KR19990063678A - 미지 신호의 소스 배치 - Google Patents

미지 신호의 소스 배치

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KR19990063678A
KR19990063678A KR1019980702141A KR19980702141A KR19990063678A KR 19990063678 A KR19990063678 A KR 19990063678A KR 1019980702141 A KR1019980702141 A KR 1019980702141A KR 19980702141 A KR19980702141 A KR 19980702141A KR 19990063678 A KR19990063678 A KR 19990063678A
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Abstract

위성 릴레이(relay)(14) 및 (16)에 미지 신호를 전송하는 미지 소스(10)의 위치를 결정하는 방법은 각 수신기(18)에서 릴레이로부터 신호를 수신하는 단계를 구비한다. 수신기(18)는 공통 소스(22)로부터 각 릴레이를 통해 기준 신호를 수신한다. 각 수신기(18)에 의해 수신된 미지 신호 및 기준 신호는 딴 곳에서 수신된 신호와 관계없이 서로에 관련된 타이밍 및 위상 정보를 보존하도록 밀착되어 처리된다. 신호는 주파수 다운변환(downconvert)되어 디지탈화되고, 공통 처리 컴퓨터(150)로 전달된다. 컴퓨터(150)는 상대적인 차동 시간 오프셋(Differential Time Offset, DTO) 및 차동 주파수 오프셋(Differential Frequency Offset, DFO)을 결정하도록 기준 신호의 교차 모호 함수 처리를 실행한다. 이는 기준 신호 DFO와 관련된 미지 신호 DFO가 결정되는 것을 가능하게 하기 위해 기준 신호 DTO 및 DFO의 결합으로 미지 신호간에 유도되는 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트인 상대적인 DTO 및 DFO를 결정하도록 수신된 미지 신호에 실행된다. 기준 신호는 또한 미지 신호에서의 위상 잡음 및 주파수 드리프트(drift) 효과를 방해하는데 사용된다. 미지 신호 DTO 및 DFO로부터 미지 소스(10)의 위치가 계산된다.

Description

미지 신호의 소스 배치
그러나, 미국 특허 5,008,679의 시스템에는 많은 제한점이 주어진다. 이는 위성의 위치 및 속도가 매우 정확하게 공지될 것을 요구한다. 이는 위성이 지구의 적도면에 대해 0.1도 이상의 궤도 경사를 가지면 50 kHz 대역폭 이하의 통신 신호에서는 효과적으로 사용될 수 없다. 그 시스템은 또한 위성 신호 전환 발진기와 지상 스테이션 국부 발진기에서 매우 높은 정도의 위상 안정도를 요구한다. 나중의 요구 조건으로 매우 낮은 경사도, 즉 0.01도 이하의 각도를 갖는 위성에서는 시스템이 효과적이지 못하다. 이는 위성 이동에 의해 발생되는 도플러 쉬프트가 작고 이러한 경사도에서는 측정하기 어렵기 때문이다.
또한, 미국 특허 5,008,679의 시스템은 공통된 시간 및 주파수 기준 소스를 갖고 배치된 수신 지상 스테이션과만 사용될 수 있다. 이는 수신 지상 스테이션이 지형적으로 분리된 경우에는 수정되지 않고 사용될 수 없다. 그 시스템은 또한 위상 동기된 주파수 다운변환(downconversion) 체인의 사용을 요구한다.
본 발명은 다수의 신호 릴리에(relay)에 의해 수신된 미지 신호의 소스 위치를 정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
정해진 소스, 즉 미지의 전송기로부터 두 신호의 도착 시간차(TDOA)의 결정을 근거로 하는 방법을 사용하는 종래 기술의 위치 결정 시스템이 공지된다. 이 기술에서, 전송기로부터의 신호는 각 경로에서 지구 궤도의 위성에 의해 2개의 독립적인 신호 경로를 따라 지상 기지의 수신 스테이션으로 중계된다. 각 위성은 한 주파수에서 지상 전송기로부터 신호(업링크(uplink))를 수용하고 전환 발진기의 도움으로 지상 수신기에 주파수 쉬프트된 (다운링크(downlink)) 신호를 복귀시키는 트랜스폰더(transponder) 시스템을 포함한다. 두 위성이 다른 위치에 있으므로, 신호 경로는 같은 길이가 아니다. 결과적으로, 한 경로와 연관된 수신 스테이션에서의 신호 도착 시간은 다른 경로와 연관된 것과 다르다. 두 위성 및 수신 스테이션의 위치는 공지되므로, 결과적으로 2개의 다른 경로에 걸친 신호의 도착 시간차(TDOA)는 미지 전송기의 위치에 대한 정보를 제공한다.
특정한 위성 위치에 대해, 일정한 TDOA 지점의 궤적은 지구상에서 위치 결정선(LOP)이라 칭하여지는 곡선을 정의한다. 특정한 TDOA 값으로 상승되는 미지의 지상 기지 전송기는 그 값과 연관된 LOP에서 일정 지점에 위치한다. TDOA의 정확한 값을 결정하기 위해서는 위성 트랜스폰더에서의 신호 전파 지연과 함께 위성 및 수신 스테이션 장비 사이의 지형적인 관계가 공지되어야 한다.
그러나, LOP는 곡선상에서 임의의 위치에 미지 전송기의 위치를 정한다. 미국 특허 No. 5,008,679는 상술된 바와 같이 2개의 릴레이 위성을 포함하는 전송기 위치 결정 시스템을 설명하는데, 그 시스템은 미지 전송기로부터의 신호의 TDOA 및 도착 주파수차(FDOA)라 칭하여지는 것 모두를 사용한다. FDOA는 릴레이 위성이 지구 및 서로에 대해 이동하고 있기 때문에 발생되고, 각 경우에서 그 이동은 다운링크 신호 주파수에 도플러(Doppler) 쉬프트를 유도한다. 두 위성의 도플러 쉬프트는 다르므로, 이는 각 위성으로부터 수신 스테이션에 도착하는 신호 사이에 FDOA상의 주파수차를 만든다. TDOA 접근법에서와 같이, FDOA 측정은 미지 전송기가 놓이는 위치 결정선(LOP)을 정의한다. TDOA와 FDOA 위치 결정선은 일반적으로 다르므로, 교차점은 미지 전송기의 위치를 제공한다.
도 1은 지구 기지의 전송기, 위성 릴레이, 및 지구 기지의 수신기 사이의 신호 전파를 설명하는 도면.
도 2는 연관된 지구 기지의 전송기 및 위성 릴레이와 함께 본 발명의 전송기 위치 결정 시스템을 도시하는 도면.
도 3은 위성 릴레이의 보다 상세한 회로를 도시하는 도면.
도 4는 도 2의 전송기 위치 결정 시스템의 일부인 수신기와 연관된 신호 처리 시스템의 보다 상세한 회로를 도시하는 도면.
도 5는 도 2의 전송기 위치 결정 시스템에 포함된 컴퓨터 처리 장치를 설명하는 도면.
도 6은 다른 위성 릴레이로부터 수신된 신호에 대한 상관관계 대 시간 오프셋의 그래프.
도 7은 다른 시간 오프셋의 결정을 개선하는 보간을 설명하는 도면.
도 8은 다른 위성 릴레이로부터 수신된 신호에 대한 상관관계 대 주파수 오프셋의 그래프.
도 9 및 도 10은 미지 전송기 및 기준 전송기에 대한 주파수 정의역 상관관계를 설명하는 도면.
도 11은 원하지 않는 주파수 성분의 삭제를 설명하는 도면.
도 12는 상대적인 DFO를 결정하는 교차 모호 함수의 상관관계를 설명하는 그래프.
도 13은 지구 위치 결정 절차의 기하형을 설명하는 도면.
도 14는 2개의 릴레이 위성에 의해 수신된 기준 신호의 레벨 균형을 맞추도록 설계된 기준 전송기를 도시하는 도면.
도 15는 DFO 및 DTO 측정을 용이하게 하는 파형 특징을 갖는 다른 형태의 기준 전송기를 도시하는 도면.
본 발명의 목적은 다른 형태의 전송기 위치 결정 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명은 다수의 신호 릴레이에 의해 수신된 미지 신호의 소스 위치를 정하는 방법을 제공하고, 그 방법은 다음의 단계를 포함한다:
(a) 각 신호 릴레이로부터 미지 신호를 수신하는 다수의 수신기를 배열하는 단계,
(b) 기준 신호는 단일 신호의 복제이거나 주파수에서 고정된 신호의 복제이고, 단일 신호 및 기준 신호에 대한 시간 및 위상은 공지된 위치의 기준 전송 수단으로부터 신호 릴레이에 전송되는 경우에서, 각 신호 릴레이로부터 각 기준 신호를 수신하는 각 수신기를 배열하는 단계,
(c) 신호가 딴 곳에서 수신된 신호와 관계없이 서로에 대한 타이밍 및 위상 정보를 보존하도록 각 수신기에 의해 밀착하여 수신된 기준 신호 및 각 미지 신호를 처리하는 단계,
(d) 처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호의 교차 모호 함수 처리를 실행하고 다음 중 적어도 하나를 결정하기 위해 미지 신호에서 위상 잡음 및 주파수 드리프트(drift) 효과를 방해하도록 기준 신호를 사용하는 단계:
(i) 미지 신호의 차동 시간 오프셋(DTO) 및 차동 주파수 오프셋(DFO)의 값,
(ii) 다른 신호 릴레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
(iii) 다른 신호 렐레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
(iv) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
(v) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
(e) 단계(d)에서 결정된 경우인 DTO 및/또는 DFO 값으로부터 미지 신호 소스의 위치를 계산하는 단계.
본 발명은 종래 기술에서 요구되는 정확도로 위성의 위치 및 속도가 공지될 것을 요구하지 않고, 적어도 3도까지의 궤도 경사도를 갖는 위성과 사용될 수 있는 이점을 제공한다. 본 발명은 종래 기술에서 요구되는 수신기 위상 안정도 또는 릴레이 정도를 요구하지 않는다. 이는 지형적으로 함께 위치하고, 공통된 시간 및 주파수 기준을 갖고, 또한 공통된 정밀 주파수 표준을 이용해 위상 동기 주파수 다운변환을 사용하는 수신기를 요구하지 않는다. 본 발명은 또한 원하지 않는 다른 신호가 존재할 때도 미지 신호 소스의 위치 결정을 실행할 수 있다.
본 발명의 단계(c)에서의 처리는 미지 신호 및 기준 신호를 소정의 대역폭을 갖는 중간 주파수(IF) 신호로 다운변환시키고 정확한 주파수 및 타이밍 표준에 따라 제어된 샘플 타이밍 및 주파수 다운변환으로 디지탈 샘플을 구함으로서 각 수신기에 의해 수신된 신호에 대해 양호하게 실행된다. 미지 신호 및 기준 신호는 양호하게 4 Mhz 보다 크지 않은 유사한 IF 대역폭을 갖도록 배열된다. DTO 결정을 위해, IF 대역폭은 양호하게 가능한한 미지 신호의 대역폭에 가깝게 설정되고, 기준 신호 대역폭도 또한 양호하게 그에 정합된다. 정확한 DFO 결정을 위해, IF 대역폭은 양호하게 100 kHz 보다 낮은, 예를 들면 10 kHz 정도이다. 이는 DFO 처리에서 개선된 정확도를 제공한다.
양호한 실시예에서, 본 발명의 단계(d)에서의 교차 모호 함수 처리는 힐버트(Hilbert) 변환 처리에 의해 실수 데이터로부터 복소수 데이터를 만드는 단계를 포함한다. 이는 이러한 처리를 위해 위상내 및 직각 미지 및 기준 신호를 만드는 것을 불필요하게 만든다.
본 발명의 단계(d)에서 교차 모호 함수 처리는 또한 양호하게 기준 신호 DTO를 결정하고, 다음과 같이 기준 신호를 처리하는 단계를 포함한다:
(a) 관련된 시도 주파수 오프셋이 요구되는 예비값임을 나타내는 함수 최대값이 구해질 때까지 시도 주파수 오프셋의 범위에 대해 교차 모호 함수를 평가함으로서 기준 신호 DFO의 예비값을 구하는 단계,
(b) 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호를 그의 주파수 정의역 동일 신호로 변환하는 단계,
(c) 주파수 쉬프트가 DFO의 예비값으로 구성되는 경우에서, 제 2 기준 신호에 관련된 제 1 기준 신호를 주파수 정의역에서 주파수 쉬프트하는 단계,
(d) 주파수 정의역 기준 신호에서 원하지 않는 주파수 성분을 없애는 단계,
(e) 주파수 성분곱을 만들기 위해 제 1 기준 신호의 각 주파수 성분의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 주파수 성분으로 곱하는 단계,
(f) 주파수 성분곱을 시간 정의역으로 변환하고 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 시간 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
(g) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 크기 중 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 시간 오프셋으로 기준 신호 DTO를 유도하는 단계.
교차 모호 함수 처리에 의한 기준 신호 DTO의 측정(계산으로 구하는 것에 반대되는)은 개선된 미지 소스 위치 결정의 정확도에 이르게 한다.
본 발명의 단계(d)에서의 처리는 다음의 단계를 포함하는 방법에 의해 기준 신호 DFO를 결정하는 것을 포함한다:
(a) 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 DTO를 결정하는 단계,
(b) 기준 신호 DTO와 같은 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 시간 쉬프트를 유도하는 단계,
(c) 상대적인 시간 쉬프트 이후에 기준 신호를 표본화하는 단계,
(d) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 기준 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
(e) 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에(Fourier) 변환하고 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
(f) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 크기 중 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 주파수 오프셋으로 기준 신호 DFO를 유도하는 단계.
본 발명의 단계(d)에서의 처리는 다음의 단계에 의해 미지 신호 DTO를 결정하는 것을 포함한다:
(a) 시간 및 주파수 쉬프트가 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 경우에서, 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 미지 신호 사이에서 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
(b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 미지 신호를 표본화하는 단계,
(c) 제 1 및 제 2 미지 신호를 주파수 정의역의 동일값으로 변환하는 단계,
(d) 변환된 제 2 미지 신호에 시도 주파수 오프셋을 적용하는 단계,
(e) 변환된 미지 신호에서 원하지 않는 주파수 성분을 없애는 단계,
(f) 주파수 성분곱을 만들기 위해 제 1 미지 신호의 각 주파수 성분의 공액 복소수를 제 2 미지 신호의 대응하는 주파수 성분으로 곱하는 단계,
(g) 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 시간 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하도록 주파수 성분곱을 시간 정의역으로 변환하는 단계,
(h) 교차 모호 함수값을 구하도록 시도 주파수 오프셋의 범위에 대해 단계(d) 내지 (g)를 반복하는 단계,
(i) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 시간 오프셋으로 미지 신호 DTO를 유도하는 단계.
본 발명의 단계(d)에서의 처리는 다음의 단계를 포함하여 미지 신호 DFO를 결정하는 것을 포함하고 기준 신호를 처리하는 것을 구비하는 스테이지를 포함한다:
(a) 쉬프트가 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 경우에서, 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
(b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 기준 신호를 표본화하는 단계,
(c) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 기준 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
(d) 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하도록 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에 변환하는 단계,
(e) 교차 모호 함수로부터 원하지 않는 주파수 정의역 성분을 없애는 단계,
(f) 위상 잡음 혼란 정보를 포함하는 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 필터 처리된 시간 정의역 곱의 세트를 산출하도록 없애진 교차 모호 함수를 다시 시간 정의역으로 푸리에 변환하는 단계.
본 발명의 단계(d)에서의 처리는 다음의 단계를 포함하여 미지 신호 DFO를 결정하는 것을 포함하고 미지 신호를 처리하는 것을 구비하는 또 다른 스테이지를 포함한다:
(a) 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 미지 신호 사이에서의 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
(b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 미지 신호를 표본화하는 단계,
(c) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 미지 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 미지 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
(d) 각 시간 성분곱을 제 1 및 제 2 기준 신호의 필터 처리된 시간 성분곱의 공액 복소수로 곱하는 단계,
(e) 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에 변환하고 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
(f) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋으로 기준 신호 DFO에 관련된 미지 신호의 DFO를 유도하는 단계.
미지 소스의 위치 결정는 양호하게 다음을 근거로 한 방법에 의해 계산된다:
(a) DSR이 전송기 또는 소스에서 신호 릴레이로의 경로 길이간의 차이인 경우에서, 기준 전송기 및 미지 소스의 차동 기울기 범위(DSR)를 포함하는 표시를 기준 신호 DTO와 관련된 미지 신호 DTO로부터 구하는 단계,
(b) 각 경우에서의 DSRR이 각 DSR의 시간에 따른 변화비인 경우에서, 기준 전송기, 미지 전송기, 및 수신기 경로의 차동 기울기 범위비(DSRR)를 포함하는 표시를 기준 신호 DFO와 관련된 미지 신호 DFO로부터 구하는 단계,
(c) 미지 및 기준 DTO 및 DFO간 차이로부터의 미지 소스의 위치 결정, 릴레이의 위치와 속도, 및 기준 전송기와 수신기의 위치 결정를 유도하도록 DSR 및 DSRR 표시의 테일러(Taylor) 전개 분석을 실행하는 단계.
