KR20000018866A - 부호분할다중접속 통신시스템에서 역방향 링크의 신호 검출방법및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 정해진 시간동안 단말기에서 전송되는 파일럿의 전력을 증가하거나 전체 송신전력을 변경하거나 또는 이를 결합한 형태로 일부 시간동안 단말기가 전송하는 파일럿채널의 전력을 증가시키고, 기지국이 이를 역확산하여 해당 단말기로부터 수신하는 신호를 쉽게 탐색하도록 한다.

Description

부호분할다중접속 통신시스템에서 역방향 링크의 신호 검출방법 및 장치

본 발명은 부호분할다중접속방식 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 역방향 링크의 신호를 포착, 다중경로(multi-path) 검출 및 핑거 할당을 수행하는 기지국 수신장치 및 방법에 관한 것이다.

도 1은 종래의 부호분할다중접속 이동통신 시스템의 단말기에서 역방향 링크(reverse link)로 전송되는 신호를 도시하고 있다. 상기 도 1의 역방향 링크에는 파일럿 채널(pilot channel), 트래픽 채널이 존재한다. 도 1의 역방향 링크의 파일럿 채널은 일정한 전력으로 전송된다. 물론 전력제어에 의해 역방향 파일럿 채널의 전력이 변경되기는 하지만, 전체 송신전력에서 파일럿 채널이 차지하는 부분은 크게 변하지 않는다.

기지국은 단말기가 전송한 역방향링크의 신호를 역확산한 후, 다중경로(multi-path) 성분을 포착하여 핑거(finger)를 할당을 한다. 이때 상기 기지국은 일정한 윈도우를 설정하고 설정된 윈도우만큼을 신호를 탐색하게 된다. IMT-2000 시스템과 같이 부호분할다중접속 통신시스템의 대역폭이 더 넓어지는 경우 수신기의 시간분해도(time resolution)가 더 커지므로, 탐색기(searcher)가 탐색해야 하는 윈도우의 칩 크기가 더 커지게 된다. 또한 상기 시간분해도가 증가하는 만큼 한 경로에서 수신되는 에너지가 종래의 협대역(narrow band) 통신시스템보다 작아질 수 있다. 이때 대역이 넓어져서 전체 송신신호 중 파일럿 채널이 차지하는 비율을 줄이고자 한다면 상기 탐색기의 탐색에 더 높은 부담을 주게 된다. 그러므로 어느 일정 비율이상 파일럿 채널의 전력을 줄일 수 없다는 문제점이 있다.

상기 IMT-2000 CDMA 통신시스템의 역방향링크에서 9600bps의 기본채널만을 전송하는 경우, 상기 파일럿 채널의 전력은 전체 단말기 송신 전력의 20-25%가 할당된다. 이는 기지국의 탐색기가 탐색을 하기에는 충분히 큰 양의 전력이 아니므로, 상기 기지국의 탐색기는 긴 적분시간 동안 상관 값(correlation value)을 구해 다중경로 성분을 검출하게 된다. 그러나 상기와 같이 긴 적분시간 동안 상관 값을 구해 탐색을 하는 경우에는 기지국 탐색기의 하드웨어와 전력소모가 증가하는 문제점이 있다. 또한 상기 단말기가 핸드오프를 수행하는 경우, 해당 단말기와 연결되는 기지국은 상기 단말기의 신호를 포착(acquisition)해야 한다. 그러나 상기 단말기의 파일럿 채널의 신호가 너무 작기 때문에, 상기 기지국이 단말기의 신호를 포착하는데 어려움이 따르게 된다.

상기한 바와 같이 역방향 링크로 전송되는 파일럿신호의 크기가 작을 때, 기지국의 탐색기(searcher)는 긴 시간동안 입력신호를 역확산하여야 신호를 검출할 수 있다. 또한 상기 신호를 정확하고 빠른 속도로 포착하기 위해서는 기지국은 복잡한 하드웨어 구조의 탐색기(searcher)를 가지고 있어야 한다.

따라서 본 발명의 목적은 부호분할다중접속방식 시스템에서 보다 효율적인 다중경로 포착 및 핑거할당 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 부호분할다중접속방식 통신시스템의 기지국의 전력소모와 하드웨어 복잡도를 감소시키면서 단말기가 전송하는 신호 및 다중경로 신호를 포착하는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 목적은 부호분할다중접속방식의 이동통신시스템에서 기지국이 단말기에서 전송된 역방향 링크 신호의 전력 또는 시간지연을 정확히 측정할 수 있는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 부호분할다중접속방식 이동통신시스템의 기지국이 수신신호를 기억장치에 저장하여 처리하는 경우, 기억장치의 크기를 줄이고 전력소모를 줄이는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 부호분할다중접속방식 시스템에서 평상시의 파일럿 전력을 감소시키고 대신 일부 짧은 시간의 파일럿을 증가시켜 역방향 링크의 전체적인 시스템의 용량을 증가시키는 방법을 제공하는데 있다.

도 1은 이동통신 시스템에서 단말기와 기지국의 역방향링크의 구조를 도시하는 도면

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 역방향 링크의 전체 송신전력 구조를 도시하는 도면

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 역방향 링크의 전체 송신전력 구조를 도시하는 또 다른 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 이동통신 시스템에서 단말기 송신기의 구조를 도시하는 도면

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 이동통신 시스템에서 기지국수신기의 탐색기 구성을 도시하는 도면

도 6은 도 5에 도시된 탐색기에서 역방향 파일럿채널을 단일 직교부호로 역확산하는 구성을 도시하는 도면

도 7은 도 5에 도시된 탐색기에서 역방향 파일럿 채널을 복수의 직교부호로 역확산하는 제1구성예를 도시하는 도면

도 8은 도 5에 도시된 탐색기에서 역방향 파일럿 채널을 복수의 직교부호로 역확산하는 제2구성예를 도시하는 도면

도 9는 도 5에 도시된 탐색기에서 역방향 파일럿 채널을 복수의 직교부호로 역확산하는 제3구성예를 도시하는 도면

이하 본 발명의 바람직한 실시예들을 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들중 동일한 구성요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

본 발명의 실시예서는 단말기가 효율적인 탐색을 위해 일부 시간 구간동안 역방향 링크의 파일럿 채널의 전력을 증가시켜 전송하고, 기지국이 이렇게 전력이 증가된 구간의 파일럿 채널 신호를 역확산하여 단말기의 송신 신호를 탐색하여, 상기 단말기로부터 수신되는 다중경로신호의 신호레벨, 지연 또는 경로간의 상대적인 지연 등을 측정한다. 그리고 상기 기지국 수신기는 이렇게 측정된 결과로부터 핑거 할당 등을 수행한다.

