KR19990032204A - 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치 - Google Patents

무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치 Download PDF

Info

Publication number
KR19990032204A
KR19990032204A KR1019970053821A KR19970053821A KR19990032204A KR 19990032204 A KR19990032204 A KR 19990032204A KR 1019970053821 A KR1019970053821 A KR 1019970053821A KR 19970053821 A KR19970053821 A KR 19970053821A KR 19990032204 A KR19990032204 A KR 19990032204A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
harmonic
current
value
output
Prior art date
Application number
KR1019970053821A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100230125B1 (ko
Inventor
변영복
조기연
구헌회
Original Assignee
윤문수
재단법인 한국전기연구소
김용익
보영전자 주식회사
박경선
맥스컴
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 윤문수, 재단법인 한국전기연구소, 김용익, 보영전자 주식회사, 박경선, 맥스컴 filed Critical 윤문수
Priority to KR1019970053821A priority Critical patent/KR100230125B1/ko
Publication of KR19990032204A publication Critical patent/KR19990032204A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100230125B1 publication Critical patent/KR100230125B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Emergency Management (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

본 발명은, 부하전류의 고조파 성분을 검출하고 성분만큼 부하측으로 전류를 흐르게 하는 펄스폭 변조(PWM)전압이 인버터로 부터 출력되도록 함으로써, 부하전류의 고조파 성분이 출력필터의 커패시터로 흐르면서 생기는 출력전압의 파형 왜형을 보상하고 이에 따라 비선형 부하에 대해서도 비교적 낮은 스위칭주파수에 의해 거의 정현적인 출력전압을 얻을 수 있도록 한 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치에 관한 것으로서, 기본파 전압제어기(10)와 고조파 전압보상기(20)의 구성외에, 부하측의 고조파 전류를 직접 보상하기 위한 전압을 출력하기 위하여, 검출되는 부하전류(i ou )로 부터 특정 차수의 고조파 전류성분의 직교값 전류연산부(31a,31b); 상기 연산되는 각 직교값에, 보상하고자 하는 차수의 정현신호의 샘플링값을 각각 순차적으로 승산하여 각각 직교 교류성분의 순시값으로 변환하는 전류 교류변환부(32A,32B); 상기 직교 교류성분 값을 가산출력하는 전류 가산부(33); 상기 가산출력된 임의 샘플시점의 고조파전류 값을 크기조정과 위상천이시켜 보상전압 값으로 변환하는 전류전압 변환부(34);를 더 포함하여 구성되어, 과도응답 특성이 매우 양호하고, 비교적 낮은 스위칭 주파수로도 거의 영에 가까운 THD를 가진 출력전압을 제공함으로써 비선형부하에 대해서도 정현적인 출력전압을 얻을 수 있기 때문에, 출력필터를 보다 낮은 정격의 소자를 사용하여 소형화 및 원가절감을 도모하고 전력이용률을 향상시키는 효과가 있는 발명인 것이다.

