KR20000011501A - 저손실스위칭전력변환기 - Google Patents

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Abstract

용접용 전원 장치는 정현파 또는 교류 선로 전압을 수신하고, 정류된 전압을 제공하는 입력 정류기를 포함한다. 프리-레귤레이터는 dc 버스와, 용접 출력을 제공하는 부우스트 컨버터(converter)와 같은 컨버터를 제공한다. 상기 프리-레귤레이터는 SVT(slow voltage transition) 및 SCT(slow current transition) 방식으로 전환되는 컨버터이다. 프리-레귤레이터는 SVT 방식으로 전환되는 다이오드를 갖는 스너버(snubber) 회로를 포함할 것이다. 또한, 상기 부우스트 컨버터는 SVT 및 SCT 방식으로 전환될 것이다. 상기 프리-레귤레이터는 전력 보정 회로를 포함하는 것이 바람직하다. 하나의 실시 예로, 전원은 제 1 다이오드에 역-병렬로 연결된 제 1 스위치와 제 2 다이오드에 역-병렬로 연결된 제 2 스위치를 갖는 스너버(snubber) 회로를 갖는 인버터(inverter)를 포함한다. 상기 제 1 스위치와 상기 제 1 다이오드는 상기 제 2 스위치와 상기 제 2 다이오드에 직렬로 연결되며, 상기 제 1 및 제 2 스위치는 스위치형 스너버를 형성하기 위하여 반대 방향으로 연결된다.

Description

저 손실 스위칭 전력 변환기{POWER CONVERTER WITH LOW LOSS SWITCHING}
본 발명은 일반적으로 용접에 사용되는 전원장치에 관한 것으로, 보다 자세하게는 프리-레귤레이터(pre-regulator)를 갖는 용접용 전원장치에 관한 것이다.
전형적으로, 전원은 입력 전력을 특정 응용에 맞도록 처리된 필요하거나 바람직한 출력 전력으로 변환한다. 용접 응용에 있어서, 일반적으로 전원은 고 전압과, 교류 전류, 및 교류 전압(VAC) 신호를 수신하여, 고 전류 용접 출력 신호를 제공한다. 전 세계적으로, 설비 전원(정현파(sinusoidal) 선로 전압)은 200/280V, 230/240V, 380/415V, 460/480V, 500V 및 575V일 수 있다. 이러한 전원은 단상(single-phase) 또는 삼상(three-phase) 및 50Hz 또는 60Hz일 것이다. 용접용 전원은 그러한 입력을 수신하여 약 10 - 75볼트의 전압과, DC 또는 AC의 고 전류 용접 출력을 생성한다.
용접에 적합한 전력을 공급하고 인버터에 기초한 용접용 전원을 포함하는 여러 가지 유형의 용접 전원장치들이 있다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, 인버터형 전원장치는, DC 전력이 AC 전력으로 변환되는 적어도 하나 이상의 스테이지(stage)를 포함한다. 용접에 적합한 일부 변환기형 전원이 잘 공지되어 있다. 이러한 전원은 부우스트(boost) 전원과 버크(buck) 전원 및 부우스트-버크 전원을 포함한다.
기존에는, 용접용 전원은 특정 전력 입력을 위해 고안되어왔다. 즉 전원은 다양한 입력 전압에 대해 반드시 동일한 출력을 제공할 수는 없다. 보다 최근에, 용접용 전원장치는 전원장치를 재-연결(relinking) 하지 않고도 일정 범위의 전압에 대해 임의의 전압을 수신하도록 설계되어 왔다. 종래의 용접용 전원장치는 일정 범위의 입력 전압을 받아들일 수 있고, 톰스에 의해 1997년 2월 11일에 등록된 미국 특허 5,601,741에 기술되었고, 본 발명의 양수인이 소유하고 있으며, 본 명세서에 인용되어 있다.
종래 기술의 많은 용접 전원장치들은 입력 전력을 용접 전력으로 처리하는 여러 스테이지를 포함한다. 전형적인 스테이지들은 입력 회로, 프리-레귤레이터, 인버터 및 인덕터를 포함하는 출력 회로를 포함한다. 입력 회로는 선로 전력을 수신하여 정류한 다음 그 전력을 프리-레귤레이터에 전송한다. 프리-레귤레이터는 변환에 적합한 dc 버스(bus)를 생성한다. 상기 dc 버스는, 용접 출력을 제공하는, 다양한 유형의 인버터에 제공된다. 출력 인덕터는 안정된 아크(arc)를 제공하도록 도와준다.
전형적으로 프리-레귤레이터 스테이지는 전력을 제어하는데 사용되는 스위치들을 포함한다. 스위치에서의 전력 손실은 용접 전원장치에서, 특히 스위치가 하드-스위칭(hard switch)될 때 중요할 수 있다. 임의 순간에 스위치에서의 전력 손실은 스위치에 걸리는 전압과 그 스위치를 통과하는 전류의 곱이다. 하드-스위칭 턴-온 전력손실(hard switching turn-on losses)은 스위치가 턴-온 할 때 그 스위치를 통과하는 전류가 증가함에 따라 발생하며, 그 스위치에 걸리는 전압이 영으로 떨어지는 데는 유한 시간이 걸린다. 소프트 스위칭(soft switching) 방법은, 온(on) 상태로의 전이가 완료되고 그 스위치를 가로지르는 전압이 영이 될 때까지 전류를 제한하는, 스위치에 직렬로 연결된 인덕터를 갖는 보조 회로 또는 스너버 회로를 제공함으로써 턴-온 손실을 피하고자 시도된다. 이러한 방법을 영-전류 전이(ZCT : zero-current transition) 스위칭이라고 부른다.
비슷한 방법으로, 하드 스위칭 턴-오프 손실은 스위치가 턴-오프 할 때 그 결과로 스위치에 걸리는 전압이 상승함에 따라 역시 발생하며, 그 스위치를 통과하는 전류가 영으로 떨어지는 데는 유한대의 시간이 걸린다. 소프트 스위칭 방법은, 오프 상태로의 전이가 완료되고 그 스위치를 통과하는 전류가 영이 될 때까지, 그 스위치에 걸리는 전압을 제한하는, 스위치에 가로질러 연결된 커패시터를 갖는 보조 회로 또는 스너버 회로를 제공함으로써 턴-오프 손실을 피하고자 시도한다. 이러한 방법을 영-전압 전이(zero-voltage transition) 스위칭이라고 부른다.
종래 기술에서는 소프트 스위칭 전력 컨버터 또는 인버터를 제공하고자 하는 많은 시도가 있었다. 그러나, 이러한 시도들은 종종 손실을 다른 스위치들( 또는 다이오드들)에 전달하거나, 또는 보조 스위치들과 그들의 제어 회로와 같은 고가의 추가적인 소자들을 필요로 한다. 따라서, 전력 컨버터 또는 전력 인버터에서의 스위칭 손실을 복구(또는 회피)하는 효율적이고 경제적인 방법이 요구된다. 소프트 스위칭에 관한 다양한 시도의 예들이 아래에 기술되었다.
1995. 12. 19일 게그너(Gegner)에 의해 등록된 미국 특허 5,477,131은 ZVT형 커뮤테이션을 개시하고 있다. 그러나, 제어형 보조 스위치와 결합형 인덕터가 ZVT를 구현하기 위해서 요구된다. 또한, 주 전류는 불연속적이다.
일부 종래기술의 고안은 다이오드 복구를 위해 불연속적인 컨덕션 모드를 요구한다. 그러한 고안 중의 하나가 미국 특허 5,414,613에서 제시되었다. 상기 고안은 전력 선로에서의 과도한 고주파 맥동으로 인하여 바람직하지 않다.
게그너(Gegner)는 또한 미국 특허 5,343,140에서 다중-공진 모드로 동작하는 ZVS 컨버터를 개시하였다. 이 설계는 비교적 높고 바람직하지 않은 RMS 전류와 RMS 전압을 생성한다.
다른 다중-공진 컨버터가 타비스(Tabisz)에 의해 등록된 미국 특허 4,857,822에서 개시되어있다. 이 고안은 ZVS 이벤트(events) 동안에 바람직하지 않은 고 전압 스트레스(stress)를 유발하며, ZCS 이벤트 동안에는 바람직하지 않은 고 전류 스트레스를 유발한다.
또한 미국 특허 5,307,005는 보조 스위치를 요구한다. 손실은 보조 스위치가 턴-오프 될 때 발생한다. 상기 보조 스위치는 스위칭 손실을 제거하기보다는 스위칭 손실을 단지 전가(shift)한다. 손실을 전가하는 다른 고안은 미국 특허 5,418,704와 5,598,318에 제시되어 있다.