도 2 및 도 3는 본 발명의 실시 예에 따른 역방향 채널의 구조를 도시하는 도면으로서, 파일럿의 전력을 순간적으로 증가시켜 이를 활용하여 기지국이 여러 단말기가 전송하는 역방향링크의 신호를 포착할 수 있도록 한다. 상기 역방향 채널은 파일럿 채널, 데이터 트래픽 채널등을 포함한다. 도 2 및 도 3에서 트래픽 채널은 1종류만 존재한다고 가정하고 그렸으나, 기본채널(fundametal channel), 보조채널(supplemental channel), 제어채널(control channel) 등 여러 개의 채널이 역방향으로 전송되는 경우에도 쉽게 적용할 수 있다.

먼저 도 2를 참조하면, 참조부호 중 21은 역방향 파일럿 채널의 송신전력을 나타내며, 22는 단말기의 전체 송신전력을 나타낸다. 또한 23은 데이타 프레임을 표시한다. 상기 도 2와 같은 구조를 갖는 본 발명의 실시예에 따른 역방향 링크의 동작을 살펴보면, 상기 단말기는 미리 설정한 시간구간 Tp동안 파일럿 채널의 전력을 평상시보다 ΔP만큼 증가시킨다. 상기 도 2의 실시예에서는 단말기의 전체 송신전력을 변화시키지 않고, 일부 데이터 채널들의 송신 전력을 낮추거나 전송하지 않고 나머지 전력을 파일럿 채널에 할당하였다. 이는 상기 Tp라는 짧은 시간동안 단말기에서 전송되는 전력 중에 파일럿 채널의 전력을 평상시 보다 더 증가(도 2의 경우 ΔP)시키는 것을 뜻한다. 이때 보다 효율적인 포착 및 핑거 할당을 위해 전체 단말기의 송신 전력을 모두 파일럿채널에 할당할 수도 있다.

도 2의 구현 예에서는 시간구간 Tp동안 일부 데이터 채널이 전송되지 않거나 낮은 전력으로 전송하는 것을 보여주고 있으며, 또한 상기 파일럿의 전력이 증가되는 시간구간 Tp를 도 2의 23에 도시된 바와 같이 두 데이터 프레임의 경계에 걸치도록 하고 있다. 이는 데이터 채널이 평상시보다 낮은 전력으로 전송됨으로써 발생되는 성능의 열화를 방지하기 위한 것으로써, 상기 파일럿 채널의 전력을 증가시켜 전송하는 시간구간 Tp를 두 데이터 프레임에 걸치게 하여 한 프레임 위치에 집중하여 성능 열화가 발생하는 것을 방지한다. 또한 상기 두 데이터 프레임의 균일한 성능을 위해 상기 Tp구간을 각 데이터 프레임 당 Tp/2가 되도록 균등히 분배하였다. 이때 상기 단말기가 파일럿 채널의 전력을 상승하는 시간구간 Tp와 그 위치는 동기를 잡고 있는 기지국이 알고 있어야 한다.

상기 단말기가 파일럿 채널의 전력을 증가시키는 시간구간 Tp는 및 ΔP 는 전송하는 데이터율, 역방향링크로 전송하는 채널의 수, 신호가 전송되는 대역폭 등에 따라 달라 질 수 있다. 상기 시간구간 Tp를 길게 할수록 더 높은 이득이 얻어 지므로, 상기 기지국은 약한 전력의 신호도 포착할 수 있게 된다. 그러나, 시간구간 Tp를 지나치게 길게 하면, 파일럿 채널이 전송해야 할 데이터들이 차지할 전력을 오래 차지하게 되므로 전체적인 시스템의 용량이 떨어지게 된다. 그러므로 이동통신 시스템에서는 그 시스템이 위치한 상황에 맞춰 시간구간 Tp를 적절히 조절하는 것이 필요하다. 한 예로 칩레이트(chip rate)가 3.6864Mcps(Mega chip per second)이며 프레임의 길이가 20ms인 이동통신 시스템에 대해 시간 구간 Tp를 2048칩(chip) 구간으로 정한다면, 상기 Tp의 시간 값은 0.55ms에 해당한다.

상기 도 2의 구현 예에서는 상기 파일럿 채널의 전력 증가 구간 Tp를 두 개의 데이터 프레임에 균등히 분배하였으므로, 한 데이터 프레임 구간에서의 파일럿채널 전력이 평상시 보다 커지는 구간은 0.28ms(=0.55ms/2)이다. 이는 전체 20ms의 데이터 프레임의 1.4%에 해당하는 짧은 구간이며, 이로 인해 발생하는 역방향링크의 성능 열화는 무시할 수 있을 정도로 작다.

도 3은 파일럿채널의 전력을 시간구간 Tp동안 증가시키는 또 다른 구현 예를 보여주고 있다. 상기 도 3에서 참조부호 중 21은 역방향 파일럿 채널의 송신전력을 나타내며, 22는 단말기의 전체 송신전력을 나타낸다. 또한 23은 데이타 프레임을 표시한다.