단계(c)에서 미지 소스에 대해 유도된 위치는 제 1 값이 되고, 하나 이상의 개선된 값은 테일러 전재 분석에서 제 1 값의 역대입 및 수렴될 때까지의 미지 소스의 위치 유도 반복에 의해 유도될 수 있다.
미지 소스의 위치 결정 유도는 다음의 단계에 의해 정제된다:
(a) 미지 소스의 위치 결정, 릴레이의 위치와 속도, 및 수신기의 위치 결정에 대한 유도값으로부터 미지 신호 DSR 및 DSRR의 계산값을 산출하는 단계,
(b) 교차 모호 함수 처리의 도움으로 기준 신호와 관련된 미지 신호 DSR 및 DSRR의 계산값과 측정값 사이의 차이로부터 미지 소스의 유도 위치에 대한 정정치를 산출하는 단계.
1차적으로, 미지 신호 DSR 및 DSRR의 계산값과 측정값 사이의 차이는 2개의 선형 방정식에 의한 미지 소스의 위치 결정에서 경도 및 위도 에러와 관련된다. 경도 및 위도 에러는 양호하게 이들 방정식을 풀어서 결정된다.
기준 신호는 신호 릴레이로부터 얻어질 수 있는 통신 신호이거나, 다른 방법으로 서로 위상 코히어런스(phase coherence)에서의 신호를 산출하는 전송기로부터 얻어질 수 있고, 전송기는 각 신호 릴레이에 연결된다.
처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호는 양호하게 교차 모호 함수 처리에 앞서 저장된다.
다른 특성으로, 본 발명은 다수의 신호 릴레이에 의해 수신된 미지 신호의 소스 위치 결정를 정하는 장치를 제공하고, 그 장치는 다음을 포함한다:
(a) 기준 신호는 단일 신호의 복제이거나 주파수에서 고정된 신호의 복제이고, 단일 신호 및 기준 신호에 대한 시간 및 위상은 공지된 위치의 기준 전송 수단으로부터 신호 릴레이에 전송되는 경우에서, 각 신호 릴레이로부터 미지 신호와 각 기준 신호를 수신하는 다수의 수신기,
(b) 신호가 딴 곳에서 수신된 신호와 관계없이 서로에 대한 타이밍 및 위상 정보를 보존하도록 각 수신기에 의해 밀착하여 수신된 기준 신호 및 각 미지 신호를 처리하는 수단,
(c) (i) 처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호의 교차 모호 함수 처리를 실행하고 다음 중 적어도 하나를 결정하기 위해 미지 신호에서 위상 잡음 및 주파수 드리프트 효과를 방해하도록 기준 신호를 사용하고:
(1)미지 신호의 차동 시간 오프셋(DTO) 및 차동 주파수 오프셋(DFO)의 값,
(2) 다른 신호 릴레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
(3) 다른 신호 렐레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
(4) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
(5) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
(ii) 교차 모호 함수 처리에서 결정된 경우인 DTO 및/또는 DFO 값으로부터 미지 신호 소스의 위치를 계산하는 수단.
본 발명의 장치는 DTO 및/또는 DFO에 대해 구해진 값에 따라 있을 수 있는 한 적절하게 시간 및/또는 주파수에서 수신 신호를 오프셋시키고 또한 이러한 오프셋 신호로부터 그 값을 구하도록 배열된다. 이는 실질적으로 동일한 강도의 기준 신호를 신호 릴레이에 전송하도록 배열된 기준 신호 전송 수단을 포함하고, 이들 신호는 변조된 반송자 파형 성분 및 변조되지 않은 반송자 파형 성분을 포함한다. 이는 또한 교차 모호 함수 처리에 앞서 처리된 기준 신호 및 처리된 미지 신호를 저장하는 수단을 포함한다.
본 발명을 보다 완전히 이해하기 위해, 이제는 첨부된 도면을 참고로 예를 통해 그의 실시예가 설명된다.
도 1을 참고로, 미국(11)에 위치하는 미지 전송기(10)는 북쪽 반구가 중심에 위치된 북극(도시되지 않은)과 도시된 지구(12)의 표면상에 도시된다. 미지 전송기(10)는 지구 정지 궤도내의 제 1 위성(14)에 전해지는 메인 방사 강도 로브(lobe)(도시되지 않은)를 갖는다. 이는 제 1 업링크 경로(ℓ1 u)를 따라 그 위성에 전파되는 신호를 전송하고 위성을 사용해 미지 신호와 간섭을 만든다. 미지 신호 주파수는 위성의 미지 채널을 정기적으로 모니터하는 스펙트럼 분석 장비에 의해 결정된다. Ku 대역(11-14 GHz)에서 동작하는 전형적인 통신 위성은 각 36 Mhz 폭의 16개 채널을 갖고, 각 채널은 100개 통신 신호를 운송할 수 있다. 전송기(10)는 또한 지구 정지 궤도에서 제 2 위성(16)으로 전해지는 방사 사이드로브(sidelobe)(도시되지 않은)를 갖고, 그 신호는 제 2 업링크 경로(ℓ2 u)를 따라 전파된다. 경로 참고 기호 (ℓ1 u) 및 (ℓ2 u)에 대한 위첨자 "u"는 이들이 미지 전송기(10)에서 유래됨을 나타낸다. 제 1 위성은 미지 전송기(10)로부터 신호를 수신하고 이를 제 1 다운링크 경로(ℓ1 m)를 따라 이스라엘에 위치하고 위성으로 향한 수신기(18A) 또는 제 1 지구 기지의 지상 스테이션으로 재전송한다. 제 2 위성(16)은 또한 미지 전송기 신호를 수신하고 이를 제 2 다운링크 경로(ℓ2 m)를 따라 남아메리카에 위치하는 제 2 지구 기지의 수신기(18B)에 재전송한다. 지구 기지의 수신기(18A) 및 (18B)는 차별없이 모두 참고 번호(18)로 칭하여지고, 특정한 경우에만 적절하게 (18A) 및 (18B)로 칭하여진다. 유사한 협정은 이후 설명될 첨자 A 및 B를 갖는 다른 소자에도 적용된다.
전송기(10)에서 제 1 수신기(18A)로의 총 신호 전파 경로 길이는 경로 (ℓ1 u) 및 (ℓ1 m)의 길이합과 같고, 전송기(10)에서 제 2 수신기(18B)로의 길이는 경로(ℓ2 u) 및 (ℓ2 m)의 길이합과 같다.
아프리카(23)에서 공지된 지형적인 지점의 기준 전송기(22)는 제 3 및 제 4 업링크 경로(ℓ1 r) 및 (ℓ2 r)를 따라 각각 제 1 및 제 2 위성 (14) 및 (16)에 기준 신호를 전송한다. 여기서, 첨자 "r"는 기준 전송기(22)로부터의 전송을 나타낸다. 기준 전송기(22)는 위성(14) 및 (16) 중 하나와 연관된 통신 채널을 이용해 그로부터 선택된다. 위성(14) 및 (16)은 각각 다운링크 경로(ℓ1 m) 및 (ℓ2 m)을 따라 수신기(18)에 기준 신호를 재전송한다.
이제는 도 2를 참고로, 본 발명의 전송기 위치 결정 시스템이 도시되고 일반적으로 (30)이라 나타내진다. 미지 전송기(10), 기준 전송기(22), 및 수신기(18)는 안테나 기호로 표시된다.위성(14) 및 (16)은 직사각형으로 표시된다. 수신기(18A) 및 (18B)는 각각 제 1 및 제 2 포착 시스템(32A) 및 (32B)에 연결되고, 이들 각각은 이후 보다 상세히 설명될 분리 채널에서 미지 및 기준 신호를 처리한다. 포착 시스템(32)은 각각의 모뎀 데이터 링크(36A) 및 (36B)에 의해 원격 처리 위치(34)에 있는 중앙 제어 및 처리 컴퓨터(도시되지 않은)에 연결된다.
위성(14) 및 (16)의 회로는 도 3에 도시된다. 각각은 수신 (업링크) 안테나(52)와 전송 (다운링크) 안테나(54)가 설치된 컨테이너(container)(50)를 구비한다. 수신 안테나(52)는 저잡음 증폭기(56)에 연결되고, 이는 차례로 주파수 전환 발진기(60)로부터 국부 발진기 입력을 수신하는 믹서(mixer)(58)에 연결된다. 국부 발진기 주파수는 위성(14) 및 (16)에 대해 모두 1.5 GHz이다. 믹서(58)는 결과적으로 1.5 GHz의 주파수 다운쉬프트를 산출한다. 믹서(58)로부터의 출력은 대역통과 필터(62)로 전달되고, 이어서 전송 안테나(54)에 신호를 공급하는 전력 증폭기(64)로 전해진다.
이제는 도 4를 참고로, 각 포착 시스템(32)의 회로가 보다 상세히 도시된다. 각 포착 시스템은 타이밍 신호 공급을 위해 하나 이상의 GPS 위성(도시되지 않은)에 이를 연결시키는 안테나(102)를 갖춘 지구 위치 지정 시스템(GPS) 수신기(100)를 구비한다. GPS는 공간에 배치되고 이러한 신호가 이용가능한 다수의 위성으로 구성된다. GPS 수신기(100)는 각각 타이밍(t) 및 주파수(fr) 신호에 대한 출력(106) 및 (108)과 함께 제어 입력(104)을 갖는다. 출력(106)은 실제로 각각 이후 설명될 포착 시스템(32)의 각 채널에 연결되는 2개의 출력을 나타낸다. 각각이 2개의 채널을 갖는 2개의 포착 시스템(32)이 있으므로, 결과적으로 신호 샘플링이 초기화되는 각각 다른 시작 시간(T)을 갖는 4개의 채널이 있다. 두 수신기(18A) 및 (18B)와 연관된 타이밍 및 주파수 신호는 매우 유사하지만 반드시 동일하지는 않고, 각 (tA) 및 (frA), (tB) 및 (frB)로 표시된다. 이는 미지 전송기 및 기준 전송기가 지구 표면상에서 너무 떨어져 위치하여 이들이 GPS의 다른 부분과 억세스하기 때문이다. 결과적으로, 수신기(18A)에서의 신호는 수신기(18B)에서의 신호와 위상 코히어런스 관계내에 있지 않아, 이러한 코히어런스를 요구하지 않는 것이 본 발명의 이점이다.
GPS 수신기(100)의 제어 입력(104)은 제어 신호를 공급하는 국부 호스트 컴퓨터(105)에 연결된다. 주파수 신호(fr)는 5 MHz이다. 신호(t)의 타이밍은 이후 보다 상세히 설명될 바와 같이, 미지 전송기의 위치를 정하는 절차에서 신호 표본화를 제어한다. 주파수 신호(fr)와 같이, 이는 GPS로부터 수신된 신호로부터 GPS 수신기(100)에 의해 발생된다. 미지 전송기의 위치를 정하는 절차를 개시하기 위해, 컴퓨터(105)는 시작 시간을 나타내는 지시를 제어 입력(104)에 전달하고, 이 시간이 되었음을 GPS가 나타낼 때, GPS 수신기(100)는 인접한 펄스가 일정한 시간차(△t)를 갖는 펄스열로 타이밍 신호의 발생을 초기화한다. 타이밍 간격(△t)은 수신기(18A) 및 (18B)에서 같다. 컴퓨터(105)는 타이밍 신호에 응답해 t0+ j△t로부터 취해진 신호 샘플의 시간을 구한다. 여기서, t0는 시작 시간이고, j는 샘플수이다.
수신기(18)로부터의 출력 신호는 저잡음 증폭기(110)에 이어서 믹서(112)로 전해지고, 이는 발진기(114)로부터 국부 발진기 입력 신호를 수신한다. 발진기(114)는 (116)에서 GPS 수신기 출력(108)에 연결되고, 11.805 GHz인 주파수(fr)로 위상 동기화된다. 믹서(112)로부터의 출력 신호는 각각 미지 신호 및 기준 신호에 대한 두 채널(120U) 및 (120R)로 전해진다. 이들 채널은 각 경우에서 관련된 채널을 나타내도록 첨자 U 또는 R로 같이 칭하여진 같은 성분을 갖는다. 채널 및 그의 성분은 구별이 없이 나타내도록 U 또는 R 첨자 없이 칭하여지고, 지정되도록 요구될 때는 관련된 첨자와 함께 칭하여진다.
각 채널(120)에서, 믹서(112)로부터의 신호는 동조가능한 이전-선택(pre-select) 필터(112)에 이어서 믹서(124)로 전해지고, 이는 발진기(126)로부터 698.6 MHz의 주파수에서 국부 발진기 입력 신호를 수신한다. 발진기(126)는 (128)에서 GPS 수신기의 출력(108)에 연결되고, 수신기의 주파수(fr)로 위상 동기화된다. 이전-선택 필터(122)의 중심 주파수 및 대역폭과 발진기(126)의 주파수는 국부 호스트 컴퓨터(105)의 제어하에서 동조가능하다. 믹서 출력 신호는 국부 호스트 컴퓨터의 제어하에서 고정된 중심 주파수 및 동조가능한 대역폭을 갖는 이후-선택(post-select) 필터(130)에 이어서 가변 이득 증폭기(132)로 전해지고, 그로부터 차례로 출력 신호는 아날로그 대 디지탈 변환기(ADC)(134)로 전해진다. ADC(134)는 고속 및 고안정도의 8-비트 디바이스이다. 이는 GPS 수신기 출력(106)에 연결된 타이밍 입력(136)을 갖고, 그로부터 타이밍 신호(t)를 수신한다. 타이밍 신호의 각 펄스를 수신하면, ADC(134)는 가변 이득 증폭기(132)로부터의 출력 신호를 디지탈화한 샘플을 만든다. 신호 표본화 비율은 국부 호스트 컴퓨터의 제어하에서 출력 신호 대역폭의 최소 2배이다. ADC(134)는 메모리(137)에 연결된다.
각 미지 및 기준 채널(120U) 및 (120R)에서의 메모리(136U) 및 (136R)는 모두 국부 호스트 컴퓨터(105)에 연결되고, 실제로 보관 저장기(140)에, 상술된 바와 같은 데이터 링크(136)에, 연결기(142)에 의해 GPS 수신기 제어 입력(104)에, 또한 연결기(144)에 의해 GPS 수신기 출력(106)에 연결된다.
이제는 도 5를 참고로, 원격 처리 장소(34)의 소자가 보다 상세히 도시된다. 그 장소(34)는 GPS 시스템과 통신하는 안테나(154)를 갖는 제 3 GPS 수신기(152)와 데이터 링크(36)에 연결된 중앙 제어 및 처리 컴퓨터(150)를 포함한다. 컴퓨터(150)는 또한 DSP 유닛(156) 및 보관 저장기(158)에 연결된다.
전송기 위치 결정 시스템(30)은 다음과 같이 동작된다. 미지 전송기(10)는 제1 위성(14)의 통신 채널에서 신호와 간섭을 만드는 신호를 전송한다. 미지 신호 주파수는 위성 통신 채널을 모니터하는 스펙트럼 분석 장비에 의해 결정된다. 미지 신호는 위성(14) 및 (16)에 전파되고, 여기서 이는 믹서(58)에 의해 1.5 GHz 만큼 주파수 다운쉬프트되어 각각 제 1 및 제 2 수신기(18A) 및 (18B)로 재전송된다. 이어서, 사람의 조정으로 기준 신호가 선택된다. 이는 제 1 위성(14)의 통신 채널에 존재하는 미지 신호로, 제 2 위성(16)에서 주어진 사이드로브를 갖는 전송기에서 유래되고, 양호하게 위성(14) 다운링크를 모니터하는 것으로부터 결정된 미지 신호와 유사한 대역폭을 갖는다. 이는 믹서(112)에서의 주파수 다운변환 이후에 신호가 다른 채널로 분리되는 것을 충분히 가능하게 하도록 미지 신호와 다른 주파수를 갖는다. 예를 들면, 전형적인 미지 신호는 14.005 Ghz의 중심 주파수로 전송되고 128 kb/s 데이터 신호를 구비한다. 이 신호는 위성 전환 발진기(60)에 의해 12.505 Ghz로 주파수 다운쉬프트된다. 미지 신호 보다 주파수가 10 Mhz 정도 더 높은 채널에서 식별되는 256 kb/s 데이터 신호와 같이, 미지 신호는 위성(14) 다운링크 스펙트럼을 모니터함으로서 기준으로 선택된다. 이러한 기준 신호는 14.015 Ghz의 전송기 주파수에 대응하는 12.515 Ghz의 주파수를 갖는다. 기준 신호는 위성(14) 및 (16)에 의해 각 수신기(18)로 중계된다.