스위칭 손실을 보조 스위치에 전가하지는 않지만, 제어형 보조 스위치를 요구하는 회로가 미국 특허 5,313,382에 제시되어 있다. 상기 회로는 손실을 전가하는 종래 기술을 개선한 것이지만, 여전히 고가의 제어형 스위치를 요구한다.
손실 전가("loss shifting")를 하지 않는 또 다른 고안은 미국 특허 5,636,144에 기재되어 있다. 그러나, 그 고안은 스파이크(spike) 복구를 위한 전압 클램프(clamp)와 3개의 분리형 인덕터를 필요로 한다. 또한, 인덕터 상의 전압은 잘 제어되지 않는다.
영-전류, 공진 부우스트 컨버터(resonant boost converter)는 미국 특허 5,321,348에 개시되었다. 그러나, 상기 고안은 스위치와 매그니튜드(magnitudes)에서 비교적 복잡한 자기학과 높은 RMS 전류를 요구한다. 또한, 높은 역-전압은 부우스트 다이오드를 위해 필요하다.
순수한 ZCT 및 ZVT 회로를 사용하는 것이 실용적이지 않거나 경제적이지 않은 경우에는, 근사법이 사용될 것이다. 예를 들면, 본 명세서에서 사용된 바와 같은 저속 전압/전류 전이(SVT 및 SCT) 방식은, 스위치가 턴-오프 또는 턴-온 할 때, 전압 또는 전류의 상승이 영으로 유지되기보다는 지연되는 전이 방식을 기술한다.
프리-레귤레이터(104)와 출력 컨버터 또는 인버터(105)를 구비하는 일반적인 종래 기술의 용접용 전원장치(100)는 도 1에 도시되어있다. 입력 선 전압(101)은 (일반적으로 하나의 다이오드 브리지(bridge)와 적어도 한 개의 커패시터를 포함하는) 정류기(102)에 제공된다. 프리-레귤레이터(104)는, 스위치(106)와 인덕터(107)를 포함하는, 하드-스위치형 부우스트 컨버터이다. 다이오드(108)는 커패시터(109)로 하여금, 스위치(106)가 턴-오프 되었을 때 인덕터(107)에 흐르는 전류로 충전하도록 허용한다. 인덕터(107)에서의 전류 파형은 고주파 변조(맥동)를 갖는 정류된 정현파이다.
맥동의 양은 스위치(106)가 스위칭되는 주파수를 증가시킴으로써 감소될 것이다. 그러나, 맥동을 감소시키기 위하여 종래 기술의 하드-스위치형 부우스트 컨버터가 스위칭되는 주파수의 증가로 인하여, 스위칭 손실은 과도해질 수 있다.
종래 기술의 몇몇 전원장치의 다른 결점은 낮은 전력율에 있다. 일반적으로, 보다 높은 전력율은 주어진 입력 전류에 대해 보다 높은 출력 전력을 허용한다. 또한, 일반적으로 큰 직경을 갖는 막대 전극으로 용접하기 위해서는 보다 많은 출력 전력이 필요하다. 따라서, 전력율 보정 회로를 사용하면, 주어진 선 전력에 대해 주어진 용접 전원장치를 이용하여 보다 큰 직경을 갖는 막대로 용접할 수 있을 것이다. 양호한 전력율을 제공하는 종래 기술의 인버터는 미국 특허 5,563,777에서 개시되어있다. 전력율 보정 기능을 갖는 많은 종래 기술의 컨버터들은 높은 스위칭 손실 문제로 어려움을 겪는다. 그러한 종래 기술의 고안의 예들은 미국 특허 5,673,184와 5,615,101 및 5,654,880에서 발견할 수 있다.
공지된 출력 컨버터의 한 유형으로는 트랜스포머가 분리된 하프-브리지(half-bridge) 인버터가 있다. 그러나, 그러한 출력 인버터들은 때때로 높은 스위칭 손실을 가지며/또는 (전력 손실을 증가시키는) 능동 스너버 회로를 요구하는데, 그 이유는 각 스너버가 대체로 양방향으로 동작하지만 때로는 단지 단방향으로 동작하기 때문이다. 또한, 공지된 스너버 회로는 일반적으로 제한된 범위의 허용 가능한 부하를 가지며, 부하에 비례하여 스너버 기능을 하지 않을 것이기 때문에 전력 손실은 낮은 부하에 대해 비교적 높다.
따라서, 적은 스위칭 손실과 높은 ("1"에 가까운) 전력율을 제공하는 전력회로가 바람직하다. 또한, 프리-레귤레이터는 재-접속하지 않고도 넓은 범위의 입력 전압을 수신할 수 있어야 한다. 바람직한 출력 컨버터는 트랜스포머가 분리된 전파 인버터를 포함할 것이며, 이 전파 인버터는 소프트 스위치이고 전역(full range), 전파(full wave), 저 손실 스너버를 갖는다.
본 발명의 첫 번째 취지에 따르면, 용접 전원장치는 정현파 또는 교류 선 전압을 수신하여 정류된 정현파 전압을 제공하는 입력 정류기를 포함한다. 프리-레귤레이터는 상기 정류된 입력을 수신하여 dc 버스를 제공한다. 버스를 가로질러 연결된 인버터는 용접을 위한 출력을 제공한다. 프리-레귤레이터는SVT(slow voltage transition) 방식과 SCT(slow current transition) 방식으로 스위칭되는 인버터이다.
일실시 예에서, 프리-레귤레이터는 SVT 방식으로 스위칭되는 다이오드를 갖는 스너버 회로를 포함한다.
다른 실시 예에서, 인버터는 하나의 스위치를 갖는 부우스트 컨버터이다. 프리-레귤레이터는 하나의 커패시터와 하나의 인덕터를 갖는 스너버 회로를 포함한다. 상기 커패시터는 스위치가 턴-오프 하는 동안 스위치 전압의 상승을 낮추기 위해 연결되며, 상기 인덕터는 스위치가 턴-온 할 때 스위치 전류의 상승을 지연시키기 위해 연결된다. 상기 부우스트 컨버터는 다른 실시예에서 부우스트 인덕터와 스위치와 출력 커패시터를 포함한다. 또한 상기 스너버는 스너버 커패시터와, 스너버 인덕터와, 제 1 스너버 다이오드와, 제 2 스너버 다이오드와, 제 3 스너버 다이오드와, 제 4 스너버 다이오드와, 제 1 및 제 2 스너버 커패시터를 포함한다. 상기 스너버 인버터와, 스위치 및 제 4 다이오드는 전류가 부우스트 인덕터로부터 상기 스너버 인덕터와 스위치 및 제 4 다이오드 중 임의의 것에 흐르도록 연결된다. 제 4 다이오드를 통과하여 흐르는 전류는 제 3 다이오드 또는 제 2 커패시터를 통하여 흐를 수 있다. 부우스트 인덕터로부터 스너버 인덕터를 통하여 흐르는 전류는 제 1 다이오드 또는 제 1 커패시터를 통하여 흐를 수 있다. 제 4 다이오드와 제 2 커패시터는 스위치를 가로질러 연결되며, 제 3 다이오드를 통하여 흐르는 전류는 제 1 커패시터와 스너버 인덕터를 통하여 흐르거나, 또는 제 2 다이오드를 통하여 흐를 수 있다. 제 1 및 제 2 다이오드를 통하여 흐르는 전류부로 흐른다. 한 실시 예에서 제 5 다이오드는 스위치에 역-병렬(anti-parallel) 관계로 연결된다.
본 발명의 두 번째 취지는 정현파 또는 교류 입력 선로 전압을 정류하고, dc 버스를 제공하기 위하여 상기 정현파 입력 선로 전압을 사전-조정으로써 용접 전력을 제공하는 방법에 있다. 상기 방법은 부우스트 컨버터를 스위칭하는 SVT 및 SCT 를 더 포함한다. 상기 버스는 용접을 위한 출력으로 전환된다.
일실시 예에서, 사전-조정 단계는 부우스트 컨버터의 스위치-오프를 지속하는 단계와, 전류가 부우스트 인덕터와 스너버 인덕터 및 제 1 다이오드를 통하여 dc 버스로 흐르도록 허용하는 단계와, 그리고 상기 스위치를 턴-온하는 단계, 및 전류를 스너버 인덕터로부터 스위치로 흐르도록 전환하는 단계를 포함한다. 전류가 스너버 인덕터에서 역으로 흐르게 되며, 제 2 커패시터는 제 1 커패시터와 제 3 다이오드 및 스너버 인덕터를 통하여 방전됨으로써, 에너지는 제 2 커패시터로부터 스너버 인덕터로 전달된다. 제 2 커패시터가 방전될 때 전류가 제 4 다이오드와 제 3 다이오드 및 제 1 커패시터로 전환됨으로써, 에너지는 스너버 인덕터로부터 제 1 커패시터로 전달된다. 스위치가 턴-오프 되면, 전류는 제 4 다이오드를 통하여 제 2 커패시터로 전환된다. 제 2 커패시터 상의 전압은, 전류가 스너버 인덕터로부터 제 1 커패시터로 흐르기 시작하기까지 상승되고, 그런 후에 전류가 제 2 커패시터로부터 제 3 다이오드를 통하여 제 2 다이오드로 전환된다. 부우스트 인덕터로부터 스너버 인덕터로 흐르는 전류는, 부우스트 인덕터로부터의 모든 전류가 스너버 인덕터로 흐를 때까지, 상승한다. 그런 후에, 전류는 제 1 커패시터로부터 제 1 다이오드로 전환된다. 이 과정은 반복된다.