도 3을 참조하면, 파일럿채널의 전력이 증가되는 시간구간 Tp동안에 데이터채널을 전송하지만 평상시보다 단말기의 전체 송신전력을 ΔP2만큼 증가하였다. 이때 시간구간 Tp동안 파일럿채널의 전력을 ΔP1만큼 증가한다. 여기서, ΔP2는 ΔP1과 같을 수도 있고, 클 수도 또는 작을 수도 있다. 즉 도 3의 구현 예의 특징은 단말기의 전체 송신전력과 파일럿채널의 전력이 동시에 증가된다는 것이다. 이렇게 해서 얻는 점은 트래픽 채널을 천공하지 않고도 파일럿 채널의 전력을 증가할 수 있다.

그리고 상기 파일럿 채널의 전력이 단말기의 전체 송신전력(=평상시 단말기의 전체 송신전력 +ΔP2)까지 올라갈 수 있다. 이 경우 상기 단말기는 파일럿 채널만을 전송하게 되고 다른 데이터 채널은 천공(puncturing)하는 것과 같은 효과를 나타낸다.

상기 도 3의 구현 예에서도 도 2의 구현 예와 마찬가지로 파일럿의 전력이 증가되는 시간구간 Tp가 두 데이터 프레임의 경계에 위치되도록 한다. 그리고 기지국은 상기 단말기가 파일럿 채널의 전력이 증가시키는 시간구간 Tp와 그 위치를 알고 있어야 한다. 상기 파일럿 채널의 전력이 증가되는 Tp 시간구간은 기지국이 지정하는 시간만으로 될 수도 있고, 또한 일정 주기로 반복되는 시퀀스를 갖도록 설정될 수도 있다.

상기 기지국은 어떤 시간에서 단말기가 파일럿 채널의 송신전력을 세게 전송할 지 알고 있으므로, 상기 단말기에서 전송되는 역방향 파일럿 채널의 확산코드로 역확산한 후 파일럿 채널의 수신레벨을 측정한다. 이때 상기 기지국의 탐색기는 종래에 널리 사용되는 직렬 탐색기 또는 정합필터(matched filter) 등을 사용할 수 있다. 상기 기지국이 직렬 탐색기를 사용하는 경우에는 하드웨어의 복잡도가 줄어드는 반면 시간구간 Tp를 충분히 길게 해야 하므로 시스템 용량상의 문제점이 있을 수 있다. 반면 정합필터는 하드웨어 상의 복잡도는 크나 상기 시간구간 Tp를 크게 줄일 수 있어 시스템의 용량 상의 장점을 가질 수 있다.

또한 상기 기지국의 수신기는 상기 단말기에서 전송되는 역방향 링크의 수신신호를 기억장치에 저장한 후, 역확산할 수도 있다. 이 방법은 수신기의 복잡도를 높게하지 않으면서 Tp시간 구간을 짧게 구현할 수 있다. 이때 사용될 수 있는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 구조에 대해서는 후술하기로 한다.

상기 파일럿 채널의 신호 레벨이 작은 경우, 수신기는 수신된 파일럿 채널의 레벨을 측정하기 위해 더 긴 시간동안 수신신호를 적분해야 한다. 이는 핑거 할당 등의 성능열화를 초래한다. 이런 성능 열화를 줄이기 위해서는 단말기의 하드웨어를 더 복잡하게 구성하고 전력소모가 많은 구조로 바꾸어야 한다. 그러나 본 발명의 실시예에서와 같이 역방향 링크의 파일럿 채널 전력을 크게하여 전송하면, 기지국 수신기는 간단한 하드웨어 구조를 가지면서 역방향링크의 신호 포착을 빠르게 수행할 수 있다.

또한 이동통신 시스템에서 대역폭이 넓어질수록 수신신호의 다중경로 분해 능력이 늘어나게 된다. 이는 경로당 수신에너지가 줄어드는 것을 뜻한다. 이런 경우 레이크 수신기(rake receiver)는 더 많은 경로를 찾아 복조할수록 더 향상된 성능을 얻는다. 그러나, 어느 일정 레벨 이하의 다중경로를 포착하여 핑거에 할당하려면 긴 시간 동안 상관 값(correlation value)을 구하여야 한다. 이는 수신기의 전력소모 및 복잡도를 증가시킬수 있다. 본 발명의 실시예에서는 비교적 짧은 구간 동안 상관 값을 계산하고도 작은 레벨의 다중경로 신호를 검출하므로써, 효율적으로 핑거를 할당할 수 있도록 한다.

부호분할다중접속 방식의 통신시스템에서 수신신호를 기억장치에 저장하여 처리하는 방법이 검토되고 있다. 이는 수신신호의 일부를 기억장치에 저장한 후, 나중에 처리하는 것을 말한다. 이런 방법이 주파수간 하드 핸드오프(hard hand-off) 등을 위한 수신 레벨 측정 등을 위해 사용하는 것이 검토되었다. 본 발명의 실시예에서 제안하는 파일럿 전력 증가 방법을 사용하면, 상기 기억장치에 저장해야 하는 수신 신호의 샘플 수를 크게 감소시켜 단말기의 하드웨어를 간단히 할 수 있고, 또한 상관 값(correlation)을 계산하는 시간을 감소시켜 기지국의 하드웨어 복잡도 줄일 수 있다.

또한 기지국간 핸드오프 수행기 새로 단말기와 통화를 시작하는 기지국은 단말기의 신호를 포착할 수 있을 정도로 큰 파일럿을 수신하지 못하는 경우가 있으므로 일부시간동안 파일럿 채널을 증가하여 이러한 기지국의 포착을 쉽게 할 수 있다.

상기 도 2 및 도 3에서와 같이 파일럿 채널의 전력을 일부시간 동안 증가함으로 얻을 수 있는 여러 효과를 상술하였다. 그러나 이 효과는 상기 도 2 및 도 3와 같은 실시예에서만 국한되는 것이 아니고, 이후에 제안하는 모든 구조에 공통적으로 적용될 수 있다.

