KR20000038849A - 직병렬 무정전 전원 장치(ups)와 이 장치의 제어 방법. - Google Patents

Abstract

본 발명은 무정전 전원장치(UPS ; Uninterruptible Power Supply)에 관한 것으로, 특히 전단의 컨버터는 직렬로 연결구성하고, 주 인버터(main inverter)는 병렬로 연결구성한 직병렬 무정전 전원장치에 관한 것이다.

본 발명에서는 할프 브리지 구조를 갖는 전단 컨버터를 직렬로 연결구성하고, 풀 브리지 구조의 주 인버터를 병렬로 연결구성한 무정전전원장치를 제공하도록 하므로써, 종래의 종속접속 UPS에 비해 전단 컨버터의 크기가 작으며, 병렬처리 UPS에 비해 전원측의 역률보상과 부하측의 출력전압 제어를 동시에 할 수 있도록 하며, 적은 소자를 이용하여 하드 스위칭(hard switching)에 용이한 구조를 이루도록 하여 하드웨어 구현이 용이하며 동시에 무정전 전원장치의 대용량화가 가능하도록 하는 것이다.

Description

직병렬 무정전 전원 장치(ＵＰＳ)와 이 장치의 제어 방법.

본 발명은 무정전 전원장치(UPS ; Uninterruptible Power Supply)에 관한 것으로, 특히 전단의 컨버터는 직렬로 연결구성하고, 주 인버터(main inverter)는 병렬로 연결구성한 직병렬 무정전 전원장치에 관한 것이다.

가정에서 컴퓨터를 조작할 때 데이타등이 순간적으로 사라지거나 TV 화면이 찌그러지고 오디오의 음질이 달라지는 경우가 있는 바, 이러한 현상들은 기기자체의 문제에서 비롯될 수도 있지만 공급되는 전압이 안정되지 못하거나 주변의 기기에 의한 전원교란때문에 발생된다.

이와 같은 문제는 기기에 심각한 문제를 야기시키게 되는 바, 이러한 문제점을 해결하고자 전압 자동 안정기(AVR ; Automatic Voltage Regulator)를 사용하는 데, 전압 자동 안정기는 전압변동에 상관없이 연결될 컴퓨터, 오디오와 같은 기기에 안정된 전압을 공급해준다.

그렇지만, 상기한 바와 같은 전압 자동 안정기도 정전이 되면 충전기능이 없어 동시에 전원이 끊어지며, 외부에서 발생하는 노이즈를 그대로 기기에 전달해주는 단점이 있다.

이와 같은 문제점을 해결하고자 하는 것이, 무정전 전원장치(UPS)인 바, 이와 같은 무정전 전원장치는 자체에 충전 기능을 갖고 있어 정전시에 일정시간동안 전원을 기기에 공급해주며, 또한 기기에 무리가 가지 않도록 저전압이나 고전압등의 전압 변동을 막아주고 수백에서 수천볼트 스파크성 충격이나 노이즈등을 일차적으로 걸러주는 기능을 갖고 있다.

도 1a은 종래의 종속 접속 방식 무정전 전원 장치를 나타낸 것이고, 도 1b는 종래의 병렬 처리 방식 무정전 전원장치를 나타낸 것이다.

도 1a와 같이 컨버터와 인버터가 종속 접속된 종래의 UPS는 전단 컨버터의 크기가 작으며 정상동작시에 주인버터가 취급하는 전력이 작다.

또한, 도 1b와 같은 병렬동작 UPS(parallel processing UPS)도 크기가 작다. 그러나 병렬동작 UPS에서는 전원측을 제어하여 고역률을 얻거나 고조파를 제거하면 출력전압을 제어하는 능력이 없어지고, 출력전압을 제어하면 고역률을 유지할 수 없고 고조파 제어도 어렵다.

따라서, 본 발명에서는 직렬 전단 컨버터와 병렬 주 인버터구조를 갖는 직병렬 무정전 전원 장치를 제안하고자 하는 것으로,

직병렬 구조는 다른 응용 분야에서 제안된 바 있으며, UPFC(Unified power flow controller)와 UPQC(Unified power quality conditioner)는 제안하고자 하는 시스템과 유사한 구조를 갖고 있다.