미지 전송기(10)의 메인 로브에 대한 타켓 위성인 제 1 위성(14)에서의 신호 대 잡음비는 1 보다 상당히 커서, 전형적으로 5 내지 15 dB의 값을 갖는다. 그러나, 제 2 위성(16)은 단지 미지 전송기(10)의 사이드로브로부터 저전력 신호를 수신하기 때문에 매우 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 신호와 연관된다. 이렇게 낮은 신호 레벨은 종래의 수단에 의해 검출될 수 없으므로, 이후 설명될 신호 상관관계 기술을 사용할 필요가 있다.
수신기(18)에서 수신된 이후에, 미지 및 기준 신호는 (110)에서 증폭되고, (112)에서는 11.805 Ghz의 국부 발진기 주파수와 혼합된다. 국부 발진기 주파수는 관련된 미지 또는 기준 주파수와 그들 각각 사이의 차이가 700 Mhz인 소정의 중간 주파수(IF)에 근접하도록 각 국부 호스트 컴퓨터에 의해 동조된다. 믹서(112)에서 혼합되면, 미지 및 기준 신호는 IF 신호로 변환되어 각각의 이전-선택 필터(122U) 및 (122R)에 전해진다. 이전-선택 필터(122)는 국부 호스트 컴퓨터에 의해 동조가능한 대역폭을 갖는다. 신호 데이터의 초기 설정을 위해, 미지 채널 이전-선택 필터(122U)는 미지 신호 IF에 중심을 둔 통과 대역을 갖도록 동조된다. 미지 채널 이후-선택 필터(130)는 다운변환된 신호의 대역폭을 설정한다. 넓은 대역폭은 다른 에러가 더 중요해지는 지점까지의 시간을 측정하는데 있어서의 에러를 줄이고, 이는 4 MHz 제한을 설정한다. 기준 필터(122R)는 기준 신호 IF에 중심을 둔 통과 대역을 갖도록 동조된다. 미지 및 기준 채널 필터(122)는 미지 채널 필터(122U)가 기준 신호를 거절하고 기준 채널 필터(122R)가 미지 신호를 거절하기 적절한 통과 대역 및 주파수 선택도를 갖는다. 필터 처리 이후에, 미지 및 기준 IF 신호는 믹서(124)에서 더 낮은 중간 주파수(LIF)로 다운변환된다. 국부 발진기(126)의 주파수는 기준 신호와 관련된 미지 신호의 위상 및 주파수가 각각의 포착 시스템(32)에 보존되도록 GPS 신호에 정확히 위상 동기화된다. 이들 주파수는 국부 호스트 컴퓨터(105)의 제어하에서 설정되므로, 고정된 LIF는 이전-선택 필터(130)로 전해지고, 여기서 신호는 미지 신호에 대해 4 MHz까지 될 수 있는 최종 필터 처리 대역폭을 정의하도록 한 번 더 순차적으로 필터 처리된다. 이후에, LIF 신호는 ADC(134)의 전 동적 범위(8 비트)를 사용하기 위해 적절하게 증폭기(132)의 이득을 설정함으로서 증폭이 조절된다.
ADC(134)에 의한 신호 표본화는 다음과 같이 초기화된다. 중앙 컴퓨터(150)는 각 국부 호스트 컴퓨터(105)에 시작 시간을 알리고, 이는 각 GPS 수신기(100)에 그 정보를 중계한다. 시작 시간이 되었음을 GPS가 나타날 때, 각 GPS 수신기(100)는 타이밍 신호(t)를 초기화한다. 기준 신호의 위치가 공지될 때, 두 위성 경로를 통한 전파 지연이 계산되고 다른 전파 지연을 고려하는 장소간의 시작 시간 오프셋이 포착된다. 포착은 0.001초의 타이밍 정확도로 실행된다. 언급된 바와 같이, 타이밍 신호(t)는 1.953125 μs인 연속적이고 일정한 표본화 시간 간격 △t에서 타이밍 펄스열로 구성된다. 펄스는 정확히 GPS 주파수(fr)에 위상 동기화되므로, 관련된 포착 시스템(32)에서 국부 발진기(114) 및 (126)의 주파수에도 위상 동기화된다. 각 ADC는 각 타이밍 신호에 응답하여 미지 또는 기준 신호의 디지탈 신호 샘플을 (채널에 따라) 산출한다. 각 메모리(136)는 연관된 시작 시간과 함께 각 디지탈 신호 샘플을 임시로 저장한다. 각 국부 컴퓨터(105)는 실질적으로 그와 연관된 메모리(136U) 및 (136R)로부터 표본화의 시작 시간과 각 표본을 구비한 데이터를 판독하고, 이를 보관 저장기(140)에 저장한다. 미지 전송기의 위치를 각각 결정하는 경우에서는 타이밍 신호가 단절되기 이전에 4개의 ADC(134UA), (134RA), (134UB), 및 (134RB) 각각에 의해 총 16.384 x 106샘플이 취해진다.
디지탈 신호 샘플이 취해진 시간은 t0+ j△t로부터 구해질 수 있다. 여기서, t0는 시작 시간이고, j는 샘플수이다. 언급된 바와 같이, 하나의 ADC(134) 당 t0UA, t0RA, t0UB, 및 t0RB로 주어지는 4개까지의 다른 시작 시간이 있을 수 있고, 여기서 시간은 일반적인 좌표 시간(UTC)과 관련되어 정의된다. 표본화가 완료된 이후에, 보관 저장기(140A) 및 (140B)(제 1 및 제 2 수신기(18A) 및 (18B)와 각각 연관된)는 각각 미지 및 기준 전송기 (10) 및 (22) 모두에 대한 샘플과 시작 시간을 포함한다. 더욱이, 각각의 수신기(18A) 또는 (18B)에서는 믹서(112) 및 (124)와 ADC(134)가 GPS 주파수 및 시간 신호 (fr) 및 (t)에 위상 동기화된 국부 발진기 및 타이밍 신호를 사용하기 때문에, 미지 및 기준 신호가 다운변환되어 밀착되게 표본화된다. 그러나, 수신 장소가 지구의 표면상에서 너무 멀리 위치하여 GPS의 다른 부분에만 억세스하기 때문에, (fr), (t), 및 (t0)는 수신기(18A)에서 수신기(18B)와 정확히 같지 않다.
디지탈 신호 샘플과 그의 타이밍을 보관 저장기(140A) 및 (140B)에 저장하면, 미지 전송기의 위치가 편리한 임의의 시간에 표본화된 데이터로부터 얻어질 수 있다. 디지탈 신호 샘플은 디지탈 처리를 위해 데이터 링크(36A) 및 (36B)를 따라 2개의 수신기 위치에서 중앙 제어 및 처리 컴퓨터(150)로 전송된다. 처리 컴퓨터에 의해 실행되는 제 1 처리 동작은 디지탈 샘플을 고정된(8 비트) 정밀 수에서 부동점 수로 변환하는 것이다. 이는 순차적인 처리하에서 신호질의 저하를 줄인다. 처리 컴퓨터(150)에 의해 디지탈 신호 샘플에 실행되는 제 2 처리 동작은 이를 실수에서 복소수 형태로 변환하는 것이다. 이 변환은 힐버트(Hilbert) 변환 기술을 사용한다. 이를 설명하기 위해, 0의 위상 각도를 갖는 순수한 실싸인파를 고려한다. 직각 성분에 대한 동상 성분의 2차원 그래프를 보면, 싸인파는 동상축에 평행하게 직선으로 나타난다. 축이 직각 및 동상 성분과 시간인 3차원 그래프에서는 싸인파가 0의 직각 성분 위치인 시간/동상 평면에서 싸인파로 나타난다. 힐버트 변환 이후에는 싸인파가 회전 페이저(phasor)로 변환된다. 직각 및 동상 성분과 시간축을 갖는 3차원 그래프에서, 페이저는 시간축에 축으로 평행한 원나선형으로 나타난다. 페이저가 직각 및 동상 성분을 모두 가지므로, 힐버트 변환은 신호를 실수에서 복소수 형태로 변환하는 것으로 설명된다.
처리 컴퓨터(150)에 의해 실행될 처리 동작은 먼저 개요가 설명되고, 이어서 수학적인 조치가 주어진다. 처리 컴퓨터(150)는 이들 신호 사이에서 차동 시간 오프셋(DTO) 및 차동 주파수 오프셋(DFO)을 결정하도록 미지 및 기준 전송기로부터의 신호에 교차 모호 함수(CAF) 처리를 실행한다. DTO 및 DFO는 다음과 같이 정의된다:
DTO : 다른 경로를 통한 수신 이후에 원래 동일한 신호의 두 복제 수신 사이의 시간 지연, 또는 차동 시간 오프셋,
DFO : 다른 경로를 통한 수신 이후에 원래 동일한 신호의 두 복제 사이의 상대적인 주파수 쉬프트, 또는 차동 주파수 오프셋.
본 발명에 따라 DTO 및 상대적인 DFO로부터, 기준 전송기와 관련된 미지 전송기의 위치가 결정될 수 있다.
이어지는 이론적인 논의에서, "신호"란 말은 처리 컴퓨터(150)에서 부동점 형태로의 변환 및 힐버트 변환 이후 국부 호스트 컴퓨터(105A) 및 (105B)로부터의 디지탈 신호 샘플을 의미하는 것으로 구성된다.
처리 컴퓨터(150)에 의해 실행될 다음 처리 동작은 각 수신기(18A) 및 (18B)와 포착 시스템(32A) 및 (32B)를 통해 얻어진 기준 신호의 두 복제 사이에서 DTO 및 거친 DFO를 결정하도록 기준 신호에 교차 모호 함수(CAF) 처리를 실행하는 것이다. CAF 처리는 스타인(S. Stein)에 의한 논문, "모호 함수 처리에 대한 알고리즘"명의 IEEE 회보 ASSP-29 No 3, 1981년 6월에서 설명된다.
교차 모호 함수 또는 CAF A(τ,ν)는 다음의 수학식으로 정의된다:
여기서, s1및 s2는 2개의 아날로그 신호이고, s1 *는 s1의 공액 복소수를 나타내고, τ 및 ν는 각각 s1과 관련된 s2에 적용된 시간 및 주파수 오프셋이다. 수학식 1은 상관관계 + 주파수 쉬프트 동작을 나타낸다. A(τ,ν)는 일반적으로 복소수 형태로, 동상 및 직각 성분 모두를 처리한다. A(τ,ν)의 계수는 s1(t)가 s2(t+τ)e-i2πνt와 동일할 때 최대이다. s1및 s2가 공통된 소스로부터 전파된 이후 같은 신호의 복제이고, 전파되는 동안 이들 신호 중 하나가 다른 것에 대해 시간 지연되고 주파수 쉬프트되는 경우, A(τ,ν)의 계수는 적용되는 오프셋 τ 및 ν이 정확하게 전파하는 과정에서 일어나는 시간 지연 및 주파수 쉬프트를 방해할 때 최대이다. 릴레이 위성을 통해 수신된 신호에서, 시간 지연 및 주파수 쉬프트는 릴레이 위성의 신호 경로 및 이동 뿐만 아니라 위상 전환 발진기에서의 차이로 인한 것이다.
처리 컴퓨터(150)는 이후 설명될 바와 같이 수학식 1 의 디지탈 동치를 실행한다. 제 1의 예에서, 이는 제 1 수신기(18A)를 통해 수신된 것과 관련되어 제 2 수신기(18B)를 통해 수신된 그 기준 신호 복제에 일련의 시도 주파수 쉬프트를 적용한다. 각 시도 주파수 오프셋(ν)에 대해, 처리 컴퓨터(150)는 시간 오프셋(τ)값의 범위를 적용하고 디지탈적으로 ｜A(τ,ν )｜를 평가한다. 이는 이 절차의 결과에서 ｜A(τ,ν)｜의 식별가능한 최대값을 찾고, 그 최대값이 대응하는 τ 및 ν의 값은 각각 수신기(18A) 및 (18B)에 의해 수신된 기준 신호의 두 복제 사이에서 DTO 및 DFO와 같다. 본 발명의 목적으로, 이 과정에 의해 구해진 DTO의 값은 수용가능한 정확도를 갖는 것에 반하여, DFO의 정확도는 임시적인 근사치이므로 "거친 DFO"라 칭하여진다.
이산값으로 표시된 시간 오프셋(τ)을 변화시키는 함수로서 그래프로 표시된 신호 s1과 s2간의 상관관계는 수개의 이산 시간 오프셋에 걸친 일련의 스파이크(spike)이다. 여기서, 각 스파이크의 크기는 상관관계 정도를 나타낸다. 그러나, 상관관계 정보를 최대화하는 요구되는 시간 오프셋은 적용된 두 시간 오프셋 사이에 놓인다. 요구되는 시간 오프셋을 결정하기 위해, 가장 큰 3개의 상관관계가 취해지고 τ의 함수로 그려진 크기의 대수에 포물선이 맞추어진다. 최대 상관관계점을 나타내는 포물선의 피크에 대응하는 보간된 시간 오프셋은 요구되는 시간 오프셋으로 취해지므로 요구되는 DTO이다.
다음 단계의 처리에서는 컴퓨터(150)가 제 1 및 제 2 수신기(18A) 및 (18B)를 통해 수신된 미지 신호 복제를 사용한다. 이는 거친 기준 DFO와 같은 주파수 오프셋을 제 1 수신기(18A)를 통해 수신된 것과 관련되는 제 2 수신기(18B)를 통해 수신된 미지 신호 복제에 적용한다. 그 이유는 주파수 쉬프트에 대한 주요 원인이 위성 전환 발진기에서의 차이 및 다른 것에 관련된 한 위성의 이동으로부터 일어나기 때문에 기준 및 미지 DFO가 유사하고, 이로부터의 주파수 쉬프트가 미지 및 기준 신호 모두에 대해 유사하기 때문이다. 이 점에 대해, 인접한 위성에서의 전환 발진기는 전형적으로 1 kHz 만큼 다른 것에 반하여, 기준 신호에 관련된 미지 신호의 DFO는 전형적으로 1 Hz 이하이다. 미지 신호 복제를 사용해, 처리 컴퓨터(150)는 앞서 기준 신호 복제에 사용된 CAF 처리 과정을 반복한다. 그 과정의 결과는 수신기(18A) 및 (18B)에 의해 수신된 미지 신호의 두 복제 사이에서 DTO 및 거친 DFO를 제공한다. 이 경우에, 거친 미지 DFO는 거친 기준 DFO와 관련되어 결정된다. 거친 미지 DFO의 절대값은 거친 기준 DFO에 상대값을 부가함으로서 결정된다.
이 점에 있어서, 모든 기준 및 미지 신호가 (122)에서 100 kHz의 좁은 대역폭으로 필터 처리되고, 주파수 오프셋이 미지 및 기준 신호에 대해 거친 DFO로부터 결정되어 인가되고, 또한 4개의 ADC(134UA), (134RA), (134UB), 및 (134RB)가 다른 시작 시간 (t0UA), (t0RA), (t0UB), 및 (t0RB)을 갖도록 시작 시간이 조절되는 것을 제외하면, 새로운 세트의 기준 및 미지 신호 데이터는 앞서 설명된 바와 같이 구해진다.
처리 컴퓨터(150)는 제 2 수신기 장소(18B)에서 미지 채널(120UB)내의 국부 발진기(126UB)의 주파수에 미지 신호의 거친 DFO의 절대값과 같은 오프셋을 적용하도록 국부 호스트 컴퓨터(105A) 및 (105B)에 지시한다. 이 오프셋은 제 1 수신기 장소(18A)에서 미지 채널(120UA)내의 국부 발진기(126UA)의 주파수와 관련된다. 유사하게, 거친 기준 DFO와 같은 오프셋은 제 2 수신기 위치에서 기준 채널(120RB)내의 국부 발진기(126RB)의 주파수에 적용된다. 여기서 다시, 오프셋은 제 1 수신기 장소에서 기준 채널(120RA)내의 국부 발진기(126RA)의 주파수와 관련된다. 이 과정의 목적은 위성(14) 및 (16)의 이동에 의해 유도된 주파수 오프셋에 대한 정정이다. 미지 채널 이후-선택 필터(130UA) 및 (130UB)는 처리 컴퓨터(150)로부터의 지시에 응답해 각각 국부 호스트 컴퓨터(105A) 및 (105B)에 의해 100 kHz의 대역폭에 재동조된다.
시작 시간 사이의 관계는 다음과 같다:
t0UB-t0UA= 미지 신호 DTO (업링크 - 다운링크)
t0RB-t0RA= 기준 신호 DTO (업링크 - 다운링크)
수학식 2a 및 수학식 2b 는 시작 시간이 각각 업링크 및 다운링크 신호 경로의 조합으로부터 일어나는 미지 신호 DTO 및 기준 신호 DTO와 각각 같은 오프셋을 유도함을 도시한다.