일실시 예에서 스너버 회로는 다이오드를 턴-오프하는 SVT 방식을 포함한다. 다른 실시 예는 스위치가 턴-오프되는 동안 커패시터를 사용하여 스위치에 걸리는 전압을 낮추는 단계와, 부우스트 컨버터를 스위칭하는 SVT 및 SCT 방식으로 스위치가 턴-온 되는 동안 인덕터를 사용하여 스위치를 통과하는 전류의 상승을 낮추는 단계를 포함한다.
본 발명의 세 번째 취지는 정류된 전압을 제공하는 입력 정류기를 갖는 용접 전원장치에 있다. 프리-레귤레이터는 입력으로 상기 정류된 신호를 수신하여 dc 버스를 제공한다. 인버터는 상기 dc 버스를 용접 출력부로 전환하며, 프리-레귤레이터는 전력율 보정 회로를 포함한다.
또한 본 발명의 또 다른 취지는 입력 정류기와 프리-레귤레이터, 및 인버터를 갖는 용접용 전원장치에 있다. 프리-레귤레이터는 제 1 다이오드와 역-병렬로 연결된 제 1 스위치와 제 2 다이오드와 역-병렬로 연결된 제 2 스위치를 갖는 스너버 회로를 포함한다. 제 1 스위치와 제 1 다이오드의 조합은 제 2 스위치와 제 2 다이오드의 조합과 직렬로 연결되며, 제 1 및 제 2 스위치는 반대 방향으로 연결된다.
본 발명의 다른 취지는, 트랜스포머를 통하여 각각 고유 방향으로 흐르는, 제 1 및 제 2 전류 경로를 갖는 인버터를 구비하는 용접 전원장치에 있다. 제 1 전류 경로는, 제 1 다이오드와 역-병렬로 연결된 하나 이상의 제 1 스위치를 포함하며, 제 2 전류 경로는 제 2 다이오드와 역-병렬로 연결된 하나 이상의 제 2 스위치를 포함하고 트랜스포머를 통하여 제 2 방향으로 흐른다. 스너버는 제 3 다이오드와 역-병렬로 연결된 제 3 스위치와 제 4 다이오드와 역-병렬로 연결된 제 4 스위치를 갖는 전류 경로를 포함한다. 상기 제 3 스위치와 역-병렬 다이오드는 상기 제 4 스위치와 역-병렬 다이오드에 직렬로 연결되며, 서로 반대 방향을 갖는다. 스너버는 또한 적어도 하나의 스너버 커패시터를 갖는다.
대안적인 실시 예에서, 제 1 및 제 2 스위치는 하프-브리지 구조(a half-bridge configuration) 또는 풀-브리지 구조(full bridge configuration)로 되어있다. 또한 상기 스너버 커패시터는 두 개의 커패시터로 분리될 것이다.
본 발명의 또 다른 취지는, 제 1 전력 스위치와 제 1 스너버 스위치를 턴-온하고, 전류가 상기 제 1 전력 스위치와 제 1 dc 버스와 제 1 전력 커패시터 및 트랜스포머를 통하여 제 1 방향으로 트랜스포머를 통하여 전류가 흐르도록 허용함으로써 용접용 전력을 제공하는 방법에 있다. 그러면, 상기 제 1 전력 스위치는 턴-오프 되고, 저속 전압 전이 차단을 제공하기 위하여, 제 1 전력 스위치가 턴-오프 하는 동안, 전류는 제 1 스너버 스위치, 제 2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터, 및 제 1 방향으로 트랜스포머를 통하여 흐른다. 그런 후에, 저속 전압 전이 차단을 계속해서 제공하기 위하여, 제 1 전력 스위치가 턴-오프를 계속하는 동안, 전류는 제 2 역-병렬 전력 다이오드, 제 2 DC 버스, 제 2 전력 커패시터, 및 제 1 방향으로 트랜스포머를 통하여 흐른다. 상기 제 1 스너버 스위치는 역시 턴-오프 된다. 시스템이 정지된 이후에, 제 2 전력 스위치가 온 상태가 되며, 상기 제 1 전력 스위치가 오프 상태가 된 이후에 제 2 스너버 스위치는 전환된다. 그리고 전류는 제 2 전력 스위치, 제 2 방향으로 트랜스포머, 제 2 전력 커패시터, 및 제 2 버스를 통하여 흐른다. 제 2 전력 스위치는 턴-오프되며, 전류는 저속 전압 전이 차단을 제공하기 위하여, 제 2 전력 스위치가 턴-오프하는 동안, 전류는 제 2 스너버 스위치, 제 1 스너버 다이오드, 제 2 방향으로 트랜스포머, 및 스너버 커패시터를 통하여 흐른다. 저속 전압 전이 차단을 제공하기 위하여, 제 2 전력 스위치가 턴-오프되는 동안에, 전류는 제 1 전력 다이오드, 제 2 방향으로 트랜지스터, 및 제 1 전력 커패시터를 통하여 흐른다. 제 2 스너버 스위치는 역시 턴-오프되며, 이 과정은 반복된다.
본 발명의 기타 기본적인 특징과 장점들은 본 명세서의 도면과 세부 설명 및 첨부된 청구항들을 검토하면 당업자에게 자명해 질 것이다.
본 발명의 하나 이상의 실시예를 상세히 설명하기 전에, 본 발명은 그 응용에서 첨부된 명세서에서 설명되었거나 또는 도면에 도시된 소자들의 세부 구축 및 배치에 한정하지 않는 다는 것을 이해해야 할 것이다. 본 발명은 다른 실시 예를 가능하게 할 것이며, 또한 다양한 방법으로 실천 또는 실행될 수 있게 할 것이다. 또한, 본 발명에서 채택된 구문과 용어는 설명을 목적으로 한 것이며 제약으로 간주되어서는 않된다는 점을 이해해야 할 것이다.
유사한 참조 번호는 유사한 소자를 지칭하기 위해 사용된다.
도 1은 부우스트 컨버터 프리-레귤레이터를 갖는 종래 기술의 용접용 전원장치의 회로도.
도 2는 본 발명에 따라 구축된 용접용 전원 장치의 회로도.
도 3은 바람직한 실시 예에서 사용된 전력율 보정 회로의 회로도.
도 4는 도 2에 도시된 프리-레귤레이터의 회로도.
도 5 ~ 도 13은 다양한 전류 경로를 도시한 도 4의 회로도.
도 14는 스위칭 회로의 회로도.
도 15는 도 14의 스위칭 회로를 사용한 전파 인버터의 회로도.
도 16은 제어 회로의 회로도.
도 17 ~ 도 22는 다양한 전류 경로를 도시한 도 15의 회로도.
〈도면 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
100,200 : 용접용 전원장치 101,201 : 입력 선로 전압
102,202 : 정류기 104,204 : 프리-레귤레이터
105,205 : 컨버터 404 : 전력율 보정 회로
1400 : 스위칭 회로 1625 : 프리-차지 회로
1631 : 승산기 / 제산기
본 발명은 비록 프리-레귤레이터용 부우스트 컨버터와 특정 회로를 사용하여 용접 전원장치를 참조하여 기술되지만, 다른 회로 형태가 이용될 수 있으며, 상기 전원장치는 다른 목적을 위해 사용될 수 있으며, 또한 여전히 본 발명이 의도하는 범위 내에 있다는 점을 이해해야 할 것이다.
바람직한 실시 예에 따라 구축된 용접용 전원장치의 블록도는 도 2에 도시되었다. 소스(201)는 용접용 전원장치에 전력을 공급하기 위해 사용된 입력 선 전압을 나타낸다. 바람직한 실시 예에서 상기 입력 선로 전압은 90볼트에서 250볼트 사이의 임의의 전압이 될 것이다. 바람직한 실시 예에서 전압은 전형적으로 (미국의 경우) 60Hz의 주파수에서 동작하며, (비록 대안적인 실시 예는 3상 입력을 사용하지만) 단상이다. 다른 전압들도 역시 사용될 것이다.
입력 전압은, 단순 브리지 정류기일 수도 있는, 정류기(202)에 제공된다. 정류기(202)의 출력은 정류된 정현파이다.