Description

무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치
본 발명은 무정전 전원장치(UPS : Uninterruptible Power Supply)에서 제공되는 출력전압의 왜형률 개선을 위해 직접 출력전류의 고조파를 보상하는 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 출력전압의 왜형을 발생시키는 부하전류의 고조파 성분을 검출하고 그 검출된 고조파 성분만큼 부하측으로 전류를 흐르게 하는 펄스폭 변조(PWM)전압이 인버터로 부터 출력되도록 함으로써, 부하전류의 고조파 성분이 인버터의 출력필터인 커패시터로 흐르면서 생기는 출력전압의 파형 왜형을 보상하고 이에 따라 비선형 부하에 대해서도 비교적 낮은 스위칭주파수에 의해 거의 정현적인 출력전압을 얻을 수 있도록 한 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치에 관한 것이다.
전력사용의 증가와 전기에너지의 의존성이 커짐에 따라 전원의 신뢰성이 매우 중요한 문제로 대두되고 있으나, 특히 통신장비, 공장자동화 설비, 의료 기기등과 같이 전원의 왜란이나 전압의 왜형에 매우 민감한 전자장치들의 사용이 급증함에 따라 정전시에 전원을 공급하는 무정전 전원장치에 대해서도 고성능화와 고신뢰도가 요구되고 있다.
이러한 요구에 부응하기 위하여 무정전 전원장치는, 정전압 정주파수의 전원공급능력 뿐만 아니라 부하조건에 관계없이 최소한의 THD(Total Harmonic Distortion)를 가지는 정현파의 출력전압을 제공해야 하는 데, 상기와 같은 전자부하들은 대부분 정류기와 같은 비선형 부하이고, 이에 따른 부하전류의 고조파 성분으로 인하여 무정전 전원장치 출력전압의 THD가 크게 증가하게 된다.
따라서 부하조건에 관계없이 출력전압의 THD를 최소화하기 위한 방안들이 제안되었으며, 이러한 방안들 중에 하나가, IEEE의 Ind. Appl. 트랜색션 1989년 제25권 제3번 408~418쪽에 게재된 A. Boost와 P. D. Ziogas의 "출력 임피던스 0의 무정전 전원장치를 향하여(Towardsa a Zero-Output Impedance UPS system)"에서 제시되었으며, A. Boost 등이 제안한 방안은, 인버터 출력 임피던스가 영(zero)이 되도록 하면 이론적으로 거의 정현파의 출력전압을 얻을 수 있다는 점에 착안한 것이었다.
그러나 출력 임피던스를 0으로 하기 위해 제안된 방법들은, 순시전압 추종방식과 같이 높은 스위칭 주파수를 요구하므로 대용량 무정전 전원장치에는 적용하기가 어려운 문제점이 있었다. 따라서, 대용량 무정전 전원장치에서 THD 저감을 위해서, 출력 주파수의 3, 5, 7배 등의 L-C 공진 필터를 인버터의 출력 단에 접목하는 방식이 제안되었으나, 이 방식은 무정전 전원장치의 크기를 증가시키고 비용을 상승시킴으로 인해 비경제적인 단점을 안고 있었으며 또한 부하조건에 따라 필터의 정수를 변화시키지 않으면 안되는 문제점이 있었다.
상기와 같은 문제점들을 해결하기 위하여, 최근 출력전압의 고조파를 검출하여 이를 보상함으로써 비선형 부하에 대해서도 거의 정현파 출력전압을 얻을 수 있도록 하는 방식이, 미국 제어 컨퍼런스 1995년 회보(proceeding) 495~499쪽에 게재된 D. Lucas 등의 "비선형 부하의 전원공급을 위한 고전력 무정전 전원장치의 DSP 제어"에서 제안되었다. 그러나 이 방식은 부하전류의 고조파 성분에 의해 야기된 출력단 필터 커패시터 전압을 검출하여 제어하기 때문에, 시스템에 따라 달라지는 위상지연을 보상해 주어야 할 뿐 아니라, 전압검출에 의한 고조파보상의 경우에는, 출력단의 필터부에 의하여 생기는 위상지연과 고조파 전압제어기의 비례적분(PI) 제어기 이득이 적정하지 않기 때문에 고조파 성분이 빨리 보상되지 않아 과도 응답특성이 느린 데, 이를 해결하기 위해서는 시스템의 조건과 동특성 분석에 따라 보상신호의 위상조정 및 비례적분 제어기의 이득을 조정하여야 하나, 부하조건 및 필터 정수 등의 변화에 따라 그 설정이 용이하지 않아 과도 응답 특성을 향상시키는 것이 용이하지 않은 문제점을 여전히 내포하고 있다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창작된 것으로서, 급변하는 비선형 부하에서도 안정된 정현적인 출력전압과 빠른 과도응답 특성을 갖는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치를 제공하는 데 그 목적이 있는 것이다.
도1은 본 발명에 따른 고조파 보상장치가 적용된 무정전 전원장치의 인버터 부의 기본 구성을 도시한 것이고,
도2는 한 상(相)분의 인버터의 출력단과 부하회로를 등가화하여 도시한 것이고,
도3은 특정 고조파 성분의 크기와 위상을 검출하는 과정을 도식적으로 나타낸 것이고,
도4는 도1에서 본 발명에 따른 고조파 보상신호 발생부의 구성을 보다 상세히 도시한 것이고,
도5는 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어만을 수행하였을 때의 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도이고,
도6은 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어와 5차 고조파 보상기를 수행하였을 때의 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도이고,
