KR20000055399A - 디지털 방송 수신기의 등화장치 - Google Patents

Abstract

DVB-T 방식의 디지털 수신기에서 채널 왜곡 상태를 보상하는 등화 장치에 관한 것으로서, 특히 지연기와 나눗셈기 사이 그리고, 시간축 보간부와 주파수축 보간부 사이에 위상 회전기를 삽입하여 인가되는 두 개의 복소수 신호 즉, 입력 데이터와 시간축 보간된 데이터의 위상을 회전시킴으로써, 등화기에서 로직 게이트를 가장 많이 차지하는 주파수축 보간부에서 실수 계수만을 갖는 FIR 필터가 가능하여 FIR 필터의 곱셈기의 수를 절반으로 줄일 수 있다. 이로 인해, 게이트 수를 줄임과 동시에 하드웨어의 복잡도를 크게 줄일 수 있다. 또한, 상기 위상 회전기는 타이밍 복원부등에서 지속적으로 인가되는 타이밍 옵셋(Timing Offset) 신호로부터 쉬프트 값(Shift Value)을 자유롭게 바꿈으로써, 채널 응답을 자유롭게 제어할 수 있을뿐만 아니라 전체 시스템의 성능과 유연성을 향상시킬 수 있다.

Description

디지털 방송 수신기의 등화장치{Appartus for equarizing of digital broadcasting receiver}

본 발명은 디지털 TV 전송에 관한 것으로서, 특히 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 방식의 디지털 수신기에서 채널 왜곡 상태를 보상하는 등화 장치에 관한 것이다.

일반적으로 DVB-T 방식은 유럽의 차세대 지상파 디지털 방송 방식으로 결정되었으며 현재 유럽 각 나라에서 시험 방송 및 부품 개발에 착수한 상태이고, 세계적으로 미국형 지상파 규격과 함께, 지상파 디지털 시장을 양분하고 있다.

DVB-T 규격은 DVB-S(Satellite), DVB-C(Cable)와 채널 코딩에서의 규격(예를 들어, 비터비 디코더, RS 디코더등)은 유사하거나 같다. 하지만 변조/복조(Modulation/Demodulation) 방식은 지상파인 것을 고려하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Modulation) 방식을 채택하고 있으므로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying),QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 사용하는 DVB-S,DVB-C와는 전혀 다르다.

상기 OFDM 방식은 정보를 시간축에서 연속적으로 보내는 일반적인 싱글 캐리어 변/복조 방식과 달리 정보를 다수의 주파수에 분산하여 보내는 방식으로써, 그 특징으로 인하여 지상파의 채널 특성 중, 크게 문제가 되는 다중 경로 채널 등에 특히 강한 강점이 있다. 하지만 일반적인 변조 방식과는 판이한 구성(Scheme)을 갖고 있기 때문에, 수신기의 구성도 이에 따라 전혀 다른 구성을 갖는다.

도 1은 이러한 DVT-T 수신기의 일반적인 구성 블록도로서, 송신측에서 OFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송할 때 변조 방법에 따라 전송할 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하여 전송을 하므로, 수신측에서는 송신단의 역 과정을 거치면 된다.

즉, 튜너(11)는 안테나를 통해 OFDM 신호를 수신하여 RF 복조를 수행한 후 기저대역의 신호로 출력하는데 이때, 자동 이득 제어(Auto Gain Control ; AGC)부(16)에서 발생되어진 이득 제어 신호를 사용한다.

상기 튜너(11)에서 출력되는 IF 신호는 A/D 변환부(12)로 입력되어 디지털 신호로 변환된 후 I/Q 발생부(13)로 입력되고, 상기 I/Q 발생부(13)는 상기 A/D 변환부(12)에서 출력되는 디지털 신호가 실수 성분(Inphase component)만을 가지므로 이 디지털 신호를 허수 성분(quadrature component)도 가지는 복소(complex) 성분의 신호로 변환하여 주파수 보정부(14)로 출력한다.

