発明のモデムでは、クロック回路は、受
信クロックを発生するために選択整数でフリー・ラン発
振器のクロック出力を分割する分周器と、パイロット信
号に対応している信号を受信するために復調ファンクシ
ョンに結合された入力を有し、かつパイロット信号の周
波数に応じた選択整数を選択するために分周器に結合さ
れた出力を有している整数選択器とを更に備えて構成し
てもよい。

【００２６】本発明のモデムでは、受信クロックとパイ
ロット信号との間の推定位相オフセット及び推定周波数
オフセットを推定する位相及び周波数オフセット検出器
ファンクションを更に備えて構成してもよい。

【００２７】本発明のモデムでは、伝送回路は、モデム
・クロックとパイロット信号との間の推定周波数オフセ
ットに対応しているディジタル信号にプリエンファシス
訂正を適用するディジタル・フィルタ・ファンクション
と、モデム・クロックとパイロット信号との間の推定位
相オフセットに対応しているディジタル信号にプリエン
ファシス位相偏移を適用する位相回転ファンクション
と、ディジタル信号を、ディジタル・フィルタ・ファン
クション及び位相回転ファンクションによるプリエンフ
ァシス訂正の後で、時間領域信号に変換する逆高速フー
リエ変換ファンクションと、外部ネットワークへのアプ
リケーションに対して逆高速フーリエ変換ファンクショ
ンからの時間領域信号をアナログ信号に変換するディジ
タル／アナログ変換器とを備えて構成してもよい。

【００２８】本発明のモデムでは、ディジタル信号プロ
セッサ集積回路を更に備えており、復調ファンクショ
ン、位相回転ファンクション、ディジタル・フィルタ・
ファンクション及び逆高速フーリエ変換ファンクション
は、ディジタル信号プロセッサ集積回路によって実施さ
れるように構成してもよい。

【００２９】本発明のモデムでは、外部ネットワークに
わたる通信は、非同期ディジタル加入者回線プロトコル
により実行されるように構成してもよい。

【００３０】本発明の方法では、受信クロック信号を発
生する段階は、パイロット信号周波数を受信クロック周
波数と比較し；受信クロックを発生するために比較段階
に応答して選択した整数によりフリー・ラン発振器の出
力を分割する段階を具備してもよい。

【００３１】本発明の方法では、分割する段階は、比較
段階に応答して、グループＭ−１、Ｍ、Ｍ＋１から整数
分割値を選択し；選択段階で選択した整数値によりフリ
ー・ラン発振器の出力の期間から分割した期間を有する
ために受信クロック信号の、フレーム期間における、第
１のサイクルを発生し；整数Ｍにより分割されたフリー
・ラン発振器の出力の期間に対応している期間を有する
ために受信クロック信号のフレーム期間における残りの
サイクルを発生する段階を具備してもよい。

【００３２】本発明の方法では、ディジタル・フィルタ
・ファンクションは、有限インパルス応答ディジタル・
フィルタを備えて構成してもよい。

【００３３】本発明の方法では、変換段階及び適用段階
は、ディジタル信号プロセッサでプログラム命令を実行
することによって実行されてもよい。

【００３４】本発明の方法では、ホスト・コンピュータ
からアップストリーム・ディジタル信号を受信し；推定
周波数オフセットに対応しているプリエンファシス・デ
ィジタル・フィルタ・ファンクションを、アップストリ
ーム・ディジタル信号に適用し；推定位相オフセットに
対応しているプリエンファシス・ディジタル・フィルタ
・ファンクションを、アップストリーム・ディジタル信
号に適用し；適用段階の後で、アップストリーム・ディ
ジタル・フィルタをアップストリーム周波数領域信号に
変換し；変換段階の後で、アップストリーム・ディジタ
ル周波数領域信号をアップストリーム・アナログ信号に
変換し；アップストリーム・アナログ信号を外部ネット
ワークに通信する段階を更に具備してもよい。

【００３５】

【実施例】ここで図３を参照して、本発明が有益的に実
施されうるような電子システムの一実施例を例により説
明する；この例示したシステムは、ディジタル加入者回
線（ＤＳＬ）モデム、特に非同期タイプのもの（即ち、
ＡＤＳＬモデム）に対応する。図３のこの例は、通常の
電話ネットワーク配線にわたり実行されるような、有線
通信に関するものであるが、本発明は、無線においても
有益である。そのような場合、有線システムの以下の説
明が単なる例示であって、かつこの明細書を参照するこ
とにより、当業者が無線システムにおいて本発明を容易
に認識することができるということを意図する。

【００３６】図３は、多重遠隔加入者が電話システム中
央オフィスとインタフェースするような、ＤＳＬサービ
スの典型的なシステム搭載を示す。この例では、家庭又
は職場環境のユーザは、パーソナル・コンピュータ又は
ワークステーションのような、ホスト・コンピュータシ
ステムＲ、またはビデオ−オン−デマンド（ＶＯＤ）コ
ンテキストの娯楽装置を動作する。ホスト・コンピュー
タシステムＲのそれぞれは、テキスト、グラフィック
ス、映画、音楽、等で表されうる、通信データの遠隔源
（リモート・ソース）及び宛先（デスティネーション）
としての役割をする。各ホスト・コンピュータシステム
Ｒは、それによってホスト・コンピュータＲが通常のツ
イストペア電話設備ＴＷＰにわたり中央オフィスＤＳＭ
モデム１００と通信する、遠隔ＤＳＬモデム５５に関連
付けられる。また、一つ以上の電話機(図示省略)は、
「普通の古い電話サービス」（ＰＯＴＳ）音声通信がツ
イストペア電話線設備ＴＷＰにわたり代わりに又は追加
して通信されうるように、各ツイストペア線設備ＴＷＰ
に接続されうる。図３の特定の例におけるＤＳＬ技術
は、遠隔モデム５５から中央オフィス・モデム１００ま
で（即ち、アップストリーム）移動するトラフィックの
それよりも高い周波数の信号帯域幅で中央オフィス・モ
デム１００から遠隔モデム５５まで移動するトラフィッ
クを伴う、非対称のタイプ（即ち、ＡＤＳＬ）でありう
る。

【００３７】図３に示すように、ツイストペア線設備Ｔ
ＷＰのそれぞれは、市内又は長距離電話サービス・プロ
バイダによって中央オフィスに配置されるべく意図され
る中央オフィスＤＳＬモデム１００によって受信され
る。この例では、中央オフィス・モデム１００は、多重
ツイストペア線設備ＴＷＰ（この例ではそれらの二つだ
けを示す）を受信することができるように構成されてい
る。中央オフィス・モデム１００は、ツイストペア線設
備ＴＷＰ間、従ってホスト・コンピュータＲ、データの
ソース（源）またはデスティネーション（宛先）とし
て、またはインターネット、または専用「ダイヤル・ア
ップ」コンテント・プロバイダ又はネットワークのよう
な、ネットワークへの中間ゲートウェイとしての役割を
するそれ自身のホスト・コンピュータ（図３には示して
いない）間のデータの通信を供給する。勿論、中央オフ
ィスは、また、ツイストペア線設備ＴＷＰにわたりホス
ト・コンピュータＲ（関連電話）によってプレースされ
たもののような呼出しのルーティング（経路指定）に対
するスイッチギヤーも一般的に含む。上記したように、
中央オフィス・モデム１００は、バックポーン・ネット
ワークに接続され、次いでルータ又はディジタル加入者
回線アクセス・マルチプレクッサ（ＤＳＬＡＭｓ）のよ
うな機器により他の通信経路と連通（通信）する。ＰＯ
ＴＳサイビスがＡＤＳＬデータ・トラフィックの上に構
成されるようなアプリケーションでは、そのような機器
は、また、データ・トラフィックからＰＯＴＳを分離
し、通常の電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）にＰＯＴＳト
ラフィックを送りかつデータを広域ネットワーク（ＷＡ
Ｎ）に送るためのあるタイプの「スプリッタ」も含みう
る。

【００３８】図３に示すように、中央オフィス・モデム
１００は、以下に詳述する、遠隔モデム５５への「ダウ
ンストリーム」伝送のサンプリング及び符号化を制御す
るクロック信号を生成する、マスター・クロック回路１
０２に結合される。そのような伝送は、マスター・クロ
ック回路１０２から、またはそれによって導き出される
パイロット信号を含んでいる。