도7은 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어와 5차 및 7차 고조파 보상기를 수행하였을 때의 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도이고,
도8은 도5 내지 도7의 각 제어방식에 의한 출력전압의 고조파 분석 스펙트럼을 도시한 것이고,
도9는 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어만을 수행하였을 때의 출력전압과 부하전류의 실험파형도이고,
도10은 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어와 5차 고조파 보상기를 수행하였을 때의 출력전압과 부하전력의 실험파형도이고,
도11은 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 기본파 전압제어와 5차 및 7차 고조파 보상기를 수행하였을 때의 출력전압과 부하전류의 실험파형도이고,
도12는 본 발명에 따른 고조파 보상장치에서 고조파 전압보상만 하였을 때의 과도응답특성 실험파형도이고,
도13은 본 발명에 따른 고조파 보상장치에 의한 과도응답특성 실험파형도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 기본파 전압제어기 11 : 실효값 산출부
12 : 에러값 산출부 13 : 기본파 제어부
14 : 정현신호 생성부 15 : 교류변환부
20 : 고조파 전압보상기 21a,21b : 직교값 전압연산부
22a,22b : 고조파 제어부 23a,23b : 전압 교류변환부
24 : 전압 가산부 30 : 고조파 전류보상기
31a,31b : 직교값 전류연산부 32a,32b : 전류 교류변환부
33 : 전류 가산부 34 : 전류전압 변환부
41 : 제 1 가산부 42 : 제 2 가산부
100,100a,100b,100c : 보상신호 발생부
200 : 스위치 개폐제어부 300 : 스위치 회로부
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치는, 기 설정된 기본파 출력전압과 검출되는 기본파 부하전압과의 차를 상쇄시키기 위한 기본파 제어전압을 출력하는 기본파 오차 보상수단; 검출되는 부하전류의 특정 차수의 고조파성분을 부하단으로 공급하기 위한 고조파 전압을 산출하여 이를 생성출력하는 고조파 전류보상수단; 상기 검출되는 부하전압의 상기 특정 차수의 고조파성분을 상쇄시키기 위한 고조파 제어전압을 출력하는 고조파 전압보상수단; 및 상기 기본파 오차보상수단, 상기 고조파 전류보상수단; 그리고 상기 고조파 전압보상수단의 출력전압을 가산하여 외부 인버터의 지령전압으로 인가하는 제어신호 가산수단;을 포함하여 구성되는 것에 그 특징이 있는 것이다.
상기와 같이 구성되는 본 발명에 따른 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치에서는, 먼저 기본파 오차 보상수단이 기 설정된 기본파의 출력전압과 현재 검출되는 기본파 부하전압과의 차를 검출한 뒤, 이를 상쇄시키기 위해 필요한 기본파 제어전압을 종래의 무정전 전원장치에서와 동일하게 출력하고, 상기 고조파 전류보상수단은 출력전압의 고조파의 직접 원인이 되는 부하전류를 검출하여 이 중 제거하고자 하는 특정 차수의 고조파 성분을 연산추출하고 연산추출된 고조파 전류를 부하단으로 공급하기 위한 고조파전압량을 산출하여 이를 생성출력하게 된다. 한편 상기 고조파 전압보상수단과 현재 검출되는 부하전압으로 부터 상기 특정 차수의 고조파 성분을 연산 추출하고 연산추출된 고조파 전압을 상쇄시키기 위한 고조파 제어전압을 출력하게 되는 데, 상기 제어신호 가산수단은, 상기 고조파 제어전압, 상기 기본파 제어전압 그리고 상기 고조파 전류보상수단의 출력 고조파 전압을 모두 가산하여, 부하에 전력을 공급하는 외부 인버터의 지령신호로서 출력하게 된다.
상기 지령신호에 따라 외부 인버터는 보상하고자 하는 특정 차수의 고조파 전류만큼 직접 부하측으로 흐르게 하고, 이에 따라 출력필터인 커패시터 양단 부하전압은, 출력전압의 검출에 의한 전압보상만의 경우에 비해 과도 응답이 매우 빠른 고조파 보상을 수행하게 되는 것이다.
이하, 본 발명에 따른 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치의 바람직한 실시예의 구성과 동작을 첨부된 도면에 의거하여 상세히 설명하기로 한다.
도1은 본 발명에 따른 고조파 보상장치가 적용된 무정전 전원장치의 인버터부의 기본 구성을 도시한 것으로서, 부하전압과 부하전류를 검출하여 그 고조파 성분에 따른 고조파 보상을 위한 지령전압을 각 상(相)마다 생성출력하는 보상신호 발생부(100); 상기 지령전압이 부하에 인가되도록 개폐스위치의 전력공급시간을 조절하기 위한 펄스폭 변조된 개폐신호를 출력하는 스위치 개폐제어부(200); 및 상기 개폐신호에 따라 전원전압을 각 상부하에 공급/차단하는 스위칭 회로부(300);를 포함하여 구성되어 있다.
도1에서V ru *,V rv *와V rw *는 펄스폭 변조를 위한 지령신호,V iu ,V iv 와V iw 는 필터 커패시터(Co)의 중성점에 대한 인버터의 출력전압을 나타낸다. 본 발명에 따른 고조파 보상장치의 구체적인 구성과 동작의 설명에 앞서 그 기본적인 보상원리 부터 먼저 설명하면, 도 1의 인버터의 기본 구성도에서, 전력용 반도체 소자의 전압강하를 고려하여 u 상(相)에 KVL을 적용하면 식(1)과 같이 주어지게 된다.
여기에서, vhu는 전력용 반도체소자의 도통시에 발생하는 전압강하이다.
한편, 필터의 인덕터(Lo)와 커패시터(Co)의 전압방정식은 각각 식 (2)와 같이 주어지게 되는 데,