즉, OFDM 수신 시스템에서는 송/수신기 사이의 주파수 정렬(Frequency Alignment)이 시스템의 전체 성능에 상당한 영향을 미치는데, 보통 송/수신기 사이의 주파수 에러 예컨대, 튜너(11)의 국부 발진기에 의한 에러는 주파수 옵셋을 발생시키므로 이 주파수 옵셋을 보정하기 위한 신호를 자동 주파수 제어(Auto frequency control ; AFC) 신호라 일컫는다. 이를 위해 주파수 제어부(19)는 FFT된 신호로부터 상기 주파수 옵셋에 대한 정보를 추출하여 주파수 보정부(14)로 출력한다. 또한, 상기 주파수 제어부(19)는 전압 제어 발진기(VCO)(20)를 제어하여 A/D 변환부(12)의 샘플링 주파수 에러 보정(Sampling Frequency Error Correction)도 수행한다.

상기 주파수 보정부(14)는 상기 추출된 정보를 I/Q 발생부(13)의 출력에 곱하여 주파수 옵셋을 보정한 후 타이밍 복원부(15)와 AGC부(16), 및 고속 푸리에 변환(fast fourier transform ; FFT)부(17)로 출력한다.

상기 FFT부(17)는 타이밍 복원부(15)에서 출력되는 시작점을 기준으로 상기 주파수 보정부(14)의 출력에 대해 FFT를 실행하여 주파수 영역(Frequency Domain) 값을 등화기(18)로 출력한다. 또한, 상기 AGC부(16)는 상기 A/D 변환부(12)로 입력되는 신호의 진폭을 적절하게 유지시키기 위한 신호를 발생시켜 상기 튜너(11)를 제어한다.

상기 등화기(18)는 상기 FFT된 신호로부터 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상한 후 디매퍼(21)로 출력하고, 디매퍼(21)는 전송된 데이터의 매핑 방법에 따라 등화된 데이타를 역으로 디매핑하여 내부 디인터리버(22)로 출력하고, 내부 인터리버(22)는 입력 데이터에 대해 심볼 단위의 디인터리빙과 비트 단위의 디인터리빙을 순차적으로 수행하여 에러정정부(23)로 출력한다.

도 2는 상기 등화기(18)의 상세 블록도로서, FFT된 신호를 소정시간 지연시키는 지연기(31), 상기 FFT된 신호로부터 송신측에서 삽입한 파일롯 신호를 추출한 후 이미 알고 있는 파일롯 값과 비교하고 그 결과에 시간축, 주파수축 보간을 행하여 채널 상태를 추정할 수 있는 채널 응답을 출력하는 채널 추정기(32), 및 상기 지연기(31)에서 지연된 신호와 상기 채널 추정기(32)의 채널 응답과의 복소수 나눗셈을 통하여 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 나눗셈기(33)로 구성된다.

상기 채널 추정기(32)는 FFT된 신호에 포함된 파일롯 신호를 추출한 후 추출된 파일롯 신호를 이미 알고 있는 파일롯 신호로 나누어 채널의 상태를 검출하는 파일롯 추출부(32-1), 상기 파일롯 추출부(32-1)의 출력에 대해 시간축으로 보간하여 1/3레이트의 채널 특성을 추출하는 시간축 보간부(Time Domain Interpolator)(32-2), 및 이를 다시 주파수축으로 보간하여 모든 캐리어에서의 채널 특성을 추출하는 주파수축 보간부(Frequency Domain Interpilaor)(32-3)로 구성된다. 여기서, 이미 알고 있는 파일롯 신호는 송신단에서 삽입한 원래의 파일롯 신호와 동일한 신호이다.

이와 같은 구조는 싱글 캐리어 변조(Single Carrier Modulation) 방식과는 크게 다르다. 즉, 싱글 캐리어 변조 방식에서는 시간축에서 유한 임펄스 응답(FIR), 무한 임펄스 응답(IIR) 필터를 이용해 최소 평균 제곱 오차(Least Mean Square ; LMS) 등의 적응 등화를 행하는 반면, OFDM 방식에서는 우선, 채널 추정을 행하여 전 주파수 대역에서의 채널 응답을 추정한 후, 이를 이용해 1탭 복소수 나눗셈(One Tap Complex Division)을 행하게 된다.

따라서, 채널 추정기(32)의 성능이 전체 등화기 성능의 대부분을 차지하게 된다.

상기 채널 추정기(32)의 동작 원리를 설명하면 다음과 같다.