UPS 분야에서도 UPFC와 동일한 구조와 제어방식을 가진 시스템이 제안된 바 있다.

이들 시스템에서 병렬 요소는 전류를 제어하고 직렬요소는 전압을 제어한다. 다시 말하면 병렬요소는 전원의 전류를 정현파로 만들기 위하여 전류를 주입하고 직렬요소는 부하전압을 유지하기 위하여 전압을 보상한다.

UPS에서는 정전에 관계없이 출력전압이 항상 일정한 크기의 정현파가 되어야 하므로 전압제어형의 병렬요소가 전류제어형의 병렬요소보다 유리하므로, 전류제어형 제어기는 정전시 전압제어형 제어기로 바뀌어야 한다.

따라서, 본 발명에서는 시스템의 병렬요소는 출력전압을 일정한 크기의 정현파로 제어하고, 직렬요소는 전원전류를 전원전압과 동상인 정현파가 되도록 제어하도록 하므로써, 종속 접속 무정전 전원 장치에 비해 전단 컨버터의 크기가 작으며, 병렬 처리 무정전 전원장치에 비해 전원측의 역률 보상과 부하측의 출력 전압 제어를 동시에 할 수 있도록 한다.

또한, 전단 컨버터를 할프 브리지 구조를 갖는 전단 컨버터와 풀 브리지 인버터를 직병렬로 구성한 직병렬 무정전 전원장치를 제공하도록 하므로써, 적은 소자를 이용하여 하드 스위칭(hard switching)에 용이한 구조를 이루도록 하므로써, 하드웨어 구현이 용이하며 동시에 무정전 전원장치의 대용량화가 가능하도록 한 것이다.

도 1a는 종래의 종속 접속 방식 무정전 전원 장치를 나타낸 회로도.

도 1b는 종래의 병렬 처리 방식 무정전 전원장치를 나타낸 회로도.

도 2는 본 발명 직병렬 무정전 전원 장치(UPS)의 구성을 나타낸 회로도.

도 3은 본 발명에 있어서, 바이패스 모드 동작시의 전압,전류의 위상각(phasor) 관계를 나타낸 도면.

도 4는 본 발명에 있어서, 바이패스 모드 동작시의 전원전압의 변동에 따른 전단 컨버터에서 감당하는 전력을 나타낸 도면.

도 5는 본 발명에 있어서, 바이패스 모드 동작시의 전원전압의 변동에 따른 주 인버터에서 감당하는 전력을 나타낸 도면.

도 6은 본 발명에 있어서, AC 스위치를 위상제어하여 배터리를 충전할 때의 등가회로도.(전원전압이 +인 경우)

도 7a는 본 발명에 있어서, 전체 주파수에 대한 시스템의 등가회로도.

도 7b는 본 발명에 있어서, 고조파 주파수에 대한 시스템의 등가회로도.

도 8은 본 발명에 있어서, 전단 컨버터의 등가회로도.

도 9는 본 발명에 있어서, 전단 컨버터의 제어 루프를 나타낸 도면.

도 10은 본 발명에 있어서, 스위칭 주파수를 나타내기 위한 실제 전류(actual current)인 i_a 의 파형도.

도 11은 본 발명에 있어서, 주 인버터의 등가회로도.

도 12는 본 발명에 있어서, 주 인버터의 제어 루프를 나타낸 도면.

도 13은 본 발명에 있어서, DC 링크용 저주파 소신호 모델을 도시한 도면.

도 14는 본 발명에 있어서, 정전판정에 의한 모드 변환과 기준신호 발생을 위한 제어회로를 나타낸 도면.

도 2는 본 발명 직병렬 무정전 전원 장치의 구성을 나타낸 회로도로써, 본 발명의 구성은 도 2에 도시된 바와 같이,

전원부에 직렬 연결된 전단 컨버터(front converter)(1)와, 전단 컨버터(1)에 병렬 연결된 주 인버터(main inverter)(2)로 구성되며, 상기 전단 컨버터(1)와 주 인버터(2)는 콘덴서(C_DC1,C_DC2)와 백업 배터리(backup battery)(3)로 구성된 공통된 연계 직류 전압(V_DC)을 갖는다.