여기서,i L 은 출력필터의 인덕터(Lo)의 전류,v i 는 식(1)에 정의된 각 상의 인버터 전압,v o 는 무정전 전원장치의 출력전압 즉, 필터 캐패시터(Co)의 전압, 그리고i o 는 부하전류를 나타낸다.
식 (1)과 식(2)에서 알 수 있듯이 인버터의 교류측 단자전압(v i )은 상기 스위칭 회로부(300)의 개폐 시비율의 조정으로 제어가 용이하게 이루어지지만, 출력전압(v o )은 부하조건과 필터의 값에 영향을 받기 때문에 제안되는 인버터의 단자전압(v i )과는 상이하여 그 제어가 용이하지 않다. 즉, 무정전 전원장치에 부과되는 비선형 부하로 인하여 고조파 전류가 출력필터의 커패시터(Co)에 흐르게 되면 출력전압은, 제어되는 인버터의 단자전압과는 달리 파형 왜형을 일으키게 되고, 이에 따라 THD는 증가하게 된다.
상기와 같이 비선형 부하에 의해 발생되는 고조파 전류를 하나의 고조파 전류원으로 가정하여, 이를 인버터에서 직접 보상하게 되면 출력전압은 정현파를 유지할 수가 있게 된다.
도2는 테브난(Thevenin)과 노오톤(Norton)의 정리에 의해 상 (紛)분의 인버터의 출력단과 부하회로를 등가화하여 도시한 것으로서, 여기에서는 부하측의 고조파 전류원이 인버터측으로 변환되어 기본파 전원에 직렬로 접속된 고조파 전원이 된다. 따라서, 기본파 전원외에 고조파 전압원을 만들기 위한 합성 펄스폭 변조신호에 의해 인버터에서 부하측으로 고조파 전류를 공급하게 되면, 인버터 출력 필터의 커패시터(Co)에서는 기본파 이외에 공급되는 상기의 고조파 보상전류가 흘러 출력전압 파형은 거의 정현파를 유지하게 된다.
이상의 원리를 k차 고조파 성분에 대하여 수식으로 나타내면,
여기에서,I o(k) 는 부하전류에 포함된 k차 고조파 성분이고,V i(k) 는 인버터 전압에 포함된 k차 고조파 성분이며,V o(k) 는 출력전압에 포함된 k차 고조파 성분이다.
식(3)에서 출력전압V o(k) 는 인버터 전압의 k차 고조파 전압항과 부하전류의 k차 고조파 성분에 의한 고조파 전압항으로 분리하여 생각할 수 있으며, 만일 인버터 고조파 전압항이 부하전류의 고조파 성분에 의한 전압항과 크기가 같고 위상이 역상이 된다면, 상기 커패시터(Co) 전압의 고조파 성분V o(k) 는 0(zero)이 되어 출력전압 파형은 정현파형이 될 것이다. 이를 위해서, 식 (3)의 우변을 0으로 하면 식 (4)와 같은 조건을 얻게 된다.
따라서, 식 (4)와 같은 고조파 전압을 기본파 전압이외에 공급하게 되면 인버터의 출력전압의 고조파 성분(V o(k)) )은 0이 되게 된다.
상기와 같은 원리로 부하전류의 고조파 성분에 의한 출력전압의 왜형을 보상하기 위해서는, 보상하고자 하는 부하전류의 특정 고조파 성분의 크기와 위상을 먼저 검출하여야 한다. 본 발명에 따른 고조파 보상장치의 실시예에서는 이를 위하여 'Ramamoorty'에 의해 제안된 다음과 같은 과정을 갖는 '푸리에노치-필터 알고리즘'을 사용하였다.
먼저, 한 주기당 N개의 샘플 수와 한 주기의 관측창을 가지고, 식 (5)와 식 (6)과 같이, 양자화된 신호 {x(n)}의 코싸인(cosine) 및 싸인(sine)파형과의 cross-correlation을 각각 구한다.
여기서,cos k (m-n)과sin k (m-n)은 (m-n)째 샘플링 시점에서 입력신호에 포함된 k차 고조파의 주파수를 가지는 코싸인과 싸인함수의 디지탈 값인 데, 상기와 같이 구해지는y rk (m) 및y ik (m)의 값은 m번째 샘플링 시점에서의 k차 고조파의 실수항과 허수항의 값이 되고, 이 두 값으로부터 m번째 샘플링 시점에서의 k차 고조파의 진폭과 위상을 식 (7)에 의해 구할 수 있게 된다.
도 3은 전술한 '푸리에 노치-필터 알고리즘'에 의해 특정 고조파 성분의 크기와 위상을 검출하는 과정을 도식적으로 나타낸 것이다.
도 4는 도 1의 고조파 보호신호 발생부(100)의 구성을 보다 상세히 도시한 것으로서, 이하에서는 부하전류의 고조파성분을 보상하여 출력전압이 정현파가 되도록 하는 상기 고조파 보상신호 발생부(100)의 신호 검출 및 지령전압 발생에 대해 상세히 설명한다.
먼저, 도 4의 구성을 살펴보면, 기본파 오차를 보상하기 위한 신호를 발생하는 기본파 전압제어기(10)의 구성으로서는, 검출되는 출력전압(V ou) )으로 부터 기본파성분의 실효값을 산출하는 실효값 산출부(11); 지정된 실효전압(Vref)에 대한 상기 산출된 실효값의 에러값을 출력하는 에러값 산출부(12); 상기 에러값의 일정 비례값과 적분값의 제어신호를 출력하는 기본파 제어부(13); 상시전원의 인가시에 그에 위상동기된 정현신호를 생성하는 정현신호 생성부(14); 상기 제어신호에 상기 정현신호를 승산하여 교류성분의 제어신호로 변환하는 교류변환부(15); 가 있으며, 특정 차수의 고조파 전압성분을 보상하기 위한 신호를 발생하는 고조파 전압보상기(20)의 구성으로서는, 검출되는 출력전압(V ou )으로 부터 특정 차수의 고조파 전압성분에 대하여 식(5)와 식(6)의 값을 각각 연산하는 직교(orthogonal)값 전압연산부(21a,21b); 상기 연산된 각 직교값의 목표치(V or(k) =0,V ir(k) =0)에 대한 에러값의 일정 비례값과 적분값의 제어신호를 각각 출력하는 고조파 제어부(22a,22b); 상기 제어신호에, 보상하고자 하는 치수의 싸인신호와 코싸인신호의 해당시점 샘플링값을 각각 승산하여 교류성분의 제어신호로 각각 변환하는 전압 교류변환부(23a,23b); 상기 변환되는 두 개의 직교 교류제어신호의 샘플시점 값을 가산출력하는 전압 가산부(24); 가 있으며, 특정 차수의 고조파 전류성분을 보상하기 위한 신호를 발생하는 고조파 전류보상기(30)의 구성으로서는, 검출되는 부하전류(i ou )로부터 특정 차수의 고조파 전류성분에 대하여 