【００３９】図３の例では、遠隔ＤＳＬモデム５５は、
本発明のこの例示的実施例における個々の集積回路に近
似対応する複数のファンクションとしてそれぞれ構成さ
れる。これらの種々のファンクションの間の特定の集積
回路、又は「チップ」の境界は、実施の間で変化しうる
ということが勿論理解される；図３に示した例示的認識
は、例としてだけ提供される。この例では、遠隔ＤＳＬ
モデム５５の一つは、その関連遠隔システムＲとインタ
フェースするための、ホスト・インタフェース６０を含
んで、更に詳細に示されている。ホスト・インタフェー
ス６０は、そのようなインタフェース・ファンクション
に対する通常の構成のものであり、その例は、テキサス
・インストルメントから市販されているＴＮＥＴＤ２１
００ディジタル・シリアル・バス・インタフェース回路
である。

【００４０】本発明のこの実施例によれば、遠隔ＤＳＬ
モデム５５は、データ・ペイロードの送信及び受信の両
方に対して必要なディジタル処理動作を実行するための
ディジタル・トランシーバ・ファンクションを含む；図
３に示す本発明の好ましい実施例によれば、このディジ
タル・トランシーバ・ファンクションは、プログラマブ
ル・ディジタル信号プロセッサｚ（ＤＳＰ）３２として
実施される。送信に対して、ＤＳＰ３２によって実行さ
れる動作は、ディジタル・データをホスト・コンピュー
タＲから（例えば、パケット及びフレームに）フォーマ
ットし、送信のために適格なサブチャネルにデータを符
号化し、かつ符号化されたデータを時間領域信号に変換
するために逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行する
ようなファンクションを含む；受信側では、ＤＳＰ３２
は、これらの動作の逆、並びにエコー・キャンセル処理
を実行する。特に、上述したデータ転送速度において、
ＤＳＰ３２のディジタル・データ処理容量及びパワー
は、テキサス・インストルメントから市販されているＴ
ＭＳ３２０Ｃ６ｘタイプのディジタル信号プロセッサに
よって供給されるもののように、高いレベルであるのが
好ましい。

【００４１】遠隔モデム５５は、それによりＤＳＰ３２
によって実行されるディジタル・トランシーバ・ファン
クションがその関連ツイストペア設備ＴＷＰ、従って中
央オフィス・モデム１００に連通して配置されるアナロ
グ回路を更に含む。この例では、ＤＳＰ３２は、アナロ
グ・フロント・エンド（ＡＦＥ）６２に双方向に結合さ
れ、送信及び受信インタフェース・ファンクションの両
方に対して、高電圧を含むもの以外のＤＳＬ通信に必要
な全てのループ・インタフェース構成要素を供給する混
成信号（即ち、ディジタル及びアナログ動作の両方を含
む）集積回路である。

【００４２】次いで、ＡＦＥは、ライン・ドライバ６４
と双方向にインタフェースし、それは、ＴＨＳ６００２
ライン・ドライバのような、ツイストペア設備ＴＷＰ上
のＡＤＳＬ信号を駆動しかつ受信する高速ライン・ドラ
イバ及び受信機である。この例では、遠隔モデム５５の
ライン・ドライバ６４は、４線−２線式「ハイブリッ
ド」集積回路６６に接続され、専用送信及び受信回線を
ライン・ドライバ６４から２線式ツイストペア設備ＴＷ
Ｐに、全二重方式で変換する。

【００４３】図３に示すように、本発明の好ましい実施
例による遠隔モデム５５は、以下に説明するように、フ
リー・ラン発振器の出力に基づきクロック信号を発生す
る、数値制御発振器（ＮＣＯ）３５を含む。以下の説明
で明らかになるように、本発明は、ＤＳＬモデムの受信
側によって実行されるサンプリング及び復調を制御する
ためにそのような数値制御発振器（ＮＣＯ）の使用を許
容する。当業者によって認識されるように、そのような
ＮＣＯ回路は、最新技術により、周波数多重化通信の復
調において通常用いられる電圧制御式発振器及びフェー
ズ・ロックド・ループ・クロック回路、または他の高精
度クロック回路よりも、実施することにあまり費用がか
からない。

【００４４】ここで図４を参照すると、本発明の第１の
好ましい実施例により構成されたモデム５５の受信回路
３０を説明する。上記したように、図３の遠隔モデム５
５は、データの送信及び受信の両方を処理し、それゆえ
にモデム５５は、特にディジタル・トランシーバ・ファ
ンクションがＤＳＰ３２のようなＤＳＰとして実施され
る場合には、これらの「側」が物理的ではなくファンク
ション的に分離されるけれども、送信及び受信「側」を
有しているものと考えられうる。しかしながら、以下に
説明する目的に対して、モデム５５の送信及び受信ファ
ンクションの説明は、当業者に対して本発明の動作の明
瞭な説明を提供するものと確信される。そのように、用
語「受信回路」がこの説明で用いられるが、そのような
受信回路は、一般的に、モデム５５の「送信回路」か
ら、全ての形態において、物理的に区別されない、とい
うことが理解される。

【００４５】当業者にとって自明であるように、本発明
のこの実施例による受信回路３０は、周波数多重化信号
の無線又は有線モデム通信のいずれにおいても利益をも
たらす。しかしながら、説明の明瞭化のために、受信回
路３０は、通常の電話ネットワークにわたり実行される
ような有線通信に対して説明され、そのような場合には
有線−モデム−通信用語（例えば、有線分野で用いられ
るＯＦＤＭとは反対のＤＭＴ）を使用する；図４に対し
てここに説明されたものと同様に構成されかつ動作され
る回路を無線通信に、同様に使用することができるとい
うことが勿論理解される。

【００４６】図４に示すように、本発明の好ましい実施
例による受信回路３０は、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）３１を含み、この有線モデムのツイストペア
設備ＴＷＰからの入力信号を受信する（勿論、無線の場
合には、Ａ／Ｄ３１は、アンテナ及び受信機回路からア
ナログ信号を受信する）。図３のモデム５５の構成で
は、Ａ／Ｄ３１は、ＡＦＥ６２に存在している。本発明
のこの実施例では、Ａ／Ｄ３１は、クロック信号ＣＬＫ
ｒによってクロックされ、それは、フリー・ラン発振器
５０の出力ＣＬＫ_FRに基づき、数値制御発振器回路３５
により発生される。数値制御発振器回路３５の構成及び
動作を以下に詳述する。

【００４７】本発明のこの好ましい実施例によれば、デ
ィジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３２は、受信通信に
対して種々のディジタル信号処理動作及びファンクショ
ンを実行する。図４において、これらのディジタル・フ
ァンクションは、ＤＳＰ３２の境界内の、受信回路３０
におけるファンクション的ブロックとして示されてお
り、ＤＳＰにより実行可能なプログラム命令のようなフ
ァンクションの実施としては、特に利益があると思われ
る。これに関して、図４は、お互いの間でファンクショ
ン的接続として「入力」及び「出力」を有しているもの
としてこれらのディジタル・ファンクションを示す；こ
の説明の目的のために、そのような入力及び出力は、最
新ＤＳＰｓにより通常実行されるように、メモリへの及
びメモリからの信号の記憶及び検索により実行されると
考えられる。代替的に、図４においてブロック形式で示
されたファンクションのあるもの又は全ては、本発明の
範疇から逸脱せずに、カスタム・ロジック（その場合に
は、入力及び出力は、物理的な感覚で存在する）により
認識されうるということが意図される。

【００４８】図４に示すような本発明の好ましい実施例
では、Ａ／Ｄ３１の出力は、通常の方法で、時間領域等
化及びサイクリック・プレフィックス除去ファンクショ
ン３４により処理される。次いで、時間領域等化及びサ
イクリック・プレフィックス除去ファンクション３４の
出力におけるサンプリング時間領域信号は、高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）ファンクション３６により復調され、
通常の方法で、この信号を離散周波数における受信信号
の値に対応している一連の値に変換する。次いで、ＦＦ
Ｔファンクション３６の出力からの復調周波数領域信号
Ｒ（ｍ）の周波数領域等化は、通常の方法で、送信チャ
ネル（即ち、ツイストペア設備ＴＷＰ）の影響を補償す
るために、周波数領域等化ファンクション３８によって
実行される。

【００４９】図２に対して説明されたように、ＦＦＴフ
ァンクション３６の特定の出力は、検出パイロット・ト
ーンに対応している値の周波数領域シリーズであり、デ
ィジタル・フィルタ・ファンクション４４に（図４に示
す信号Ｐとして）転送され、またＤＳＰ３２内に含まれ
る。ディジタル・フィルタ・ファンクション４４の出力
は、その構成及び動作をここに説明する、数値制御発振
器回路３５に転送される。