그리고, 상기 전기적인 절연을 위하여 1차측과 2차측 권선비(1:n)을 갖는 변압 트랜스(T1)와, 전원(V1)으로 부터 쇄도 전류를 방지하기 위하여 변압 트랜스(T1)의 전단에 AC 스위치(TRC1)가 구성된다.

그리고, 상기 전원부에 직렬연결된 전단 컨버터(1)는 할프 브리지 구조를 갖음을 특징으로 한다.

미 설명되는 부호 Ls, Lp는 코일(inductor), Cp는 콘덴서, 4는 부하(Load)이다.

이와 같은 구성을 갖는 본 발명은 상기 전단 컨버터(1)를 할프 브리지 구조를 갖도록 하고, 이와 같은 전단 컨버터(1)와 주 인버터(2)가 전원부와 직병렬 구조를 갖도록 함을 특징으로 하는 것으로,

상기와 같은 본 발명 장치의 동작은 크게, 전원이 정상으로 동작하는 경우의 바이패스(bypass) 모드와 전원이 정전이 되었을 경우의 백업(backup) 모드의 2개의 모드(mode)로 이루어진다.

상기 바이패스 모드에서 전단 컨버터(1)는 고역률을 위해 선전류가 전원전압과 동상(역률=1)인 사인(sin)파의 형태를 갖도록 제어되고, 그 크기로 DC 링크 전압이 일정하도록 제어하게 되며, 동시에 백업 배터리(3)를 충전시킨다.

또한, 주 인버터(2)는 출력전압이 사인파로서 일정한 실효값을 갖으며, 전원전압과 동상의 정현파가 되도록 제어된다.

이와 같은 바이 패스 모드에서는 부하에 필요한 대부분의 전력은 전원에서 부하(4)로 공급되고, 일부가 입출력 전압의 차에 따라 상기 전단 컨버터(1)와 주 인버터(2)를 통하여 흐른다.

한편, 상기 백업 모드에서 전단 컨버터(1)는 전원으로 부터 분리되어 차단되므로 선전류를 제어하지 않으며, 단지 주 인버터(2)만이 바이패스 모드 때와 동일하게 출력전압이 일정한 크기를 갖도록 제어한다.

이때의 전력은 백업 배터리(3)로 부터 공급을 받아 주 인버터(2)가 동작하여 부하(4)로 전력을 공급한다.

이와 같은 동작모드의 전환은 단지 전원상태에 따라 전단 컨버터(1)를 동작 또는 정지(on 또는 off)시키므로써, 이루어지고, 주 인버터(2)의 동작은 동작모드와는 관계없이 항상 동일하게 동작하여 출력전압이 안정되도록 연속적으로 제어를 한다.

또한, 백업 배터리(3)는 정류기(1)와 주 인버터(2)간의 상호 동작으로 충전되기 때문에, 백업 배터리(3)의 충전은 어떠한 별개의 충전회로 없이도, 바이패스 모드에서 전원 전류를 제어하여 이루어진다.

이와 같은 구성을 특징으로 하는 본 발명의 장치의 제어는,

히스테리시스 펄스폭 변조 방식을 이용한 전류제어 방법을 갖는 무정전 전원 장치에 있어서,

단방향 스위칭 펄스폭변조를 이용하여 전단 컨버터(1)의 스위칭 주파수를 제어하고, 주 인버터(2)의 스위칭 주파수 제어는 주 인버터(2) 출력전압의 영전압 부근 구간에서는 양방향 스위칭 펄스폭 변조(bipolar switching PWM)를 이용하며, 그 이외의 구간에서는 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 감소시키기 위한 단방향 스위칭 펄스폭 변조(unipolar switching PWM)방식이 적용되어짐을 특징으로 한다.

그러면, 이와 같은 동작을 갖는 본 발명 장치의 동작을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명하면 다음과 같다.