도 4는 단말기에서 역방향 파일럿 채널의 전력을 일부 시간구간 Tp에서 크게하여 전송하는 송신기 구조를 도시하고 있다. 여기서 상기 파일럿 채널은 단일 확산 코드를 사용하여 역방향 파일럿 채널의 전력을 증가시킬 수 있으며, 또한 복수의 확산코드를 사용하여 역방향 파일럿 채널의 전력을 증가시킬 수 있다. 상기 도 4는 단말기에서 역방향 파일럿 채널의 전력을 일부 시간구간 Tp에서 크게하여 전송할 시 여러 개의 다른 확산코드로 파일럿의 전력을 나누어 전송시 기지국의 전력을 분배하는 예를 도시하고 있는 도면이다.

상기 도 4와 같은 구성을 갖는 단말기 송신기는 파일럿채널의 전력을 증가시키는 시간구간 Tp 동안에 파일럿 채널의 전력만을 변경하는 것이 아니고, 그 증가된 파일럿 전력을 서로 다른 확산코드로 확산된 여러 개의 코드 채널을 전송하는 것을 특징으로 한다. 상기 도 4에서는 상기 확산코드의 일예를 두 개의 직교코드들 W0', WN으로 들고 있다. 본 발명의 실시예에서는 평상시의 역방향 파일럿 채널은 직교코드 W0로 확산하여 전송하고, 상기 시간구간 TN에서는 상기 직교코드 W0과 더불어 전력 증가 량(ΔP)은 다른 직교코드 WN을 사용하여 역방향 파일럿 채널을 전송하는 것으로 가정하여 설명하기로 한다. 이하 설명되는 단말기 송신기에서는 상기 파일럿 채널을 여러 개의 확산부호로 전송하는 경우, 두개의 확산부호를 사용하는 경우에 대해 설명하겠다. 상기 파일럿 채널의 형태는 상기 도 2 및 도 3 함께 전술한 모든 구조에 적용될 수 있다. 물론 여러 개의 확산코드로 파일럿 채널을 전송하지 않고 기존에 사용하던 확산코드에 전력만 증가시켜 전송할 수도 있다. 본 발명의 실시예에서는 종래의 핑거의 채널 추정기, 타임추적기 (time tracking loop)에 영향을 주지 않기 위해서 종래의 파일럿 채널에 사용되는 전력은 Tp구간과 정상적인 구간에 전력을 같이 할당하고, 상기 Tp구간에 증가되는 파일럿의 전력을 공통 파일럿과는 다른 확산코드로 확산하여 전송하는 예를 보였다. 상기 종래의 파일럿은 상기 Tp시간 외에 정상적인 상황에서 사용되는 파일럿을 지칭한다.

상기 파일럿채널의 전력을 두 개의 다른 확산코드로 나누어 전송하는 경우, 파일럿 채널의 신호 P(t)는 수학식 1과 같이 표현이 가능하다.

P(t) = G0 * C0(t) + G1 * C1(t)

여기서 Gn은 각 코드채널의 이득이고, Cn(t)는 각 파일럿 코드 채널의 확산코드이다. 상기 <수학식 1>에서는 각기 다른 2개의 코드 채널로 파일럿이 전송되는 것을 가정하였고, 각 채널의 이득 Gn은 복소수 형태로 표현이 가능하다. 그리고, 위에서 사용된 각 코드채널의 확산코드 Cn(t)는 서로 직교인 직교코드를 사용할 수 있다.

상기 도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라 Tp 시간구간동안 여러 개의 확산코드에 파일럿 채널을 나누어 전송하는 단말기 송신기의 구성을 보여주고 있다. 시간제어기70은 각 채널 송신기의 이득을 제어하는 이득제어기들을 제어하기 위한 제어신호를 출력한다. 본 발명의 실시예에서 상기 시간제어기70은 미리 설정된 시간구간 Tp에서 이득제어기58을 구동하여 송신 전력을 크게 증가시킨 파일럿 채널을 출력시키기 위한 이득제어신호를 발생한다.

곱셈기50은 모두 1(all 1's)인 파일럿 채널의 신호를 직교코드W0과 곱하여 직교 확산한다. 이득제어기56은 상기 시간제어기70의 제어하에 상기 곱셈기50에서 출력되는 파일럿 채널 신호의 이득을 제어하여 출력한다. 이때 상기 이득제어기56에서 출력되는 파일럿 채널은 평상시 전송되는 역방향 파일럿 채널이 된다. 가산기62는 상기 이득제어기56에서 출력되는 파일럿 채널과 다른 채널의 신호를 가산하여 출력한다. 곱셈기52는 모두 1(all 1's)인 파일럿 채널의 신호를 직교코드WN과 곱하여 직교 확산한다. 이득제어기58은 상기 시간제어기70의 제어하에 상기 곱셈기52에서 출력되는 파일럿 채널 신호의 이득을 제어하여 출력한다. 이때 상기 이득제어기58에서 출력되는 파일럿 채널은 시간구간 Tp에서 송신 전력이 크게 증가되는 역방향 파일럿 채널이 된다. 가산기64는 상기 이득제어기58에서 출력되는 파일럿 채널과 다른 채널의 신호를 가산하여 출력한다.

곱셈기54는 트래픽 채널의 데이타 심볼과 트래픽 채널에 할당된 직교부호 Wt를 곱하여 직교확산한다. 이득제어기60은 상기 시간제어기70의 제어하에 상기 곰셈기54에서 출력되는 직교확산된 트래픽 채널의 이득을 제어한다. 가산기64는 상기 트래픽 채널과 다른 채널을 가산하여 출력한다. 곱셈기66은 상기 가산기들 62, 64 등에서 가산된 단말기 송신기의 채널신호들을 입력하며, 입력되는 채널신호들과 PN코드를 곱하여 대역확산한 후 출력한다. 여기서 상기 트래픽 채널은 다수개로 구성될 수 있으며, 이외에도 다른 역방향 링크의 채널들이 구비될 수 있으며, 여기서는 이들 채널 송신기들에 설명은 생략하기로 한다.