【００５０】上記したように、受信クロックＣＬＫ_rを
発生するフリー・ラン水晶発振器及び支持回路の使用
は、特に、通常の電圧制御発振器及びフェーズ・ロック
ド・ループに対して、クロック回路を実施する簡単かつ
費用がかからない方法を提供する。しかしながら、フリ
ー・ラン発振器に基づくクロック回路は、正確な周波数
でクロック信号を発生しない。モデム５５の受信回路３
０の場合には、フリー・ラン発振器５０からの信号ＣＬ
Ｋ_FRの周波数、及び受信クロックＣＬＫ_rのようなそれ
から発生したクロック信号は、それゆえに、一般に、入
力通信の周波数とマッチしないが、送信周波数からオフ
セットされる周波数で動作する。

【００５１】図５ａは、フリー・ラン・クロックＣＬＫ
_FRを送信クロックＣＬＫ_tと比較して、そのような周波
数オフセットの影響を示す。図５ａに示すように、クロ
ック信号ＣＬＫ_tは、送信通信に関連付けられたクロッ
ク信号に対応し、そのようにＤＭＴ送信におけるパイロ
ット信号に有効的に対応する。クロック信号ＣＬＫ
_FRは、フリー・ラン発振器５０のような、フリー・ラン
発振器に基づくクロック信号の一例である。図５ａに示
すように、信号ＣＬＫ_t及びＣＬＫ_FRの先端は、時間ｔ₀
で一致される；しかしながら、送信クロックＣＬＫ_tと
フリー・ラン発振器クロックＣＬＫ_FRとの間の周波数に
おけるオフセットにより、アライメントの後の最初のサ
イクルに存在するフェーズ・エラーは、各後続のサイク
ルで累積する。図５ａの時間ｔ₁において、クロックＣ
ＬＫ_tに対するクロック信号ＣＬＫ_FRの遅れは重要であ
り、図５ａに示すように大きさΔを有している。送信デ
ータ・ストリームがクロックＣＬＫ_tと同期するよう
な、クロックＣＬＫ_FRと同期した方法でデータ・ストリ
ームをサンプリングするモデムの場合には、フェーズ・
エラーは、サンプルが失われる（ミスされる）ような程
度まで結果的に累積する。

【００５２】そのようなオフセット・クロック信号によ
りサンプリングしかつ復調する場合にモデムが入力メッ
セージを完全に復元するための、モデムの受信側は、所
与の期間に、送信モデムによって送信されたのと同じ数
のサンプルを取得するということを確実にしなければな
らない。ＤＭＴ及びＯＦＤＭ周波数多重化の場合には、
受信機における各フレームは、従って、一つのサンプル
内の精度まで各送信フレームと一致しなけらばならな
い；換言すると、各フレーム期間では、受信機は、送信
で使用されたものと同じ数のサンプルを正確に有さなけ
ればならない。

【００５３】フリー・ラン発振器に基づく簡単な数値制
御発振器の影響は、図５ｂに示す；この場合には、フリ
ー・ラン発振器の出力は、同調回路なしで、サンプリン
グ及び復調のために直接的に有効に用いられる。同調が
利用されない場合には、受信機モデムのディジタル回路
は、サンプリング同期を維持するために、送信フレーム
と一致させて各受信機フレームに基準点を設定すること
によって連続Ａ／Ｄ出力データ・ストリームからのデー
タだけをリサンプリングすることができる。これは、送
信クロックに対する受信機基準点のフェーズ・エラーを
監視すること、そして、受信クロックの累積フェーズ・
エラーが３６０°、または一サンプルに近づくような場
合に基準点を進めるか又は遅らせることを必要とする。
図５ｂの例では、基準点ｔ_sは、受信クロック・ストリ
ームＣＬＫ_rの立ち上がり端で選択される。送信クロッ
ク・ストリームＣＬＫ_tの先端を遅らせる。クロックＣ
ＬＫ_tとＣＬＫ_rの間のフェーズ・エラーが３６０°の近
くまで累積すると、この場合には、受信機モデムは、基
準点ｔ_s’において、基準点ｔ_sを次のサイクルまで進め
る。これは、同じ期間における送信機及び受信機シーケ
ンスの両方においてＮサンプルが供給されかつ取得され
ることを確実にする。しかしながら、この簡単な方式に
よれば、受信機モデムのディジタル回路は、サンプリン
グした受信データ・ストリームを復調することにおいて
３６０°までの累積エラー・マグニチュードに周波数オ
フセット及び位相オフセットの両方を訂正できるように
構成しなければならない。

【００５４】数値制御発振器の実施への別のアプローチ
は、ディジタル回路のエラー訂正要求事項を低減する。
このアプローチは、数値制御発振器３５により、図４の
受信回路３０で実施される。図４に示すように、フリー
・ラン発振器５０の出力は、分周器回路４８に適用さ
れ、Ｍ選択回路４６によってそれに供給される制御信号
により選択された整数値でフリー・ラン発振器５０のク
ロック出力ＣＬＫ_FRの周波数を分周することにより周期
的受信クロック・オンラインＣＬＫ_rを発生する。

【００５５】本発明のこの好ましい実施例によれば、受
信クロック信号ＣＬＫ_rは、整数Ｍ、その隣接整数Ｍ−
１及びＭ＋１の選択されたものでフリー・ラン発振器５
０の出力ＣＬＫ_FRを分周することによって導かれる。勿
論、整数Ｍは、フリー・ラン・クロックＣＬＫ_FRと送信
クロックＣＬＫ_tの期待周波数との間の略周波数関係に
より選択される。値Ｍ−１、Ｍ、Ｍ＋１の間の適格な除
数整数の選択は、信号Ｐとして表されかつフィルタ・フ
ァンクション４４によってフィルタされるようなパイロ
ット・トーンの周波数に応じて、Ｍ選択回路４６によっ
てなされる。

【００５６】動作において、数値制御発振器３５は、適
格なサンプリングを確実にするために受信クロックＣＬ
Ｋ_rの期間の一つの持続時間を調整する。例えば、Ｎ個
のサンプルがＤＭＴフレームに存在するならば、Ｎ個の
サンプルの一つ（例えば、最初のサンプル）は、周波数
オフセットの極性により、比率Ｍ−１、Ｍ、Ｍ＋１の選
択されたものによって発生された受信クロックＣＬＫ_r
でサンプリングされる；次いで、フレームの全ての他の
サンプルは、整数Ｍでフリー・ラン・クロックＣＬＫ_FR
の周波数を分周することによって発生された受信クロッ
クＣＬＫ_rで取られる。Ｍ選択回路４６は、ＦＦＴファ
ンクション３６からの信号Ｐとしてパイロット・トーン
のフィルタされた周波数信号に基づいて適格な整数値を
選択する。受信クロックが送信クロック（即ち、パイロ
ット・トーン）のものよりも高い周波数を有するなら
ば、選択回路４６は、分周器回路４８に、Ｍ＋１の周波
数分周器比率で一期間（周期）の受信クロックを発生さ
せかつＮ個のサンプルのフレームにおける全ての他のも
のは、Ｍの周波数分周器比率でなされる；逆に、受信ク
ロックが送信クロックに遅れると、選択回路４６は、分
周回路４８にＭ−１の周波数分周器比率で一期間（周
期）の受信クロックを発生させかつＭの分周比率でフレ
ームの他の期間を発生させる。

【００５７】図５ｃは、送信クロックＣＬＫ_tを遅らせ
ている受信クロックＣＬＫ_rの例に対して、期間（周
期）Ｔのフリー・ラン・クロックＣＬＫ_FRに基づく、数
値制御発振器３５の動作を示す。図５ｃの例では、受信
クロックＣＬＫ_rの一サイクルは、（Ｍ−１）Ｔの周期
を有し、受信クロックＣＬＫ_rの全ての他のサイクル
は、ＭＴの周期を有する。このアプローチの結果とし
て、送信クロックＣＬＫ_tと受信クロックＣＬＫ_rとの間
のフェーズ・エラーは、一つのＤＭＴフレーム期間（周
期）にわたり平均された、受信クロック周期の１／ＭＮ
の同調範囲内で、比較的小さく維持される。

【００５８】本発明によれば、モデムのフリー・ラン発
振器から受信信号を発生するために上記の非同調フリー
・ラン発振器アプローチ、または図４の数値制御発振器
３５のいずれかを用いうる。しかしながら、その訂正要
求事項が非同調アプローチのもの（上記したように、３
６０°までのエラーを訂正しなければならない）よりも
低減されるので、図４の同調アプローチが好ましい。い
ずれの方式でも、位相オフセット及び周波数オフセット
は、受信機サンプルに存在する。受信クロックＣＬＫ_r
の周期Ｔ_r対する送信クロックＣＬＫ_tの周期Ｔ_tの関係
は、以下のように表される：