프리-레귤레이터(204)는 정류기(202)로부터 정류된 정현파를 수신하며, dc 버스 출력을 출력 인버터(205)에 제공한다. 바람직한 실시 예에서, 프리-레귤레이터(204)는, 불변에 가까운 전력율을 제공하는, 소프트 스위치형 부우스트 컨버터이다. 다른 컨버터 또는 인버터 구조가 사용될 수 있을 것이다. 프리-레귤레이터(204)는 바람직한 실시 예에서 입력 전압이 입력 전압의 범위 내에서 임의의 전압이 되는 것을 또한 허용한다.
바람직하게는, 컨버터(205)는 하프-브리지이며, 트랜스포머가 분리된, 소프트(또는 저속) 스위칭 인버터이다. 그러한 출력 회로는 아래에서 자세하게 기술될 것이다. 출력 컨버터(205)는 대안적으로 전형적인 순방향 컨버터(일반적으로 버크 컨버터 및 트랜스포머)일 수 있으며, 다른 실시 예에서는 다른 출력 컨버터가 사용될 수 있을 것이다. 출력 버크 컨버터를 포함하는 회로는 "보조 개방 회로 전압 전원장치(Auxiliary Open Circuit Voltage Power Supply)"라는 명칭을 갖는 미국 특허 출원에 기술되어 있다. 상기 특허는 보겔(Vogel)과 게이슬러(Geissler)에 의해 고안되었으며, 본 명세서와 같은 날짜에 출원되었으며, (여기에 참조에 의해 구체화되었으며) 본 발명의 양수인에게 양도되었다. 컨버터(205)의 출력은 인덕터(207)를 통하여 용접 출력(208)부에 제공된다.
프리-레귤레이터(204)를 구현하기 위하여 바람직한 실시 예에서 사용된 회로는 (정류기(202)와 전압 소스(201)와 함께) 도 4에 도시되어 있다. 도 4의 실시 예는 입력 전압(201)으로 90-250볼트의 교류 전력선을 사용한다. 정류기(202)는, 단극 정현파 입력 전압을 제공하기 위하여 입력 전압을 정류하는 다이오드(D6, D7, D8, 및 D9)로 구성된다.
프리-레귤레이터(204)의 (아래 기술된) 전력율 보정 부분은, 비록 입력 전압이 다른 교류 입력일 수 있지만, 입력 전압이 정현파일 때 최상으로 동작한다. 따라서, 적은 용량의(10μF) (도시되지 않은) 커패시터가 입력 선로 전압을 고르게 하기 위하여 실시 예에서 입력 정류기(202)를 가로질러 제공된다.
정류된 입력 전압은 부우스트 컨버터를 형성하기 위하여 부우스트 스위치(Z1) (바람직하게는 IGBT)와 연결된 부우스트 인덕터(L1)(750μH)에 제공된다. 역-병렬 다이오드(D5)는 전이 동안 스위치(Z1)을 보호하기 위하여 스위치(Z1)를 가로질러 연결된다. 무손실 스위칭을 제공하는 상기 회로의 일부분은 스너버 인덕터(L2)(3.9μH)와 한 쌍의 커패시터 (C1(1μF))와 C2(0.068μF), 및 다이오드(D1, D2, D3, 및 D4)를 포함한다. 스위치(Z1)는, 입력 전압에 관계없이 프리-레귤레이터(204)의 출력이 기대 전압이 되도록 공지된 방법으로 전환된다. 프리-레귤레이터(204)의 출력은 하부 컨버터를 위해 안정된 전압 소스(바람직한 실시예에서는 400 볼트)를 공급하는 커패시터(C5)(2000μF)의 양단에 제공된다. 또한, 커패시터(C5)는 전압이 위험할 정도의 높은 전압이 되어 스위치(Z1)를 손상시키는 것을 방지한다.
프리-레귤레이터(204)의 소프트 스위칭은, 다양한 전류 경로(상태)를 갖는 회로를 도시하는, 도 5 - 도 11을 참조함으로써 가장 잘 이해된다. 제 1 상태도(도 5)는 스위치(Z1)가 오프 상태이고, 전류(화살표 501)는 출력 커패시터(C5)(화살표 501)를 충전하기 위하여 인덕터(L1과 L2) 및 다이오드 (D1)를 통하여 정상 상태 조건에 있을 때이다.
그런 다음, 스위치(Z1)가 턴-온 되고, 인덕터(L1)로부터의 전류는 스위치(Z1)를 통과하는 방향(도 6의 화살표 601)으로 흐르기 시작한다. 스위치(Z1)는 인덕터(L2)에 역-전압을 제공하여 자신의 전류가 떨어지도록 한다. 따라서, (이 상태에서의) 전류는 인덕터(L2)를 통해서 감소하고, 스위치(Z1)를 통해서 증가한다. 인덕터(L2)는, 스위치 전압이 (영에 가깝게) 떨어질 때까지, 턴-온 상태에서 스위치(Z1)의 전류를 효율적으로 제한하거나 늦춘다. 따라서, 상기 턴-온은 SCT 상태가 되어있다.
결과적으로 인덕터(L1)로부터의 모든 전류는 스위치(Z1)를 통하여 흐르며, 인덕터(L2)의 전류는 영으로 떨어진 다음 역전된다. 커패시터(C2)는, 도 7에서 화살표(701)로 도시된 바와 같이, 커패시터(C1)와 다이오드(D3) 및 인덕터(L2)를 통하여 방전한다. 커패시터(C1과 C2)는 다이오드(D1)가 SVT 방식으로 턴-오프하도록 허용함으로써 손실을 감소시킨다. 상기 방전은, 인덕터(L2)의 인덕턴스 시간상수와 커패시터(C1과C2)의 직렬 정전용량에 의해 결정되는, 공진 주파수에서 일어난다. 커패시터(C2)가 방전하는데 걸리는 시간은 다이오드(D1)에 대한 SVT 시간이다.
커패시터(C2)는 거의 영 볼트로 방전하며, 다이오드(D4)는 도 8에서 화살표(801)로 도시된 바와 같이 도통되기 시작한다. 다이오드(D4)가 도통할 때, 인덕터(L2)는 인덕터(L2)와 커패시터(C1)에 의해 결정되는 공진 주파수에서 자체에 저장된 에너지를 커패시터(C1)에 방출한다. 커패시터(C1) 상의 전압 에너지는 인덕터(L2)에서 전류로 전달된 다음, 커패시터(C1) 상의 전압으로 전달된다. 전압 전달 비율은 정전용량 비율과 거의 같다.
상기 전하 전달(charge transfer)이 완료되고, 전류가 스너버 인덕터(L2)에서 흐르는 것을 멈추면, 스너버는 리셋되고 인덕터(L1)에서의 전류는 도 9에 도시된 바와 같이 스위치(Z1)를 통하여 증가한다. 상기 회로는 스위치가 턴-오프 될 때까지 이 상태로 남는다.
다음에 스위치(Z1)가 턴-오프되며, 전류는 다이오드(D4)를 통하여 커패시터(C2)로 전환된다(도 10의 화살표 1001). 커패시터(C2)는 스위치(Z1)를 위해 SVT 시간을 제공함으로써 소프트 스위칭 오프(soft switching off)가 제공된다. 커패시터(C2) 상의 전압은 계속해서 상승하여 결국은 커패시터(C1) 상의 전압보다 적은 버스 전압(커패시터(C5) 상의 전압)에 이르게된다.
이러한 상황이 일어나면, 커패시터(C1) 상의 전압은 인덕터(L2)의 전류(도 11 및 화살표 1101)를 재 설정하기 시작한다. 커패시터(C2) 상의 전압은 버스 전압과 두 개의 다이오드 전압강하의 합에 도달할 때까지 계속해서 상승한다. 그 시점에서, 인덕터(L2)에 의해 취해지지 않은 인덕터(L1)로부터의 전류는 다이오드(D3)를 통하여 전환된다(도 12 및 화살표 1201). 커패시터(C1)상의 전압은 인덕터(L2)에서의 전류를 계속해서 증가시킨다.
결과적으로 인덕터(L1)로부터의 모든 전류는 인덕터(L2)를 통하여 흐르며, 다이오드(D3 와 D4)를 통과하는 전류는 멈춘다(도 13). 커패시터(C1)는 에너지를 버스에 계속해서 준다.
커패시터(C1) 상의 모드 에너지가 (버스에) 소비되면, 전류는 인덕터(L1)로부터 인덕터(L2)로, 그리고 다이오드(D1)를 통하여 흐른다. 이 상태가 도 5에 관련하여 초기에 기술한 상태이며, 이 싸이클은 반복한다.