상기 도 4의 실시예에서는 파일럿 채널의 신호가 두 개의 직교코드W0 및 WN으로 확산된 후, 각기 다른 이득이 곱해진 다음 공통된 확산코드로 확산되어 전송된다. 또한 상기 기지국 송신기는 두 개의 서로 다른 직교부호로 파일럿 채널을 전송하는 파일럿 채널 전송부와 트래픽 채널을 전송하는 전송부로 구성된 예를 도시하고 있다. 상기 도 8에서는 한 개의 트래픽 채널만을 가정했지만, 다른 형태의 제어채널, 기본채널, 보조채널 전송부 등이 같이 전송될 수도 있다.

지정된 시간이 되면, 상기 시간제어기70은 각 채널의 이득을 제어한다. 상기 파일럿 채널의 전력이 일시 증가하는 도3 및 도 4의 실시예의 경우, 상기 Tp시간이 되면 시간제어기70은 각 채널의 이득을 조정하여, 파일럿 채널이 평상시보다 더 높은 전력으로 전송되도록 한다. 상기 도 8에서는 상기 파일럿채널의 전력을 일부시간Tp 동안 증가시키는 구조에 대한 기지국 송신기의 실시예로 설명하였으나, 이런 기지국 송신기 구조는 이후 제안되는 모든 구조에서도 각 채널의 이득을 적절히 조절함으로 적용될 수 있음을 밝혀둔다.

상기 도 4는 일부 시간구간Tp 동안 파일럿 채널을 평상시보다 더 많은 여러 개의 다른 확산부호로 확산하여 전송하는 구조와 그 송신기에 대해 설명하였다. 이런 구조는 상기 도 2 및 도 3의 실시예 뿐만 아니라 후술하는 모든 구조에 공통적으로 적용할 수도 있다. 물론 파일럿 채널을 기존의 파일럿 채널이 사용하던 확산부호를 사용하여 전력만을 변경할 수도 있다.

상술한 바와 같이 본 발명은 미리 설정한 시간구간 Tp 동안 단말기가 전송하는 파일럿의 전력을 변경하여 일부 시간동안 기지국에서 수신되는 파일럿 채널의 수신레벨이 증가하도록 하여 기지국이 단말기로부터 수신하는 신호를 포착하기 용이하도록 하도록 한다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시예들에 따른 다양한 구조에서 기지국은 시간구간 Tp 동안의 수신신호를 역확산하여 단말기에서 온 신호를 검출하고 수신신호 레벨, 전파지연 또는 다중경로간의 상대적인 전파지연 등을 측정한다. 기지국의 수신기는 이를 역확산하여 탐색하는 과정에서 기존에 널리 사용되는 직렬탐색기를 사용할 수 있다. 그러나 기존에 사용된 직렬탐색기를 사용하면, 상기 시간구간 Tp를 길게 하여야만 한다는 단점이 있다. 상기 시간구간 Tp를 줄이기 위한 수신기의 탐색기는 다음과 같은 방법으로 구현되어, 역확산과 탐색을 수행할 수 있다.

첫째, 탐색기에 정합여파기(Matched Filter)를 사용하는 것이다. 정합여파기는 수신신호와 국부적으로 생성한 확산부호와의 상관값을 빠른 시간에 계산할 수 있다. 그러나 정합여파기는 상관값을 빠르게 구할 수 있는 반면, 수신기의 구조가 복잡해지고 전력소모가 늘어나는 단점이 있다.

둘째, 시간구간 Tp 주위의 수신신호를 수신기의 기억장치에 저장해 두었다가 이 신호와 국부적으로 발생한 확산부호와의 상관값을 계산하는 방법이다. 이 방법은 수신신호를 저장하기 위한 메모리가 필요로 하지만, 역확산하는 과정이 간단해 지고 전력소모도 줄어든다.

본 발명의 실시예에서는 두 번째의 방법으로 탐색기를 구현한다. 본 발명의 실시예에 따른 탐색기의 구조는 도 5와 같다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 탐색기는, 역확산기 100, 확산부호발생기 102, 수신신호를 저장하기 위한 기억장치 104, 에너지 계산기 106, 및 제어장치 108로 구성된다. 제어장치 108의 제어에 따라 기억장치 104는 시간구간 Tp 부근의 입력신호를 저장한다. 제어장치 108은 시간구간 Tp 부근에서 기억장치 104에 입력신호를 저장하라는 제어신호 S1(Read/Write)을 인가하고 기억장치의 어떤 위치에 저장할 지를 알리는 제어신호 S2(Address)를 인가한다. 입력신호가 들어올 때마다 제어장치 108은 제어신호 S2의 어드레스를 증가하면서 입력신호를 기억장치 104에 저장시킨다. 기억장치 104에 저장이 끝나면 제어장치 104는 상기 기억장치 104에 저장된 신호를 역확산기 100으로 출력한다. 이때 제어장치 108은 제어신호 S1을 통해 기억장치 104에 저장된 내용을 출력하게 하고, 그 위치는 제어신호 S2를 통해 지정한다.

확산부호발생기 102는 단말기의 송신기가 보낸 신호와 같은 확산부호를 국부적으로 발생하여 역확산기 100에 인가한다. 역확산기 100은 기억장치 104에 저장되어 있다가 출력된 수신신호와 확산부호발생기 102에서 국부적으로 발생된 확산부호를 곱하여 일정 기간 동안 적분한다. 확산부호발생기 102는 국부적으로 확산부호와 직교부호 등을 발생한다. 에너지 계산기 106은 역확산된 신호의 에너지를 계산한다. 상기 역확산된 신호의 에너지를 계산방법으로 주로 많이 사용되는 방법은, I, Q축의 역확산된 값의 제곱의 합 즉, I2+Q2 을 구하는 것이다. 이 값이 수신된 파일럿 채널의 Ec/Io이다. 여기서 Ec는 수신신호의 칩당 에너지를 나타내고 Io은 수신된 전체 CDMA신호의 전력스펙트럼밀도(power spectral density)를 나타낸다.

도 6은 도 5에 도시된 탐색기 중 역확산기 100의 구성을 도시하는 도면이다. 도 6에서 모든 신호는 복소수 형태로 표시된다. 도 6의 실시예에서는 역방향 링크의 1개의 확산부호로 확산된 경우를 도시한 것이다.