즉, 파일롯 추출부(32-1)에서는 FFT된 신호로부터 파일롯 신호를 추출한 후 추출된 파일롯 신호를 이미 알고있는 기준 파일롯 신호로 나누어 그 파일롯 위치에서의 채널 응답(channel response)을 추출한다.

도 3에서 보듯이, DVB-T 시스템의 파일롯 신호는 항상 같은 위치에 인가되는 연속 파일롯(Continual Pilot)과, 매 12 샘플마다 삽입되면서 시간적으로 그 위치가 달라지는 산발 파일롯(Scattered Pilot)이 있다. 상기 채널 추정기(32)는 이 중 산발 파일롯을 이용한다.

즉, 빗금친 부분은 산발 파일롯의 위치를 나타내고 흰 부분은 액티브 캐리어 즉, 전송하려는 데이터 부분을 나타내는데, 각각 전송단에서 삽입된 산발 파일롯의 위치는 주파수 축상에서 보면 12개의 캐리어마다 삽입이 되어 있고 시간축상으로는 4개의 심볼마다 삽입되어 있다.

따라서, 채널 추정기(32)는 상기 파일롯 위치에서의 채널 응답으로부터 전 주파수 영역에서의 채널 응답을 얻기 위해 보간을 행하는데 복잡한 2차 보간대신 먼저, 시간축상으로 보간을 행한 후 다시 주파수축상으로 보간을 행한다.

이를 위해 상기 시간축 보간부(32-2)는 기본적으로 채널의 시간축에서의 변화(예를 들어 도플러 쉬프트(Doppler Shift) 등)에 충분히 빠르게 대응토록 설계되어야 하며, 이를 위해서는 선형 보간으로도 충분하다고 알려져 있다. 그리고 현실적으로 메모리 문제로 인하여 더 이상의 고차 보간은 힘들다.

이에 반해, 주파수축 보간부(32-3)는 지상파의 가장 큰 특징인 멀티-패스(Multi-path) 환경에 충분히 대응토록 설계되어야 하므로 일반적으로 고차 FIR 필터링을 행하게 된다. 즉, 고스트, 에코등의 특성 때문에 주파수축은 채널 응답 변화가 심하기 때문에 상기 주파수축 보간부(32-3)의 FRI 필터는 로우 패스 필터링을 수행한다.

이때, 상기 FIR 필터는 채널 응답을 왜곡시키지 않기 위해서는 되도록 밴드폭을 크게 설정해야 하지만, 이럴 경우 추정 노이즈(Estimation Noise)가 증가하여 성능 열화를 가져온다. 따라서, 시스템에서 허용하는 최대 지연(Maximum Delay)인 보호 구간(Guard Interval) 정도의 밴드폭을 갖도록 설계된다.

도 4는 상기 FIR 필터의 변환 영역(Transform Domain)인 시간축에서의 필터 응답(Filter Response)과 멀티-패스로 인한 채널 응답(Channel Response)과의 관계를 나타낸 것이다. 도 4에서 보듯이, 채널 응답은 시스템 특성상, 타이밍 복구(Timing Recovery)가 제대로 되었다면, 항상 0에서 보호 구간(Guard Interval) 사이로 제한된다. 따라서, FIR 필터를 보호 구간동안 평탄한 응답을 갖게 설계할 경우, 보간에 따른 채널 응답의 왜곡은 없다.

한편, FFT된 신호는 지연기(31)에서 산발 파일롯 신호를 추출하고 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연된 후 나눗셈기(33)로 출력되고, 나눗셈기(33)는 지연 데이터를 상기 채널 추정기(32)에서 출력되는 전 주파수 대역에서의 채널 응답으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상한 후 디매퍼(21)로 출력한다.

그러나, 상기된 종래의 등화 장치는 메모리를 제외하고, 하드웨어(H/W)적인 로직의 복잡도를 계산해 보면, 주파수축 보간부(32-2)에 사용되는 FIR 필터의 곱셈기의 수가 가장 큰 요소(Factor)가 된다. 이는 복소수 데이터와 복소수 계수와의 곱셈이기 때문에 실제 필요한 곱셈기의 수는 탭수의 4배가 되기 때문이다.