위성(14) 및 (16)으로부터 수신된 신호에는 언급된 시간 및 주파수 오프셋에 대해 앞서 설명된 바와 같이 새로운 세트의 기준 및 미지 신호 데이터를 제공하도록 주파수 다운변환 및 디지탈 신호 표본화가 행해진다. 그렇게 만들어진 디지탈 신호에는 기준 신호와 관련되어 새롭고 보다 정확한 미지 신호의 DFO 값을 발생하도록 컴퓨터(150)에서 CAF 처리가 행해진다. 이 값 및 앞서 구해진 DTO는 다음의 값들을 산출하도록 이어서 컴퓨터(150)에 의해 (이후 설명될 바와 같이) 처리된다: 차동 경사도 범위(DSR), 차동 경사도 범위 비율(DSRR), 및 각각 d-DSR 및 d-DSRR로 표시되는 DSR 및 DSRR 각각에서의 변화. 이들은 다음과 같이 정의된다:
DSR : 지상의 한 지점에서 두 위성으로의 경로 길이 차이,
d-DSR : 한 시간 주기에 걸친 DSR에서의 전체적인 변화,
DSRR : DSR의 시간 변화 비율,
d-DSRR : 한 시간 주기에 걸친 DSRR에서의 전체적인 변화.
값 DSR, d-DSR, DSRR, 및 d-DSRR로부터, 공지된 전송기(22)와 관련된 미지 전송기(10)의 위치가 계산에 의해 구해질 수 있다. 이제는 CAF 처리의 보다 상세한 이론적 분석과 DSR 및 DSRR의 조합을 이용한 처리 컴퓨터(150)의 미지 전송기 위치 결정에 대한 설명이 주어진다.
DTO를 결정하기 위한 교차 모호 함수 또는 CAF A(τ,ν)를 참고로, 수학식 1 에 따라 CAF 처리가 행해질 두 신호 s1및 s2를 고려해 본다. s1과 s2가 시간 정의역 아날로그 신호 s1(t) 및 s2(t)이면, 일정한 간격(△t)으로 디지탈 표본화한 이후에 이들은 s1(j△t) 및 s2(j△t)가 된다. 여기서, j는 샘플수이다. △t가 상수이기 때문에, j만이 변수이므로, 신호에 대한 표시는 s1(j) 및 s2(j)와 같다. 유사하게, s1(t) 및 s2(t)가 주파수 정의역 푸리에 변환 S1(f) 및 S2(f)을 가지면, 이산 주파수 간격(△f)으로 후자의 디지탈 표현은 각각 S1(k) 및 S2(k)와 동일한 S1(k△f) 및 S2(k△f)이다. 여기서, k는 주파수 수이다. 즉, 신호 s1(t) 및 그의 푸리에 변환 S1(f)의 표본화된 수학식은:
s1(t)=s1(jΔt)≡s1(j),S1(f)=S1(kΔf)≡S1(k),
수학식 3 에서 첨자 1을 2로 변화시킴으로서, s2(t) 및 S2(f)에 대해 유사한 수학식이 구해진다. 신호 및 변환식 s1, s2, S1, 및 S2는 복소수이다. 즉, 이들은 동상 및 직각 성분을 소유한다. 이산 시간 및 주파수 정의역 수학식(예를 들면, s1및 S1)은 다음과 같이 이산 푸리에 변환(DFT) 및 이 변환의 역으로 연결된다:
DFT는 예를 들면, 쿨리(Cooley J. W.) 및 투키(Tukey J. W.)의 "복소수 푸리에 급수의 기계 계산에 대한 알고리즘", 매스 컴퓨테이션(Math Computation), Vol 19, 1965, pp297-301에서 설명된 바와 같이, 고속 푸리에 변환 알고리즘을 이용해 실행된다.
일반적으로, s2는 s1에 대한 주파수 쉬프트를 겪게 된다. s1및 s2사이에 양호한 상관관계가 이루어질 수 있도록 이 쉬프트를 보상하기 위해, 주파수 오프셋(δf)은 s2(j)에 인가되어 푸리에 변환 S2(k)의 수학식에 대한 간접 변화로 이를 s2 '(j)로 변환시킨다. s2 '(j)은 다음의 수학식 6 내지 수학식 8 로 정의된다:
S2′(j)=S2(j)e-i2πjδfΔt
수학식 8 에서, δk는 δk/△f와 같다.
수학식 6 내지 수학식 8 은 s2가 δk 만큼의 S2의 대응하는 쉬프트로 δf 만큼 주파수 오프셋임된 것임을 도시한다. 탐색 처리 동안 계산 속도를 높이기 위해, 거친 DFO는 주파수 정의역에서 직접 주파수 단계 △f의 단위로 S2를 오프셋함으로서 실행되고, 그에 의해 계산될 필요가 있는 푸리에 변환의 수가 줄어든다.
푸리에 변환 S1(k) 및 S2(k)가 만들어질 때, 처리 컴퓨터는 거기서 변조되거나 그렇지 않은 경우 이어지는 처리에서 원하지 않는 잡음인 주파수 성분을 없앤다.
앞서 설명된 바와 같이, 일련의 시도 주파수 오프셋을 사용하고 각 주파수 오프셋에 대해 시간 오프셋의 범위에 걸친 CAF를 평가함으로서 근접한 DFO를 찾을 필요가 있다. 이는 관련된 시도 주파수 오프셋이 요구되는 DFO임을 나타내는 CAF 크기 중 충분한 최대치가 구해질 때까지 계속된다. 이어지는 처리에서는 설명을 간략화하기 위해, 이것이 행해진 것으로 가정된다. 즉, s2는 CAF 크기 ｜A(τ,ν)｜의 최대값을 산출하는 것에 적어도 대략 같은 δf 값 만큼 주파수 오프셋된 것으로 가정된다. DTO 값을 구할 목적으로 A(τ,ν)를 평가하기 위해, 처리 컴퓨터는 두 신호의 푸리에 변환 S1및 S2의 곱을 계산한다. 이는 수학식 9 에서 도시된다:
수학식 9 의 역변환은 수학식 10 및 수학식 11 에 도시된다:
S1 *(k) 및 S2(k)에 대입하면,
여기서, lτ는 처리 컴퓨터(150)에 의해 적용된 시간 간격 △t의 이산적인 수이다. 즉, τ = lτ△t이다.
수학식 11 에서, k에 대한 합산은 s 항을 포함하지 않는 기하 급수로 실행될 수 있다. 그래서,
즉,
N을 수학식 11 에 대입하고, j' = j - lτ만이 (13)에서 허용되므로 j 및 j'에 걸친 합산이 j에 대한 합산으로 줄어드는 것을 상기하면,
수학식 14 은 수학식 1 이 정규화 계수 N에 대해 디지탈적으로 재실행됨을 도시한다. 상술된 바와 같이, DTO는 이제 처리 컴퓨터(150)에 의해 A(lτ)의 크기를 최대화하는 시간 오프셋 수(lτ)로 결정된다. 컴퓨터(150)는 유한한 시간 해상도를 갖는다. 즉, 이는 lτ의 유한한 단계 △t로 시간 오프셋(τ)을 적용한다. A(lτ)의 크기를 최대화하는 오프셋은 일반적으로 2개의 이산 시간 오프셋 사이에 놓인다. 컴퓨터(150)는 A(lτ)의 가장 큰 3개의 연속값에 대응하는 3개의 시간 오프셋(lτ)을 결정하고, 그 값을 대수 스케일로 변환하고, 또한 추정된 피크값을 찾도록 대수값의 포물선 보간을 실행한다. 피크값이 발생되는 시간 오프셋은 요구되는 DTO 값이다.
DTO를 결정하는 과정은 다음과 같이 요약된다:
(a) 일련의 시도 주파수 오프셋을 사용하고 각각에서 lτ값의 범위에 대해 A(lτ)를 평가함으로서 근접한 DFO를 찾는다. 이는 관련된 시도 주파수 오프셋이 요구되는 DFO임을 나타내는 A(lτ)의 크기에서 실질적인 최대가 구해질 때까지 계속된다.
(b) 근접한 DFO에 의해 s1에 관련된 s2를 주파수 쉬프트한다.
(c) s1및 s2를 주파수 정의역 동일 S1및 S2로 변환한다.
(d) 원하지 않는 주파수 성분을 없앤다.
(e) S2의 각 주파수 성분을 같은 S1주파수 성분의 공액 복소수로 곱한다.
(f) 주파수 성분곱을 다시 시간 정의역으로 변환한다.
(g) A(lτ)를 최대화하는 시간 오프셋을 결정하도록 A(lτ)의 가장 큰 3개의 크기값(대수 스케일로) 사이를 보간한다.
도 6은 DTO를 결정하기 위한 시간 오프셋의 함수로 시간 정의역 상관관계 또는 A(lτ)의 그래프이다. 이는 약 +0.003 초로 최대값(200)을 도시한다. 도 7은 적용된 시간 오프셋(τ)에 대해 그려진 A(lτ)의 최대값(20log｜A｜로 표시되는)의 보간을 설명한다. 3개 값의 20log｜A｜는 맞추어진 포물선(216)과 함께 (210), (212), 및 (214)에 도시된다. 20log｜A｜의 피크값은 점선(218)으로 나타내지고, τ축상에서 그 점선의 구분점은 DTO를 제공한다.
DFO를 보다 정확히 결정하기 위해, 시간 정의역에서 s1 *과 s2의 곱이 형성된다. 그래서, s2가 상대적인 지연을 포함하는 수학식 5 및 수학식 6 으로부터:
푸리에 변환 수학식 15 은 다음을 제공한다.
여기서, lν는 이산적인 주파수 오프셋 수를 나타낸다. 즉, ν = ly△f이다.
(13)에 이어서:
수학식 18 은 주파수 정의역 상호 상관관계를 나타낸다. DFO는 A(ly)로 표시된 상관관계의 크기를 최대화하는 주파수 오프셋을 찾음으로서 결정된다. 상기와 같이, 3개 최대 상관관계의 대수의 포물선 보간은 피크 상관관계와 DFO의 추정을 결정하는데 사용된다.
DFO를 결정하는 과정은 다음과 같이 요약된다:
(a) 거친 DFO에 의해 s1에 관련된 s2를 주파수 쉬프트한다.
(b) DTO에 의해 s1에 관련된 s2를 시간 쉬프트한다.
(c) 비교적 좁은 대역에서 필터 처리한 이후에 s1및 시간 쉬프트된 s2를 표본화한다.
(d) 각각의 시간 성분곱을 산출하도록 각 시간 성분 s2(j)를 같은 시간 성분 s1(j)의 공액 복소수로 곱한다.
(e) 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에 변환한다.
(f) 상관관계를 최대화하는 주파수 오프셋으로 DFO를 결정하도록 A(ly)의 가장 큰 3개의 크기 사이를 보간한다.
주파수 정의역에서의 상관관계 응답은 사이드로브를 갖기 때문에, 주파수 슬롯(slot) 사이를 보간하는데는 에러가 있다. 이상적으로는 선형 신호 크기에 대해 정확한 결과를 이루기 위해 보간이 sinx/x 보간 함수를 사용하여야 한다. 대수 신호 크기에 대해서는 간략한 포물선 보간이 사용되기 때문에, 보간 정확도가 저하된다. 이러한 보간 문제점을 해결하기 위해, 시간 정의역 신호는 주파수 정의역으로 변환되기 이전에 해밍 윈도우(Hamming window)로 윈도우 처리된다. 이 윈도우 처리 함수는 상관관계 응답에서의 사이드로브를 무시할만한 레벨로 감소시키므로, 가장 큰 3개의 성분 크기의 대수에 대해 포물선 보간을 사용하는 정확한 보간을 가능하게 한다.
도 8은 DFO를 결정하기 위한 주파수 오프셋(ν)의 함수로 주파수 정의역 상관관계 또는 A(ly)의 그래프이다. 이는 약 +80 Hz인 ν의 값에서 최대(240)를 도시한다.
실제로는 DFO 측정의 정확도에 제한이 있다. 이러한 제한은 두 위성(14) 및 (16)에서의 전환 발진기(60)에 주어지는 위상 잡음, 안테나-전송기 기하형의 변화, 또한 지상 스테이션 수신기(18A) 및 (18B)에서의 위상 잡음에 의해 설정된다.
도 9 및 도 10은 각각 미지 전송기(10) 및 기준 전송기(22)에서 주파수에 대한(즉, 주파수 정의역에서) CAF의 그래프이다. 이들 데이터는 실제 신호 및 위성으로부터 얻어진 것이다. 앞서 설명된 피크 보간 기술이 효과적이지 못하게 단일 피크가 없음을 볼 수 있다. 도 9 및 도 10은 각각 피크(250)(-9.281 Hz) 및 (252)(-59.276 Hz)를 갖춘 유사한 구조를 갖는다. 도 9 및 도 10에서 상관관계를 개선하는 과정은 다음과 같다. 기준 신호에 대한 CAF는 도 11에 도시된 바와 같이 상관관계 피크로부터 성분을 제거하도록 없애진다. 역변환된 신호에서 잡음을 줄어려는 것이 목적이다.
원하지 않는 성분을 없앤 이후에, 기준 CAF는 시간 정의역으로 역푸리에 변환된다. 기준 전송기(22)에 관련된 미지 전송기(10)의 DFO를 구하기 위해, 시간 정의역 파형은 함께 곱해진다. 이는 미지 신호가 기준 신호에 대해 필터 처리된 시간 정의역 곱 중 대응하는 성분의 공액 복소수로 곱하여진 수학식 15 로 표본화된 시간 정의역 곱의 각 성분을 포함한다. 이 곱셈의 곱은 다시 주파수 정의역으로 변환된다. 결과의 상대적인 CAF는 상관관계 크기가 주파수에 대해 그려지고 CAF가 -0.038 Hz에서 최대치(270)를 갖는 도 12에 도시된다.
도 12에서는 도 9 및 도 10에서의 상관관계 스파이크의 저하가 실질적으로 제거되었다. 이 기술은 수신기(18)를 통해 구해진 신호에서의 위상 잡음 저하를 방해한다. 이는 주위의 위성 전환 발진기 및 수신기 영향으로 인해 상당한 위상 잡음 저하가 있는 환경에서 본 발명이 사용될 수 있게 한다. 이는 미지 신호상의 위상 잡음이 같은 수신기(18)에서 수신된 기준 신호상의 잡음과 서로 관련되어 적절한 처리에 의해 감소될 수 있기 때문이다. 더욱이, 본 발명은 지구의 적도면에 대해 0.5도 보다 큰 궤도 경사도를 갖는 지구 정지 궤도의 위성(14) 및 (16)에서 효과적이다. 이러한 경사도는 시간에 따라 DFO에 상당한 변화를 일으킨다.
이제는 위상 보상 기술이 보다 상세히 설명된다. 수학식 15 의 좌측에 있는 곱에서 신호 s1(j) 및 s2(j)를 고려한다. 이들 신호는 거친 값의 DFO에 의해 주파수 쉬프트되고 정확한 값의 DTO에 의해 지연된다(미지 또는 기준 DFO는 어느 신호가 처리되는가에 의존한다). DFO 주파수 쉬프트는 단지 DFO의 실제값에 대한 거친 근사치이기 때문에, 신호는 나머지 보상되지 않은 주파수 쉬프트를 포함한다. 더욱이, 환경이 신호에 대한 위상 혼란을 유도한다. 결과적으로, 잔여 주파수 쉬프트는 시간에 의존적이다. 이러한 요소를 고려하면, 신호는 다음과 같이 기록될 수 있다:
s1 U(t)=sU(t)ei[2πν1 Ut+Φ1 U.M(t)]; s2 U(t)=sU(t)ei[2πν2 Ut+Φ2 U.M(t)]
s1 R(t)=sR(t)ei[2πν1 Rt+Φ1 R.M(t)] ; s2 R(t)=sR(t)ei[2πν2 Rt+Φ2 R.M(t)]
여기서,
s1 U(t)는 경로 l1 u및 l1 m을 따라 위성을 통해 수신된 미지 신호,
s2 U(t)는 경로 l2 u및 l2 m을 따라 위성을 통해 수신된 미지 신호,
s1 R(t)는 경로 l1 r및 l1 m을 따라 위성을 통해 수신된 기준 신호,
s2 R(t)는 경로 l2 r및 l2 m을 따라 위성을 통해 수신된 기준 신호,
ν1 U는 l1 u및 l1 m을 통한 미지 신호에서의 잔여 주파수 쉬프트,
ν2 U는 l2 u및 l2 m을 통한 미지 신호에서의 잔여 주파수 쉬프트,
ν1 R는 l1 r및 l1 m을 통한 기준 신호에서의 잔여 주파수 쉬프트,
ν2 R는 l2 r및 l2 m을 통한 기준 신호에서의 잔여 주파수 쉬프트,
Φ1 U.M(t)는 l1 u및 l1 m을 통한 미지 신호에서의 잔여 위상 혼란,
Φ2 U.M(t)는 l2 u및 l2 m을 통한 미지 신호에서의 잔여 위상 혼란,
Φ1 R.M(t)는 l1 r및 l1 m을 통한 기준 신호에서의 잔여 위상 혼란,
Φ2 R.M(t)는 l2 r및 l2 m을 통한 기준 신호에서의 잔여 위상 혼란.