따라서, 스위치(Z1)를 가로지르는 전압 상승은 스위치(Z1)가 턴-오프되었을 때 전류가 떨어지도록 허용하기 위하여 커패시터(C2)에 의해 늦추어진다. 스위치(Z1)에서의 전류 상승은 스위치(Z1)가 턴-온 되었을 때 전압이 떨어지도록 허용하기 위하여 인덕터(L2)에 의해 늦추어진다. 뿐만 아니라, 다이오드(D1)는 커패시터(C1과 C2)에 의해 소프트하게 스위칭된다.
전력율 보정 회로(404)(도 4)는 전력율 보정을 제공하는 프리-레귤레이터(204)의 일부분이며, 일반적으로 입력 전압 파형을 감지하여, 전류 파형의 형상을 선 전압 파형의 형상에 일치시킨다. 상기 전력율 보정 회로는 바람직한 실시예에서 1에 매우 근접하는 0.99의 전력율을 제공한다. 전력율 보정 회로(404)는 UC3854나 ML4831과 같은 집적회로를 사용하여 구현되거나, 개별 소자들로 구현될 것이다. 전력율 보정 회로(404)는 입력으로써 정류기(202)로부터 출력 전압과, 프리-레귤레이터(204)로부터 출력 전압, 및 (CT(405)를 사용하여) 프리-레귤레이터(204)의 출력 전류를 수신한다. 프리-레귤레이터(204)(25Khz)의 주파수는 선로의 주파수(60Hz)보다 많이 높기 때문에, 프리-레귤레이터 전류는 입력 전압의 형상을 감지하고, 감지된 입력 전압에 따라 입력 전류를 제어함으로써 입력 선로 전압 형상을 추적하도록 만들어질 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이 개별 소자들을 갖는 전력율 보정 회로(404)의 실시 예는, DC 버스를 조정할 뿐만 아니라 입력 전류가 입력 전압에 부합하는 형상을 가지도록, 상기 스위치들을 제어한다.
입력 전압은 정류되어, 스위칭 주파수를 제거하는 2 폴(pole) 베셀 필터(Bessel filter)에 제공된다. 상기 베셀 필터는 커패시터(1602(0.0022μF)와 1603(0.001μF)), 저항(1606-1608(1M옴)), 저항(1609-1610(39.2K옴)), 및 연산 증폭기(1615)를 포함한다. 베셀 필터의 출력(V-RECT)은 저역 통과 필터(약 2Hz)에 제공된다. 상기 저역 통과 필터는 저항(1611과 1612)(68.1K옴), 커패시터(1604)(0.22μF), 커패시터(1605)(47μF), 및 연산 증폭기(1616)를 포함한다. 연산 증폭기(1616)의 출력은 입력 선로 전압(V-LINE)의 평균을 제공한다.
V-LINE은, 전원장치 프리차지(precharge)의 전해(electrolytic) 커패시터들 이전에 딜레이(delay)를 세트하는, 전형적인 프리차지 회로(1625)에 제공된다. 연산 증폭기(1626)와 저항(1629(100K옴)과 1630(10K옴))은 커패시터(1627)(10μF)로 하여금 선 전압이 임계치에 도달할 때까지 저항(1628)(100옴)을 통하여 충전하도록 허용하지 않는다. 선 전압이 임계치에 도달한 이후에, 커패시터(1627)는 관련 소자들을 통하여 (도시되지 않은) 릴레이를 턴-온 하는 수준까지 충전하는데, 상기 관련 소자로는 저항(R63)(200K옴)), 저항(R51)(100K옴)), 저항(R108)(619K옴), 연산 증폭기(U1), 다이오드(D57), NAND 게이트(U2), 및 저항(R89)(4.7K옴)을 포함하며, 이 소자들은 전형적인 형태로 동작한다. 상기 릴레이는 에너지를 충전하여, 전해 커패시터들을 프리차지하는 SCR을 점화(fire)한다.
승산기/제산기(multipliers/divider)(1631)는 정류된 선로 전압 신호를 수신하고, 정류된 기준화 전압이 제공되도록 수신된 신호를 평균 입력(전형적으로 230 또는 460)으로 나눈다. 그런 다음, 정류된 상기 기준화된 전압은 기준 명령(reference command)을 생성하기 위하여 버스로부터 인입되는 오류 신호(error signal)와 곱해진다. 보다 자세하게 말하면, 정류된 입력 전압에 해당하는 연산 증폭기(1615)의 출력 V-RECT은 저항(1632(100K옴))과 연산 증폭기(1633)를 통하여 승산부(multiplication)의 한 채널 입력으로 제공된다. 승산부의 다른 채널 입력은 연산 증폭기(1636A)를 통하여 제공되는 BUS-ERROR 신호이다.
연산 증폭기(1633)의 출력은 로그(log) 트랜지스터(1635)를 통하여 제공되며, 평균 선 전압(V-LINE)은 연산 증폭기(1636)를 통하여 로그 트랜지스터(1637)에 제공된다. 트랜지스터(1635)와 트랜지스터(1637)간 공통 접속은 감산 부분이다. 그래서 트랜지스터(1637)의 베이스는 감산의 결과이다. 상기 감산의 결과는 트랜지스터(1638)를 통하여 버스 에러에 더해진다. 덧셈의 결과는 그 값의 역-로그를 취하는 트랜지스터(1639)에 제공된다. 따라서, 제산과 승산은 수행된다. 그 출력은 연산 증폭기(1641)와 관련 회로에 의해 기준화된다. 관련 회로는 다이오드(1648)와 커패시터(1643)(0.001μF) 및 저항(1645)(20K옴)을 포함한다.
트랜지스터(1646)는 연산 증폭기(1641)의 출력 전류를 제한하며, 저항(1647)(20K옴)과 다이오드(1648)에 의해 제어된다. 연산 증폭기(1650)의 입력은 기준화된 버스 전압이며, 최대 출력 명령을 셋트한다. 상기 출력 명령(VCOMM)은 전류 형상을 입력 전압 형상에 부합시키는데 사용된다.
BUS-ERROR 신호는, 연산 증폭기(1651)와 관련 회로 저항(1653(20K옴), 1654(11K옴), 1655(499K옴))과 다이오드(1657), 및 커패시터(1658)(0.047μF)를 포함하는, 일반적인 에러 회로에 의해 제공된다. 8볼트 기준 신호는 하향 제산된 ( 그리고 기준화된) 800 볼트 버스와 비교된다. 에러 신호는 저항(1659)(82.5k옴)을 통하여, 버스 전압을 증가 또는 감소시키기 위하여 전류의 증가 또는 감소 명령을 내리는, 연산 증폭기(1636A)에 제공된다. 또한 상기 전류 명령은, 정류된 입력 신호의 형상을 흉내내기 위하여 V-RECT를 통하여 제공된 것처럼, 입력 신호의 형상에 의해 조정된다. 따라서, 원하는 버스 전압을 얻는데 필요한 전류가 제공되나, 그러한 형상에서는 1에 매우 근접하는 전력율이 얻어진다.
상기 명령 신호는 연산 증폭기(1670)에 의해 CT1로부터 귀환(feedback) 전류 신호와 합해지며, 프리-레귤레이터에서 IGBT를 턴-온 또는 턴-오프하기 위하여 도시되지 않은 논리 게이트를 통하여 부우스트 구동 회로에 제공된다. CT는 만일 LEM이 실패(fail)하면 무한 전류를 요청할 것이기 때문에, 예를 들면 LEM 보다는 전류 귀환을 제공하기 위하여 사용된다.
부우스트 구동 신호는 0볼트(IGBT 온) 또는 15볼트(IGBT 오프)의 디지털 신호이다. 상기 로직 게이트의 출력이 IGBT들을 구동하기에 충분한 전류를 제공하지 못하기 때문에, 부우스트 구동 입력은 다른 한 쌍의 트랜지스터의 베이스에 제공된다. 그래서, 상기 트랜지스터는 충분한 전류를 공급한다. 트랜지스터는 레벨 쉬프트(level shift)한다. 한 쌍의 트랜지스터의 게이트들은 커패시터(0.1μF)에 의해 한데 묶인다.
본 발명의 다른 취지는, SVT 방식으로 전환되는, 트랜스포머가 분리된 하프-브리지 인버터로 구현된다. 상기 인버터는, 한 쌍의 스위치 또는 IGBT(1402와 1403)과 한 쌍의 다이오드(1404와 1405)를 포함하는 도 14에 도시된, 스위치 회로(1400)를 이용한다. 다이오드(1404)는 스위치(1402)에 역-병렬인 다이오드이다. 다이오드(1405)는 스위치(1403)에 역-병렬인 다이오드이다. 상기 두 개의 스위치/다이오드 병렬 조합은 직렬로 연결되지만, 역으로 즉, 반대 방향으로 연결된다. 이 구조는 방향이 반전될 수 있는 다이오드형 스위치를 제공한다.