식 (5)와 식(6)의 값을 각각 연산하는 직교값 전류연산부(31a,31b); 상기 연산되는 각 직교값에, 보상하고자 하는 차수의 싸인신호와 코싸인신호의 해당시점 샘플링 값을 각각 승산하여 직교 교류성분의 순시값으로 각각 변환하는 전류 교류 변환부(32a,32b); 상기 직교 교류성분 값을 가산출력하는 전류 가산부(33); 상기 가산출력된 임의 샘플시점의 고조파전류 값을 크기조정과 위상천이시켜 보상전압 값으로 변환하는 전류전압 변환부(34);가 있으며, 그리고 상기 고조파 전류보상기(30)와 상기 고조파 전압보상기(20)의 출력전압을 가산하는 제1가산부(41); 및 상기 제1가산부(41)의 출력전압과, 기본파 에러신호를 상쇄시키기 위한 상기 기본파 전압제어기(10)의 제어신호를 가산하여 스위치 개폐여부(200)에 지령신호로서 인가하는 제2가산부(42);가 포함되어 도시되어 있다.
상기와 같이 구성된 고조파 보상신호 발생부(100)에서는, 상기 실효값 산출부(11)가 부하측에서 검출되는 출력전압(V ou )에서 상시전원의 주파수(60Hz)의 기본파성분의 실효값을, 전술한 '푸리에 노치-필터 알고리즘'을 이용하여 고조파 성분에 의해 영향을 받지 않고 정확히 계산해 낸다. 이와 같이 궤환되어 계산된 기본파의 실효값은 상기 에러값 산출부(12)에서 기 지정된 기본파 실효치(Vref)와 감산되어 목표값의 에러값이 되어 상기 기본파 제어부(13)에 인가되고, 상기 기본파 제어부(13)는 인가되는 에러값을 제거하기 위해 에러값의 일정 비례값과 그 시점까지의 에러값을 축적가산한 적분값을 동시에 출력하게 되는 데, 이 값은 적절한 기본파 전압오차의 보상값이 된다.
한편, 상기 정현신호 생성부(14)는 정전시에는 독립적인 정현신호를, 전원공급시에는 상시전원의 위상에 동기된 정현신호를 생성하여 출력하는 데, 상기 교류변환부(15)는 상기 기본파 전압오차의 보상값에 그 시점의 상기 정현신호 생성부(14)의 출력값을 곱하여, 출력되는 상기 전압오차의 보상값이 교류신호가 되도록 한다.
상기와 같이 생성된 교류의 기본파 보상신호는, 이 후에 설명될 과정에 따라 생성되는 고조파 보상전압과 상기 제2가산부(42)에서 가산되어 지령전압(V u *)으로 출력됨으로써, 상기 스위치 개폐제어부(200)와 스위칭 회로부(300)를 통해, 인버터의 기본파 출력전압이 목표치의 지정전압(V ref )과 일치하도록 하게 된다.
부하전류의 고조파성분을 보상하기 위한 동작은, 검출되는 부하전류(i ou )로 부터 보상하고자 하는 특정차수(k)의 고조파성분 값의 추출로 부터 이루어지게 되는 데, 이 과정은 상기 직교값 전류연산부(31a,31b)에서 샘플시점마다 전술한 식(5)와 식(6)에 따른 연산이 행해짐으로써 해당 치수의 고조파 성분의 코싸인 성분(i ou,rk (m))과 싸인성분(i ou,ik (m)의 값이 얻어지게 되며, 이 값은 각각 해당 고조파에 대응되는 정현파 샘플데이타의 해당 시점의 값과 상기 전류 교류변환부(32a,32b)에서 승산되어 각각 교류신호의 순시값(i ou , rk (m)·cos k (m),i ou , ik (m)·sin k (m))으로 변환출력된다. 이와 같이 변환된 교류신호의 순시값은 다시 상기 전류 가산부(33)에서 서로 가산되어 식(8)과 같이 검출시점의 고조파 전류값이 구해져 상기 전류전압 변환부(34)에 인가되는 데, 이 값은 도 3에 따라 식(7)로 부터 구해지는 순시값과 동일한 값이 된다.
여기서,
상기 전류전압 변환부(34)에 인가된 순시 가산값은 식(4)와 같이 인버터의 필터정수에 의해 결정되는 임피던스 값과 곱해져 전압값으로 변환된 뒤 , 90°만큼 위상천이된 값으로 다시 조정되어, 특정차수(k)의 고조파 전류를 보상할 전압()으로서 출력된다.
상기와 같이 생성된 고조파 보상전압만을 상기 기본파 전압오차 보상신호와 합성하여 지령신호로서 입력하게 되면, 부하출력 전압과 전류의 검출오차 및 고조파 분석의 오차 등으로 인하여 무정전 전원장치의 공급전력이 불안정해 질 수 있다. 따라서, 이러한 오차를 보상하여 장치가 공급하는 공급전력의 안정성을 높이기 위해 특정차수(k)의 고조파전류에 의해 발생되는 해당 치수의 고조파전압을 비례적분제어에 의해 상쇄시키게 되는 데, 이를 위해서 상기 직교값 전압연산부(21a,21b)는 샘플시점마다 전술한 식(5)와 식(6)에 따른 연산을 수행하여 해당 차수의 고조파 성분의 코싸인 성분(v ou,rk (m))과 싸인성분(v ou,ik (m))의 전압값을 구하게 되며, 이 값은 각각 상기 고조파 제어부(22a,22b)에 인가되어 각 직교값의 목표치(V or(k) =0,V ir(k) =0)에 대한 에러값을 상쇄시키기 위한 상기 에러값의 일정 비례값과 적분값을 연산출력하게 된다.
상기 전압 교류변환부(23a,23b)는 상기 고조파 제어부(22a,22b)에서 출력되는 각각의 제어값을 해당 고조파에 대응되는 정현파 샘플데이타의 해당 시점의 값과 승산하여 각각 교류신호의 순시 제어값으로 변환출력하고, 변환출력되는 순시 제어값은 상기 전압 가산부(24)에 의해 가산되어 해당 고조파 전압을 상쇄시키기 위한 전압으로 출력되게 된다.
상기 전압 가산부(24)로 부터 출력되는 고조파 제어전압은, 상기 전류전압 변환부(34)로부터 출력되는 고조파 전류를 보상하기 위한 전압() 과 상기 제1가산부(41)에서 가산되어, 특정 고조파 성분를 이차적으로 제어상쇄키 위한 전압 보상신호가 되며, 이 신호는 다시, 상기 기본파 전압제어기(10)로 부터 출력되는 기본파 보상신호와 상기 제2가산기(42)에서 가산되어 해당 상(相)의 지령전압(V u *)으로 출력되게 되는 것이다.