위상 혼란은 다음과 같이 여러 성분으로 나뉜다:
Φ2 U.M= Φ2 M.a+ Φ2 T+ Φ2 U.a+ Φ2 U+ ΦU
Φ2 R.M= Φ2 M.a+ Φ2 T+ Φ2 R.a+ Φ2 R+ ΦR
Φ1 U.M= Φ1 M.a+ Φ1 T+ Φ1 U.a+ Φ1 U+ ΦU
Φ1 R.M= Φ1 M.a+ Φ1 T+ Φ1 R.a+ Φ1 R+ ΦR
여기서,
Φ1 M.a는 제 1 수신기(18A)와 제 1 위성(14) 사이의 대기로 인한 혼란,
Φ2 M.a는 제 2 수신기(18B)와 제 2 위성(16) 사이의 대기로 인한 혼란,
Φ1 T는 제 1 위성(14)상의 전환 발진기로 인한 혼란,
Φ2 T는 제 2 위성(16)상의 전환 발진기로 인한 혼란,
Φ1 U.a는 미지 전송기(10)와 제 1 위성(14) 사이의 대기로 인한 혼란,
Φ2 U.a는 미지 전송기(10)와 제 2 위성(16) 사이의 대기로 인한 혼란,
Φ1 R.a는 기준 전송기(22)와 제 1 위성(14) 사이의 대기로 인한 혼란,
Φ1 U는 미지 전송기(10)에서 제 1 위성(14)으로 경로 l1 u를 통해 전파된 미지 신호의 시간에 따른 잔여 주파수 변화로 인한 위상에서의 혼란,
Φ1 R은 기준 전송기(22)에서 제 1 위성(14)으로 경로 l1 r을 통해 전파된 기준 신호의 시간에 따른 잔여 주파수 변화로 인한 위상에서의 혼란,
Φ2 U는 미지 전송기(10)에서 제 2 위성(16)으로 경로 l2 u를 통해 전파된 미지 신호의 시간에 따른 잔여 주파수 변화로 인한 위상에서의 혼란,
Φ2 R은 기준 전송기(22)에서 제 2 위성(16)으로 경로 l2 r을 통해 전파된 기준 신호의 시간에 따른 잔여 주파수 변화로 인한 위상에서의 혼란,
ΦU는 미지 신호에서의 잔여 위상, 또한
ΦR는 기준 신호에서의 잔여 위상.
수학식 19 로부터 곱을 형성한다:
(s1 U)*s2 Us1 R(s2 R)*= ｜sU｜2｜sR｜2etΦ
여기서,
Φ = {2π[(ν2 U- ν1 U)-(ν2 R- ν1 R)]t+(Φ2 U.M- Φ1 U.M)-(Φ2 R.M- Φ1 R.M)}
마지막으로, 수학식 20 으로부터:
Φ = {2π[(ν2 U-ν1 U)-(ν2 R-ν1 R)]t + (Φ2 U-Φ1 U.) - (Φ2 R-Φ1 R) + (Φ2 Ua- Φ1 Ua) - (Φ2 .Ra- Φ1 Ra)}
수학식 23 으로부터 수학식 21 에 따라 처리된 이후에 남은 잔여 위상 성분은 부가적인 위상 정정과 함께 기준 신호와 관련된 잔여 DFO 미지 신호의 조합임을 알 수 있다. 이러한 위상 정정은 시간에 따른 DFO의 변화와 미지 및 기준 전송기 (10) 및 (22)로부터 두 위성(14) 및 (16)으로의 링크에서 대기의 차동 효과로 인해 발생된다. 제 1 위성(14)으로부터 궤도에서 벗어나 간섭을 겪는 제 2 위성(16) 3개의 각도에서는 도 12에서 설명되는 바와 같이, 수학식 21 에 따른 처리가 기준 신호와 관련된 미지 신호의 잔여 DFO를 산출하도록 대기 효과가 실질적으로 소거된다. 그래서, 본 발명에 따른 기준 신호를 사용하는 처리는 위상 잡음과 잔여 주파수 드리프트를 보상한다. 위상 잡음은 특히 0.05도 이하인 낮은 값의 위성 궤도 경사도에서 중요하고, 잔여 주파수 드리프트는 특히 0.5도 이상인 높은 값의 위성 궤도 경사도에서 중요하다.
이 위상 보상 기술은 또한 신호 대역폭이 작고(< 100 kHz) 처리 이득이 클 때(> 60 dB) 미지 신호에 대한 DTO를 결정하는데 적용된다. 큰 처리 이득과 좁은 대역폭 신호에서는 파형의 기간이 위성 전환 발진기의 전형적인 코히어런스 시간인 수 초를 넘어, 결과적으로 상관관계 강도가 저하된다. 위상 보상 기술을 적용하면, 완전한 상관관계 강도를 이루는 것이 가능해진다.
이제는 미지 전송기의 위치 결정이 보다 상세히 설명된다. 제 1 단계는 지구의 위치 해답이라 칭하여지는 것을 구하는 것이다. 미지 및 기준 DTO가 각각 DTO(unk) 및 DTO(ref)이고, 미지 및 기준 업링크 경로를 다루는 것은 각각이 크기 및 방향에서 대응하는 전송기 위성 분리를 나타내는 벡터로서 도 1에서
ℓ2 u, ℓ1 u, ℓ2 r및 ℓ1 r로 나타내지면, 기하형으로:
c[DTO(unk) - DTO(ref)] = (ℓ2 u- ℓ1 u) - (ℓ2 r- ℓ1 r) = ℓ21(r)-ℓ21(r0)
여기서, ℓ21(r)은 미지 전송기로부터의 DSR이고, ℓ21(r0)은 기준 전송기로부터의 DSR이고, 또한 c는 광속이다. 또한, r 및 r0는 각 경우에서 원점인 지구 중심으로부터의 미지 전송기(10) 및 기준 전송기(22)의 위치 벡터이다.
위성을 통해 한 경로에서 이동하는 신호에 대한 도플러(Doppler) 주파수 쉬프트는 업링크 주파수에서의 업링크 DSRR과 다운링크 주파수에서의 다운링크 DSRR로 인한 것이다. 위성 전환 발진기에 의해 유도되는 주파수 쉬프트 때문에 업링크 및 다운링크 주파수는 다르다. 그래서,
여기서, fT는 위성 전환 발진기 주파수이다. 수학식 26 에서 수학식 25 를 감산하고 양변에 c/fu를 곱하면:
여기서,
ν21(r)은 미지 전송기(10)에 대한 DSRR,
ν21(r0)은 기준 전송기(22)에 대한 DSRR,
ν1(rm1)은 제 1 위성(14)에서 제 1 수신기(18A)로의 경사도 범위 비율(SRR),
ν2(rm2)은 제 2 위성(16)에서 제 2 수신기(18B)로의 SRR,
fr은 원래 전송된 기준 신호의 주파수,
fu는 원래 전송된 미지 신호의 주파수.
수신기(18A) 및 (18B)가 같은 장소에 있으면, 수학식 27 의 좌변에서 마지막 두 항은 그 장소의 DSRR이 된다.
수학식 24 및 수학식 27 은 기준 전송기에 관련된 미지 전송기의 DTO 및 DFO 측정값을 기준 전송기에 관련된 미지 전송기의 DSR 및 DSRR과 관련시킨다. DTO 및 DFO는 상술된 바와 같이 측정가능하고, DSR 및 DSRR은 미지 전송기의 위치를 정하는데 사용될 수 있는 기하값이다.
DSR과 위치 사이의 관계는 미지 전송기 위치에서의 DSR을 공지된 전송기 위치에서의 DSR과 관련시키도록 테일러(Tylor)형 전개식을 통해 대략 찾아진다. 유사한 전개식이 DSRR에 대해 실행된다. 그래서,
여기서, 는 벡터 그레디언트(gradient) 연산자이다.
스칼라 필드에서 동작하는 벡터 그레디언트 연산자( )는 그 필드의 변화 비율을 정의한다. 이는 최대 변화 비율의 방향을 따라 지시되는 벡터이다. 명확하게;
여기서, ex, ey, 및 ez는 x, y, 및 z 직교축에 따른 단위 벡터이다.
다음의 두 수학식을 산출하도록 수학식 24 및 수학식 28 이 조합되고 수학식 27 및 수학식 29 가 조합될 수 있다.
여기서,
Δk21 l(r,r0)=c[DTO(unk)-DTO(ref)]=l21(r)-l21(r0)
이제는 도 13을 참고로, 지구(300)와 그 중심(304)이 도시된 경우에서, 미지 전송기의 위치 결정에 대한 기하적인 표현이 도시된다. DSR 및 DSRR에 대응하는 수학식 32 및 수학식 31 의 좌측에 있는 벡터 그레디언트항은 각각 벡터(310) 및 (312)로 도시된다. 기준 전송기 장소는 (314)에서 벡터 r0로 도시되고, 미지 소스는 (316)에서 벡터 r으로 도시된다. 제 1 반각(318)은 지구의 표면상에서 제 1 원형(320)에 의해 지구의 중심(304)에서 경계가 정해진다. 제 2 반각(322)은 지구의 표면상에서 원형(324)에 의해 지구의 중심(304)에서 경계가 정해진다. 미지 전송기는 원형(320) 및 (324)의 교차점에 위치한다.
r에 대해 수학식 31 및 수학식 32 를 풀기 위해, 우측 및 좌측변은 정확히 동일하게 처리되고, 제 1 근사치(r1)는 좌측변에서 r에 대입된다. 수학식 31 및 수학식 32 의 우측변은 DTO 및 DFO의 측정값, 위성(14) 및 (16)의 위치와 속도, 기준 전송기(22)의 위치, 또한 수신기(18A) 및 (18B)에 의존한다. 수학식 31 및 수학식 32 의 좌측변에서 벡터 그레디언트항은 위성(14) 및 (16)의 위치 및 속도와 기준 전송기(22)의 위치에 의존한다. 그러므로, r에 대입된 벡터(r1)(316)(미지 전송기 위치의 제 1 추정을 정의하는)를 제외하면, 수학식 31 및 수학식 32 에서 모든 항은 공지된다. 수학식 31 및 수학식 32 의 우측변은 주어진 기준 장소(314)와 위성 위치 및 속도에 일정하고, 이는 (각각의) DSR 및 DSRR 그레디언트 벡터(310) 및 (312)와 미지 소스 위치 벡터(316)의 벡터 내적이 일정함을 나타낸다. 지구가 구형이면, 미지 소스 위치 벡터(316)는 일정한 크기이고, 일정한 크기점의 궤적은 지구의 중심에서 일정한 반각(318)의 경계가 정해지는 원형(320)이다.
마찬가지로, 미지 신호 소스는 지구의 중심(304)에서 일정한 반각(322)의 경계를 정하는 제 2 원형(324)의 윤곽을 (구형) 지구의 표면상에 그리도록 제한된다. 원형(320) 및 (324)은 두 지점(326) 및 (328)에서 교차된다. 적합한 위성 기하형에서, 이들 위치(326) 중 하나는 두 위성(14) 및 (16) 모두에 보여질 수 있는 것에 반하여, 다른 것(328)은 그렇지 않아 도외시된다. 두 위성 모두에 보여질 수 있는 전자의 위치는 요구되는 미지 소스(10)의 위치이다. 이들 두 위치 해답은 간단히 한 쌍의 연립 방정식의 해결로 결정될 수 있어, DSR 및 DSRR 측정에 대응하는 위치의 두 선을 명확히 결정할 필요가 없다.
더 높은 정확도를 구하기 위해, 먼저 결정된 해답(r1)은 새로운 기준 위치로 사용되고, 수학식 31 및 수학식 32 는 다음을 제공하도록 다시 계산된다:
여기서,
Δk21 l(r,r1)=Δk21 l(r,r0)-[l21(r1)-l21(r0)]
Δk21 ν(r,r1)=Δk21 ν(r,r0)-[ν21(r1)-ν21(r0)]
수학식 37 에서 Δk21 l(r, r1)은 측정된 업링크 DSR간의 차이이고 결정된 위치(r1)을 근거로 계산됨을 볼 수 있다. 마찬가지로, 수학식 38 에서 Δk21 ν(r, r1)은 측정된 업링크 DSRR간의 차이이고 결정된 위치(r1)을 근거로 계산됨을 볼 수 있다.
rj-1로부터 rj를 다시 계산하는 처리는 차이 ｜rj- rj-1｜가 소정의 양(전형적으로 50 km) 보다 작을 때까지 반복된다. 50 km 수렴을 이루는데 요구되는 반복 회수는 전형적으로 3이지만, 이는 위성 궤도의 적합성에 의존한다.
초기(또는 지구) 위치 해답에 수렴하면, 다음 단계는 재정의된(또는 국부) 위치 해답을 산출하는 것이다. 이 점에 있어서, 지구 위치 해답은 특히 구형 지구라는 가정 때문에 부정확하다. 국부 위치 해답은 지구의 실제 형태와 같은 작은 혼란을 고려하여, 결과적으로 더 정확할 수 있다. 수학식 24 및 수학식 27 은 DSR 및 DSRR을 관측된 DTO 및 DFO와 관련시킨다. 초기(또는 지구) 위치 해답은 수학식 24 및 수학식 27 의 우측에 대입될 수 있어, 이들 수학식의 좌측에 대한 값의 예측을 이루게 된다. 관측된 DTO 및 DFO와 예측된 것 사이의 차이는 위치 에러에 관련된 에러항을 유도하는데 사용된다. 이는 수학식 31 및 수학식 32 에서 r에 증가적인 작은 변화 dr를 이룸으로서 도시될 수 있다.
여기서, 수학식 39 및 수학식 40 의 우측은 기준값에 관련된 관측 및 예측 DSR 및 DSRR 간의 차이이다. 수학식 37 및 수학식 38 의 좌측에서 dr 항은 미지 전송기 위치에서의 잔여 에러이다. 미지 전송기가 지구의 표면상에 놓여야 한다는 제한 때문에, dr 항은 단지 각각 동쪽 및 북쪽 방향을 따른 방위면에서만 성분 dE 및 dN을 갖는다. 그래서:
r = rj+ dr = rj+ dEeE+ dNeN
수학식 39 및 수학식 40 은 다음과 같이 수학식 41 을 사용한 성분에 대해 기록될 수 있는 한 쌍의 연립 방정식을 구성한다.
여기서,
이고,
eE및 eN은 지점(r)에서 각각 국부적으로 동쪽 및 북쪽을 지시하는 단위 벡터이다.
수학식 42 로부터, dE 및 dN 항이 추정되어 미지 전송기 위치(r)의 추정을 정제하는데 사용된다. 이는 새로운 위치 추정(r)을 제공하고, 수렴된 해답이 구해질 때까지 국부 위치 해결이 반복되고 위치 추정이 더 정제될 수 있다. 국부 위치 해결은 정확한 형태의 수학식을 사용하기 때문에, 구해진 해답은 측정, 전파, 및 천문적 에러에 의해 설정됨 범위에 정확하다.
설명을 목적으로, 상기의 기술된 내용은 DSR 및 DSRR 측정의 조합을 사용한 위치 결정에 집중되었다. 이 점에 있어서, 수학식 24 및 수학식 27 은 DSR을 DTO에, 또한 DSRR을 DFO에 관련시킴을 주목한다. 또한, 이어지는 관측 조합을 사용해 미지 소스의 위치를 정하는 것이 가능하다:
(a) 위성 위치가 상당히 변했을 때 다른 시간에 한 쌍의 위성으로부터 구해진 DSR 측정치,
(b) 위성 위치가 상당히 변했을 때 다른 시간에 한 쌍의 위성으로부터 구해진 DSRR 측정치,
(c) 위성 위치가 상당히 변했을 때 유사한 시간이나 전체적으로 다른 시간에 예를 들면, 3개 위성의 다른 쌍짓기를 사용함으로서 제 1 쌍의 위성으로부터 구해진 DSR 측정치와 제 2 쌍의 위성으로부터 구해진 DSR 측정치,
(d) 위성 위치가 상당히 변했을 때 유사한 시간이나 전체적으로 다른 시간에 예를 들면, 3개 위성의 다른 쌍짓기를 사용함으로서 제 1 쌍의 위성으로부터 구해진 DSRR 측정치와 제 2 쌍의 위성으로부터 구해진 DSRR 측정치,
(e) 위성 위치가 상당히 변했을 때 한 쌍의 위성으로부터 구해진 DSR 측정치와 같은 쌍의 위성으로부터 다른 시간에 구해진 DSRR 측정치,
(f) 위성 위치가 상당히 변했을 때 유사한 시간이나 전체적으로 다른 시간에 한 쌍의 위성으로부터 구해진 DSR 측정치와 다른 쌍의 위성으로부터 구해진 DSRR 측정치,
도 1 내지 도 13을 참고로 설명된 DFO 및 DTO 측정치의 조합은 일반적으로 위성 위치나 쌍짓기에 관계없이 적용될 수 있기 때문에 가장 탄력적인 옵션이므로, 변하지 않고 유지되거나 변경될 수 있고, 이용가능한 다른 위성쌍에 의존하지 않거나 2개의 독립적인 측정치가 이루어질 수 있도록 충분히 긴 시간 간격 동안 검출가능한 나머지 미지 신호에 의존되지 않는다. 상기의 다른 옵션 (a) 내지 (f)는 같은 종류의 측정치를 1회 이상 사용하고, 릴레이 위성쌍이나 위치를 변화시킴으로서 부가적인 위치 결정 정보가 구해진다. 옵션 (a) 내지 (f)로부터의 데이터 분석에 대한 접근법은 여기서 설명되는 것으로부터 용이하게 구해진다. 후자의 분석은 DTO 및 DFO 결정을 근거로 방정식을 제공한다. 옵션 (a) 내지 (f)에 필요한 것은 DTO 또는 DFO(경우에 따라)에 관련된 수학식을 2회 사용하는 것이 전부이다. 예를 들면, 수학식 28 및 수학식 29 에서는 l21(r) 및 ν21(r)에 대한 표현 대신에, 각 시간에서 또는 각 쌍에 대해 l21(r) 또는 ν21(r)에 두가지 표현이 있다.