스위치 회로(1400)를 이용하는 인버터는 도 15에 도시되며, 상기 인버터는 dc 전압 소스(1501), 한 쌍의 역-병렬 다이오드(1503과 1505)를 갖는 한 쌍의 스위치(1502와 1504), 한 쌍의 커패시터(1507과 1508)(1410μF), 트랜스포머(1509), 커패시터(1512)(0.099μF), 다이오드(1510과 1511)를 포함하는 출력 정류기, 및 출력 인덕터(1513)를 포함한다.
커패시터(1512)는 트랜스포머(1509)를 가로질러 스위치 (1502와 1504)에 의해 스위칭된다. 스위치(1402와 1403)는 스위치(1502와 1504)를 소프트하게 스위칭하기 위하여 사용된다. 스위치(1402와 1403)는 어떤 특별한 타이밍(timing)을 필요로 하지 않으며, 50%의 유효 듀티 싸이클(duty cycle)에서 주 클록과 함께 동작한다. 예를 들면, 스위치(1502와 1402)는 함께 턴-온하며, 스위치(1402)가 아무 것도 하지 않는 동안 스위치(1502)는 전류를 트랜스포머(1509)에 배달한다. 스위치(1502)가 턴-오프하고 스위치(1402)가 온-상태로 남아 있으면, 전류는 스위치(1402)와 다이오드(1405)를 통하여 커패시터(1512)로 향함으로써 SVT 방식으로 턴-오프하도록 제공한다. 스위치(1402)는 상기 전이 이후에 턴-오프되며, 다이오드(1405)는 전류가 커패시터(1512)로부터 역류하는 것을 방지한다. 이러한 현상은 스위치(1502와 1402) 및 다이오드(1405)와 상보적인 형태로 일어난다. 따라서, 인버터 회로는 전파 트랜스포머 이용, PWM 제어, 부가적인 회로를 사용하지 않는 상황에서 완벽한 커패시터 벨런스(balance) 제어, 및 SVT 방식으로 스위치들의 효율적인 이용을 제공한다.
이제 도 17 내지 도 24를 참조하면, 전 싸이클 동안 이어지는 다양한 전류 경로들이 도시되었다. 이들 도면의 회로는, 커패시터(1512)를 하나는 상위 버스(upper bus)에 연결되고, 다른 하나는 하위 버스(lower bus)에 연결된 두 개의 커패시터로 분할하는 단계를 포함하는, 대안적인 실시 예이다. 이러한 분할은 커패시터(1507과 1508)를 통과하는 경로가 스너버의 효율성을 상당히 감소할 수 있기 때문에 이루어진다.
먼저, 모든 스위치들은 스너버에서 오프 상태이며, 커패시터(1512A와 1512B)는 버스를 분할한다. 800볼트 버스는 (하프-브리지 동작을 위해) 커패시터(1507과 1508)에 의해 역시 분할된다. 커패시터(1507과 1508)는 동작하는 동안에 그들 간의 접속 전압을 거의 일정하게 유지되도록 충분히 커야만 한다. 스위치(1504와 1402)는 함께 턴-온 된다. 스위치(1504)는 스위치(1402)가 다이오드(1404)에 의해 차단되는 동안 전력을 트랜스포머(1509)에 전달한다. 그래서, 스위치(1402)는 도 17에 도시된 바와 같이 스위치(1504)가 턴-오프 될 때까지 "대기 상태"에 있다.
스위치(1504)가 턴-오프하면, 트랜스포머를 통과하는 전류는 (스너버 경로를 형성하는) 스위치(1403)와 다이오드(1404) 및 커패시터(1512)에 전달한다. 스위치(1504)를 가로지르는 전압은 저속 전압 전이가 일어나도록 천천히 상승한다. 이 전류 경로는 도 18에 도시된다.
스위치(1504)를 가로지르는 전압이 버스 전압에 도달하면, 트랜스포머(1509)로부터의 잔류 에너지는 다이오드(1503)를 통하여 버스에 다시 채워진다. 이 전류 경로는 도 19에 도시된다. 버스에 잔류 에너지와 트랜스포머(1509)의 제공이 완료되면, 시스템은 스위치(1502)(도 15)가 완벽하게 소프트 스위칭하도록 스너버 커패시터(1512)가 완전히 충전된 상태에서 정지하게 된다. 시스템이 정지된 이후, 스위치(1502와 1403)는 함께 턴-온 된다. 스위치(1502)는 스위치(1403)가 다이오드(1404)에 의해 차단되는 동안에 전력을 트랜스포머(1509)에 배달한다. 그래서, 스위치(1403)는 스위치(1502)가 턴-오프 될 때까지 대기상태로 있다(도 20).
스위치(1502)가 턴-오프되고, 트랜스포머(1509)로부터의 전류가 다이오드(1404)를 포함하는 스너버 경로를 통하여 커패시터(1512)에 전달되면, 스위치(1403)는 저속 전압 전이가 일어나도록 천천히 상승한다. 이 전류 경로는 도 21에 도시된다. 상기 전류는 스위치(1502)를 가로지르는 전압이 버스에 이르고, 트랜스포머(1509)의 잔류 에너지가 다이오드(1505)를 통하여 버스에 채워질 때까지 계속해서 이 경로로 흐른다(도 22). 커패시터(1512)는 스위치(1504)가 소프트하게 전환될 수 있도록 완전히 충전된다. 이 절차는 이후 반복한다.
도 15 내지 도 22에서 사용된 스위치형 스너버의 한 특성은, 출력 전력이 스너버 커패시터(1512)를 레일-투-레일("rail to rail")로부터 전이하는데 필요한 전력보다 적으면, 주 스위치(1504와 1502)는 실 손실(actual losses)을 초래하지 않는다. 따라서, 스너버를 완전하게 전이할 필요는 없다. 상기 반전 가능한 단 방향 스위치는 턴-온 시에 스너버가 간섭하는 것을 방지하여, 부하에 비례하는 완충 기능을 제공한다. 이 특성은 인버터의 부하 범위를 제한하지 않고도 아주 큰 완충 기능을 허용한다.
대안적인 실시 예는 풀-브리지(full bridge)형 스너버의 사용을 포함한다.
도 16은 도 14 내지 도 22에서의 스위치형 스너버의 스위칭을 제어하기 위한 제어 회로를 도시한다. 4개의 게이트 드라이브(1402A,1403A,1502A,1504A)가 스위치(1402,1403,1502,1504) 각각에 게이트 신호를 제공하기 위하여 이용된다. 이들 게이트 드라이브는 자세하게 도시되지 않으며, 밀러(Miller) XMT에서 찾아볼 수 있는 것과 같은, 종래의 게이트 드라이브이다. 상기 게이트 드라이브는 높은 출력은 게이트를 오프 상태로 유지하고, 낮은 출력은 게이트를 온 상태로 유지하도록 역-변환한다.
게이트 드라이브(1402A,1403A,1502A,1504A)는 논리 회로(2301)에 의해 제어된다. 논리 회로(2301)는 바람직한 실시예에서 다수의 NAND 게이트와 OR 게이트를 포함하나, 설계자의 선택에 따라 특별하게 구성될 것이다. 또한 일실시 예에서 인에이블 신호는 논리 회로(2301)에 입력으로써 포함된다. 상기 인에이블 신호는 전원이 꺼진 동안에만 사용된다.
에러 증폭 회로(2303)는 또한 도 16에 도시되었다. 에러 증폭 회로(2303)는 표준 에러 회로일 수 있으며, 바람직한 실시예에서는 CT 귀환 신호와 함께 사용된다. 에러 증폭기 회로(2303)는 PWM 기준 신호이다. PWM 기준 신호 제어는 에러 증폭 회로로부터 회로의 나머지 부분을 전기적으로 격리하기 위하여 광-아이솔레이터(opto-isolator)(2305)를 통하여 제공된다. 한 쌍의 저항(2306(10K옴)과 2307(2K옴))은 광-아이솔레이터(2305)에 입력하기 위한 PWM 기준 명령을 기준화한다. 광-분리기(2305)의 출력은 저항(2308)(10K옴)에 의해 전류에서 전압으로 기준화된다.
일반적으로, 상기 제어 회로는 보완된 PWM 제어 기법을 구현한다. 상기 최소 펄스 폭 동작은 전형적인 PWM 기법이며, 그 펄스 폭은 전류를 증가시키거나 감소시키기 위해 조절된다. 그러나, 최소 펄스 폭에 해당하는 전류보다 적은 전류를 위해 펄스 주파수는 감축된다(이에 따라 오프 시간을 증가시킴). 게이트 드라이브는 제한된 속도를 갖기 때문에 최소 펄스 폭이 사용된다.