상기 지령전압(V u *)을 인가받는 상기 스위치 개폐제어부(200)는 상기 스위칭 회로부(300)의 인가 직류전압(V DC /2)을 공급/차단하는 시간격을 조정하여 인버터의 출력단자에서 인가된 지령전압(V u *)이 출력되도록 하게 되고, 이에 따라 부하측의 특정 고조파는 상쇄되게 되는 것이다.
도4에 도시된 고조파 보상을 위한 구성은, 고조파 성분 중 특정 차수의 하나만을 보상하기 위한 것이나, 만약 보상하고자 하는 특정 고조파가 많으면 그에 비례하여 고조파 보상을 위한 고조파 전류보상기와 고조파 전압보상기를 병렬로 구성할 수가 있다. 즉, 5차와 7차의 고조파 성분을 동시에 보상하고자 한다면, 제5차 성분에 대한 고조파 전압 및 전류성분을 보상하기 위한 보상기와 7차 성분에 대한 고조파 전압 및 전류성분을 보상하기 위한 보상기의 구성을 병렬로 구성하되, 그 동작은 그 구성에서 동일하게 이루어짐으로써 2개 차수의 고조파 성분의 보상이 가능하게 된다.
또한, 지금까지의 구성 및 동작설명은 하나의 상()에 대해서 제한적으로 이루어진 것이지만, 다른 상(v,w)에 대해서도 전술한 동일한 구성을 적용하여 독립적으로 해당 상의 전압과 전류(v ov ,v ow ,i ou ,i ow )를 검출하고 이를 보상하는 지령전압(V u *,Vw *)을 각각 출력함으로써 각 상의 고조파 성분이 독립적으로 보상될 수가 있다.
[표 1] 피시험 무정전 전원장치의 정수
본 발명에 따른 고조파 보상장치의 동작의 타당성을 검토하기 위해 표 1과 같은 조건으로 컴퓨터 시뮬레이션을 행하였으며, 부하조건으로는 3상 정류기를 사용하였다.
도 5는 기본파 전압제어기만을 동작시켰을 때의 정상상태에서의 전압, 전류 파형을 보여준다. 도5의 (a)에서 처럼 인버터 지령전압(V u *)은 정현파이나 출력전압(v 0 )은 부하전류의 고조파 성분에 의하여 도5(b)와 같이 5차와 7차 고조파가 많이 포함되어 왜형되어 진다. 이 때의 THD는 도8(a)와 같이 7.3[%]이다.
도6은 기본파 전압제어기와 함께 5차 고조파 보상기를 동작시켰을 때의 무정전 전원장치의 동작 파형을 나타내고 있다. 이 경우에는 도6(d)와 도8(b)에서와 같이 5차 고조파 성분은 상당히 감소되지만 7차 고조파 성분은 오히려 증가하게 된다. 도7은 기본파 전압제어기와 함께, 5차와 7차 고조파 보상기를 동작시켰을 때의 무정전 전원장치의 전압, 전류 파형을 나타낸 것으로서, 이 경우에는 인버터 지령전압(V u *)은 부하전류(i0)의 고조파 성분을 보상하기 위하여 5차와 7차 고조파 성분을 포함하고 있지만, 무정전 전원장치 출력전압(v0)의 THD는 0.59[%]로서 거의 정현적인 전압을 공급하고 있음을 보여준다.
상기와 같이 구성되어 동작하는 본 발명에 따른 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치의 고조파 보상특성 효과를 실질적으로 검증하기 위해 무정전 전원장치의 실험시스템에, 전술한 컴퓨터 실뮬레이션 조건과 거의 동일하게 그 사양을 적용하여 실험을 행하였으며, 고조파 보상을 위한 전압을 연산출력하기 위한 디지탈 제어장치로는 50MHz 클럭으로 동작되며 25MIPS(Million Instructions Per Second)의 능력을 가지는 TMS 320C40GFL50 DSP칩을 사용하였다. 이 때도 부하로는 비선형 부하인 3상 정류기가 사용되었다.
도9는 기본파 전압제어기만 동작했을 때 정상상태에서의 출력전압과 부하전류를 도시한 것으로서, 부하전류(i ou )의 고조파 성분에 의하여 출력전압이 왜형되고 부하조건에 따라 전압 THD는 달라지지만 5차와 7차 고조파성분을 상당히 포함하고 있음을 알 수 있다.
도10은 5차 고조파 보상기만을 더 동작시킬 때의 출력전압과 부하전류 파형으로서, 시뮬레이션에서 처럼 출력전압 파형이 크게 개선되지 않음을 알 수 있다. 기본파 출력전압 제어와 함께 5차외에 7차 고조파를 보상하기 위한 보상기를 더 구성하여 동작시켰을 때의 출력전압과 부하전류의 파형은 도 11과 같은데, 여기서는 비선형 부하임에도 불구하고 인버터 출력 전압(V ou )이 거의 정현파에 가까운 사실을 보여준다.
도12와 도13은 두가지 다른 제어방법에 대한 과도응답 특성을 나타낸 것으로서, 도12는 종래의 고조파 보상을 위한 방법과 같이, 단지 고조파 전압 보상으로만 고조파 보상기를 구성했을 때의 과도 응답파형인 데, 이 때는 도12에서보는 바와 같이 부하 급변시에 5차와 7차 고조파 성분이 빨리 보상되지 않음을 알 수 있다.
이에 반하여, 본 발명에 따른 고조파 보상장치에 의한 전압 전류 파형을 도시한 도13은, 부하변동의 경우에 출력전압의 파형을 왜형 없이 즉시 추종함을 보여주고 있다. 이는 출력전압 왜형의 원인인 부하전류의 고조파 성분이 고조파 전류 보상기에 의하여 직접 보상되기 때문에 과도응답 특성이 개선되는 것이다.
또한, 식 (4)에서와 같이 고조파 전류보상기는, 보상전압 산출을 위해 부하조건이나 시스템 변화에 관계없이 필터 인덕터(Lo)의 값만을 사용하며, 이 때의 고조파 전압 보상기의 비례적분 제어기 이득은 시스템 특성에 주요한 요소가 아니기 때문에 제어기 구성이 매우 용이하여 고조파 보상장치의 설계가 보다 단순화되는 효과가 있다.
이상의 시뮬레이션과 실험결과를 통해 볼 때, 제안된 본 발명에 따른 고조파 보상장치는, 단지 고조파 전압제어기에 의해 제어되는 종래의 방식보다는 과도응답 특성이 매우 양호하며, 비교적 낮은 스위칭 주파수로 거의 영에 가까운 THD를 가진 출력전압을 제공함으로써 비선형부하에 대해서도 정현적인 출력전압을 얻을 수 있기 때문에, 출력필터를 보다 낮은 정격의 소자를 사용하여 소형화 및 원가절감을 도모하고 전력이용률을 향상시키는 효과가 있는 것이다.