즉, 동작의 안정성을 위해 FFT 시작점을 0부터 보호구간 사이의 어느 한 샘플에서 결정하므로 채널 응답이 도 4와 같이 0과 보호 구간 사이에 존재하게 되고, 이로 인해 주파수축 보간부(32-3)의 FIR 필터 계수가 복소수가 된다. 따라서, FIR 필터에서 실제 필요한 곱셈기의 수는 탭수의 4배가 되기 때문에 게이트 수가 증가하고 로직의 복잡도가 증가하는 문제점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 입력 데이터와 시간축 보간된 파일롯 신호에 대해 각각 위상 회전(phase rotate)을 수행하여 실수 계수만을 갖는 FIR 필터가 가능하도록 함으로써, 하드웨어의 간편함과 아울러 유연성을 추가하여 수신기의 수신 성능을 향상시키는 디지털 방송 수신기의 등화장치를 제공함에 있다.

도 1은 일반적인 DVB-T 수신기의 전체 구성 블록도

도 2는 도 1의 등화기의 상세 블록도

도 3은 액티브 캐리어에 삽입되는 파일롯 신호의 전송 상태를 보인 도면

도 4는 도 2의 주파수축 보간부의 FIR 필터의 시간축 스펙트럼을 보인 도면

도 5는 본 발명에 따른 DVB-T 수신기의 등화장치의 구성 블록도

도 6은 도 5의 위상 회전기의 상세 블록도

도 7은 도 5의 주파수축 보간부의 FIR 필터의 시간축 스펙트럼을 보인 도면

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

51 : 파일롯 추출부 52 : 시간축 보간부

53 : 제 1 지연기 54 : 위상 회전기

55 : 제 2 지연기 56 : 주파수축 보간부

57 : 나눗셈기

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 등화장치는, FFT된 데이터를 지연하는 지연기와 나눗셈기 사이 그리고, 시간축 보간부와 주파수축 보간부 사이에 위상 회전기(phase rotator)를 삽입하여 인가되는 두 개의 복소수 신호 즉, 입력 데이터와 시간축 보간된 데이터의 위상을 변환시키는 것을 특징으로 한다.

상기 위상 회전기는 외부에서 입력되는 쉬프트 값에 따라 위상 회전을 제어하는 위상값을 출력하는 것을 특징으로 한다.

상기 시간축에서의 쉬프트 값은 주파수 축에서 위상 증가로 나타나 FFT된 데이터와 시간축 보간된 파이롯 신호의 위상을 변환하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 이러한 등화 장치를 디지털 방송 수신기에 적용하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

기존의 주파수축 보간부는 필터의 패스 영역이 고정되어 있으므로, 타이밍의 흔들림으로 인한 채널 응답의 지터(Jitter)에 영향을 받는다. 이는 물론 타이밍 복구부로부터 인가되는 지터 정보로부터 매번 필터 계수 자체를 바꾸면 해결되지만, 이는 복잡도가 크기 때문에 현실적으로 어려운 일이다.

따라서, 본 발명은 주파수축 보간부의 필터 계수는 고정하고 인가되는 신호 자체를 시간축에서 쉬프트(이는 실제 동작이 일어나는 주파수축에서는 위상 변환으로 나타남)함에 의해 등화기에서 가장 큰 로직을 차지하는 주파수축 보간부에서 실수 계수(Real Coefficient)를 갖는 FIR 필터를 사용하여 곱셈이 가능하도록 함으로써, FIR 필터의 곱셈기의 수를 절반으로 줄일 수 있다.

이를 실현하기 위한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 등화장치가 도 5에 도시되어 있다.

도 5를 보면, FFT된 신호로부터 파일롯 신호를 추출한 후 추출된 파일롯 신호를 기준 파일롯 신호로 나누어 채널의 상태를 검출하는 파일롯 추출부(51), 상기 파일롯 추출부(51)의 출력에 대해 시간축으로 보간하여 1/3레이트의 채널 특성을 추출하는 시간축 보간부(52), FFT된 신호를 소정시간 지연시키는 제 1 지연기(53), 상기 시간축 보간부(52)에서 시간축 보간된 데이터와 제 1 지연기(53)에서 지연된 데이터의 위상을 각각 변환하는 위상 회전기(54), 상기 위상 변환된 지연 데이터를 다시 소정시간 지연시키는 제 2 지연기(55), 상기 위상 변환된 시간축 보간 데이터를 다시 주파수축으로 보간하여 모든 캐리어에서의 채널 특성을 추출하는 주파수축 보간부(56), 및 상기 제 2 지연기(55)에서 지연된 신호와 상기 주파수축 보간부(56)의 채널 응답과의 나눗셈을 통하여 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 나눗셈기(57)로 구성된다. 여기서, 상기 제 1 지연기(53)와 제 2 지연기(55)는 위상 회전기(54)로 인가되는 두 신호 사이의 타이밍을 맞추기 위해서, 도 2의 지연기를 분할(Partitioning)한 것이다.