【００５９】

【数２】ここで、Δは、周波数オフセット（特に、送信及び受信
クロックの周期間の、オフセット、または差）である。
更に、フェーズ・エラーτは、送信及び受信クロック間
の位相オフセットに対応する。これらのオフセットを用
いて、受信サンプルのシリーズｒは、以下のように表さ
れる：

【００６０】

【数３】ディジタル復調に先駈けて、有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタとの補間によって単にこれらの周波数及び
位相オフセットを訂正することを試みるならば、そのよ
うな訂正に対する計算要求事項は、最新のディジタル信
号プロセッサ（ＤＳＰｓ）の容量を超えるであろう。

【００６１】しかしながら、本発明によれば、フェーズ
（位相）及び周波数エラーを除去するために復調サンプ
ルの処理を実行する。このポスト復調処理は、本発明の
好ましい実施例による図４の受信回路３０におけるＤＳ
Ｐ３２のような、最新のＤＳＰｓによって実行され、か
つそのようにして、数値制御発振器３５、及び上述した
非同調フリー・ラン発振器のような低いコストのクロッ
ク回路の使用を可能にするということが認識される。

【００６２】図４を再び参照すると、受信信号の復調サ
ンプルの処理は、その両方が通常の技術により実行され
る、ダウンストリーム（即ち、アフター）ＦＦＴファン
クション３６及び周波数等化ファンクション３８を生じ
る。そのように、これらの処理３６、３８後の信号は、
通信データを発生するために用いられた送信クロックＣ
ＬＫ_tに対して、周波数及び位相オフセットの両方を有
している受信クロックＣＬＫ_rを用いてＡ／Ｄ３１によ
って取得した時間領域サンプルに基づき、周波数領域に
ある。

【００６３】本発明は、上述したように一度位相オフセ
ットτ及び周波数オフセットΔがパイロット・トーンか
ら推定された場合に受信データ・ストリームに対するポ
スト−サンプリング訂正の導出に基づく。特に、位相オ
フセット及び周波数オフセットに対する別々の訂正は、
これら位相オフセットτ及び周波数オフセットΔの推定
に基づいて、ポスト−サンプリングに適用される。周波
数ｆ_s ^t ＝１／Ｔ_t（Ｔ_tは、送信モデムにおけるサン
プリング周期である）でサンプリングされた送信機（例
えば、中央オフィス・モデム１００）を考える；そこ
で、送信信号のフーリエ変換は、Ｆ（ｋ）であり、ｋは
周波数ビン・インデックスである。次いで、以下のよう
に、Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換として時間領域送信
信号ｆ（ｔ）を表しうる：

【００６４】

【数４】ここで、ｆ_k ＝ｋ／ＮＴ_tである。

【００６５】受信機端では、サンプリングは、周波数ｆ
_s ^r ＝１／Ｔ_rにおいてであり、ここで、Ｔ_rは、受信機
のサンプリング周期である。送信及び受信モデム間の通
信チャネル（例えば、ツイストペア設備ＴＷＰ）のイン
パルス応答がｈ（ｔ）であると考え、それゆえにサンプ
リングされたチャネル・インパルス応答をｈ（ｈＴ _r）
と考えると、以下に示すようにサンプリングされた時間
領域受信信号ｒ（ｎＴ_r）を表しうる：

【００６６】

【数５】上述したように、サンプリングされた受信信号ｆ（ｎＴ
_r ＋τ）は、周波数領域送信信号と位相オフセット及び
周波数オフセット・コントリビューションとの積の逆フ
ーリエ変換として考えられる：

【００６７】

【数６】サンプリングされた受信信号ｒ（ｎＴ_r）に対する式
は、それゆえに、周波数領域において、以下のように示
される：

【００６８】

【数７】ここでｍは、受信信号スペクトルにおける周波数ビンを
表しかつＦ’（ｍ）は、受信クロックの、位相オフセッ
トではなく、周波数オフセットによるエラーを有する送
信信号の周波数スペクトルを表す。項目ｅｘｐ（ｊ２π
ｆ_mπ）は、位相オフセットによるエラーに対応する。
周波数オフセット・エラーＦ’（ｍ）を有する送信信号
は、以下のように表される：

【００６９】

【数８】ここで、ｆ_m ＝ｍ／ＮＴ_rである。

【００７０】図４に示した本発明の好ましい実施例で
は、ＦＦＴファンクション３６の出力は、周波数領域シ
リーズＲ（ｍ）によって示される。ここで、ｍは、スペ
クトルにおける周波数ビン・インデックスである。本発
明によれば、位相オフセットτは、一連の受信機サンプ
ルｒ（ｎＴ_r＋τ）に基づいて、ＦＦＴファンクション
３６の出力を考慮することによって周波数オフセットΔ
から分離される：

【００７１】

【数９】上記したように、送信信号Ｆ（ｋ）を復元することにお
いて周波数オフセット・コントリビューションから位相
オフセット・コントリビューションを分離することが望
ましい。そのように、スペクトルＲ（ｍ）は、送信信号
Ｆ（ｋ）を表すが受信クロックＣＬＫ_rからの周波数オ
フセットも含んでいるスペクトルＦ’（ｋ）と位相オフ
セット・コントリビューションの積として、以下のよう
に表わされうる：

【００７２】

【数１０】ここで、

【００７３】

【数１１】受信信号スペクトルＲ（ｍ）に対する位相オフセット・
コントリビューションは、ｅｘｐ（ｊ２πｆ_mπ）であ
る。本発明によれば、一度位相オフセットτ及び周波数
オフセットΔが受信機システムに対して推定された場合
には、これらのオフセットの影響は、信号の復調におけ
る受信信号からアルゴリズム的に除去することができ
る。

【００７４】図４に示すように、本発明の好ましい実施
例によれば、周波数領域等化ファンクション３８は、Ｆ
ＦＴファンクション３６の出力Ｒ（ｍ）で動作する。周
波数領域等化回路３８は、既知の技術により、ＤＳＰ３
２によって実行されるプログラム・ルーチンとして、ソ
フトウェアで実施されるのが好ましい；この技術分野で
よく知られているように、周波数領域等化回路３８は、
遠隔モデム５０における中央オフィス・モデム１００と
受信回路３０との間の送信チャネル（即ち、電話ネット
ワーク）における周波数依存損失を補償することを意図
している。周波数領域における、Ｈ（ｍ）のチャネル・
インパルス応答に対して、周波数領域等化回路ファンク
ション３８によって適用されるフィルタＦＥＱ（ｍ）
は、対象となる周波数にわたり以下の関係を満たすべき
である：

【００７５】

【数１２】受信回路３０における周波数領域等化回路ファンクショ
ン３８の適格なトレーニングを想定して、周波数領域等
化回路ファンクション３８の出力Ｒ’（ｍ）は、以下の
ように表される：

【００７６】

【数１３】又は

【００７７】

【数１４】

【００７８】上記したように、項目ｅｘｐ（ｊ２πｆ_m
τ）は、フェーズ・エラー項目である。従って、本発明
の好ましい実施例によれば、位相回転ファンクション４
０は、周波数領域等化回路３８の出力における信号Ｒ’
（ｍ）で実行される。位相回転ファンクション４０は、
受信クロックＣＬＫ_rと送信クロックＣＬＫ_tとの間の推
定位相オフセットτを用いて、位相偏移をフェーズ・エ
ラーｅｘｐ（ｊ２πｆ _mτ）に対応する信号Ｒ’（ｍ）
に挿入するために、通常のディジタル・フィルタ動作と
して実施される。

【００７９】本発明の好ましい実施例によれば、ＤＳＰ
３２は、また、位相及び周波数オフセット検出ファンク
ション４３を含む。上記したように、ＤＭＴ及びＯＦＤ
Ｍシステムにおいて、送信モデムは、受信モデムによる
そのサンプリング及び変調の正確な同期に対して、その
送信データを有するパイロット・トーンを一般的に含
む。周波数ｆ_pのパイロット・トーンに対して、受信ク
ロックＣＬＫ_rでサンプリングされた受信サンプリング
・パイロット信号ｐ（ｎＴ_r）は、以下に示すように位
相オフセットτを含む：