Claims (7)

  1. 기 설정된 기본파 출력전압과 검출되는 기본파 부하전압과의 차를 상쇄시키기 위한 기본파 제어전압을 출력하는 기본파 오차 보상수단;
    검출되는 부하전류의 특정 차수의 고조파성분을 부하단으로 공급하기 위한 고조파 전압을 산출하여 이를 생성출력하는 고조파 전류보상수단;
    상기 검출되는 부하전압의 상기 특정 차수의 고조파성분을 상쇄시키기 위한 고조파 제어전압을 출력하는 고조파 전압보상수단; 및
    상기 기본파 오차 보상수단, 상기 고조파 전류보상수단; 그리고 상기 고조파 전압보상수단의 출력전압을 가산하여 외부 인버터 지령전압으로 인가하는 제어신호 가산수단;을 포함하여 구성되는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 특정 차수 이외의 차수에 해당하는 부하전류의 각각의 고조파 성분을 부하단으로 공급하기 위한 각각의 고조파 전압을 산출하여 이를 생성출력하는 다수의 고조파 전류보상수단; 및
    상기 특정차수 이외의 차수에 해당하는 상기 부하전압의 각각의 고조파 성분을 상쇄시키기 위한 각각의 고조파 제어전압을 출력하는 다수의 고조파 전압보상수단;을 더 포함하여 구성되되,
    상기 제어신호 가산수단은 상기 기본파 오차보상수단, 상기 모든 고조파 전류 보상수단, 그리고 상기 모든 고조파 전압보상수단의 출력전압을 가산하여 외부 인버터의 지령전압으로 인가하는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 특정 차수는 제 5차인 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 고조파 전류보상수단은,
    상기 검출되는 부하전류의 상기 특정 차수의 고조파성분에 대하여 임의 시점의 실수항 성분과 허수항 성분의 전류 값을 각각 연산검출하는 고조파 전류 검출수단;
    상기 검출된 각각의 전류 값에, 서로 직교하는 두 개의 정현파신호의 해당시점값을 각각 승산하여 상기 교류성분으로 변환출력하는 교류 변환수단;
    상기 교류 변환수단으로 부터 각기 출력되는 두 교류성분의 신호값을 가산하는 가산수단; 및
    외부 인버터의 필터특성에 근거하여 상기 가산된 신호값을 전압크기로 변경하고, 이의 90°위상천이된 신호값을 산출하여 고조파 전압으로 출력하는 전압 변환수단;을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 고조파 전압보상수단은,
    상기 검출되는 부하전압의 상기 특정 차수의 고조파성분에 대하여 임의 시점의 실수항 성분과 허수항 성분의 전류 값을 각각 연산검출하는 고조파 전압 검출수단;
    상기 검출된 각각의 전압 값과 기 설정된 목표 기준값과의 차이를 상쇄시키기 위한 각각의 제어전압을 출력하는 비례적분 제어수단;
    상기 각각의 제어전압에, 서로 직교하는 두 개의 정현파신호의 해당 시점 값을 각각 승산하여 각기 교류성분으로 변환출력하는 교류 변환수단; 및
    상기 교류 변환수단으로 부터 각기 출력되는 두 교류성분의 신호값을 가산출력하는 가산수단;을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 외형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 설정된 목표 기준값은 0인 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
  7. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 기본파 오차 보상수단은,
    상기 검출되는 부하전압으로 부터 기본파의 실효값을 연산검출하는 기본파 전압 검출수단;
    상기 연산검출된 기본파 실효값과 기 설정된 출력전압과의 차이값을 출력하는 에러신호 발생수단;
    상기 차이값에 비례적분된 제어량을 출력하는 비례적분 제어수단;
    상시(常時) 전원에 동기된 위상의 교류전압을 생성출력하는 위상동기수단; 및
    상기 제어량에 상기 위상 동기수단의 교류전압을 승산하여, 상기 제어량 진폭의 교류전압을 출력하는 교류 변환수단;을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치.
KR1019970053821A 1997-10-14 1997-10-14 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치 KR100230125B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019970053821A KR100230125B1 (ko) 1997-10-14 1997-10-14 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019970053821A KR100230125B1 (ko) 1997-10-14 1997-10-14 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19990032204A true KR19990032204A (ko) 1999-05-06
KR100230125B1 KR100230125B1 (ko) 1999-11-15