도 6은 상기 위상 회전기의 상세 블록도로서, kα를 어드레스로 하여 cos에 대한 값들을 저장하는 코사인 룩업 테이블(64), kα를 어드레스로 하여 sin에 대한 값들을 저장하는 사인 룩업 테이블(65), 타이밍 복원부로부터 인가되는 쉬프트 값(Shift_Value)(α)에 따라 코사인, 사인 룩업 테이블(64,65)로부터 매 샘플마다 증가하는 위상값()을 읽어 와 출력하는 위상 증가기(61), 상기 위상 증가기(61)의 위상값()에 따라 제 1 지연기(53)의 출력 데이터의 위상을 변환하여 제 2 지연기(55)로 출력하는 제 1 복소수 곱셈기(62), 및 상기 위상 증가기(61)의 위상값()에 따라 시간축 보간부(52)에서 시간축 보간된 파일롯 신호의 위상을 변환하여 주파수축 보간부(56)로 출력하는 제 2 복소수 곱셈기(63)로 구성된다.

여기서, 상기 위상 증가기(61)의 출력는 복소수의 지수 표현으로서, 이를 오일러의 공식(Euler's formula)으로 표현하면 다음의 수학식 1과 같이 삼각함수로 표현할 수 있다.

상기 수학식 1에서 N은 전체 FFT의 사이즈(2048 혹은 8192)이며, k는 샘플 인덱스로 0부터 N-1까지의 값을 갖는다. 만일, 2K(=2048)모드라면 상기 k는 0∼2047까지 증가한다. 즉, 상기 k는 주파수축 인덱스로서, 상기 k에 따라 위상이 달라진다.

이와 같이 구성된 본 발명에서 주파수축 보간부(56)의 곱셈기 축소만을 위한다면, 굳이 위상 회전기(61)를 시간축 보간부와 주파수축 보간부 사이에 삽입할 필요가 없다. 즉, 시간축 보간부(52) 이전에 삽입한다면, 좀 더 간단한 위상 회전기의 구현이 가능하다. 하지만 본 발명의 또다른 목적인 쉬프트 값의 외부 제어를 위해서는 이러한 구조로는 대응치 못한다. 이는 시간축 보간부가 근본적으로 여러개의 OFDM 심볼을 메모리에 저장한 후, 보간을 행하기 때문에, 타이밍 지터를 보상하기 위해서, 지속적으로 쉬프트 값을 인가할 수가 없기 때문이다. 따라서 이를 해결하기 위해서 위상 회전기(61)를 시간축 보간부(52)의 후단에 배치한 것이다.

즉, 파일롯 추출부(51)는 FFT된 신호로부터 파일롯 신호를 추출한 후 추출된 파일롯 신호를 이미 알고있는 기준 파일롯 신호로 나누어 그 파일롯 위치에서의 채널 응답을 추출한 후 시간축 보간부(52)로 출력한다. 상기 시간축 보간부(52)는 12샘플마다 입력되는 파일롯 신호에 대해 선형 보간을 수행한 후 위상 회전기(54)로 출력한다. 또한, FFT된 데이터는 제 1 지연기(53)에서 소정시간동안 지연된 후 위상 회전기(54)로 출력된다.

상기 위상 회전기(54)의 위상 증가기(61)는 타이밍 복원부로부터 인가되는 쉬프트 값(α)과 샘플 인덱스(k)를 어드레스로 하여 코사인 룩업 테이블(64)과 사인 룩업 테이블(65)로부터 해당 값을 읽어 와 제 1, 제 2 복소수 곱셈기(62,63)로 출력한다.