【００８０】

【数１５】通常の位相検出回路は、一定位相偏移項を容易に決定す
ることができる；ここで、＝２πｆ_pτである。

【００８１】図４に示す本発明の実施例において、位相
及び周波数オフセット検出ファンクション４３は、ＦＦ
Ｔファンクション３６から周波数領域パイロット信号Ｐ
を受信し、かつ位相オフセットτ及び周波数オフセット
Δを検出するためにパイロット信号Ｐ（実質的にはパイ
ロット周波数ｆ_pにおける）の一連のサンプルの係数を
分析する。上述したように、位相及び周波数オフセット
検出ファンクション４３は、受信サンプルに対するＰの
値から、一連のサンプルにわたるＰの実数及び虚数構成
要素の比較から一定の位相偏移を容易に決定することが
できる。一定の位相偏移項＝２πｆ_pτにより、位相
及び周波数オフセット検出ファンクション４３は、位相
オフセット値τを容易に導き、かつ図４に示すように、
この値を位相回転ファンクション４０に通信する。

【００８２】本発明の好ましい実施例によれば、位相回
転ファンクション４０は、通常の技術によるＤＳＰ３２
によって実行可能な、ディジタル・フィルタ動作であ
り、位相偏移を周波数領域信号Ｒ’（ｍ）に挿入する。
上記したように、信号Ｒ’（ｍ）は、位相オフセット項
ｅｘｐ（ｊ２πｆ_mτ）を含む。従って、位相回転ファ
ンクション４０は、位相偏移ｅｘｐ（-ｊ２πｆ_mτ）だ
け信号Ｒ’（ｍ）を変調し、それゆえに位相オフセット
τによるフェーズ・エラーを除去する。位相回転子ファ
ンクション４０の出力は、それゆえに周波数領域信号
Ｆ’（ｍ）であり、送信信号Ｆ（ｋ）の周波数領域表現
であるが周波数オフセットΔによるエラーを含んでい
る。次いで、信号Ｆ’（ｍ）は、本発明のこの実施例に
よれば、このフェーズ・エラーを補償する有限インパル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタ・ファンクション４２によっ
て受信される。

【００８３】ＦＩＲフィルタ・ファンクション４２の動
作の理論をここで説明する。これに関して、以下のよう
に信号Ｆ’（ｍ）を考える：

【００８４】

【数１６】又は、（ｆ_k − ｆ_m）のビン周波数における差を用いて
以下のように表される：

【００８５】

【数１７】Ｆ’（ｍ）に対するこの式が以下のように近似されると
いうことが、本発明に関連して、見出された：

【００８６】

【数１８】この式は、その真のビン（ｌ＝０）におけるスペクトル
Ｆ（ｍ）プラススペクトルにおける他のビンからのコン
トリビューション（即ち、ｌ０に対してＦ（ｍ＋１））
の和として周波数オフセット・エラーＦ’（ｍ）を有す
る受信信号を有効的に考慮する。ＤＭＴの場合におい
て、これらの他のビンは、他のトーン、またはサブチャ
ネルに対応している。

【００８７】勿論、受信スペクトルＦ’（ｍ）に対する
この式は、それが（受信回路３０に対して）未知の送信
スペクトルＦ（ｍ）により表されるように、周波数オフ
セットの補償に直接適用できるものではない。しかしな
がら、本発明の好ましい実施例によれば、周波数不一致
は一般的に１００ｐｐｍよりも少ない（その場合には比
率Δ／Ｔ_t １０^-4）と考えられるという場合には、送信
周期Ｔ_tに対する位相オフセットΔの比率は、一般的に
非常に小さい。更に、最大トーン・インデックスｍが現
今のＡＤＳＬＤＭＴ通信において２５６なので、他の
ビンのコントリビューションは、最大でも和の２％のオ
ーダーである。この正当な近似は、Ｆ’（ｍ）に対する
上記式を変更させ、かつ送信（未知の）信号に受信信号
スペクトルＦ’を代入することによって、送信信号Ｆ
（ｍ）を解き、そして以下のようにこの関係を考える：

【００８８】

【数１９】この式は、（Δ／Ｔ_t）²に比例する近似エラーを有す
る。Ｆ（ｍ）に対する上記式の繰り返し評価は、この近
似エラーを更に低減することができる。

【００８９】本発明の好ましい実施例によれば、Ｆ
（ｍ）に対する上記近似式は、位相及び周波数オフセッ
ト検出回路４３によって生成される周波数オフセットΔ
に対する推定を用いて、ＦＩＲフィルタ・ファンクショ
ン４２で実施される。この式は、ＦＥＱ３８及び位相回
転子ファンクション４０によって処理され、ＦＦＴファ
ンクション３６の現行出力からの入力だけに依存し、先
の出力に依存しないので、明らかにＦＩＲフィルタであ
る。

【００９０】動作において、位相及び周波数オフセット
検出ファンクション４３は、非ゼロ周波数オフセットが
後続のサイクルにわたりオーバーオール・フェーズ・エ
ラーに追加されるということを考慮して、周波数オフセ
ットΔの推定を導くために一連のフレームを分析する。
フェーズ・エラーが複数のフレームにわたり増大する転
送速度は、それゆえに周波数オフセット値Δの推定を供
給する。上記したように、位相及び周波数オフセット検
出ファンクション４３は、所与のフレームにおける位相
オフセット値τを決定する。周波数オフセットを決定す
る目的に対して、位相及び周波数オフセット決定ファン
クション４３は、以下の式により周波数オフセットΔを
導くために二つのフレーム（フレームｊがフレームｉよ
りも時間において遅いような、フレームｉ及びｊ）にお
けるパイロット・トーンからτを推定する：

【００９１】

【数２０】上記のように、Ｎは、フレーム毎のサンプルの数であ
る。従って、位相及び周波数オフセット検出ファンクシ
ョン４３は、二つの異なるフレームにおけるτを推定
し、かつ（経過フレームの数及びフレーム毎のサンプル
の数と一緒に）これらの推定から、周波数オフセットΔ
の推定を導く。位相及び周波数オフセット検出ファンク
ション４３は、適格なフィルタ動作の導出に使用するた
めに、周波数オフセットΔのこの推定をＦＩＲフィルタ
・ファンクション４４に転送する。

【００９２】そこで、ＦＩＲフィルタ・ファンクション
４２は、位相回転子ファンクション４０の出力からの
Ｆ’（ｍ）での以下の動作の実現を供給する：

【００９３】

【数２１】ここで、周波数オフセットΔは、位相及び周波数オフセ
ット検出ファンクション４３によって推定されたもので
ある。フィルタ動作の上記説明により、当業者は、ＤＳ
Ｐｓのような今日の回路においてこのフィルタ・ファン
クションを容易に実現できることを意図する。特に、Ｄ
ＳＰ３２は、受信周期Ｔ_r及び周波数オフセットΔの推
定から送信周期Ｔ_tを容易に導くことができる。信号Ｆ
（ｍ）のこの推定における全ての項がそれゆえに受信回
路３０によって知られているので、ＦＩＲフィルタ・フ
ァンクション４２のアプリケーションは、比較的わかり
やすい。上記したように、それゆえに、ＦＩＲフィルタ
・ファンクション４２の出力は、送信信号Ｆ（ｍ）に対
応し、かつ一連の周波数領域係数として表される。それ
ゆえに、これらの係数の適格な順序付け及び復号は、通
信データをホスト・コンピュータＲに供給する。

【００９４】従って、本発明のこの好ましい実施例によ
れば、符号化されかつ変調された送信の受信における複
数の重要な効果が得られる。まず、電圧制御水晶発振
器、フェーズ・ロックド・ループ回路、等の費用がかか
るファンクションが回避されるので、本発明により構成
される受信回路のコスト全体は、通常の設計によるより
もかなり少ないように意図される。その代わり、本発明
は、数値制御発振器が基になる、比較的費用がかからな
いフリー・ラン発振器の使用を許容する。周波数オフセ
ット及び位相オフセットによるエラーが本発明による受
信回路に存在する程度に、そのようなエラーは、ダウン
ストリーム、ポスト−サンプリング及びポスト−復調、
周波数領域処理において、容易に訂正される。そのよう
な処理は、最新ＤＳＰデバイスウィンドウの能力内にあ
る。そこで、本発明は、サブチャネル間で直交性を維持
すると同時に、モデム通信の受信回路に高密度にパック
されたサブチャネルで通信された情報を容易に受信させ
かつ復号させる。