이와 같은 시스템을 갖는 본 발명 장치의 전력의 흐름을 살펴보면,

바이패스 모드로 동작할 때의 전압,전류들은 도 3에서와 같은 관계를 갖는다.

도 3은 바이패스 모드 동작시의 전압,전류의 위상각(phasor) 관계를 나타낸 도면이다.

이와 같은 바이패스 모드에서의 전력의 흐름을 살펴보기 위해 부하전력을 다음의 수학식 1과 같이 둔다면,

S_L=P_L+jQ_L

여기서, P_L은 유효전력, Q_L은 무효전력이다.

출력전력과 입력전력이 같아지는 정상상태에서 손실을 무시하면 입력전류는 다음의 수학식 2에서와 같이 주어진다.

이때, 전원에서 전단 컨버터(1)로 유입되는 전력(Sa)은 다음의 수학식 3에서와 같이 구할 수 있다.

만일 V₁과 V₂가 동상이 아니면 무효전력이 추가되어 전단 컨버터(1)가 처리하는 전력 |S_a| 이 증가하게 된다.

주인버터(2)에서 부하(4)에 전달되는 전력(S_b)은 다음의 수학식 4와 같이 주어진다.

상기 수학식 4에서와 같이, 주인버터(2)에서는 전단 컨버터(1)로 흘러들어온 전력과 부하(4)의 무효분이 처리된다.

상기 수학식 3에 따라 전단 컨버터(1)에서 감당하는 전력을 그려보면 도 4와 같이 나타난다.

전원전압의 변동을 ±20[%]까지 허용하더라도 부하(4)의 25[%] 정도의 전력만을 처리하게 된다. 처리하는 전력이 작으면 전단 컨버터(1)의 크기가 줄게되고 효율을 높일 수 있다.

또한 상기 수학식 4에 따라 주 인버터(2)에서 감당하는 전력을 그려보면 도 5와 같으며, 부하역률이 좋을 때는 극히 일부의 전력만 처리하여 운전효율을 높일 수 있다.

여기서, 상기 도 4 및 도 5에 나타낸 a,b,c는 부하(4)의 역률에 따른 분류를 뜻하고, 일반적으로 부하(4)의 유효전력(P_L)은 다음의 수학식 5와 같이 나타나며,

P_L= VIcosφ

이때, 각 ψ는 전압(V)과 전류(I)간의 각(phasor)이며, 역률은 cosψ가 된다.

즉, a의 경우는 cosψ가 1이므로, 전압과 전류간의 각이 0인, 동상인 경우인 저항 부하를 뜻하고, b와 c의 경우는 전류가 전압에 비해 위상 지연된 저항+인덕터 부하를 뜻한다.

이와 같은 직병렬 구조를 갖는 무정전 전원장치에 있어서는 바이패스 모드로 동작할때에는 전단 컨버터(1)와 주 인버터(2)의 협조 동작으로 배터리(3)의 충전이 가능하므로 별도의 충전장치가 필요없게 되는 바,

이와 같은 배터리(3)의 충전동작을 살펴보면 다음과 같다.

배터리(3)의 충전은 상기 수학식 2에 주어진 전류보다 큰 전류를 흘려주므로써 이루어진다.

이러한 경우 다음의 수학식 6에서와 같은 초과전력(P_ex)이 배터리(3)로 흐르게 되고, 충전전류(I_ch)는 다음의 수학식 7에서와 같이주어지고, 이때의 필요한 값은 전류(I₁)을 조정하여 얻을 수 있다.

P_ex= Re{S_a}-Re{S_b}=V₁I₁-P_L

일반적으로, 복소전력 S는 앞서 수학식 1에서 나타낸 바와 같이, P+jQ의 관계로 주어지며, 여기서 유효전력 P는 Re{S}, 즉 S의 실수부로, 무효전력 Q는 Im{S}, 즉 S의 허수부로 표현된다.

따라서, 여기서 상기 Re{S}는 S의 유효전력을 의미한다.

이때, 배터리(3)의 전압이 일정 전압이하로 떨어지게 되면, 바이패스 모드가 정상적으로 수행될 수 없는 바,

직병렬 무정전전원 장치에 있어서는 배터리(3)의 전압이 전원전압 피크(peak)치의 2n/(2n+1)배 보다 작으면 바이패스 모드가 정상적으로 수행될 수 없게 된다.