즉, 코사인 룩업 테이블(64)로부터는 매 샘플마다 cos에 해당하는 값을 읽어오고, 사인 룩업 테이블(65)로부터는 매 샘플마다 sin에 해당하는 값을 읽어 와 제 1, 제 2 곱셈기(62,63)로 출력한다.

상기 제 1 곱셈기(62)는 상기 위상 증가기(61)의 복소수 위상()에 해당하는 값을 지연된 데이터와 곱하여 위상 회전을 행하고, 제 2 곱셈기(63)는 상기 위상 증가기(61)의 복소수 위상()에 해당하는 값을 시간축 보간된 파일롯 신호에 곱하여 위상 회전을 행한다.

즉, 인가되는 데이터와 시간축 보간된 데이터의 출력, 즉 파일롯 모두에 대해 위상 회전을 행한다.

따라서, 주파수축 보간부(56)는 위상 회전된 파일롯 신호에 FIR 필터링하여 모든 캐리어에서의 채널 특성을 추출한 후 나눗셈기(57)로 출력한다.

이때, 상기 주파수축 보간부(56)는 실수 계수(Real Coefficient)만을 갖는 FIR 필터로 구현됨으로써, 필터 곱셈기의 수를 절반으로 줄일 수 있다.

상기 나눗셈기(57)는 제 1, 제 2 지연기(53,55)를 통해 산발 파일롯 신호를 추출하고 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연된 데이터를 상기 주파수축 보간부(56)에서 출력되는 전 주파수 대역에서의 채널 응답으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상한다.

이상의 과정을 시간축(즉, FFT 전단에서의 영역)에서 분석하면, 도 7과 같은 결과를 얻는다. 도 4와 비교해 보면, 채널 응답이 왼쪽으로 쉬프트되어 있음을 볼 수 있다. 그리고, 필터의 스펙트럼도 0을 기준으로 좌,우 대칭이 되어 있음을 볼 수 있다. 이는 주파수축 보간부(56)의 필터 계수가 실수 값(Real Value)임을 뜻한다. 즉, 채널 응답이 0을 기준으로 대칭을 이루면 필터 계수가 실수가 된다.

그리고, 상기 쉬프트 값(α)은 외부 제어에 의해 지속적으로 그리고, 업데이트(Up-date)가 가능하다.

이와 같이 본 발명은 필터 계수는 고정하되, 인가되는 신호 자체를 시간축에서 쉬프트시키는 것이다. 즉, 시간축, 주파수축에 관계없이 한 변환 영역(예, 시간축)에서 쉬프트 값은 다른 변환 영역(예, 주파수축)에서 위상 증가(phase increment)로 나타난다. 그러므로, 시간축에서의 상기 쉬프트 값(α)은 주파수축에서 위상 증가로 나타난다. 이로 인해, 시간축에서 채널 응답이 0을 대칭으로 쉬프트된다.

이상의 결과로부터 본 발명은 위상 회전기에서 2개의 복소수 곱셈기(즉, 8개의 곱셈기)만을 갖는 대신에 수십 이상의 곱셈기를 필요로 하는 FIR 필터의 곱셈기의 수를 절반으로 줄임으로써, 하드웨어를 간략히 함과 동시에 외부에서 채널 응답을 자유롭게 제어할 수 있다.

한편, 본 발명은 DVB-T뿐만 아니라, 파일롯을 사용하는 어떠한 OFDM 복조기에도 응용, 적용이 가능하다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 등화장치에 의하면, 지연기와 나눗셈기 사이 그리고, 시간축 보간부와 주파수축 보간부 사이에 위상 회전기를 삽입하여 인가되는 두 개의 복소수 신호 즉, 입력 데이터와 시간축 보간된 데이터의 위상을 회전시킴으로써, 등화기에서 로직 게이트를 가장 많이 차지하는 주파수축 보간부에서 실수 계수만을 갖는 FIR 필터가 가능하여 FIR 필터의 곱셈기의 수를 절반으로 줄일 수 있다. 이로 인해, 게이트 수를 줄임과 동시에 하드웨어의 복잡도를 크게 줄일 수 있다.

또한, 상기 위상 회전기는 타이밍 복원부등에서 지속적으로 인가되는 타이밍 옵셋(Timing Offset) 신호로부터, 쉬프트 값(Shift Value)을 자유롭게 바꿈으로써, 채널 응답을 자유롭게 제어할 수 있을뿐만 아니라 전체 시스템의 성능과 유연성을 향상시킬 수 있다.