수학식 42 는 또한 측정 효과 및 다른 에러로 인한 위치 결정 에러를 추정하는데 사용될 수 있다. 이 경우, dk 항은 에러를 나타내고, dr은 위치 결정 에러이다. 측정치 및 다른 에러는 때때로 통계적인 접근법이 사용되고 자승 평균 제곱근 위치 에러가 유도되는 것 만큼 무작위로 설명될 수 있다.
표 1 및 표 2는 본 발명에 따른 기준 신호를 사용할 때와 사용하지 않을 때 다양한 에러 항에 의해 부과되는 DTO 및 DFO 측정치에서의 포물선 에러 레벨을 도시한다:
에러항 기준 신호를 갖추지 않는 값 기준 신호를 갖춘 값
전파 5x10-8s/0.26 km 2x10-8s/0.1 km
위성 지연 1x10-8s/0.05 km 0 s/0 km
위성 위치 2x10-8s/10.4 km 1x10-7s/0.52 km
수신기간의 시간차 1x10-7s/0.52 km 5x10-9s/0.026 km
DTO 에러에 대한 기준 신호의 영향
에러항 기준 신호를 갖추지 않은 값 기준 신호를 갖춘 값
위성 전환 발진기 10 Hz/11,700 km 0 Hz/0 km
위성 속도 2 Hz/2340 km 1.4x10-2Hz/16.4 km
수신기간의 주파수차 10 Hz/11,700 km 0 Hz/0 km
DFO 에러에 대한 기준 신호의 영향
표 1 은 표준화 이후 DTO에서의 명목상 에러가 위성 위치 에러임을 도시하고, 표 2 는 표준화 이후 DFO에서의 명목상 에러가 위성 속도 에러임을 도시한다. 이들 표는 본 발명에 따른 기준 신호의 사용으로 구해질 수 있는 에러 감소에서 매우 상당한 개선을 나타낸다. 즉, 위성 위치 에러를 고려할 때 한 등급의 크기 만큼 더 개선되고, 위성 속도 에러를 고려할 때는 두 등급의 크기 만큼 더 개선된다.
표 1 및 표 2 에서의 결과는 ±0.05도의 경도 대역과 ±0.05도의 위도 대역내에서 유지되는 정지 궤도의 스테이션 유지 루틴이 행해진 위성에 대해 전형적인 위치 및 속도 에러값을 사용해 얻어진 것이다. 두 위성은 동경 X도 및 동경 10도에 위치하고, 미지 신호는 프랑스 파리(대력 동경 2.5도, 북위 50도)에 위치하였고, 또한 기준 신호 전송기 및 모니터 스테이션은 영국 디포드(서경 2.14도, 북위 52.1도)에 함께 위치하였다.
이제는 본 발명에 따라 구해질 수 있는 이점이 논의된다.
본 발명은 분리된 수신기 장소(32A) 및 (32B)에서 미지 위치의 신호에 대한 위상 및 주파수 코히어런스를 갖고 동기화되고 동시에 공지된 위치(22)의 기준 전송기로부터의 신호를 포착 및 표본화 처리하는 것과 단일 처리 장소(34)에서 신호 샘풀을 순차적으로 처리하는 것을 제공한다. 이는 위성 및 지상 스테이션 국부 발진기 위상 잡음, 주파수 오프셋, 및 시간에 따른 드리프트로부터의 효과를 감소시키는 것을 가능하게 하고, 그에 의해 기준 전송기에 관련된 DFO 측정의 정확도를 개선한다. 이러한 소거는 특히 미지 전송기에 의해 인접한 위성 채널로 과분할된 매우 약한 신호의 검출을 실현하는데 긴 시간의 샘플(수십 초)을 필요로 하는 좁은 대역 신호(100 kHz 보다 작은), 이어서 만족스러운 DTO 및 상대적인 DFO의 측정치에서 중요하다.
개선된 상대적인 DFO 측정 정확도는 위성 및 지상 스테이션 수신기 발진기의 위상 잡음에 대한 제한으로 인해 앞서 가능했던 약 100 mHz와 비교해 DFO가 수 mHz의 정확도로 측정되는 것을 가능하게 한다.
유사하게, 상대적인 DFO 측정은 기울어진 정지 궤도에서 위성의 이동으로 인한 주파수 드리프트 효과가 실질적으로 소거되는 것을 가능하게 한다. 이 효과는 미지 신호의 소정의 대역폭과 이어지는 적분 시간(T)에 대해 DFO 처리를 위한 주파수 슬롯의 최소 해상도(Δf)가 이 적분 시간에 의해 제한되어 정의될 수 있음을 나타내는 표 3 에서 볼 수 있다. 이 적분 시간에 걸쳐, 신호의 DFO는 주파수 슬롯에 의해 드리프트되지 않는다. 이는 실제로 적도면에 대한 정지 위성 궤도의 가능한 최대 경사각을 제한한다. 이들을 고려하여, 순 DFO 측정에 대한 최대 경사도가 정의될 수 있다. 마찬가지로, 기준 전송기와 관련된 DFO 측정에 대한 최대 경사도가 정의될 수 있다. 후자의 경사도는 미지 전송기와 관련된 기준 전송기의 위치에 의존하고, 표 3 에서는 위도 52도에 있는 미지 전송기의 남쪽에 위도 2도인 기준 전송기가 있는 것으로 가정된다.
신호 BW(kHz) T(s) Δf(mHz) 순 DFO에 대한 최대 경사도(도) 상대적인 DFO에 대한 최대 경사도(도)
50 78 12.8 0.006 0.237
100 39 25.6 0.027 0.948
200 19.8 51.2 0.086 3.710
400 9.8 102.4 0.348 15.058
순 DFO 및 상대적인 DFO 측정에 대한 최대 허용가능 경사도
표 3 은 전형적인 종래 기술이 지구 적도에 대해 0.1도 이상의 경사도를 갖는 궤도의 위성에서는 효과적으로 작용될 수 없음을 설명한다.
도 1 내지 도 13을 참고로 설명된 본 발명의 예는 공통된 타이밍, 주파수, 및 위상 기준을 사용한다. 이는 미지 신호가 공통된 타이밍, 주파수, 및 위상 기준으로 조정되지 않은 지형적으로 분리된 장소에서 수용되는 것을 가능하게 하여, 이어지는 DTO 및 상대적인 DFO 측정의 저하를 방지한다. 이는 수신 장소가 공통된 영역을 포함할 필요가 없는 위성(14) 및 (16)의 다운링크 적용 범위내에 위치하는 것을 가능하게 하므로, 종래 기술과 다르게, 단일 지상 스테이션 장소에서 모니터가능할 필요가 없다. 미지 신호는 기준 신호와 같이, 위성(14) 및 (16) 모두에 의해 수신가능하여야 하지만, 그 경우인 환경이 실제적으로 많기 때문에 심각한 제한이 되지는 않는다. 그러나, 위성 다운링크가 반드시 공통된 적용 범위를 갖지는 않기 때문에, 단일 지상 스테이션 장소로부터 위성 모두를 모니터하는 종래 기술의 기준은 심각한 제한이 된다.
도 1 내지 도 13을 참고로 설명된 본 발명의 예는 또한 위성 천문적 에러로 인한 효과의 감소를 가능하게 한다. 위성 천문적 에러의 DFO 및 DTO에 대한 충격은 미지 및 기준 전송기 사이에서 공통된 큰 범위에 있으므로, 실질적인 소가가 가능해진다. 예를 들면, 표 2 및 표 3 에 도시된 바와 같이, 동경 7도 및 동경 10도에 위치하는 한 쌍의 정지 궤도 위성은 DFO의 측정에 2 Hz의 에러를 유도하고 DTO의 측정에 2 μs의 에러를 유도하는 전형적으로 유지되는 에러를 갖는다. 이는 DTO와 관련되어 약 10 km의 위치 에러를 유도하고 DFO와 관련되어 2340 km의 에러를 유도한다. 공지된 위치에서 전송기를 사용하는 것은 천문적 에러의 실질적인 정정을 가능하게 한다. 예를 들면, 파리(동경 2.5도, 북위 50도)에 위치하는 미지 전송기에 대해, 미지 위치의 서쪽 10도에 위치하는 기준 신호에 대한 DTO 및 DFO의 감산은 천문력 에러로 인한 상대적인 DTO 에러를 0.29 μs로 줄이고, 천문력 에러로 인한 상대적인 DFO 에러를 35 mHz로 줄인다. 이는 1.5 km의 DTO 위치 에러 및 42 km의 DFO 위치 에러에 대응한다.
미지 장소의 남쪽 10도에 위치하는 기준 신호에 대한 DTO 및 DFO의 감산은 천문력 에러로 인한 상대적인 DTO 에러를 0.065 μs로 줄이고, 천문력 에러로 인한 상대적인 DFO 에러를 50 mHz로 줄인다. 이 에러는 각각 DTO 및 DFO에 대해 3 km 및 60 km의 위치 에러에 대응한다.
기준 전송기가 미지 신호에 더 가깝게 허용가능하면, 천문력 에러의 충격은 줄어든다. 그래서, 미지 위치의 서쪽 1도에 위치하는 기준 전송기에 대해, 천문력 에러로 인한 DTO 에러는 0.15 km의 위치 에러에 대응하는 0.03 μs이고, 천문력 에러로 인한 DFO 에러는 4.3 km의 위치 에러에 대응하는 3.6 mHz이다. 즉, 에러 0.1은 경도 10도 벗어난 기준 신호로 이루어진다.
본 발명의 종속적인 이점은 다음을 포함한다:
(a) 테일러 급수 전개의 사용은 위치선을 계산할 필요없이 미지 소스로의 신속한 수렴을 가능하게 한다.
(b) 시간/주파수 정의역 변환을 포함하는 디지탈 신호 처리 기술을 사용한 CAF의 실행은 원하지 않는 신호 성분이 주파수 또는 시간 정의역에서 용이하게 없애지는 것을 가능하게 한다. 없애지지 않으면, 이들 원하지 않는 성분은 신호가 검출되지 않고 또한/또는 DFO 및 DTO 측정 정확도가 감소되도록 결과의 CAF에 상당한 저하를 발생시킬 수 있다.
(c) 신호 표본화 및 디지탈 신호 처리 접근법은 위치를 제공하는데 사용되는 데이터로부터 신호를 명확히 재구성하는 것을 가능하게 하고, 그에 의해 특정한 신호가 특정한 위치와 연관됨을 증명할 수 있다. 이는 데이터가 처리 과정에 의해 파괴되고 다른 수단이 신호를 특정한 소정의 위치와 연관시키는데 요구되는 종래 기술을 개선시킨다.
이제는 도 14를 참고로, (400)으로 표시된 기준 전송기가 도시된다. 기준 전송기(400)는 두 믹서(404X) 및 (404Y) 각각에 변조 신호를 제공하는 변조 파형 발생기(402)를 포함한다. 이들 믹서는 기준 발진기(408)로부터의 신호에 모두 위상 동기화되는 각 발진기(406X) 및 (406Y)로부터 14.015 GHz의 동일 주파수를 갖는 국부 발진기 신호를 수신한다. 믹서(404X) 및 (404Y)로부터의 출력 신호는 각 증폭기(410X) 및 (410Y)에 전해지고, 이어서 제 1 및 제 2 전송 안테나(412X) 및 (412Y)에 각각 전해진다.
기준 전송기(400)는 다음과 같이 동작된다. 믹서(404X) 및 (404Y)는 기준 발진기 신호에 모두 위상 동기화되고 14.015 GHz에 중심을 둔 변조 신호로 구성된 출력 신호를 만든다. 결과 신호는 (410X) 및 (410Y)에서 증폭되고, 각 안테나(412X) 및 (412Y)로부터 전송된다. 제 1 안테나(412X)는 제 1 위성(14)으로 전해지는 메인 전송 로브를 갖고, 제 2 안테나(412Y)는 제 2 위성(16)으로 전해지는 메인 전송 로브를 갖는다. 안테나 전송 신호는 위성(14) 및 (16)을 사용하는 통신 통화와의 충돌을 방지하기 위해 전형적인 통신 신호 보다 실질적으로 더 낮은 진폭으로 설정된다. 그러나, 진폭은 수신기(18A) 및 (18B)에서의 검출을 위해 충분히 높고, 통신 전송기 사이드로브의 진폭 보다 더 높다. 그러므로, 이는 상술된 것과 동일한 사이드로브와 비교해 개선된 신호 대 잡음비를 제공한다.
이러한 구성의 이점은 두배이다. 먼저, 기준 신호의 주파수는 위성(14) 또는 (16)에서, 예를 들면, 채널 실행도가 일반적인 통신 신호에 대해 수용가능하지 않으므로 일반적으로 점령되지 않는 트랜스폰더의 모서리에서 억세스에 자유로운 주파수를 차지하도록 선택될 수 있다. 두 번째로, 기준 신호의 레벨은 위성 채널 부하에 대한 충격이 무시할만하도록 위성(14) 및 (16) 채널 모두에서 낮은 레벨로 감소될 수 있다.
이제는 도 15를 참고로, (500)으로 표시된 기준 전송기가 도시된다. 기준 전송기(500)는 두 믹서(504X) 및 (504Y) 각각에 변조 신호를 제공하는 의사-랜덤(pseudo-random) 이진수 순차(PRBS) 발생기(502)를 포함한다. 이들 믹서는 기준 발진기(508)로부터의 신호에 모두 위상 동기화되는 각 발진기(506X) 및 (506Y)로부터 14.015 GHz의 동일 주파수를 갖는 국부 발진기 신호를 수신한다. 이들은 또한 가변 감쇄기(510X) 및 (510Y)를 통해 전력 조합기(512X) 및 (512Y)에 각각 반송자 파형 신호를 제공하고, 전력 조합기에는 또한 믹서(504X) 및 (504Y)로부터의 신호가 공급된다. 전력 조합기(512X) 및 (512Y)로부터의 출력 신호는 각 증폭기(514X) 및 (514Y)에 전해지고, 이어서 각각 제 1 및 제 2 전송 안테나(516X) 및 (516Y)에 전해진다.
기준 전송기(500)는 다음과 같이 동작된다. 믹서(504X) 및 (504Y)는 기준 발진기 신호에 모두 위상 동기화되고 의사-랜덤 이진수 순차(PRBS)-변조된 14.015 GHz 반송자 파형으로 구성된 출력 신호를 만든다. 믹서 출력 신호는 전력 조합기(512X) 및 (512Y)에서 부가적인 반송자 파형 성분을 수신하고, 그 성분은 가변 감쇄기(510X) 및 (510Y)에 의해 편리한 진폭으로 조절된다. 결과의 조합 신호는 (514X) 및 (514Y)에서 증폭되고, 각 안테나(516X) 및 (516Y)로부터 전송된다. 제 1 안테나(516X)는 제 1 위성(14)에 전해지는 메인 전송 로브를 갖고, 제 2 안테나(516Y)는 제 2 위성(16)으로 전해지는 메인 전송 로브를 갖는다. 안테나 전송 신호는 위성(14) 및 (16)을 사용하는 통신 통화와의 충돌을 방지하기 위해 전형적인 통신 신호 보다 실질적으로 더 낮은 진폭으로 설정된다. 그러나, 진폭은 수신기(18A) 및 (18B)에서의 검출을 위해 충분히 높고, 통신 전송기 사이드로브의 진폭 보다 더 높다. 그러므로, 이는 상술된 것과 동일한 사이드로브와 비교해 개선된 신호 대 잡음비를 제공한다.
