KR19980043696A - 다중 반송파 시스템에서 효율적인 신호대 잡음비의 계산방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른 다중 반송파 시스템에서 효율적인 신호대 잡음비의 계산방법 가 개시된다. 각 서브 채널에 맞도록 각 반송파들에 오류를 최소화하기 위해 입력되는 직렬 입력 데이터 비트를 전송 비트 할당 테이블과 전송 전력 할당 테이블에 의해 데이터 심볼을 인코딩하고, 인코딩된 데이터 심볼을 각 서브 채널별로 변조된 신호를 전송하는 전송단과, 변조된 신호를 수신 비트 할당 테이블과 수신 전력 할당 테이블에 의해 디코딩하여 데이터 비트로 복원하는 수신단을 갖는 다중 반송파 시스템에서 신호대 잡음비 계산방법은 상기 전송단의 전송 전력 할당 테이블과, 상기 수신단의 전송 할당 테이블에 서브 반송파별로 다른 전력을 사용하여 채널을 평가함을 특징으로 한다.

따라서, 상술한 바와 같이 본 발명에 의한 채널 평가 및 잡음 특성 평가에 의한 상대 잡음비 계산 방법에 의하면, 신호대 잡음비에서 고주파 영역의 서브 반송파 신호대 잡음비를 정확하게 평가할 수 있으므로 최대의 처리속도 즉, 최대의 전송 속도를 만족하는 안정화된 다중 반송파 모뎀의 실현이 가능하다.

Description

다중 반송파 시스템에서 효율적인 신호대 잡음비의 계산방법.

본 발명은 다중 반송파 시스템에서 채널감쇄가 심각한 상황에서 정확한 신호대 잡음비 계산을 위한 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 약속신호열에 선형 전력, 계단형 전력 및 채널 전달함수의 역형태 등과 같은 전력할당을 하여 채널을 평가함으로써, 고주파 영역에서 같은 정확도 내에서 보다 짧은 시간에 채널 특성 평가를 할 수 있고, 이로 인한 정확한 잡음 특성으로부터 신호대 잡음비를 평가하여 최대의 전송속도가 가능하도록 하기 위한 신호대 잡음비 계산방법에 관한 것이다.

다중 반송파 변조 방식(Multicarrier Modulation)은 심볼간의 간섭(inter symbol interference)이 있는 채널하에서 오류확률을 최소화하면서, 채널용량(channel capacity)에 가장 근접하게 전송할 수 있는 최적의 변조방식이다.

이와 같은 최적의 변조방식을 사용하고 채널감쇄가 심각한 쌍방향 유선통신 시스템의 경우, 최대의 전송 속도를 얻기 위해서는 초기화 시기에 통신채널의 두가지 평가항목인 채널의 응답(손실) 즉, 채널 전력 밀도와 잡음 전력밀도 평가가 중요하며, 이 두 가지 평가를 통해 각 서브 채널별 신호대 잡음비(SNR ; Signal to Noise Ratio)를 얻을 수 있다.

계산되어진 채널별 신호대 잡음비를 사용하여 각 서브 채널에 맞게 각 반송파들에 오류확률을 최소화하기 위한 비트수 할당(bit allocation)과 전력할당(power allocation)이 이루어짐으로써 최대속도의 통신처리가 가능하게 된다.

도 1은 일반적인 다중 반송파 전송시스템의 구성을 나타낸 도면이다.