Claims (9)

1. 파일롯 위치에서의 채널 응답을 추출하고 이를 이용하여 시간축 보간부와 주파수축 보간부에서 각각 시간축과 주파수축으로 보간을 한 후 지연된 고속 푸리에 변환(FFT)된 데이터와의 나누기를 통하여 등화를 수행하는 디지털 방송 수신기의 등화 장치에 있어서,

   상기 시간축 보간부와 주파수축 보간부 사이에 배치되어 상기 FFT된 데이터와 시간축 보간된 데이터의 위상을 각각 변환시켜 출력하는 위상 회전기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 위상 회전기는

   cos에 대한 값들을 저장하는 코사인 룩업 테이블과,

   sin에 대한 값들을 저장하는 사인 룩업 테이블과,

   외부로부터 인가되는 쉬프트 값(α)과 샘플 인덱스(k)에 따라 코사인, 사인 룩업 테이블로부터 매 샘플마다 증가하는 위상값()(N은 전체 FFT의 사이즈이고, k는 샘플 인덱스로서 0부터 N-1까지의 값을 갖음)을 읽어 와 출력하는 위상 증가기와,

   상기 위상 증가기의 위상값()에 따라 FFT된 데이터의 위상을 변환하여 출력하는 제 1 곱셈기와,

   상기 위상 증가기의 위상값()에 따라 시간축 보간된 파일롯 신호의 위상을 변환하여 출력하는 제 2 곱셈기로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화 장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 주파수축 보간부는

   실수 계수만을 갖는 FIR 필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화장치.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 위상 회전기로 인가되는 두 신호 사이의 타이밍을 맞추기 위해서 상기 FFT된 데이터를 지연시키는 제 1, 제 2 지연기가 상기 위상 회전기의 전후단에 각각 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화 장치.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 위상 회전기로 입력되는 쉬프트 값(α)은

   외부 제어에 의해 업데이트가 가능한 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화 장치.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 위상 회전기로 입력되는 쉬프트 값(α)을 가변시킴에 의해 채널 응답을 제어하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 등화 장치.
7. 안테나를 통해 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 수신하는 튜너와;

   상기 튜너에서 튜닝된 채널 데이터에 대해 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하는 복조부와;

   상기 FFT된 신호의 파일롯 위치에서의 채널 응답을 추출하고 이를 이용하여 시간축 보간부와 주파수축 보간부에서 각각 시간축과 주파수축으로 보간을 하며, 이때 주파수축 보간부의 필터 계수는 고정하고 인가되는 신호 자체를 시간축에서 쉬프트한 후 FFT된 데이터와의 나누기를 통하여 등화를 수행하는 등화기와;

   상기 등화된 데이터를 전송된 데이터의 매핑 방법에 따라 역으로 디매핑하는 디매퍼를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 등화기의 시간축에서의 쉬프트 값은 주파수 축에서 위상 증가로 나타나 FFT된 데이터와 시간축 보간된 파이롯 신호의 위상을 변환하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기.
9. 제 7 항에 있어서, 상기 등화기는

   상기 FFT된 신호로부터 파일롯 신호를 추출한 후 추출된 파일롯 신호를 기준 파일롯 신호로 나누어 채널의 상태를 검출하는 파일롯 추출부와,

   상기 파일롯 추출부의 출력에 대해 시간축으로 보간하여 채널 특성을 추출하는 시간축 보간부와,

   상기 FFT된 신호를 소정시간 지연시키는 제 1 지연기와,

   외부에서 입력되는 쉬프트 값에 따라 상기 시간축 보간부에서 시간축 보간된 데이터와 제 1 지연기에서 지연된 신호의 위상을 각각 변환하는 위상 회전기와,

   상기 위상 변환된 지연 데이터를 다시 소정시간 지연시키는 제 2 지연기와,

   상기 위상 변환된 시간축 보간 데이터를 다시 주파수축으로 보간하여 모든 캐리어에서의 채널 특성을 추출하는 주파수축 보간부와,

   상기 제 2 지연기에서 지연된 신호와 상기 주파수축 보간부의 채널 응답과의 나눗셈을 통하여 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 나눗셈기로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기.