각 안테나 전송 신호에서 부가적인 반송자 파형 성분은 수신기(18A) 및 (18B)에서 수신된 CW 신호 성분의 관찰로부터 직접 결정될 수 있으므로, 기준 신호의 DFO 결정을 용이하게 한다. 또한, 위상 저하가 각 채널에서 수신된 CW 신호에서 직접 관찰될 수 있으므로, 위상 잡음 소거 처리가 용이해진다. 이 위상 저하는 CAF 처리에 앞서 각 채널에서 수신된 신호로부터 감산될 수 있다. 이어지는 CAF 처리의 효과는 수신된 다운링크 기준 신호가 기준 신호의 DFO 쉬프트를 포함하므로, 기준 신호에 관련된 미지 신호의 DFO를 유도하게 되는 것이다.
신호의 PRBS 성분은 잘 정의된 시간 정의역 CAF에 기준 DTO에서의 단일 피크를 제공한다. 이는 감춰진 주기성을 포함하므로 시간 정의역 CAF에서 진정한 DTO 값에 대한 혼란을 일으키는 하나 이상의 상관관계 피크를 제공하는 임의의 기준 파형의 사용에 대한 개선이다.
상기의 예에서, 기준 DTO 및 DFO의 측정은 미지 DTO 및 DFO를 결정할 목적으로 설명되었다. 이는 비록 최고의 정확도를 이끌어내지만, 사실상 기준 DTO를 측정하는 것이 필수적이지는 않다. 일부 목적을 위해, CAF 처리에 의해 직접 미지 DTO를 측정하는 것이 충분하게 가능하다. 다른 방법으로, 기준 DTO는 기준 전송기(22)와 릴레이 위성(14) 및 (16)의 위치로부터 기하형으로 결정될 수 있다. 그러나, 모든 실질적인 목적을 위해, 미지 DFO를 결정하는데 기준 DFO를 측정하는 것이 필요하다. 이는 요구되는 DFO 측정의 정확도가 10-3Hz 정도이고, 측정된 기준 DFO의 사용은 릴레이 위성(14) 및 (16)에 의해 유도되는 수 Hz 정도인 측정에서의 에러를 보상하기 때문이다.

Claims (23)

  1. 다수의 신호 릴레이(relay)에 의해 수신된 미지 신호의 소스 위치를 정하는 방법에 있어서,
    (a) 각 신호 릴레이로부터 미지 신호를 수신하는 다수의 수신기를 배열하는 단계,
    (b) 기준 신호는 단일 신호의 복제이거나 주파수에서 고정된 신호의 복제이고, 단일 신호 및 기준 신호에 대한 시간 및 위상은 공지된 위치의 기준 전송 수단으로부터 신호 릴레이에 전송되는 경우에서, 각 신호 릴레이로부터 각 기준 신호를 수신하는 각 수신기를 배열하는 단계,
    (c) 신호가 딴 곳에서 수신된 신호와 관계없이 서로에 대한 타이밍 및 위상 정보를 보존하도록 각 수신기에 의해 밀착하여 수신된 기준 신호 및 각 미지 신호를 처리하는 단계,
    (d) 처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호의 교차 모호 함수 처리를 실행하고 다음 중 적어도 하나를 결정하기 위해 미지 신호에서 위상 잡음 및 주파수 드리프트(drift) 효과를 방해하도록 처리된 기준 신호를 사용하는 단계:
    (i) 미지 신호의 차동 시간 오프셋(DTO) 및 차동 주파수 오프셋(DFO)의 값,
    (ii) 다른 신호 릴레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
    (iii) 다른 신호 렐레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
    (iv) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
    (v) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
    (e) 단계(d)에서 결정된 경우인 DTO 및/또는 DFO 값으로부터 미지 신호 소스의 위치를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    단계(c)에서의 처리는 소정의 대역폭을 갖는 중간 주파수(IF) 신호에 미지 신호 및 기준 신호를 다운변환(downconvert)하고 정확한 주파수 및 타이밍 표준에 따라 제어되는 다운변환 및 샘플 타이밍으로 디지탈 샘플을 구함으로서 각 수신기에 의해 수신된 신호에 대해 실행되는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    미지 및 기준 신호는 4 Mhz 보다 크기 않은 IF 대역폭을 갖는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    미지 신호의 DTO가 결정되고 미지 신호는 적어도 다운변환 이전의 대역폭에 가까운 IF 대역폭을 갖는 방법.
  5. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    미지 신호의 DFO가 결정되고 미지 신호 대역폭은 기준 신호 대역폭에 정합되는 방법.
  6. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    미지 신호의 DFO가 결정되고 미지 신호 IF는 100 kHz보다 작은 대역폭을 갖는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    미지 신호 IF는 실질적으로 10 kHZ와 같은 대역폭을 갖는 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 교차 모호 함수 처리는 힐버트(Hilbert) 변환 과정에 의해 실수 데이터로부터 복소수 데이터를 만드는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 교차 모호 함수 처리는 기준 신호 DTO를 결정하도록 실행되는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    (a) 관련된 시도 주파수 오프셋이 요구되는 예비값임을 나타내는 함수 최대값이 구해질 때까지 시도 주파수 오프셋의 범위에 대해 교차 모호 함수를 평가함으로서 기준 신호 DFO의 예비값을 구하는 단계,
    (b) 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호를 그의 주파수 정의역 동일 신호로 변환하는 단계,
    (c) 주파수 쉬프트가 DFO의 예비값으로 구성되는 경우에서, 제 2 기준 신호에 관련된 제 1 기준 신호를 주파수 정의역에서 주파수 쉬프트하는 단계,
    (d) 주파수 정의역 기준 신호에서 원하지 않는 주파수 성분을 없애는 단계,
    (e) 주파수 성분곱을 만들기 위해 제 1 기준 신호의 각 주파수 성분의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 주파수 성분으로 곱하는 단계,
    (f) 주파수 성분곱을 시간 정의역으로 변환하고 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 시간 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
    (g) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 크기 중 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 시간 오프셋으로 기준 신호 DTO를 유도하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 처리는 기준 신호 DFO를 구하도록 실행되고,
    (a) 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 DTO를 결정하는 단계,
    (b) 기준 신호 DTO와 같은 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 시간 쉬프트를 유도하는 단계,
    (c) 상대적인 시간 쉬프트 이후에 기준 신호를 표본화하는 단계,
    (d) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 기준 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
    (e) 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에(Fourier) 변환하고 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
    (f) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 주파수 오프셋으로 기준 신호 DFO를 유도하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 처리는 미지 신호 DTO를 구하도록 실행되고,
    (a) 시간 및 주파수 쉬프트가 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 경우에서, 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 미지 신호 사이에서 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
    (b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 미지 신호를 표본화하는 단계,
    (c) 제 1 및 제 2 미지 신호를 주파수 정의역의 동일값으로 변환하는 단계,
    (d) 변환된 제 2 미지 신호에 시도 주파수 오프셋을 적용하는 단계,
    (e) 변환된 미지 신호에서 원하지 않는 주파수 성분을 없애는 단계,
    (f) 주파수 성분곱을 만들기 위해 제 1 미지 신호의 각 주파수 성분의 공액 복소수를 제 2 미지 신호의 대응하는 주파수 성분으로 곱하는 단계,
    (g) 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 시간 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하도록 주파수 성분곱을 시간 정의역으로 변환하는 단계,
    (h) 교차 모호 함수값을 구하도록 시도 주파수 오프셋의 범위에 대해 단계(d) 내지 (g)를 반복하는 단계,
    (i) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 기준값 사이의 상대적인 시간 오프셋으로 미지 신호 DTO를 유도하는 단계를 포함하는 방법.
  13. 제 1 항 내지 제 12 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 처리는 미지 신호 DFO를 구하도록 실행되고,
    (a) 쉬프트가 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 경우에서, 각 수신기와 연관된 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
    (b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 기준 신호를 표본화하는 단계,
    (c) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 기준 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 기준 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
    (d) 제 1 및 제 2 기준 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하도록 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에 변환하는 단계,
    (e) 교차 모호 함수로부터 원하지 않는 주파수 정의역 성분을 없애는 단계,
    (f) 위상 잡음 혼란 정보를 포함하는 제 1 및 제 2 기준 신호 사이에서 필터 처리된 시간 정의역 곱의 세트를 산출하도록 없애진 교차 모호 함수를 다시 시간 정의역으로 푸리에 변환하는 단계를 포함하고 기준 신호를 처리하는 것을 구비하는 스테이지를 포함하는 방법.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 항의 단계(d)에서의 처리는 미지 신호 DFO를 구하도록 실행되고,
    (a) 각각 기준 신호 DTO 및 DFO와 같은 제 1 및 제 2 미지 신호 사이에서의 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트를 유도하는 단계,
    (b) 상대적인 시간 및 주파수 쉬프트 이후에 미지 신호를 표본화하는 단계,
    (c) 시간 성분곱을 만들기 위해 각 제 1 미지 신호 샘플의 공액 복소수를 제 2 미지 신호의 대응하는 샘플로 곱하는 단계,
    (d) 각 시간 성분곱을 제 1 및 제 2 기준 신호의 필터 처리된 시간 성분곱의 공액 복소수로 곱하는 단계,
    (e) 시간 성분곱을 주파수 정의역으로 푸리에 변환하고 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋 값의 각 범위에 대해 각각의 교차 모호 함수값을 산출하는 단계,
    (f) 교차 모호 함수 중 최대 크기값의 세트를 선택하고, 그 사이의 보간에 의해 교차 모호 함수의 최대값을 구하고, 또한 그 최대값에 대응하는 제 1 및 제 2 미지 신호 사이의 상대적인 주파수 오프셋으로 기준 신호 DFO에 관련된 미지 신호의 DFO를 유도하는 단계를 포함하고 미지 신호를 처리하는 것을 구비하는 또 다른 스테이지를 포함하는 방법.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항중 어느 한 항에 있어서,
    청구항 1의 단계(e)에서의 미지 전송기가
    (a) 각 경우에서의 DSR이 각 전송기로부터 신호 릴레이로의 경로 길이에서의 차이인 경우에서, 기준 전송기 및 미지 소스의 차동 기울기 범위(DSR)를 포함하는 표시를 기준 신호 DTO와 미지 신호 DTO로부터 구하는 단계,
    (b) 각 경우에서의 DSRR이 각 DSR의 변화비인 경우에서, 기준 전송기 및 미지 전송기의 차동 기울기 범위비(DSRR)를 포함하는 표시를 기준 신호 DFO와 미지 신호 DFO로부터 구하는 단계,
    (c) 미지 및 기준 DTO 및 DFO, 릴레이의 위치와 속도, 및 기준 전송기와 수신기의 위치 결정으로부터 미지 전송기의 위치 결정을 유도하도록 DSR 및 DSRR 표시의 테일러(Taylor) 전개 분석을 실행하는 단계를 근거로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 청구항의 단계(c)에서 유도된 위치는 제 1 값이 되고, 하나 이상의 개선된 값은 테일러 전개 분석에서 제 1 값의 역대입 및 미지 전송기의 위치 결정 유도의 반복에 의해 유도되는 방법.
  17. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,
    (a) 미지 전송기의 위치 결정, 릴레이의 위치와 속도, 및 수신기의 위치 결정에 대한 유도값으로부터 미지 신호 DTO 및 DFO의 계산값을 산출하는 단계,
    (b) 교차 모호 처리의 도움으로 미지 신호 DTO 및 DFO의 계산값과 측정값 사이의 차이로부터 미지 전송기의 유도 위치에 대한 정정치를 산출하는 단계에 의해 미지 전송기의 위치 결정 유도를 정제하는 것을 포함하는 방법.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항중 어느 한 항에 있어서,
    처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호가 교차 모호 함수 처리에 앞서 저장되는 방법.
  19. 다수의 신호 릴레이에 의해 수신된 미지 신호의 소스 위치 결정를 정하는 장치에 있어서,
    (a) 기준 신호는 단일 신호의 복제이거나 주파수에서 고정된 신호의 복제이고, 단일 신호 및 기준 신호에 대한 시간 및 위상은 공지된 위치의 기준 전송 수단으로부터 신호 릴레이에 전송되는 경우에서, 각 신호 릴레이로부터 미지 신호와 각 기준 신호를 수신하는 다수의 수신기,
    (b) 신호가 딴 곳에서 수신된 신호와 관계없이 서로에 대한 타이밍 및 위상 정보를 보존하도록 각 수신기에 의해 밀착하여 수신된 기준 신호 및 각 미지 신호를 처리하는 수단,
    (c) (i) 처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호의 교차 모호 함수 처리를 실행하고 다음 중 적어도 하나를 결정하기 위해 미지 신호에서 위상 잡음 및 주파수 드리프트 효과를 방해하도록 기준 신호를 사용하고:
    (1)미지 신호의 차동 시간 오프셋(DTO) 및 차동 주파수 오프셋(DFO)의 값,
    (2) 다른 신호 릴레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
    (3) 다른 신호 렐레이 위치에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
    (4) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DTO 값,
    (5) 다른 신호 릴레이 조합에 대응하는 미지 신호의 DFO 값,
    (ii) 교차 모호 함수 처리에서 결정된 경우에 따라 DTO 및/또는 DFO 값으로부터 미지 신호 소스의 위치를 계산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제 19 항에 있어서,
    DTO 및/또는 DFO에 대해 구해진 값에 따라 적절하게 신호 및/또는 주파수에서 수신 신호를 오프셋시키고 이러한 오프셋 신호로부터 값을 더 구하도록 배열된 장치.
  21. 제 19 항 또는 제 20 항에 있어서,
    실질적으로 동일한 강도의 기준 신호를 신호 릴레이에 전송하도록 배열된 기준 신호 전송 수단을 포함하는 장치.
  22. 제 19 항 또는 제 20 항에 있어서,
    변조된 반송자 파형 성분 및 변조되지 않은 성분을 포함하는 기준 신호를 신호 릴레이에 전송하도록 배열된 기준 신호 전송 수단을 포함하는 장치.
  23. 제 19 항 또는 제 20 항에 있어서,
    교차 모호 함수 처리에 앞서 처리된 기준 신호와 처리된 미지 신호를 저장하는 수단을 포함하는 장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100838101B1 (ko) * 2001-03-27 2008-06-13 키네티큐 리미티드 미지 신호의 소스의 위치를 찾기 위한 장치 및 방법
KR101224512B1 (ko) * 2012-09-03 2013-01-21 한국항공우주연구원 Ｔｄｏａ 기법을 기반으로 하는 미지신호 발생원 위치 측정방법

Families Citing this family (127)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6215442B1 (en) * 1997-02-03 2001-04-10 Snaptrack, Inc. Method and apparatus for determining time in a satellite positioning system
US7198230B2 (en) * 1997-10-14 2007-04-03 The Directv Group, Inc. Method and system for maximizing satellite constellation coverage
US5936570A (en) * 1998-03-05 1999-08-10 Teledesic Llc Low-earth orbit satellite acquisition and synchronization system using a beacon signal
US6317077B1 (en) * 1999-02-22 2001-11-13 Hughes Electronics Corporation Method and system of determining user terminal position using multiple satellites
US6147640A (en) * 1999-03-16 2000-11-14 Hughes Electronics Corporation Communications satellite interference location system
US6493380B1 (en) * 1999-05-28 2002-12-10 Nortel Networks Limited System and method for estimating signal time of arrival
GB9919525D0 (en) * 1999-08-19 1999-10-20 Secr Defence Method and apparatus for locating the source of an unknown signal
FI106655B (fi) * 1999-09-27 2001-03-15 Nokia Corp Menetelmä ja järjestelmä lähettimen paikantamiseksi
FR2801682B1 (fr) * 1999-11-29 2006-09-08 Cit Alcatel Procede de localisation d'emetteur parasite pour systeme de telecommunications par satellite
WO2002027974A2 (en) * 2000-09-28 2002-04-04 Ses Astra S.A. Satellite communications system
FR2819657B1 (fr) * 2001-01-15 2003-04-11 Cit Alcatel Procede et dispositif de localisation d'un emetteur terrestre a partir d'un satellite
US6759983B2 (en) 2001-03-28 2004-07-06 Strategic Analysis, Inc. Method and device for precise geolocation of low-power, broadband, amplitude-modulated signals
FR2823857B1 (fr) 2001-04-23 2006-11-24 Agence Spatiale Europeenne Procede de determination de la position d'une balise emettrice
WO2002091639A1 (en) * 2001-05-08 2002-11-14 Comsat Corporation Method and apparatus for parameter estimation, modulation classification and interference characterization in satellite communication systems
US6784827B2 (en) * 2001-12-21 2004-08-31 International Business Machines Corporation Determining a time of arrival of a sent signal
US7346345B2 (en) * 2002-02-15 2008-03-18 Nokia Corporation Positioning in a telecommunications system
US6891500B2 (en) * 2002-03-18 2005-05-10 Christopher J. Hall Method and apparatus for geolocating a wireless communications device
US20050003828A1 (en) * 2002-04-09 2005-01-06 Sugar Gary L. System and method for locating wireless devices in an unsynchronized wireless environment
WO2004052027A2 (en) * 2002-11-27 2004-06-17 Cognio, Inc System and method for locating sources of unknown wireless radio signals
US6882936B2 (en) * 2003-03-03 2005-04-19 Lockheed Martin Corporation Integrated GPS/interference location system with anti-jam processor
US7702002B2 (en) * 2004-01-28 2010-04-20 Qualcomm Incorporated Rapid acquisition methods and apparatus for GPS signals
US7783110B2 (en) * 2004-12-01 2010-08-24 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Semicoherent channel estimator
JP4592506B2 (ja) * 2005-06-15 2010-12-01 株式会社東芝 アップリンク干渉源位置特定装置及びその方法
US7508344B2 (en) * 2005-11-29 2009-03-24 L-3 Communications Integrated Systems, Lp Systems and methods for TDOA/FDOA location
US7498986B2 (en) * 2005-12-05 2009-03-03 Honeywell International Inc. Methods and systems for locating actuators for improvised explosive devices
US7456788B2 (en) * 2005-12-22 2008-11-25 L-3 Communications Integrated Systems L.P. Method and apparatus for reducing geolocation ambiguity in signal tracking
US7477191B2 (en) * 2006-03-03 2009-01-13 Cisco Technology, Inc. System and method for performing time difference of arrival location without requiring a common time base or clock calibration
GB0606501D0 (en) * 2006-03-31 2006-05-10 Qinetiq Ltd Satellite ephemeris error
JP2008064566A (ja) * 2006-09-06 2008-03-21 Mitsubishi Electric Corp 軌道推定方法とその装置
GB2443226B (en) * 2006-10-28 2011-08-17 Qinetiq Ltd Method and apparatus for locating the source of an unknown signal
US7471245B2 (en) * 2007-01-31 2008-12-30 L3 Communications Integrated Systems, L.P. Method and apparatus for estimating geolocations
US7667640B2 (en) * 2007-04-13 2010-02-23 Glowlink Communications Technology, Inc. Determining a geolocation solution of an emitter on earth using satellite signals
US7663547B2 (en) * 2007-04-13 2010-02-16 Glowlink Communications Technology, Inc. Determining a geolocation solution of an emitter on earth based on weighted least-squares estimation
US7626546B2 (en) * 2007-09-27 2009-12-01 L-3 Communications Integrated Systems L.P. Methods and systems for detection and location of multiple emitters
GB0719004D0 (en) * 2007-09-27 2008-01-02 Qinetiq Ltd Interference power measurement
US8892112B2 (en) 2011-07-21 2014-11-18 At&T Mobility Ii Llc Selection of a radio access bearer resource based on radio access bearer resource historical information
JP5183246B2 (ja) * 2008-02-25 2013-04-17 三菱電機株式会社 未知送信局の測位装置及び測位方法
US8116419B2 (en) * 2008-07-14 2012-02-14 Alcatel Lucent Methods and apparatuses for estimating time delay and frequency offset in single frequency networks
ES2371120T3 (es) 2008-07-24 2011-12-27 Ses Astra S.A. Sistema y procedimiento de estimación de posición de nave espacial.