이때에는 전단 컨버터(1)와 주 인버터(2)를 모두 정지시키고 AC 스위치(TRC1)를 위상 제어하여 배터리를 충전시킬 수 있다.

도 6은 AC 스위치(TRC1)를 위상 제어하여 배터리(3)를 충전할때의 등가회로도(전원전압이 +인 경우)이다.

상기와 같이 전원 전압 피크치가 2n/2n+1 배 이하로 떨어지게 되면, 바이패스 모드가 정상적으로 수행될 수 없는 이유는 도 6을 통해 알 수 있는 바,

도 6에 도시된 바와 같이, 스위치(SW)가 턴 온된 상태라면 정상적인 동작시의 양의 전원 전압의 피크치(2n/2n+1)E 보다 큰 경우에는 스위치(SW)와 주 인버터(2)의 다이오드들을 통해 배터리 전압 'E'를 충전하여 배터리 전압이 방전되는 것을 막아줄 수 있으나,

정전이 되면 전원의 피크치가 (2n/2n+1)E 보다 항상 작아져 스위치(SW) 양단간에 역바이어스가 걸리고 스위치(SW)는 턴 오프된 상태를 유지한다.

즉, 더 이상 배터리 전압이 충전되지 못하므로, 이 경우에는 신속히 백업모드를 수행하여 테이터 백업을 하게 되고, 그 동안에 배터리 전압 'E'는 계속 방전을 계속하게 되는 것이다.

전단 컨버터(1) 및 주 인버터(2)의 각 스위치들이 모두 턴 오프되면, AC 스위치(TRC1)의 위상 제어에 의해 다이오드 작용을 하는 각 스위치를 통해 배터리(3)를 충전하게 된다.

이때, 직렬부 변압트랜스(T1)의 1차측에서 보면, 도 6에서와 같이, E/2n의 전압과 L_S/n²의 임피던스로 나타나며, 병렬부는 'E'의 전압이 나타나게 된다.

이러한 배터리(3)의 충전 동작은 다음의 수학식 8과 같은 관계가 성립하여,

다이오드가 턴온된 상태를 유지할 때까지 계속되며, 이때, 배터리(3)가 충전되는 최대 배터리 충전전압(Emax)은 다음의 수학식 9와 같은 관계가 성립한다.

이때, 상기 수학식 9에 나타낸 최대 배터리 충전전압이상으로 배터리(3)가 충전되면, 다이오드들은 역바이어스가 걸려 더 이상 배터리를 충전하지 못하게 된다.

이와 같은 과정을 통해 배터리(3)의 전압이 전원전압의 피크치의 n/(n+1) 배 보다 커지게 되면, 전단 컨버터(1)의 정상 동작이 가능하므로, AC 스위치(TRC1)를 계속 온 시켜 전단 컨버터(1)를 동작시켜 배터리(3)의 충전을 제어할 수 있게 된다.

이후, 주 인버터(2)도 정상동작이 가능하고, 시스템은 정상적인 바이패스 모드로 들어갈 수 있게 된다.

원래, 상기 AC 스위치(TRC1)는 백업 모드시 전원과 병렬 인버터간을 오픈(open)시키기 위한 것으로서, 이와 같이 위상제어를 실행하므로서, 배터리(3)의 충전시 쇄도전류를 억제할 수 있다.

도 7a는 전체 주파수에 대한 본 발명 시스템의 등가회로도이고, 도 7b는 고조파 주파수에 대한 본 발명 시스템의 등가회로도이다.

이와 같이 정상적으로 시스템이 동작하면, 도 7a에 있어서, 전단 컨버터(1)는 전원과 부하(4)사이에 직렬 접속된 정현파 전류원(i₁,i₂)으로 볼 수 있으며, 주 인버터(2)는 정현파 전압원(v₂)으로 볼 수 있다.