【００９５】ある変調は、上述した本発明の好ましい実
施例に対して容易になされうるということが意図され
る。例えば、上述した処理は、ある一定のしきい値レベ
ル以下の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を有するサブチャネル
またはサブキャリアに対してスキップまたはオミットさ
れるということが意図され、そのような場合には周波数
及び位相オフセット以外の問題が送信を支配する。上述
したオフセット補償処理を実行するかどうかの決定は、
信号の受信及び処理中に、リアル・タイムでなされうる
ということが意図される。

【００９６】発明の背景に関して上述したように、非同
期ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）モデム通信は、通
信モデムの一つ（一般的には中央オフィス・モデムまた
はクライアントからアップストリームの他のモデム）が
マスター・クロックを発生しかつ使用するように一般的
に構成される。通常のＡＤＳＬプロトコルによれば、ク
ライアント側モデム及び中央オフィス・モデムからのＡ
ＤＳＬトラフィックの他の受信者は、通信データ・スト
リームからのマスター・クロックを復元し、かつこの復
元したクロックを、受信ダウンストリーム・データ・ス
トリームのそのサンプリング及び復調の両方、そして、
また、中央オフィス・モデムへのアップストリーム、ま
たは逆リンク、データのその送信に使用することが要求
される。クライアント・モデムは、マスター・クロック
信号に対して、ジッタ無しでこの逆リンク・データ・ス
トリームを通信するために要求される。しかしながら、
中央オフィス・モデムがそのような信号に応答しないよ
うに（代わりにサンプリング及び復調に対してそのマス
ター・クロックを用いる）、パイロット信号は、ＡＤＳ
Ｌ通信のクライアント側モデムによって発生されない。
本発明の第２の好ましい実施例によれば、図４に関して
上述したように、モデムが提供され、そのモデムは、位
相及び周波数オフセットを訂正するために復調信号のポ
スト−処理と組合せて通信の受信に対して数値制御発振
器を利用し、そして、また、中央オフィス・モデムによ
って発生されるマスター・クロック信号に対してジッタ
無しであるようにアップストリーム通信を適格に処理す
るためのファンクション性を含む。

【００９７】ここで図６を参照して、本発明のこの第２
の好ましい実施例によるモデム５５の構成及び動作を説
明する。モデム５５は、図３に示すようなＡＤＳＬ通信
要求事項のクライアント・モデムの一例であり、上述し
たように、パイロット信号を含むツイストペア設備ＴＷ
Ｐにわたり時間領域信号ｆ（ｔ）をそのように受信す
る。このパイロット信号は、モデム送信信号ｆ（ｔ）に
よって発生されるマスター・クロック信号に対応する；
送信モデムは、このＡＤＳＬ環境において、中央オフィ
スに一般的に配置される。

【００９８】モデム５５は、システムのホスト・コンピ
ュータＲに連通する（と通信する）対応ディジタル信号
Ｆ（ｍ）に信号ｆ（ｔ）を処理する、図４に関して上述
したような受信回路３０を含む。纏めると、受信回路３
０は、数値制御発振器３５によって発生される、受信ク
ロックＣＬＫ_rの同期制御の下で、入力信号ｆ（ｔ）を
サンプリングしかつ復調する（即ち、ＦＦＴファンクシ
ョン３６により周波数領域に変換する）。時間領域等化
及びサイクリック・パルス除去ファンクション３４のよ
うな追加ファンクションは、ＦＦＴファンクション３６
に先駆けてサンプリングされた信号に適用される。受信
クロックＣＬＫｒと信号ｆ（ｔ）が変調されかつ送信さ
れるマスター・クロックとの間の位相及び周波数オフセ
ットにより、受信回路３０は、位相及び周波数オフセッ
ト検出ファンクション４３の動作を介して、上述したよ
うに、位相回転子ファンクション４０及びＦＩＲフィル
タ・ファンクション４２により、復調後に位相オフセッ
ト及び周波数オフセット訂正を適用する。次いで、上述
したように、ディジタル信号Ｆ（ｍ）は、モデム５５か
らホスト・コンピュータＲに転送される。

【００９９】また、上述したように、モデム５５は、テ
キサス・インストルメント・インコーポレーティドから
市販されているＴＭＳ３２０ｃ６ｘクラスのＤＳＰのよ
うな、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３２’によ
り実現されるのが好ましい。時間領域等化及びサイクリ
ック・パルス除去ファンクション３４、ＦＦＴファンク
ション３６、ＦＥＱファンクション３８、位相回転子フ
ァンクション４０、ＦＩＲフィルタ・ファンクション４
２、位相及び周波数オフセット検出ファンクション４
３、及びパイロット信号フィルタ・ファンクション４４
は、実行可能プログラム命令により、本発明のこの好ま
しい実施例におけるＤＳＰ３２’によって全て実現され
る。

【０１００】また、モデム５５は、ツイストペア設備Ｔ
ＷＰにより中央オフィスへの「アップストリーム」信号
を発生するための、送信側を有する。ＡＤＳＬ標準によ
れば、このアップストリーム、またはモデム５５によっ
て発生される「逆リンク」信号ｇ（ｔ）は、ダウンスト
リーム信号ｆ（ｔ）が含むような、パイロット信号を含
まない。パイロット信号のアブセンス（または、より特
定的には、必要事項の欠落）は、ＡＤＳＬ通信の中央オ
フィス・モデムがそれらの動作においてマスター・クロ
ック信号を発生しかつ使用するからであり、その送信及
びその受信の両方で用いられる。更に、多くのタイプの
クロック復元技術がクライアントＡＤＳＬモデムで用い
られ、種々のタイプのパイロット信号を発生させる。従
って、ＡＤＳＬ標準は、モデム５５のような、クライア
ント側モデムが受信データ・ストリームからのマスター
・クロック信号を復元し、かつジッタ無し逆リンク・ビ
ットストリームを発生するためにこの復元したクロック
を使用する、ということを必要し、それゆえに、アップ
ストリーム送信がマスター・クロック信号に対して同期
して中央オフィス・モデムによって受信されるというこ
とを確実にする。

【０１０１】本発明の第２の好ましい実施例によれば、
クロック回路は、数値制御発振器３５を含み、フリー・
ラン発振器に基づく；代替的に、上述したように、非同
期フリー・ラン発振器は、非同調構成のモデム５５のサ
ンプリング及び他の同期制御ために利用しうるし、サン
プル基準点がフリー・ラン周波数と送信またはマスター
・クロック周波数との関係により進められるか又は遅ら
させる。モデム５５は、逆リンク信号の送信を制御する
ためにもこの受信クロックＣＬＫ_rを利用する。従っ
て、位相オフセット及び周波数オフセットは、この例で
は、数値制御発振器３５によって発生された、局所クロ
ックＣＬＫ_rと、信号ｆ（ｔ）が送信されかつそれによ
り中央オフィス・モデムが逆リンク・ビットストリーム
を期待しているマスター・クロックとの間に存在する。
本発明のこの第２の実施例によれば、モデム５５は、そ
の変調、サンプリング、及び送信に先駆けて、プリエン
ファシス・フィルタを送信されるディジタル信号に適用
して、クロック・オフセットから生起される位相及び周
波数オフセットが信号を歪ませないが、その代わりに中
央オフィス・モデムのマスター・クロックと一致するフ
ォームにそれを配置する。

【０１０２】本発明のこの第２の好ましい実施例によれ
ば、モデム５５は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィ
ルタ・ファンクション５２、位相回転子ファンクション
５４、及び逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ファンクシ
ョン５６を含んでいる送信側を含む。この例では、これ
らのファンクションのそれぞれは、ディジタル・ファン
クションであり、そのような場合、図６に示すように、
ＤＳＰ３２’によって実行されるコードにより実行され
るが好ましい。

【０１０３】ＦＩＲフィルタ・ファンクション５２は、
ホスト・コンピュータＲから直接又は間接的にディジタ
ル信号Ｇ（ｍ）を受信する。ＦＩＲフィルタ・ファンク
ション５２は、上述したように、中央オフィス・モデム
１００のマスター・クロックと受信クロックＣＬＫ_rと
の間の周波数オフセットの推定に基づいて、プリエンフ
ァシス訂正を信号Ｇ（ｍ）に適用するディジタル・フィ
ルタである。この周波数オフセット推定Δは、上述した
ように、位相及び周波数オフセット検出ファンクション
４３によってＦＩＲフィルタ・ファンクション５２に通
信される。

【０１０４】信号Ｇ（ｍ）にファンクション５２によっ
て適用されるＦＩＲフィルタは、図３に関して上述した
ポスト−復調訂正と同じ動作の理論に基づく。信号ｆ
（ｔ）の受信に関して上述したように、周波数（位相で
はない）オフセットＦ’（ｍ）を有する受信信号は、以
下に示すように、真の送信スペクトルＦ（ｍ）により、
表されうる：