상기 도 6을 참조하면, 곱셈기110은 입력되는 신호에 PN 확산부호를 곱하여 역확산한다. 곱셈기112는 상기 곱셈기110에서 출력되는 역확산신호에 대응되는 직교부호를 곱하여 직교 복조한다. 누적기114는 상기 곱셈기112의 출력을 심볼 단위로 누적하여 출력한다.

도7은 여러 개의 다른 확산부호들로 역방향 파일럿채널이 확산된 경우, 이를 역확산하는 본 발명의 제1실시예에 따른 기지국 수신기의 역확산기 구조를 도시하는 도면이다. 상기 도 7의 제1실시예에서는 단말기가 역방향 링크의 파일럿 채널들을 다수의 직교부호들로 확산된 후, 한 개의 공통된 PN 확산부호로 확산된 경우의 역확산기의 실시예를 도시하고 있다. 상기 도 7에서도 모든 신호는 복소수 형태의 신호이다.

상기 도 7을 참조하면, 곱셈기210은 수신신호에 PN 확산부호를 곱하여 역확산한다. 곱셈기220, 22N은 각각 상기 곱셈기210에서 출력되는 역확산신호를 수신하며, 역확산신호에 각각 대응되는 직교부호 W0`, WN`을 곱하여 직교 복조한다. 누적기230, 23N은 각각 대응되는 상기 곱셈기220, 22N의 출력을 입력하며, 심볼 단위로 누적하여 출력한다. 곱셈기240, 24N은 각각 대응되는 누적기230, 23N의 출력에 각각 대응되는 복소수 이득의 위상을 보상하기 위한 G0*, GN*을 곱하여 출력한다. 가산기250은 상기 곱셈기240, 24N의 출력을 결합하여 가산 출력한다. 제곱기260은 상기 가산기의 출력을 제곱하여 에너지 값으로 변환 출력한다. 곱셈기270은 상기 제곱기260의 출력을 평균화(normalize)시키기 위한 복소 공액 Gi*을 곱하여 출력한다.

상기 도 7에 도시된 바와 같이 입력신호는 곱셈기 210에서 PN 확산부호와 곱해져 역확산되며, 상기 역확산된 신호는 곱셈기 220, 22N에서 각각 대응되는 직교부호와 곱해져 직교 복조된다. 그리고 상기 곱셈기220, 22N에서 출력되는 신호들을 각각 대응되는 누적기 230, 23N에 입력되어 심볼 단위로 누적된 후 출력된다. 이후 곱셈기240, 24N은 상기 누적기230, 23N의 출력에서 각각 대응되는 이득 G0*, GN*을 곱하여 각 직교채널에 곱해진 복소수 이득의 위상성분을 보상해 주는 역할을 한다. 상기와 같이 위상 보상된 신호들을 가산기250에서 결합되어 가산 출력되며, 제곱기260은 상기 가산기250에 결합된 수신신호를 에너지 값으로 변환 출력한다. 이후 곱셈기270은 상기 가산기250의 출력 이득을 정규화(normalize)하기 위하여 1 over { SUM from { i=1 } LEFT |Gi RIGHT | } 을 곱하여 출력한다. 즉, 상기 위상보상을 위해 곱해주는 값은 각 직교부호의 복소수 이득 Gi(i=0,1,2...,n)의 복소공액 Gi* 이다. 여기서 상기 곱셈기270은 위상 이득의 보상을 양호하게 하기 위한 구성(optional)이다.

상기 도 7과 같은 역확산기의 구성은 수신신호를 역확산한 후 심볼 단위로 누적하며, 누적된 신호들의 에너지를 구하는 방식이다.

도 7의 역확산기는 다수 개의 역확산기가 병렬로 수신신호를 역확산한다. 그러나, 기지국 수신기는 단말기가 전송한 다수개의 직교부호의 일부만을 역확산할 수도 있다. 즉, 약간의 성능열화를 감수하고 수신기는 도 7에서 파일럿채널에 할당한 직교부호중 일부 또는 전부의 직교부호에 대해 역확산을 수행할 수 있다.

도 8은 본 발명의 제2실시예에 따른 기지국 수신기의 역확산기 구성으로써, 단말기의 송신기에서 파일럿 채널을 복수의 직교부호를 이용하여 확산 전송할 시 이를 수신하는 기지국 수신기의 역확산기 구성을 도시하는 도면이다. 상기 제2실시예에 따른 역확산 방법은 입력신호를 여러 개의 확산부호로 동시에 역확산하는 상기 도 7의 구조와 달리 확산부호가 같은 값을 갖는 입력을 그룹화하여 처리함으로 전력소모를 감소시키자는 데 그 목적이 있다. 도 8은 직교부호 2개를 사용한 경우의 예를 들었으나 이 구조는 여러 개의 직교부호에 대해서도 확장이 가능하다. 상기 도 8에서도 모든 신호는 복소수 형태의 신호이다.

상기 도 8을 참조하면, 곱셈기310은 입력신호에 PN 확산부호를 곱하여 입력신호를 역확산한다. 곱셈기320은 임의 직교부호와 상기 곱셈기310의 출력을 곱하여 직교복조한 출력을 발생한다. 여기서 상기 곱셈기320에 인가되는 직교부호는 W0라고 가정한다. 스위치 제어기380은 상기 직교부호 W0 및 W1을 입력하며, 직교부호의 칩 단위로 두 직교부호를 탐색하여 W0`(i)=W1`(i)이면 제1경로를 선택하기 위한 제어신호를 발생하고 W0`(i)≠W1`(i)이면 제2경로를 선택하기 위한 제어신호를 발생한다. 직교부호 W0`(i)는 직교부호 W0`의 i번째 칩을 의미하며, W1`(i)는 직교부호 W1`의 i번째 칩이다. 스위치381은 입력단이 상기 곱셈기320에 연결되고 제1출력단이 제1경로 A에 연결되는 동시에 제2출력단이 상기 제2경로 B에 연결된다. 상기 스위치381은 상기 스위치 제어기380의 출력에 의해 상기 곱셈기320의 출력을 제1경로 A 또는 제2경로 B에 스위칭 출력한다.