설명하기 위하여 주 인버터(2)내의 콘덴서(Cp)를 주 인버터(2)에서 떼어내어 외부에 두어 생각하면 부하에 흐르는 고차 고조파 전류는 콘덴서(Cp)로 흐르고 저차 고조파 전류는 풀 브리지로 구성된 주 인버터(2)로 흐른다.

정현파 제어 전류원(i₁)은 도 7b의 고조파 등가회로에서 보듯이 전원과 부하(4)를 분리시킨다고 볼 수 있으며, 이때, v_1h는 전원에 포함된 고조파 성분을 나타내고 i_2h는 부하전류에 포함된 고조파 성분이다.

그러면, 이와 같은 시스템의 제어과정을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 전원 전류의 제어는 상기와 같이 주 인버터(2)는 정현파 전압원으로 볼 수 있으므로 전단 컨버터(1)를 위해 계통을 도 8과 같이 단순화 할 수 있다.

도 8은 전단 컨버터(1)의 등가회로도이다.

또한, 이와 같은 전단 컨버터(1)의 제어 루프(loop)는 도 9와 같이 나타낼 수 있으며, 전류는 도 10에서와 같이 동작하는 히스테리시스(hysteresis) 제어기(100)로 제어하였다.

이와 같은 히스테리시스 제어기(100)는 응답특성이 매우 빠르고 과전류 보호기능을 가지고 있는 바, 스위칭 주파수가 충분히 높을때 리플분을 무시하면 전류는 지령을 충실히 추적해가고, 시간 지연을 무시할 수 있으므로, 전체 이득이 1인 증폭기 로 볼 수 있으며, 이때 변압기(T1)의 권수비가 1:n 이므로 전원 전류는 ni_a로 나타낼 수 있다.

이때의 스위칭 주파수는 도 10에 도시된 바와 같이, ±ΔI의 양쪽 밴드폭을 넘어설때마다 스위칭을 하게 되므로, 히스테리시스폭(2ΔI)으로 조절이 된다. 실제 전류(actual current)인 i_a 를 비교적 천천히 변하는 신호성분인 i_ar 와 급히 변하는 리플성분인 i_a ^r 로 나누어 생각하면 i_a 를 저역여파기(Low Pass Filter)에 통과시켜 i_ar 이 얻어지고 i_a ^r 은 히스테리시스 비교기의 히스테리시스로 볼 수 있다.

즉, 히스테리시스 제어는 도 10에 도시된 바와 같이, 삼각파의 리플전류를 갖는 실제 전류 i_a 와 원하는 기준파형인 i_ar 의 오차가 ±ΔI의 밴드폭을 지나칠 때 마다 이 오차를 작게하기 위해 반대로 스위칭을 하게 된다.

따라서, 만일 밴드폭(2ΔI)를 작게하면 삼각판의 기울기는 고정된 상태이므로 조금 더 빠른 주파수로 밴드폭과 오차가 만나게 될 것이고, 다시말하면 스위칭 주파수가 증가할 것이고, 그 반대도 마찬가지의 원리로 생각하면 스위칭 주파수가 감소하게 된다.

그러므로, 전체적으로 밴드폭(2ΔI)를 조절함에 따라 스위칭 주파수의 조절이 가능하게 된다.

또한, 실제전류 i_a 는 저주파수의 기준파형 i_ar 과 스위칭 주파수의 삼각파 모양의 리플전류 i_a ^r 가 섞여 있는 것으로 생각할 수 있으므로, 실제전류를 저역여파기를 통과시키면 기준파형 i_ar 이 출력되고, 리플전류 i_ar 는 도 10에 도시된 바와 같이 나타나게 되는 것이다.

이때, 다음의 수학식 10에 따라 히스테리시스를 변화시켜 일정한 스위칭 주파수를 얻을 수 있고 코일의 임피던스 L_s 가 작을 경우 i_ar 은 천천히 변하므로 v_ax 대신 v_a 를 사용하여도 비교적 일정한 스위칭주파수를 얻을 수 있다.

여기서,

i_a=i_a ^s+i_ar

한편, 출력전압의 제어는 다음과 같이 이루어진다.