변조 부분을 구비하는 종래의 펄스는 연산 증폭기(2310)와 저항(2311(10K옴)과 2312(10K옴), 및 2313(200K옴))에 의해 생성된 램프(ramp)로 동작한다. PWM 기준 명령은 다이오드(2314)를 통하여 연산 증폭기(2310)에 의해 수신된다. 해당 스위치는 램프의 시작 시점에 턴-온 된다. 램프는 연산 증폭기(2315)와 저항(2316(10K옴), 2317(611옴), 2318(20K옴), 2319(200K옴), 2321(6.11K옴) 및 2322(2K옴))에 의해 초기화된다.
주 전력 스위치(1502와 1504)는 전체 램프 시간의 95% 동안 온 상태를 유지한다. 상기 임계치 95%는 연산 증폭기(2325)와 저항(2326(10K옴)에 의해 셋트된다. 상기 주 전력 스위치는 (연산 증폭기(2325)에 연결된) 플립플롭(2327)의 셋(set) 입력 상의 상태를 변경함으로써 턴-오프된다. 스너버 스위치(1402와 1403)는 램프의 100% 시점에 스위치-오프된다.
트랜지스터(2336과 2331), 저항(2333(332옴), 2334(100옴), 및 2335(9100옴))을 포함하는 전류 소스는 램프의 기울기를 셋트한다. 커패시터(2337)(100pF)가 커패시터(2338)에 의해 셋트된 임계치까지 방전하면, 램프는 다시 시작한다. 램프는 커패시터 전압이 연산 증폭기(2315)와 그 회로에 의해 셋트된 임계치에 도달할 때까지, 전류 소스에 의해 셋트된 기울기로 계속 상승할 것이다.
플립플롭(2328)은 스위치들 사이를 교체하고, 인에이블 신호와 머신 온/오프 신호(machine on/off signal)를 수신하기 위하여 사용된다.
일반적으로, 상기 제어 회로는 아래와 같이 동작한다: 커패시터 전압이 최소 값으로 완전히 리셋된 다음, 상기 램프는 램프를 따라 상승하며, 커패시터 상의 전압은 전류 소스로부터 증가를 계속한다. 커패시터가 충전됨으로써, 광-분리기의 출력은, 펄스 폭이 그 스위치들을 변조하는, 연산 증폭기(2310)에 제공된다. 커패시터 전압이 광-분리기에 의해 셋트된 기준 전압 이상으로 상승하면, 연산 증폭기(2310)는 상태를 변경하여 그 스위치가 턴-오프되도록 한다. 스티어링(steering) 플립플롭(2328)은 주 전력 스위치들 중에서 어떤, 단 한 개의 스위치가 온 상태인가를 종래의 방법으로 결정한다. 만약 커패시터 전압이 연산 증폭기(2315)에 의해 셋트된 수준(첨두 전압의 95%)으로 증가하면, 온 상태에 있는 주 전력 스위치는 턴-오프된다.
(저 전류 명령을 위한) 주파수 조정은 이래와 같이 동작한다: 연산 증폭기(2315)의 출력(램프 리셋)은 NAND 게이트(2341)와 저항(2342)(100K옴) 및 버퍼링(buffering) 트랜지스터(2343)를 통하여 귀환된다. 상기 머신 온/오프 신호는 또한 트랜지스터(2343)에 제공된다. 또한 NAND 게이트(2341)의 출력은 클록 입력 단자를 통해서 플립플롭(2328)이 상태를 변경하도록 야기한다.
저항(2342와 2345)(68.1K옴)을 포함하는 전압 제산기는 다이오드(2346)에 결합된다. 다이오드(2346)가 저항(2345)의 한 종단에서 전압을 끌어내리면, 저항(2347)(5.11K옴)의 양단간 전압도 역시 끌어 내려진다. 저항(2349와 2350)(100옴)과 트랜지스터(2351과 2352)를 포함하는 전류 미러(current mirror)는 램프를 위해 정지 전류(rest current)를 제공한다. 그러나, 다이오드(2346)를 통과하는 전압이 충분히 낮으면, 트랜지스터(2343)에 입력되는 전압은 접지 되고, 트랜지스터(2343)는 커패시터(2337)를 리셋하기 위하여 전류를 전류 미러에 제공하지 않을 것이다. 이렇게 함으로써 램프가 계속해서 상승하는 것을 허용한다.
비록 용접용 전원장치의 상황에 따라 기술되었지만, 본 발명의 여러 가지 취지는 많은 다른 분야에 응용들을 갖는다. 일반적으로, 이 배치는 부우스트 컨버터를 사용하여 저 손실 스위칭이 바람직한 응용에서 사용될 것이다.
여전히 본 발명의 의도된 범위를 벗어나지 않는 수많은 변경이 본 발명에 적용될 것이다. 여전히 본 발명의 의도된 범위를 벗어나지 않는다. 따라서, 위에서 언급된 목적과 장점들을 완전히 만족시키는 높은 전력율 및 낮은 스위칭 손실로 전력을 제공하는 방법과 장치가 본 발명에 따라 제공되었다는 것은 자명하다. 비록 본 발명이 특정 실시 예와 관련하여 기술되었지만, 많은 대안과 변경과 변형이 당업자에게 자명하다는 것은 분명하다. 따라서, 그러한 모든 대안과 변경과 변형은 첨부된 청구항의 정신과 넓은 범위 내에 속하는 것으로 간주된다.

Claims (22)

  1. 용접용 전원장치에 있어서,
    입력 선 전압을 수신하며 출력 상에 정류된 전압을 제공하도록 구성된 입력 정류기와,
    입력으로써 상기 정류기의 출력을 수신하며 출력으로써 dc 버스를 제공하도록 연결된 프리-레귤레이터와,
    상기 프리-레귤레이터의 출력을 수신하며 용접을 위한 출력을 제공하도록 연결된 컨버터를 포함하되,
    상기 프리-레귤레이터는 SVT 및 SCT 방식으로 스위칭되는 컨버터인 용접용 전원장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 프리-레귤레이터는 SCT 방식으로 스위칭되는 다이오드를 갖는 스너버 회로를 포함하는 용접용 전원장치.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 프리-레귤레이터 다이오드는 SVT 방식으로 스위칭되는 용접용 전원장치.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 컨버터는 스위치를 포함하는 부우스트 컨버터이고, 상기 프리-레귤레이터는 하나의 커패시터와 하나의 인덕터를 갖는 스너버 회로를 포함하되,
    상기 커패시터는 상기 스위치가 턴-오프하는 동안 상기 스위치 전압의 상승을 늦추기 위하여 연결되고, 상기 인덕터는 상기 스위치가 턴-온 하는 동안 상기 스위치 전류의 상승을 늦추기 위하여 연결된 용접 전원장치.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 부우스트 컨버터는 부우스트 인덕터와 스위치와 출력 커패시터를 포함하고,
    상기 컨버터는 스너버 커패시터, 스너버 인덕터, 제 1 스너버 다이오드, 제 2 스너버 다이오드, 제 3 스너버 다이오드, 제 4 스너버 다이오드, 및 제 1 및 제 2 스너버 커패시터를 포함하는 스너버를 포함하고,
    상기 스너버 인덕터, 스위치, 및 제 4 다이오드는 전류가 상기 부우스트 인덕터로부터 상기 스너버 인덕터, 스위치, 및 제 4 다이오드 중 임의의 소자에 흐르도록 연결되고,
    상기 제 4 다이오드를 통하여 흐르는 전류는 상기 제 3 다이오드 또는 제 2 커패시터를 통하여 흐를 수 있고,
    상기 부우스트 인덕터로부터 상기 스너버 인덕터를 통하여 흐르는 전류는 상기 제 1 다이오드나 상기 제 1 커패시터를 통하여 흐를 수 있고,
    상기 제 4 다이오드와 상기 제 2 커패시터는 상기 스위치를 가로질러 연결되고,
    상기 제 3 다이오드를 통하여 흐르는 전류는 상기 제 1 커패시터와 상기 스너버 인덕터를 통하여 흐르거나 또는 상기 제 2 다이오드를 통하여 흐를 수 있고,
    상기 제 1 및 제 2 다이오드를 통하여 흐르는 전류는 상기 출력으로 흐르는 용접용 전원장치.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 스위치에 역-병렬로 연결된 제 5 스너버 다이오드를 더 포함하는 용접용 전원장치.