누적기330은 제1경로A에 연결되어 입력되는 신호를 심볼 단위로 누적 출력한다. 곱셈기340은 상기 누적기330의 출력에 복소 이득(G0+G1)*를 곱하여 제1경로A로 출력되는 신호의 위상 이득을 보상한다. 상기 제1경로 A에 스위칭 연결되는 신호는 직교부호가 동일한 부호를 갖는 칩들이 된다. 누적기331은 제2경로B에 연결되어 입력되는 신호를 심볼 단위로 누적 출력한다. 곱셈기341은 상기 누적기331의 출력에 복소 이득(G0-G1)*를 곱하여 제2경로B로 출력되는 신호의 위상 이득을 보상한다. 상기 제2경로 B에 스위칭 연결되는 신호는 직교부호가 상이한 부호를 갖는 칩들이 된다. 가산기350은 상기 곱셈기340, 341의 출력을 결합하여 가산 출력한다. 제곱기360은 상기 가산기의 출력을 제곱하여 에너지 값으로 변환 출력한다. 곱셈기770은 상기 제곱기260의 출력을 정규화(normalize)시키기 위한 이득 (복소 공액 Gi*) 1 over {2 SUM from { i} LEFT | G`i RIGHT |^2 } 을 곱하여 출력한다.

먼저 이론적인 면에서 도 8의 동작을 살펴본다. 여기서 상기 도 8에서 사용되는 직교부호W0 및 W1의 길이는 8칩(i=8)이라고 가정한다. 사용된 두개의 직교부호 W0'', W1''중, W0''의 패턴이 +1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1 이고, W1''의 패턴은 +1, +1, -1, -1, +1, +1, -1, -1 이라고 가정한다. 그러면 상기 직교부호 W0 및 W1은 하기 <표 1>과 같이 표현할 수 있다.

직교부호	칩 번호
	i1 i2 i3 i4 i5 i6 i7 i8
W0`	+1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1
W1`	+1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 -1

그리고 역확산기의 입력신호는 r1, r2, r3, r4, r5, r6, r7, r8 이라고 하고 각 직교부호에 곱해진 이득 G0, G1은 실수라고 가정하자. 이때 도 8과 같은 구성을 갖는 수신기에서 W0''로 역확산된 신호는 다음과 같이 표현가능하다.

Y0 = G0* (r1 + r2 + r3 + r4 - r5 - r6 - r7 - r8)

Y1 = G1* (r1 + r2 - r3 - r4 + r5 + r6 - r7 - r8)

이때 최종적인 역확산기의 출력은 Y0+Y1 이 된다.

상기 직교부호 W0'' 및 W1''은 1,2,7,8번째 위치에서는 같은 칩 성분을 가지며, 3,4,5,6 위치에서는 다른 칩성분을 갖는다. 최종적인 역확산기의 출력 Y0+Y1의 성분을 직교부호 W0'', W1''의 각 칩 성분이 같은지 다른지에 따라 분류한다. 이를 X0, X1이라 한다면 다음과 같다.

X0 = (G0* + G1*) (r1 + r2 - r7 - r8)

X1 = (G0* - G1*) (r3 + r4 r5 r6)

이때 X0+X1 = Y0+Y1이 된다. 상기 식에서 보는 바와 같이 입력을 각 직교부호의 칩성분의 조합에 따라 분류함으로 역확산시 수행되는 덧셈의 수를 줄일 수 있다. 이는 짧은 직교부호에서는 효과가 별로 없으나 직교부호의 길이가 길어지면 질수록 더 큰 효과가 있다.

앞에서 설명한 내용을 하드웨어 구조로 도시한 도면이 도 8이다. 상기 도 8에 입력되는 신호는 곱셈기310에서 PN 확산부호로 곱해진 후, 곱셈기320에서 직교부호 W0와 곱해진다. 이후 스위치 제어기380은 두개의 직교부호의 각 칩성분이 같은 지 다른지를 비교하여 스위치제어신호를 발생하며, 스위치381은 이 제어신호에 의해 두개의 누적기330 및 331에 나누어 입력한다. 이때 상기 PN 확산부호로 곱해진 신호는 두 직교부호 W0'', W1''의 칩 성분이 같다면 제1경로 A에 위치된 누적기330에 입력되며, 두 칩 성분이 다르다면 제2경로 B에 위치된 누적기331에 입력된다. 그리고 나뉘어진 각 신호들은 대응되는 누적기330 및 311에서 심볼 단위로 더해진다. 이후 곱셈기340은 상기 누적기330의 출력에 G0* + G1*의 이득을 곱하여 출력하고, 곱셈기341은 상기 누적기331의 출력에 G0* - G1*가 곱하여 출력하며, 가산기350은 상기 두 곱셈기340 및 341의 출력을 더하여 출력한다. 상기 가산기350의 출력은 제곱기360에서 제곱되어 에너지 값으로 변환되며, 곱셈기370은 상기 곱셈기341 및 341에서 이득을 곱한 후 그 결과를 정규화하기 위한 이득 1 over {2 SUM from { i=1} LEFT | G`i RIGHT |^2 } 을 곱하여 출력한다

상기한 기지국 수신기의 구조에서 여러 개의 확산부호로 파일럿이 전송되는 경우, 단말기는 각 직교부호에 할당된 전력의 비 또는 이득의 비로 전송할 필요가 있다. 이 비율은 표준화 과정에서 미리 정해질 수 있고, 기지국이 시스템 파라메터로 단말기에 알려줄 수도 있다. 그렇지 않다면 수신기가 간단한 알고리듬으로 이를 측정할 수도 있다. 이는 각 직교부호의 역확산된 신호의 에너지의 비를 구함으로 추정할 수 있다.