전단 컨버터(1)는 정현파 전류원으로 볼 수 있으므로, 주 인버터(2)를 도 11의 등가회로도로 표현할 수 있다.

콘덴서(Cp)에 유입 또는 유출되는 전원 전류와 부하전류는 주 인버터(2) 제어에서는 교란으로 취급한다.

이와 같은 주 인버터(2)를 제어하기 위한 제어 루프를 도 12에서와 같이 나타낼 수 있다.

콘덴서(Cp)의 주입 전류 i_p 를 제어하기 위하여 전단 컨버터(1)와 같이 히스테리시스 전류 제어를 하였다.

전류는 지령을 추적해가므로, 히스테리시스 전류 제어기의 이득은 1이된다.

주인버터는 전단 컨버터(1)와는 달리 풀 브리지로 구성하게 된다.

이와 같은 풀 브리지는 단방향 스위칭(unipolar switching)만이 가능한 할프 브리지와는 달리 양방향 스위칭(bipolar switching)과 단방향 스위칭의 2가지 방법의 펄스폭 변조(PWM)가 가능하게 되는 바,

단방향 펄스폭 변조가 양방향 펄스폭 변조보다 낮은 스위칭으로도 우수한 고조파 특성을 얻을 수 있다고 알려져 있다.

그러나, 전류제어 PWM에서 단방향 스위칭 방식을 사용하면 영전압 근처에서 제어가 불량해지므로 영전압 근처에서는 양방향 스위칭을 그 외에서는 단방향 스위칭을 사용하였다.

일정 스위칭 주파수를 얻기 위한 히스테리시스폭(ΔI)은 양방향 스위칭을 사용할 경우에는 다음의 수학식 11 및 수학식 12에서와 같이 구할 수 있으며,

i_p=i_p ^s+i_p ^r .

여기서, i_p ^s 는 요구되는 성분이며, i_p ^r 는 리플성분이다.

내부루프의 이득을 1로 두고 부하전압지령 v_2r 과 부하전압 v₂ 간의 전달함수를 구하면 다음의 수학식 13에서와 같이 나타낼 수 있다.

이와 같은 수학식 13은 도 12에서 입력을 기준신호 v_2r 로 하고, 출력을 실제신호 v₂ 로 하였을 경우에 외란( i₂-i₁ )과 관련된 부분은 무시한 상태에서의 계산된 수식이다.

내부 루프에 응답이 빠른 히스테리시스 전류제어기를 채용하여서 이득인 1인 증폭기로 볼 수 있고 이로 인해 외부 루프를 구성할 때에는 상기 수학식 13에서와 같이 원점에 있는 1개의 극점을 제거한 효과가 있다.

입력전류와 부하전류의 차 전류는 콘덴서(Cp)로 유입되고, 이 전류는 부하전압을 제어하는 루프에 교란으로 작용하는 데, 이 영향을 줄이기 위하여 전향 보상(feedforward)을 하였다.

도 12는 주인버터의 제어루프를 나타낸 것으로, 이와 같은 전향보상은, 도 12에서와 같은 인버터 제어 루프 전체에서 피드백 제어로 구성되어 안정된 제어를 하지만, 외란( i₂-i₁ )의 변화가 심한 경우는 불안정한 과도 응답을 보일 수 있어 이에 대한 정보를 제어기(controller)에 알려주어야 하며, 이를 위해 전향 보상 이득 H(s)을 통하여 외란( i₂-i₁ )을 명령전류 ipr의 입력에 가하게 되는 것을 말한다.

이와 같은 교란전류( i₂-i₁ )의 부하전압에 대한 영향은 다음의 수학식 14에서와 같이 표현된다.

이때의 수학식 14는 상기 도 12에서 입력을 i₂-i₁ 로 하고, 출력을 실제신호 v₂ 로 하였을 때, v_2r 와 관련된 부분은 무시한 상태에서 계산된 수식이다.

이와 같은 교란전류( i₂-i₁ )의 영향은 전향보상 이득 H(s) 가 1 일 때 가장 작아지므로 전향보상경로이득을 정확히 조절하여야 한다.