【０１０５】

【数２２】従って、送信側では、ＦＩＲフィルタ・ファンクション
５２は、推定周波数オフセットΔ及び既知の入力信号Ｇ
（ｍ）に基づき、変調及びサンプリング中に生じる周波
数オフセット効果に対する補償を含むプリエンファサイ
ズド信号Ｇ’（ｍ）を生成する：

【０１０６】

【数２３】上記のように、中央オフィス・モデム１００の送信周期
Ｔ_tは、モデム５０によって知られ、かつＦＩＲフィル
タ・ファンクション５２に容易に挿入することができ
る。

【０１０７】しかしながら、ｍの値は、ＡＤＳＬ通信の
非同期特質により、遠隔モデム５０から中央オフィス・
モデム１００まで信号のアップストリーム送信に対して
一般に異なるということに注目する。例えば、ｍのダウ
ンストリーム値が２５６であるような場合には、ｍのア
ップストリーム値は、一般に３２である。そのように、
アップストリーム通信への周波数オフセットの影響は、
一般に、ダウンストリーム通信への影響よりも少ない大
きさである。そのように、ＦＩＲフィルタ・ファンクシ
ョン５２は、そのような影響を補償するために信号Ｇ
（ｍ）を容易にプリエンファサイズすることができると
いうことが意図される。

【０１０８】次いで、信号Ｇ’（ｍ）は、位相及び周波
数オフセット検出ファンクション４３によって発生され
る位相オフセットτの推定に対応している量の位相偏移
を適用する位相回転子ファンクション５４に適用され
る。位相回転子ファンクション５４によって挿入される
位相偏移は、受信信号ＣＬＫ_rとマスター・クロックと
の間のフェーズ・エラーによる期待位相偏移を補償する
ための量である。従って、位相回転子ファンクション５
４によって挿入される位相偏移は、上述した位相回転子
ファンクション４０によって挿入されるもの、具体的に
は位相偏移ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_mτ）と同じである；こ
の位相偏移は、信号Ｇ’（ｍ）にビン毎に挿入され、偏
移出力Ｓ’（ｍ）を生成する。位相オフセットτによ
る、ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_mτ）の後続のフェーズ・エラ
ーは、それゆえに、位相回転子ファンクションによって
予め補償される。

【０１０９】それゆえに。位相回転子ファンクション４
０の出力は、周波数領域信号Ｓ’（ｍ）であり、入力信
号Ｇ（ｍ）の周波数領域表現であるが周波数オフセット
Δ及び位相オフセットτの両方によってもたらされるエ
ラーに対する予補償を含んでいる。信号Ｓ’（ｍ）は、
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ファンクション５６に
適用され、信号Ｓ’（ｍ）のサンプリング時間領域表現
に対応している一連のサンプルを発生する。このサンプ
リング時間領域信号は、ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）５８に適用され、受信クロックＣＬＫ_rに基
づいて適格な周波数に変調された、アナログ送信信号ｇ
（ｔ）を発生する。勿論、上記したように、送信信号ｇ
（ｔ）は、例えば、図３に示すような中央オフィス・モ
デム１００のマスター・クロック１０２によって発生さ
れるような、マスター・クロックの周波数に対してクロ
ックＣＬＫ_rの位相及び周波数オフセットを補償するた
めにプリエンファサイズされる。

【０１１０】従って、本発明の好ましい実施例によれ
ば、重要な利益及び効果は、モデム、特にＡＤＳＬ等の
ような高速通信環境におけるクライアント側モデム、の
構成及び動作において取得される。上記したように、本
発明は、送信及び受信クロックの位相及び周波数オフセ
ットによるエラーを訂正するためにポスト−復調処理に
よる通信の検索における精度を確実に行うと同時に、フ
リー・ラン発振器に基づく数値制御発振器のような、低
い費用及び低い複雑性の局所クロック回路を利用するよ
うなモデムの機能を提供する。従って、サブチャネル間
の直交性が維持されて、チャネル間妨害を低減する。更
に、上記のように、本発明の第２の好ましい実施例によ
り、また、逆リンク信号のプリエンファシスも、変調に
先駆けて、適用されて、時間領域信号は、マスター・ク
ロックにより動作している中央オフィス・モデムで受信
されるように、正確である。

【０１１１】本発明がその好ましい実施例により説明さ
れたが、この発明の効果及び利益を取得するような変更
及び代替、これらの実施例の変更、及びそれらに対する
代替は、この明細書及びその図面を参照することにより
当業者に自明であろうということを勿論意図する。その
ような変更及び代替は、特許請求の範囲に記載されてい
る本発明の範疇内であるということを意図する。

【０１１２】

【発明の効果】本発明は、周波数多重化通信を受信する
ための、無線又は有線タイプのいずれかの、モデムの受
信回路で実施されうる。サンプリング及び復調回路は、
フリー・ラン水晶発振器の出力に基づいてクロックを駆
動する数値制御発振器（ＮＣＯ）によって制御される。
送信信号に対して、発振器によって制御される復調の位
相オフセット及び周波数オフセットの推定は、送信パイ
ロット・トーンに対して受信回路によってなされる。位
相回転は、位相オフセットを補償するために受信信号に
供給される。ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によ
って実行される有限インパルス応答（ＦＩＰ）フィルタ
のような、ディジタル・フィルタは、復調受信信号にお
ける周波数オフセットを訂正する。その結果、受信モデ
ムは、サブチャネル間で優れた直交性を維持すると同時
に、比較的低コストなクロック及び発振器回路を用いて
構成することができる。本発明の別の形態によれば、本
発明により構成された受信回路は、非同期ディジタル加
入者回線（ＡＤＳＬ）通信を受信しかつ送信するクライ
アント・モデムで実施される。クライアント・モデム
は、中央オフィス・モデムのマスター・クロックに対し
てフリー・ラン発振器またはＮＣＯの周波数オフセット
を補償するために逆リンク送信信号にプリエンファサイ
ジング動作を実施する；同様に、プリトランスミッショ
ン位相回転は、位相回転をプリコンペンセートする。そ
れゆえに、上流伝送は、クライアント・モデムを制御す
る発振器によってもたらされる周波数又は位相オフセッ
トなしで中央オフィス・モデムに達する。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ周波数領域変調を用
いている周波数多重化通信サブチャネルに対する、正規
化周波数応答対周波数のプロットである。

【図２】図２は、通常のモデムにおける受信回路の、ブ
ロック形式の、電気回路図である。

【図３】本発明がその中で実施されうる、ディジタル加
入者回線通信システムの、ブロック形式の、電気回路図
である。

【図４】本発明の第１の好ましい実施例により構成され
る受信回路の、ブロック形式の、電気回路図である。

【図５ａ】送信クロックとフリー・ラン発振器クロック
との間の周波数オフセットの効果を示しているタイミン
グ図である。

【図５ｂ】本発明の好ましい実施例による、適格なサン
プリングを確実にする非チューン型数値制御発振器の動
作を示しているタイミング図である。

【図５ｃ】本発明の好ましい実施例による、適格なサン
プリングを確実にするチューン型数値制御発振器の動作
を示しているタイミング図である。

【図６】本発明の第２の好ましい実施例により構成され
るモデムの、ブロック形式の、電気回路図である。

【符号の説明】

３０受信回路３１アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２’ ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３４時間領域等化及びサイクリック・パルス除去ファ
ンクション３５数値制御発振器３６ＦＦＴファンクション３８ＦＥＱファンクション４０位相回転子ファンクション４２ＦＩＲフィルタ・ファンクション４３位相及び周波数オフセット検出ファンクション４４パイロット信号フィルタ・ファンクション５２有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ・ファン
クション５４位相回転子ファンクション５５遠隔ＤＳＬモデム５６逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ファンクション５８ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者マイケルオーポーリーアメリカ合衆国テキサス州 75044 ガーランドウィンドミルレーン 7617