Family

ID=19523074

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970053821A KR100230125B1 (ko) 1997-10-14 1997-10-14 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100230125B1 (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100472528B1 (ko) * 2002-04-09 2005-03-07 건국대학교 산학협력단 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의제어 방법
KR100625482B1 (ko) * 2004-12-15 2006-09-20 이화전기공업 주식회사 3상 무정전 전원장치의 병렬 동작에 있어서 ｐｗｍ 동기화방법 및 그 장치
KR100918277B1 (ko) * 2008-09-23 2009-09-18 주식회사 맥스컴 무정전 전원장치의 인버터 출력전압 제어장치 및 시스템
KR101244494B1 (ko) * 2008-09-08 2013-03-18 히라따기꼬오 가부시키가이샤 밸브간극의 측정조정방법 및 측정조정장치

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100990225B1 (ko) 2008-01-28 2010-10-29 성신전기공업(주) 올 아이지비티 유피에스 시스템 및 그 제어방법
KR100990208B1 (ko) 2009-02-23 2010-10-29 손인락 비선형 부하의 왜곡된 전압 보상기능을 갖는 무정전 전원공급장치 및 그 제어방법
KR101333828B1 (ko) 2012-01-31 2013-11-29 울산대학교 산학협력단 발전 시스템 제어 방법 및 장치
KR101166663B1 (ko) 2012-03-05 2012-07-18 서울과학기술대학교 산학협력단 폐루프 최적이득 제어모듈을 갖춘 3상 무정전 전원 장치

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100472528B1 (ko) * 2002-04-09 2005-03-07 건국대학교 산학협력단 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의제어 방법
KR100625482B1 (ko) * 2004-12-15 2006-09-20 이화전기공업 주식회사 3상 무정전 전원장치의 병렬 동작에 있어서 ｐｗｍ 동기화방법 및 그 장치
KR101244494B1 (ko) * 2008-09-08 2013-03-18 히라따기꼬오 가부시키가이샤 밸브간극의 측정조정방법 및 측정조정장치
KR100918277B1 (ko) * 2008-09-23 2009-09-18 주식회사 맥스컴 무정전 전원장치의 인버터 출력전압 제어장치 및 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
KR100230125B1 (ko) 1999-11-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Abdusalam et al. New digital reference current generation for shunt active power filter under distorted voltage conditions
Santos Filho et al. Comparison of three single-phase PLL algorithms for UPS applications
Singh et al. Design and digital implementation of active filter with power balance theory
Singh et al. Design, simulation and implementation of three-pole/four-pole topologies for active filters
Khadkikar et al. A new control philosophy for a unified power quality conditioner (UPQC) to coordinate load-reactive power demand between shunt and series inverters
Panigrahi et al. A robust LQG servo control strategy of shunt-active power filter for power quality enhancement
Rahmani et al. A DSP-based implementation of an instantaneous current control for a three-phase shunt hybrid power filter
US11177660B2 (en) System and method for power converter control for virtual impedance
Yada et al. A new topology and control strategy for extraction of reference current using single phase SOGI-PLL for three-phase four-wire Shunt Active Power Filter
Naderipour et al. Hierarchical control strategy for a three-phase 4-wire microgrid under unbalanced and nonlinear load conditions
KR101562848B1 (ko) 능동댐핑기반 반복제어기법을 이용한 무정전전원장치 제어 방법
KR100459000B1 (ko) 3상 4선식 능동전력필터 제어장치
Huang et al. A delta-connected MMCC-based active power conditioner for unbalanced load compensation and harmonic elimination
Chang et al. Optimisation-based strategy for shunt active power filter control under non-ideal supply voltages
Naik et al. Third-harmonic modulated power electronics interface with 3-phase utility to provide a regulated DC output and to minimize line-current harmonics
Tabassum et al. Power Quality improvement by UPQC using ANN Controller
KR100230125B1 (ko) 무정전 전원장치의 출력전압 왜형률 개선을 위한 고조파 보상장치
Haddad et al. Real time simulation and experimental validation of active power filter operation and control
CN109728741B (zh) 应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法及装置
Karimi et al. High performances reference current generation for shunt active filter under distorted and unbalanced conditions
CN108054763B (zh) 一种电能质量综合管理的确定方法及系统
Kothuru et al. Reduction of harmonics in 3-phase, 3-wire system by the use of shunt active filter
Nishida et al. Digital control three-phase shunt active power filter with a new harmonic-current-extraction process
Jiao et al. A double reduced order generalized integrator based algorithm for control of four-leg converter to enhance power quality
Chittora et al. Harmonic current extraction and compensation in three phase three wire system using notch filter

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120802

Year of fee payment: 14

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130802

Year of fee payment: 15

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150921

Year of fee payment: 17

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160912

Year of fee payment: 18

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170818

Year of fee payment: 19