US20180329018A9 (en) * 2008-07-25 2018-11-15 etherwhere Coporation System framework for mobile device location
JP2010060303A (ja) * 2008-09-01 2010-03-18 Mitsubishi Electric Corp 測位装置
US7893875B1 (en) * 2008-10-31 2011-02-22 The United States Of America As Represented By The Director National Security Agency Device for and method of geolocation
US8326319B2 (en) 2009-01-23 2012-12-04 At&T Mobility Ii Llc Compensation of propagation delays of wireless signals
US7911385B2 (en) * 2009-02-27 2011-03-22 Harris Corporation RF transmitter geolocation system and related methods
US8134493B2 (en) * 2009-07-02 2012-03-13 Raytheon Company System and method for precision geolocation utilizing multiple sensing modalities
US8179317B2 (en) * 2009-09-10 2012-05-15 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Method and apparatus for passive geolocation using synthetic-aperture processing
US9196157B2 (en) 2010-02-25 2015-11-24 AT&T Mobolity II LLC Transportation analytics employing timed fingerprint location information
US9008684B2 (en) 2010-02-25 2015-04-14 At&T Mobility Ii Llc Sharing timed fingerprint location information
US8224349B2 (en) 2010-02-25 2012-07-17 At&T Mobility Ii Llc Timed fingerprint locating in wireless networks
US8254959B2 (en) 2010-02-25 2012-08-28 At&T Mobility Ii Llc Timed fingerprint locating for idle-state user equipment in wireless networks
US9053513B2 (en) 2010-02-25 2015-06-09 At&T Mobility Ii Llc Fraud analysis for a location aware transaction
US8447328B2 (en) 2010-08-27 2013-05-21 At&T Mobility Ii Llc Location estimation of a mobile device in a UMTS network
US9009629B2 (en) 2010-12-01 2015-04-14 At&T Mobility Ii Llc Motion-based user interface feature subsets
US8878726B2 (en) * 2011-03-16 2014-11-04 Exelis Inc. System and method for three-dimensional geolocation of emitters based on energy measurements
US8248297B1 (en) * 2011-04-11 2012-08-21 Advanced Testing Technologies, Inc. Phase noise measurement system and method
US8878725B2 (en) 2011-05-19 2014-11-04 Exelis Inc. System and method for geolocation of multiple unknown radio frequency signal sources
US8615190B2 (en) 2011-05-31 2013-12-24 Exelis Inc. System and method for allocating jamming energy based on three-dimensional geolocation of emitters
US8612410B2 (en) 2011-06-30 2013-12-17 At&T Mobility Ii Llc Dynamic content selection through timed fingerprint location data
US9462497B2 (en) 2011-07-01 2016-10-04 At&T Mobility Ii Llc Subscriber data analysis and graphical rendering
US9519043B2 (en) 2011-07-21 2016-12-13 At&T Mobility Ii Llc Estimating network based locating error in wireless networks
US8761799B2 (en) 2011-07-21 2014-06-24 At&T Mobility Ii Llc Location analytics employing timed fingerprint location information
US8897802B2 (en) 2011-07-21 2014-11-25 At&T Mobility Ii Llc Selection of a radio access technology resource based on radio access technology resource historical information
US8723730B2 (en) 2011-07-27 2014-05-13 Exelis Inc. System and method for direction finding and geolocation of emitters based on line-of-bearing intersections
JP5599371B2 (ja) * 2011-07-28 2014-10-01 三菱電機株式会社 測位装置
US8995902B2 (en) * 2011-08-12 2015-03-31 Bae Systems Information And Electronic System Integration Inc. Link 16-based geolocation of hostile jammers
US8666390B2 (en) 2011-08-29 2014-03-04 At&T Mobility Ii Llc Ticketing mobile call failures based on geolocated event data
US8923134B2 (en) 2011-08-29 2014-12-30 At&T Mobility Ii Llc Prioritizing network failure tickets using mobile location data
US8762048B2 (en) 2011-10-28 2014-06-24 At&T Mobility Ii Llc Automatic travel time and routing determinations in a wireless network
US8909247B2 (en) 2011-11-08 2014-12-09 At&T Mobility Ii Llc Location based sharing of a network access credential
US8970432B2 (en) 2011-11-28 2015-03-03 At&T Mobility Ii Llc Femtocell calibration for timing based locating systems
US9026133B2 (en) 2011-11-28 2015-05-05 At&T Mobility Ii Llc Handset agent calibration for timing based locating systems
US8644794B1 (en) 2012-02-02 2014-02-04 Google Inc. Luggage locator
US8866672B2 (en) 2012-04-05 2014-10-21 L-3 Communications Integrated Systems Lp Cooperative systems and methods for TDOA-based emitter location
US8925104B2 (en) 2012-04-13 2014-12-30 At&T Mobility Ii Llc Event driven permissive sharing of information
US8929827B2 (en) 2012-06-04 2015-01-06 At&T Mobility Ii Llc Adaptive calibration of measurements for a wireless radio network
US9094929B2 (en) 2012-06-12 2015-07-28 At&T Mobility Ii Llc Event tagging for mobile networks
US9326263B2 (en) 2012-06-13 2016-04-26 At&T Mobility Ii Llc Site location determination using crowd sourced propagation delay and location data
US9046592B2 (en) 2012-06-13 2015-06-02 At&T Mobility Ii Llc Timed fingerprint locating at user equipment
US8938258B2 (en) * 2012-06-14 2015-01-20 At&T Mobility Ii Llc Reference based location information for a wireless network
US8897805B2 (en) 2012-06-15 2014-11-25 At&T Intellectual Property I, L.P. Geographic redundancy determination for time based location information in a wireless radio network
US9408174B2 (en) 2012-06-19 2016-08-02 At&T Mobility Ii Llc Facilitation of timed fingerprint mobile device locating
US8892054B2 (en) 2012-07-17 2014-11-18 At&T Mobility Ii Llc Facilitation of delay error correction in timing-based location systems
US9351223B2 (en) 2012-07-25 2016-05-24 At&T Mobility Ii Llc Assignment of hierarchical cell structures employing geolocation techniques
EP2735883A1 (en) * 2012-11-27 2014-05-28 Eutelsat S.A. Method of geo localization of a terminal sending a single signal to a satellite
US9086471B2 (en) 2012-12-05 2015-07-21 Ses S.A. Apparatuses, systems and methods for obtaining information about electromagnetic energy emitted from the earth, such as for locating an interference source on earth
US10720986B2 (en) 2012-12-05 2020-07-21 Ses S.A. Apparatuses, systems and methods for obtaining information about electromagnetic energy emitted from the earth, such as for locating an interference source on earth
US10299149B2 (en) 2013-03-15 2019-05-21 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management
US10237770B2 (en) 2013-03-15 2019-03-19 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices having databases and automated reports for electronic spectrum management
US11646918B2 (en) 2013-03-15 2023-05-09 Digital Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management for identifying open space
US8750156B1 (en) 2013-03-15 2014-06-10 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management for identifying open space
US10257729B2 (en) 2013-03-15 2019-04-09 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices having databases for electronic spectrum management
US10257727B2 (en) 2013-03-15 2019-04-09 DGS Global Systems, Inc. Systems methods, and devices having databases and automated reports for electronic spectrum management
US10244504B2 (en) 2013-03-15 2019-03-26 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for geolocation with deployable large scale arrays
US9078162B2 (en) 2013-03-15 2015-07-07 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management
US10219163B2 (en) 2013-03-15 2019-02-26 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management
US10257728B2 (en) 2013-03-15 2019-04-09 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management
US10271233B2 (en) 2013-03-15 2019-04-23 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for automatic signal detection with temporal feature extraction within a spectrum
US10122479B2 (en) 2017-01-23 2018-11-06 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for automatic signal detection with temporal feature extraction within a spectrum
US10231206B2 (en) 2013-03-15 2019-03-12 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for electronic spectrum management for identifying signal-emitting devices
US10444371B2 (en) * 2014-03-21 2019-10-15 The Boeing Company Interference geolocation using a satellite constellation
US9766343B2 (en) 2014-06-19 2017-09-19 Novatel Inc. System and method for determining location of an interfering signal source
US9351111B1 (en) 2015-03-06 2016-05-24 At&T Mobility Ii Llc Access to mobile location related information
CN104900752A (zh) * 2015-04-14 2015-09-09 中国电子科技集团公司第四十四研究所 黑硅层制作方法及黑硅pin光电探测器制备方法
PT3357285T (pt) * 2015-10-02 2021-09-24 Ericsson Telefon Ab L M Sincronização de relógios numa rede de comunicações
EP3156814B1 (en) 2015-10-14 2024-03-27 Bull Sas Method for locating a terrestrial transmitting source of an unknown signal
WO2017109951A1 (ja) * 2015-12-25 2017-06-29 三菱電機株式会社 速度推定装置
EP3403114A4 (en) * 2016-01-13 2019-10-02 Hoopo Systems Ltd. METHOD AND SYSTEM FOR WIRING
KR102625211B1 (ko) * 2016-05-16 2024-01-16 한국전자통신연구원 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치 및 방법
US10521657B2 (en) 2016-06-17 2019-12-31 Li-Cor, Inc. Adaptive asymmetrical signal detection and synthesis methods and systems
US10151781B2 (en) 2016-06-17 2018-12-11 Li-Cor, Inc. Spectral response synthesis on trace data
US9971936B2 (en) * 2016-06-17 2018-05-15 Li-Cor, Inc. Adaptive signal detection and synthesis on trace data
US10498951B2 (en) 2017-01-23 2019-12-03 Digital Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for unmanned vehicle detection
US10529241B2 (en) 2017-01-23 2020-01-07 Digital Global Systems, Inc. Unmanned vehicle recognition and threat management
US10459020B2 (en) 2017-01-23 2019-10-29 DGS Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for automatic signal detection based on power distribution by frequency over time within a spectrum
US10700794B2 (en) 2017-01-23 2020-06-30 Digital Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for automatic signal detection based on power distribution by frequency over time within an electromagnetic spectrum
IL256679B2 (en) * 2017-12-31 2023-02-01 Elta Systems Ltd Systems and methods for locating a signal source
US10516972B1 (en) 2018-06-01 2019-12-24 At&T Intellectual Property I, L.P. Employing an alternate identifier for subscription access to mobile location information
US10943461B2 (en) 2018-08-24 2021-03-09 Digital Global Systems, Inc. Systems, methods, and devices for automatic signal detection based on power distribution by frequency over time
US11022670B1 (en) * 2018-09-13 2021-06-01 L3Harris Technologies, Inc. Opportunistic adjustable rate cross-ambiguity function geolocation
US20210405146A1 (en) * 2018-11-01 2021-12-30 Hoopo Systems Ltd. Method and system for radiolocation at reduced data transfer
CN110324041B (zh) * 2019-07-11 2022-11-18 中国人民解放军国防科技大学 一种宽带交叉采样系统通道失配估计方法
KR102150099B1 (ko) * 2019-10-01 2020-08-31 국방과학연구소 Fm 신호 기반의 pcl 시스템에서 표적 데이터를 추출하는 방법 및 장치
RU2717231C1 (ru) * 2019-10-08 2020-03-19 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Разностно-дальномерный способ определения координат источника радиоизлучения
CN112083406B (zh) * 2020-09-17 2022-05-17 电子科技大学 一种对目标高度稳健的外辐射源二维定位方法
KR102586255B1 (ko) * 2021-06-10 2023-10-10 부산대학교 산학협력단 Pcl 시스템의 표적 탐지기 학습을 위한 합성 데이터 생성 방법 및 장치
US20230217352A1 (en) * 2022-01-03 2023-07-06 Epiq Solutions Wideband network scanning and spectral analysis
WO2023209927A1 (ja) * 2022-04-28 2023-11-02 三菱電機株式会社 位置標定装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4799062A (en) * 1987-04-27 1989-01-17 Axonn Corporation Radio position determination method and apparatus
US5008679A (en) * 1990-01-31 1991-04-16 Interferometrics Incorporated Method and system for locating an unknown transmitter
FR2678437B1 (fr) * 1991-06-28 1994-01-28 France Telecom Antenne mixte pour reception de signaux emis simultanement par satellite et par stations terrestres, notamment pour la reception de signaux de radiodiffusion sonore numerique.
CA2106534A1 (en) * 1992-12-07 1994-06-08 Kristine Patricia Maine Intelligent position tracking
US5317323A (en) * 1993-03-05 1994-05-31 E-Systems, Inc. Passive high accuracy geolocation system and method
US5570099A (en) * 1993-10-15 1996-10-29 Loral Federal Systems Company TDOA/FDOA technique for locating a transmitter
US5594452A (en) * 1994-12-01 1997-01-14 Interferometrics, Inc. Method and system for locating an unknown transmitter using calibrated oscillator phases

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100838101B1 (ko) * 2001-03-27 2008-06-13 키네티큐 리미티드 미지 신호의 소스의 위치를 찾기 위한 장치 및 방법
KR101224512B1 (ko) * 2012-09-03 2013-01-21 한국항공우주연구원 Ｔｄｏａ 기법을 기반으로 하는 미지신호 발생원 위치 측정방법

Also Published As

Publication number Publication date
AU3612195A (en) 1997-04-09
DE69511118D1 (de) 1999-09-02
EP0852017B1 (en) 1999-07-28
HK1015880A1 (en) 1999-10-22
DE69511118T2 (de) 1999-11-18
GR3031185T3 (en) 1999-12-31
GB9805264D0 (en) 1998-05-06
GB2321356B (en) 1999-08-04
CA2232396C (en) 2002-05-07
CA2232396A1 (en) 1997-03-27
ES2133806T3 (es) 1999-09-16
JP2000512380A (ja) 2000-09-19
WO1997011383A1 (en) 1997-03-27
BR9510640A (pt) 1999-03-16
MX9802116A (es) 1998-05-31
US6018312A (en) 2000-01-25
GB2321356A (en) 1998-07-22
EP0852017A1 (en) 1998-07-08
AU708274B2 (en) 1999-07-29
JP3556952B2 (ja) 2004-08-25
KR100319993B1 (ko) 2002-06-20
ATE182687T1 (de) 1999-08-15

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