한편, DC 링크 전압(V_DC)의 제어에 대하여 설명하면,

DC 링크는 특성상 비선형 특성을 나타낸다. 설계를 쉽게 하도록 DC 링크를 저주파 소신호 모델을 사용하여 도 13과 같이 나타내었다.

상기 도 13을 따르는 ΔV_DC(s) 과 ΔV_DCr(s) 간의 전달함수는 다음의 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 수학식 15는 도 13에서 입력을 기준신호 ΔV_DCr 로 하고 출력을 실제신호 ΔV_DC 로 하였을때, I_ch 와 관련된 부분은 무시한 상태에서의 계산된 수식이다.

이와 같은 시스템에서 동작모드는 입력상태에 따라 단순히 전단 컨버터(1)를 오프동작시키거나, 또는 온 동작시키면 된다.

이때의 주 인버터(2)는 동작모드와는 관계없이 항상 일정한 정현파 출력을 내도록 제어하다.

이와 같은 동작모드의 결정과 기준신호의 발생동작을 도 14에서와 같은 하드웨어적인 수단으로 표현할 수 있는 바,

바이패스 모드에서 PLL의 출력 V_PLL은 전원과 동기되어 있고, 전원 전류의 기준 신호 i_1r 는 상기 도 13에서와 같은 DC 링크 제어루프에서 결정된 I_1r 과 v_PLL 을 곱하여 얻는다.

PLL의 출력과 전원전압의 차이가 일정한도 이상이면 정전으로 판정하여 전단컨버터의 동작을 정지시킨다. 전원이 회복되어 PLL이 전원과 완전히 동기되고 전원전압의 크기가 정상으로 돌아오면 전단 컨버터를 다시 기동시킨다.

이상에서 설명한 바와 같이, 종속접속 UPS에 비해 전단 컨버터의 크기가 작으며, 병렬처리 UPS에 비해 전원측의 역률보상과 부하측의 출력전압 제어를 동시에 할 수 있다.

또한, 할프 브리지방식이므로, 풀 브리지 방식에 비해 적은 소자를 사용하여 장치를 구성할 수 있으며, 하드 스위칭에 용이한 구조로 구성되므로, 대용량화가 가능한 효과가 있다.

Claims (3)

1. 전원부에 직렬 연결되는 할프 브리지 구조의 전단 컨버터와, 콘덴서와 백업 배터리로 구성된 공통된 연계 직류 전압(V_DC)를 갖으며 상기 전단 컨버터와 병렬로 연결되는 풀 브리지 구조의 주 인버터와, 상기 전단 컨버터 및 주 인버터와 전원부와의 전기적인 절연을 위해 1차측과 2차측 일정 권선비(1:n)를 갖는 변압 트랜스와, 전원부로부터의 쇄도 전류를 방지하기 위하여 변압 트랜스(T1)의 전단에 구성되는 AC 스위치와, 상기 히스테리시스 펄스폭 변조 방식을 이용하여 상기 전단 컨버터와 주 인버터의 스위칭 주파수를 제어하는 제어수단을 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 직병렬 무정전 전원 장치(UPS).
2. 제 1항에 있어서, 상기 제어수단은 바이패스 모드시 백업 배터리의 전압이 일정 기준전압이하로 떨어질 경우 상기 AC 스위치를 위상 제어하여 백업 배터리의 전압을 충전제어하는 직병렬 무정전 전원 장치(UPS).
3. 히스테리시스 펄스폭 변조 방식을 이용한 전류제어 방법을 갖는 직병렬 무정전 전원 장치의 제어 방법에 있어서,

   할프 브리지 구조를 갖는 전단 컨버터는 단방향 스위칭 펄스폭변조를 이용하여 전류를 제어하고, 풀 브리지 구조를 갖는 주 인버터의 전류 제어는 주 인버터 출력전압의 영전압 부근 구간에서는 양방향 스위칭 펄스폭 변조를 이용하며, 그 이외의 구간에서는 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 감소시키기 위한 단방향 스위칭 펄스폭 변조 방식을 적용하여 전류를 제어하도록 함을 특징으로 하는 직병렬 무정전 전원 장치(UPS)의 제어 방법.