도 9는 상기 도 7 및 도 8과 같이 단말기 송신기에서 여러 개의 다른 확산부호들로 파일럿이 확산 전송하는 경우, 이를 역확산하는 본 발명의 제3실시예에 따른 기지국 수신기의 역확산기 구조를 도시하는 도면이다. 상기 도 9의 제3실시예에서는 단말기 송신기의 파일럿 채널이 도 8과 같이 다수의 직교부호들 W0'', Wn''로 확산된 후, 한 개의 공통된 PN 확산부호로 확산된 경우의 역확산기의 또 다른 실시예를 도시하고 있다. 상기 도 9에서도 모든 신호는 복소수 형태의 신호이다.

상기 도 9를 참조하면, 곱셈기210은 수신신호에 PN 확산부호를 곱하여 역확산한다. 곱셈기220, 22N은 상기 곱셈기210에서 출력되는 역확산신호를 수신하며, 역확산신호에 각각 대응되는 직교부호 W0, WN을 곱하여 직교 복조한다. 누적기230, 23N은 각각 대응되는 상기 곱셈기220, 22N의 출력을 입력하며, 심볼 단위로 누적하여 출력한다. 제곱기240, 24N은 각각 대응되는 누적기230, 23N의 출력을 제곱하여 에너지 값으로 변환 출력한다. 가산기250은 상기 제곱기240, 24N의 출력을 결합하여 가산 출력한다.

상기 도 9에서 곱셈기210은 수신신호에 PN 확산부호를 곱하여 역확산한다. 곱셈기220, 22N은 상기 곱셈기210에서 출력되는 역확산신호를 수신하며, 역확산신호에 각각 대응되는 직교부호 W0, WN을 곱하여 직교 복조한다. 누적기230, 23N은 각각 대응되는 상기 곱셈기220, 22N의 출력을 입력하며, 심볼 단위로 누적하여 출력한다. 제곱셈기240, 24N은 각각 대응되는 누적기230, 23N의 출력에 각각 대응되는 복소수 이득의 위상을 보상하기 위한 G0*-GN*을 곱하여 출력한다. 가산기250은 상기 곱셈기240, 24N의 출력을 결합하여 가산 출력한다. 제곱기260은 상기 가산기의 출력을 제곱하여 에너지 값으로 변환 출력한다. 곱셈기270은 상기 제곱기260의 출력을 평균화(normalize)시키기 위한 복소 공액 Gi*을 곱하여 출력한다.

상기 도 9와 같은 역확산기의 구성은 수신신호를 역확산한 후 심볼 단위로 누적하여 에너지를 구한 후 결합하는 방식이다. 상기 역확산기 및 에너지 계산기는 다른 역확산기의 구조와는 달리 각 채널의 에너지를 각각 계산한 후 이를 더하는 구조를 취하고 있다. 앞에서 설명한 도 7 및 도 8의 구조에서는 각 채널의 역확산된 값을 코히런트(coherent)하게 더하였지만, 도 9와 같은 구성을 갖는 역확산기는 각 채널의 에너지를 계산하고 이를 더한다. 이런 경우 각 채널의 역확산된 값을 코히런트하게 더하는 구조에 비해 약간의 성능열화는 있지만, 이 구조는 각 채널의 이득을 몰라도 각 기지국에서 수신된 파일럿의 채널의 전력의 비를 구할 수 있다는 장점이 있다.

부호분할다중접속방식 통신시스템의 기지국의 전력소모와 하드웨어 복잡도를 감소하면서 단말기의 신호를 포착할 수 있고, 기지국이 역방향링크로 수신하는 신호의 전력과 시간지연을 정확히 측정할 수 있다.

또한 확산대역통신시스템의 기지국 수신기가 다중경로를 검출하여 효율적인 핑거 할당을 하여 레이크 수신기의 성능을 향상시킬 수 있도록 한다. 또한 본 발명은 부호분할다중접속방식 이동통신시스템의 기지국 수신기가 수신신호를 기억장치에 저장하여 처리하는 경우, 기억장치의 크기를 줄이고 전력소모를 줄일 수 있다. 또한 평상시의 파일럿 전력을 감소시키고 대신 일부 짧은 시간의 파일럿을 증가시켜 전체적인 시스템의 용량을 증가시킬 수 있다.

Claims (8)

1. 부호분할다중접속 통신시스템의 통신 방법에 있어서,

   단말기가 설정된 시간 구간에서 역방향 파일럿 채널의 전력을 증가시켜 전송하는 과정과,

   기지국이 상기 역방향 채널 신호들을 역확산하여 설정된 시간구간에서 상기 파일럿 채널을 탐색하여 단말기들로부터 전송되는 신호를 포착하는 과정과,

   상기 기지국이 획득된 단말기의 신호를 분석하여 각 단말기로부터의 지연 및 신호레벨을 측정하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 역방향 파일럿 채널의 전력이 증가되는 시간 구간은 두 데이터 프레임의 경계에 위치 됨을 특징으로 하는 방법.
3. 제2항에 있어서, 상기 시간구간은 각 프레임 당 반(半)이 되게 균등 분배됨을 특징으로 하는 방법.
4. 제1항 있어서, 상기 역방향 파일럿 채널의 송신전력이 설정된 시간구간에서 상기 단말기의 전체 송신전력만큼 증가함을 특징으로 하는 방법.
5. 부호분할다중접속 통신시스템의 신호 포착장치에 있어서,

   설정된 시간구간에서 역방향 파일럿 채널의 전력을 증가시켜 전송하는 단말기 송신기와,

   상기 단말기의 송신신호를 역확산하여 상기 설정된 시간구간에서 상기 파일럿 채널을 탐색하여 상기 단말기의 신호를 획득하는 단말기 수신기로 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제5항에 있어서, 상기 역방향 파일럿 채널의 전력이 증가되는 시간 구간은 두 데이터 프레임의 경계에 위치 됨을 특징으로 하는 장치.
7. 제6항에 있어서, 상기 시간구간은 각 프레임 당 반(半)이 되게 균등 분배됨을 특징으로 하는 장치.
8. 제5항 있어서, 상기 역방향 파일럿 채널의 송신전력이 설정된 시간구간에서 상기 단말기의 전체 송신전력만큼 증가함을 특징으로 하는 장치.