  7. 용접 전력을 공급하는 방법에 있어서,
    입력 선 전압을 정류하는 단계,
    dc 버스를 제공하기 위하여 상기 입력 선로 전압을 사전-조정하는 단계, 및
    상기 dc 버스를 용접을 위한 출력으로 스위칭하는 단계를 포함하는 방법으로서,
    상기 사전-조정 단계는 SVT 및 SCT 방식으로 스위칭하는 부우스트 컨버터를 포함하는 용접용 전력을 공급 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 사전-조정 단계는,
    부우스트 컨버터 스위치를 오프 상태로 유지하고 전류가 부우스트 인덕터와 스너버 인덕터 및 제 1 다이오드를 통하여 상기 dc 버스에 흐르도록 허용하는 단계와,
    상기 스위치를 턴-온하고 전류를 상기 스너버 인덕터로부터 상기 스위치로 스위칭하는 단계와,
    상기 스너버 인덕터에서 상기 전류를 역류시키는 단계와,
    제 1 커패시터와 제 3 다이오드 및 상기 스너버 인덕터를 통하여 제 2 커패시터를 방전함으로써, 에너지를 상기 제 2 커패시터로부터 상기 스너버 인덕터에 전달하는 단계와,
    상기 제 2 커패시터가 방전될 때 제 4 다이오드와 상기 제 3 다이오드 및 상기 제 1 커패시터를 통하여 전류를 유도함으로써, 에너지를 상기 스너버 인덕터로부터 상기 제 1 커패시터로 전달하는 단계와,
    상기 스위치를 턴-오프하는 단계와 전류를 상기 제 4 다이오드를 통하여 상기 제 2 커패시터로 유도하는 단계와,
    전류가 상기 스너버 인덕터로부터 상기 제 1 커패시터로 흐르기 시작할 때까지 상기 제 2 커패시터 상의 전압이 상승하는 것을 허용하는 단계와,
    전류를 상기 제 2 커패시터로부터 제 3 다이오드를 통하여 상기 제 2 다이오드로 전환하는 단계와,
    상기 부우스트 인버터로부터의 모든 전류가 상기 스너버 인덕터로 흐를 때까지, 상기 부우스트 인덕터로부터 상기 스너버 인덕터로 흐르는 전류가 증가하도록 허용하는 단계와,
    전류를 상기 제 1 커패시터로부터 상기 제 1 다이오드로 전환하는 단계, 및 상기 단계들을 반복하는 단계를 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  9. 제 7항에 있어서, 스너버 회로에서 다이오드를 SVT 방식으로 턴-오프하다 단계를 더 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  10. 제 9항에 있어서, 부우스트 컨버터를 SVT 및 SCT 방식으로 스위칭하는 상기 단계는 상기 스위치가 턴-오프하다 동안 커패시터로 상기 스위치 전압의 상승을 늦추는 단계와, 상기 스위치가 턴-온 하는 동안 인덕터로 상기 스위치 전류의 상승을 늦추는 단계를 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  11. 용접용 전원장치에 있어서,
    입력 선 전압을 수신하고 정류된 전압을 제공하기 위한 입력 정류기 수단과,
    상기 정류기 수단에 연결되고, 상기 정류된 전압을 수신하고 dc 버스를 제공하기 위한 프리-레귤레이터 수단; 및
    상기 프리-레귤레이터 수단에 연결되고, 상기 프리-레귤레이터 수단의 출력을 수신하며 용접 출력을 제공하기 위한 컨버터 수단을 포함하되,
    상기 프리-레귤레이터 수단은 SVT 및 SCT방식의 스위칭 수단을 포함하는 용접용 전원장치.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 프리-레귤레이터 수단은 SVT 방식으로 스위칭되는 다이오드를 갖는 스너버 수단을 포함하는 용접용 전원장치.
  13. 제 11항에 있어서, 상기 부우스트 컨버터는 스위치를 포함하고, 상기 프리-레귤레이터는 상기 SVT 및 SCT 방식의 스위칭을 제공하기 위한 스너버 회로 수단을 포함하는 용접용 전원장치.
  14. 용접용 전원장치에 있어서,
    입력 선 전압을 수신하고 정류된 전압을 출력 상에 제공하기 위하여 구성된 입력 정류기와,
    입력으로써 상기 정류기의 출력을 수신하고 출력으로써 dc 버스를 제공하기 위하여 연결된 프리-레귤레이터, 및
    상기 프리-레귤레이터의 출력을 수신하고 용접 출력을 제공하기 위하여 연결된 인버터를 포함하되,
    상기 인버터는 제 1 다이오드에 역-병렬로 연결된 제 1 스위치와 제 2 다이오드에 역-병렬로 연결된 제 2 스위치를 갖는 스너버 회로를 포함하고, 여기서 상기 제 1 스위치와 제 1 다이오드의 조합은 상기 제 2 스위치와 상기 제 2 다이오드의 조합과 직렬로 연결되며, 또한 상기 제 1 및 제 2 스위치는 서로 반대 방향으로 연결된 용접용 전원장치.
  15. 용접 전원장치에 있어서,
    트랜스포머를 제 1 방향으로 통과하는, 역-병렬 제 1 다이오드를 갖는 적어도 하나의 제 1 스위치를 포함하는 제 1 전류 경로와,
    상기 트랜스포머를 제 2 방향으로 통과하는, 역-병렬 제 2 다이오드를 갖는 적어도 하나의 제 2 스위치를 포함하는 제 2 전류 경로와,
    역-병렬 제 3 다이오드를 갖는 제 3 스위치와 역-병렬 제 4 다이오드를 갖는 제 4 스위치를 구비하는 전류 경로를 포함하는 스너버로서, 상기 제 3 스위치와 역-병렬 다이오드는 상기 제 4 스위치와 역-병렬 다이오드에 직렬이면서 역방향으로 연결된 스너버, 및
    하나 이상의 스너버 커패시터를 포함하는 용접용 전원장치.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위치는 하프-브리지 구조인 용접용 전원장치.
  17. 제 15항에 있어서, 상기 적어도 하나의 스너버 커패시터는 제 1 버스 라인에 연결된 제 1 스너버 커패시터와 제 2 버스 라인에 연결된 제 2 스너버 커패시터를 포함하는 용접용 전원장치.
  18. 제 15항에 있어서, 상기 적어도 하나의 스너버 커패시터는 상기 제 3 및 제 4 스위치, 그리고 역-병렬 다이오드들에 직렬로 연결되는 용접용 전원장치.
  19. 용접 전력을 공급하는 방법에 있어서,
    제 1 전력 스위치와 제 1 스너버 스위치를 턴-온하고, 상기 제 1 전력 스위치와 제 1 dc 버스, 제 1 전력 커패시터, 및 제 1 방향으로 트랜스포머를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와,
    상기 제 1 전력 스위치를 턴-오프하고, 저속 전압 트랜지션 오프를 제공하기 위하여, 상기 제 1 전력 스위치가 턴-오프하다 동안, 상기 제 1 스너버 스위치, 제 2 스너버 다이오드, 스너버 커패시터, 및 상기 제 1 방향으로 상기 트랜스포머를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와,
    저속 전압 트랜지션 오프를 계속해서 제공하기 위하여, 상기 제 1 전력 스위치가 턴-오프를 계속하는 동안, 제 2 역-병렬 전력 다이오드, 제 2 DC 버스, 제 2 전력 커패시터, 및 상기 제 1 방향으로 상기 트랜스포머를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와,
    상기 제 1 스너버 스위치를 턴-오프하다 단계와,
    상기 제 1 전력 스위치가 오프된 이후 제 2 전력 스위치와 제 2 스너버 스위치를 턴-온하고, 상기 제 2 전력 스위치, 상기 트랜스포머를 제 2 방향으로, 상기 제 2 전력 커패시터, 및 상기 제 2 버스를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와,
    상기 제 2 전력 스위치를 턴-오프하다 단계와, 저속 전압 트랜지션 오프를 제공하기 위하여, 상기 제 2 전력 스위치가 턴-오프하다 동안 상기 제 2 스너버 t스위치, 제 1 스너버 다이오드, 상기 트랜스포머를 상기 제 2 방향으로, 및 스너버 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와,
    저속 전압 트랜지션 오프를 제공하기 위하여, 상기 제 2 전력 스위치가 턴-오프하다 동안, 제 1 전력 다이오드, 상기 트랜스포머를 상기 제 2 방향으로, 및 상기 제 1 전력 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계와
    상기 제 2 스너버 스위치를 턴-오프하다 단계, 및
    상기 단계들을 반복하는 단계를 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 전력 스위치들을 턴-온 하는 상기 단계들은 상기 전력 스위치들을 소프트 스위칭하는 단계를 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  21. 제 19항에 있어서, 상기 제 2 스너버 다이오드와 상기 스너버 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 상기 단계는 상기 제 2 스너버 다이오드와 제 1 스너버 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계를 포함하며, 또한 상기 제 2 버스와 상기 제 2 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계를 더 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
  22. 제 21항에 있어서, 상기 스너버 커패시터와 상기 제 2 스너버 다이오드를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 상기 단계는 상기 제 2 스너버 다이오드와 제 2 스너버 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계를 포함하며, 또한 상기 제 1 버스와 상기 제 1 커패시터를 통하여 전류가 흐르도록 허용하는 단계를 더 포함하는 용접용 전력 공급 방법.
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