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号の発生に用いられるクロック信
号に対応しているパイロット信号を含む受信信号を受信
する入力と、フリー・ラン発振器を備えており、受信ク
ロックを発生するクロック回路と、前記入力に結合さ
れ、前記受信クロックに応じた前記受信信号をサンプリ
ングするアナログ／ディジタル変換器回路と、前記アナ
ログ／ディジタル変換器回路の出力に結合され、前記受
信信号に対応している周波数領域信号を生成する復調フ
ァンクションと、前記受信クロックと前記パイロット信
号との間の推定位相オフセットに対応している前記周波
数領域信号に位相偏移を適用する位相回転ファンクショ
ンと、前記受信クロックと前記パイロット信号との間の
推定周波数オフセットに対応している前記周波数領域信
号に訂正を適用するディジタル・フィルタ・ファンクシ
ョンとを備えていることを特徴とする電気通信モデム用
受信回路。
【請求項２】前記復調ファンクションは、サンプリン
グされた受信信号を周波数領域信号に変換する高速フー
リエ変換ファンクションと、チャネル効果を補償するた
めに前記周波数領域信号を処理する周波数領域等化ファ
ンクションとを備えていることを特徴とする請求項１に
記載の受信回路。
【請求項３】ディジタル信号プロセッサ集積回路を更
に備えており、前記復調ファンクション、位相回転ファ
ンクション、及びディジタル・フィルタ・ファンクショ
ンは、前記ディジタル信号プロセッサ集積回路によって
実施されることを特徴とする請求項２に記載の受信回
路。
【請求項４】前記クロック回路は、前記受信クロック
を発生するために選択整数で前記フリー・ラン発振器の
クロック出力を分割する分周器と、前記パイロット信号
に対応している信号を受信するために前記復調ファンク
ションに結合された入力を有し、かつ前記パイロット信
号の前記周波数に応じた前記選択整数を選択するために
前記分周器に結合された出力を有している整数選択器と
を更に備えていることを特徴とする請求項１に記載の受
信回路。
【請求項５】前記受信クロックと前記パイロット信号
との間の前記推定位相オフセット及び推定周波数オフセ
ットを推定する位相及び周波数オフセット検出器ファン
クションを更に備えていることを特徴とする請求項１に
記載の受信回路。
【請求項６】外部ネットワークと、ホスト・システム
と、受信側との間の通信をインタフェースするためのモ
デムであって、前記ホスト・システムは、モデム・クロックを発生し、
かつフリー・ラン発振器を備え、前記受信側は、受信信号の発生に用いられるクロック信号に対応してい
るパイロット信号を含む受信信号を前記外部ネットワー
クから受信する入力と、前記入力に結合され、前記モデム・クロックに応じた前
記受信信号をサンプリングするアナログ／ディジタル変
換器回路と、前記アナログ／ディジタル変換器回路の出力に結合さ
れ、前記受信信号に対応している周波数領域信号を生成
する復調ファンクションと、前記モデム・クロックと前記パイロット信号との間の推
定位相オフセットに対応している前記周波数領域信号に
位相偏移を適用する位相回転ファンクションと、前記モデム・クロックと前記パイロット信号との間の推
定周波数オフセットに対応している前記周波数領域信号
に訂正を適用するディジタル・フィルタ・ファンクショ
ンと、前記ホスト・システムと前記外部ネットワークとの間に
結合され、前記ホスト・システムからディジタル信号を
受信しかつ対応しているアナログ信号を前記外部ネット
ワークに送信する伝送回路とを備えていることを特徴と
するモデム。
【請求項７】前記復調ファンクションは、サンプリン
グされた受信信号を周波数領域信号に変換する高速フー
リエ変換ファンクションと、チャネル効果を補償するた
めに前記周波数領域信号を処理する周波数領域等化ファ
ンクションとを備えていることを特徴とする請求項６に
記載のモデム。
【請求項８】ディジタル信号プロセッサ集積回路を更
に備えており、前記復調ファンクション、位相回転ファ
ンクション、及びディジタル・フィルタ・ファンクショ
ンは、前記ディジタル信号プロセッサ集積回路によって
実施されることを特徴とする請求項７に記載のモデム。
【請求項９】前記クロック回路は、前記受信クロック
を発生するために選択整数で前記フリー・ラン発振器の
クロック出力を分割する分周器と、前記パイロット信号
に対応している信号を受信するために前記復調ファンク
ションに結合された入力を有し、かつ前記パイロット信
号の前記周波数に応じた前記選択整数を選択するために
前記分周器に結合された出力を有している整数選択器と
を更に備えていることを特徴とする請求項６に記載のモ
デム。
【請求項１０】前記受信クロックと前記パイロット信
号との間の前記推定位相オフセット及び推定周波数オフ
セットを推定する位相及び周波数オフセット検出器ファ
ンクションを更に備えていることを特徴とする請求項６
に記載のモデム。
【請求項１１】前記伝送回路は、前記モデム・クロッ
クと前記パイロット信号との間の推定周波数オフセット
に対応している前記ディジタル信号にプリエンファシス
訂正を適用するディジタル・フィルタ・ファンクション
と、前記モデム・クロックと前記パイロット信号との間
の推定位相オフセットに対応している前記ディジタル信
号にプリエンファシス位相偏移を適用する位相回転ファ
ンクションと、前記ディジタル信号を、前記ディジタル
・フィルタ・ファンクション及び位相回転ファンクショ
ンによるプリエンファシス訂正の後で、時間領域信号に
変換する逆高速フーリエ変換ファンクションと、前記外
部ネットワークへのアプリケーションに対して前記逆高
速フーリエ変換ファンクションからの前記時間領域信号
をアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換器
とを備えていることを特徴とする請求項１０に記載のモ
デム。
【請求項１２】ディジタル信号プロセッサ集積回路を
更に備えており、前記復調ファンクション、位相回転フ
ァンクション、ディジタル・フィルタ・ファンクション
及び前記逆高速フーリエ変換ファンクションは、前記デ
ィジタル信号プロセッサ集積回路によって実施されるこ
とを特徴とする請求項１１に記載のモデム。
【請求項１３】前記外部ネットワークにわたる前記通
信は、非同期ディジタル加入者回線プロトコルにより実
行されることを特徴とする請求項１１に記載のモデム。
【請求項１４】外部ネットワークからの受信通信を処
理するためにモデム回路を動作する方法であって、フリー・ラン発振器に基づいて受信クロック信号を発生
し；前記受信クロック信号に基づいてサンプリング時間
で受信通信信号をサンプリングし；前記受信クロック信
号と前記受信通信信号に対応しているパイロット信号と
の間で位相オフセット及び周波数オフセットを推定し；
前記受信通信信号のサブキャリアに対応している複数の
周波数ビンの値に対応する周波数領域信号に前記サンプ
リングした受信通信信号を変換し、前記推定位相オフセットに対応している位相回転訂正
を、前記周波数領域信号に適用し；前記推定周波数オフ
セットに対応しているディジタル・フィルタ・ファンク
ションを、前記周波数領域信号に適用し；前記適用段階
の後で、前記訂正周波数領域信号をホスト・システムに
通信する段階を具備することを特徴とする方法。
【請求項１５】前記受信クロック信号を発生する段階
は、前記パイロット信号周波数を前記受信クロック周波数と
比較し；前記受信クロックを発生するために前記比較段
階に応答して選択した整数により前記フリー・ラン発振
器の出力を分割する段階を具備することを特徴とする請
求項１４に記載の方法。
【請求項１６】前記分割する段階は、前記比較段階に応答して、グループＭ−１、Ｍ、Ｍ＋１
から整数分割値を選択し；前記選択段階で選択した前記
整数値により前記フリー・ラン発振器の前記出力の期間
から分割した期間を有するために前記受信クロック信号
の、フレーム期間における、第１のサイクルを発生し；
前記整数Ｍにより分割された前記フリー・ラン発振器の
前記出力の前記期間に対応している期間を有するために
前記受信クロック信号の前記フレーム期間における残り
のサイクルを発生する段階を具備することを特徴とする
請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】前記ディジタル・フィルタ・ファンク
ションは、有限インパルス応答ディジタル・フィルタを
備えていることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】前記変換段階及び適用段階は、ディジ
タル信号プロセッサでプログラム命令を実行することに
よって実行されることを特徴とする請求項１７に記載の
方法。
【請求項１９】ホスト・コンピュータからアップスト
リーム・ディジタル信号を受信し；前記推定周波数オフ
セットに対応しているプリエンファシス・ディジタル・
フィルタ・ファンクションを、前記アップストリーム・
ディジタル信号に適用し；前記推定位相オフセットに対
応しているプリエンファシス・ディジタル・フィルタ・
ファンクションを、前記アップストリーム・ディジタル
信号に適用し；前記適用段階の後で、前記アップストリ
ーム・ディジタル・フィルタをアップストリーム周波数
領域信号に変換し；前記変換段階の後で、前記アップス
トリーム・ディジタル周波数領域信号をアップストリー
ム・アナログ信号に変換し；前記アップストリーム・ア
ナログ信号を前記外部ネットワークに通信する段階を更
に具備することを特徴とする請求項１４に記載の方法。