도 1에 있어서, 참조부호 10은 송신기를, 참조부호 12는 수신기, 참조부호 14는 통신채널을 각각 나타낸다. 여기서, 송신기(10)는 직렬의 비트 스트림신호를 수신하여 병렬의 심볼데이터로 변환하는 직렬/병렬변환부(100), 직렬/병렬변환부(100)로부터 병렬로 변환된 심볼 데이터를 변조하는 다중반송파 변조부(102), 다중반송파 변조부(102)로부터 변조된 신호를 가산하는 가산부(104), 가산부(104)의 신호를 처리하여 통신채널(14)에 출력하는 전 송신처리부(Pre transmit processing)(106)로 이루어진다. 또한, 수신기(12)는 통신채널(14)로부터 수신된 신호를 처리하는 후처리수신부(post receive processing)(120), 후처리수신부(120)로부터 수신된 신호를 복조하는 다중 반송파 복조부(multicarrier demodulation)(122), 다중 반송파 복조부(122)로부터 수신된 병렬 심볼 데이터를 직렬 비트 스트림 신호로 처리하는 병렬/직렬변환부(124)로 이루어진다. 이와 같이 구성된 송/수신기(10, 12)는 통신 채널(14) 즉, 디지털 가입자 라인(digital subscriber line; DSL) 또는 다른 형태의 통신채널을 이용하여 데이터를 송/수신하게 된다.

이어서, 송수신기(10, 12)의 기능을 설명하면,(bits per second)의 직렬 비트 스트림 데이터는 직렬/병렬 변환부(100)에 의해 심볼 주기(T)인(bits)의 다중 반송파 심볼 데이터로 변환되어 다중 반송파 변조부(102)에서 변조된다. 다중 반송파 변조부(102)는를 i번째 반송파당를 가지는 N개의 독립된 반송파로 변환하여개의 시간영역샘플(time domain sample)을 생성하며, 이때이 된다. 전송신처리부(106)는 시영역샘플을 실제 선로로 전송하기 위한 인터페이스이다. 수신부(12)에서는 송신부(10)의 각 부분의 역기능을 수행하므로 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다중 반송파 전송시스템에서 변조부(102)와 복조부(122)는 이산시간(discrete-time)의 다음의 수학식 1의 조건을 만족해야 한다.

[수학식 1]

여기서, 수학식 1은 각각 변조부(102)와 복조부(122)의 벡터를 나타낸 것이며, ● 는 두 벡터간의 도트 프로덕트를 나타내고,은 다음의 수학식 2와 같이 정의된다.

[수학식 2]

즉, 변조부(102)와 복조부(122)는 직교변환(orthogonal transformation)이어야 한다. 예를 들어, 다중 반송파 전송 시스템의 변조부(102)와 복조부(122)를 각각 고속 퓨우리어 역변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT), 고속 퓨우리어 변환(Fast Fourier Transform; FFT)를 사용할 경우를 이산 멀티톤(Discrete Multitone)변조방식이라고 하며, 각각의 변환함수는 다음의 수학식 3과 같다.

[수학식 3]

디지털 가입자 라인(DSL)을 통하여 데이터를 고속으로 전송할 때, 트위스트 커퍼 페어(twisted copper pairs) 특성 때문에 부호간 간섭(intersymbol interference; ISI)과 심각한 채널 감쇄 특성이 발생된다. 따라서 부호간 간섭에 의한 영향을 감소시키기 위하여 정교한 형태의 등화가 필요하다. 그리고 디지털 가입자 라인은 매우 다양한 루프 구성을 가지고 있기 때문에 특정한 라인에 대한 최적의 전송 대역폭이 다른 전송선로에서는 적용될 수 가 없으므로 각 전송선로마다 전송 대역폭을 반드시 초기화 시기에 최적화하여야 한다.

일반적으로 직교 진폭 변조방식(Quadrature Amplitude Modulation; QAM)과 같은 단일 반송파 디지털 전송 시스템에서는 전송 대역폭은 심볼 레이트와 반송 주파수에 의하여 결정되므로, 심볼 레이트가 가변 가능한 단일 반송파 시스템은 복잡성 때문에 거의 구현 불가능하지만, 다중 반송파 시스템에서는 각 서브 반송파마다 다른 비트수를 전송할 수 있기 때문에 전송 대역폭 사용을 완벽하게 제어하는 것이 가능하다. 그 결과 다중 반송파 전송 시스템에서는 좋은 특성을 가지는 서브 반송파에는 더 많은 데이터를 전송시키고, 특성이 나쁜 서브 반송파에는 적은 데이터를 전송시키기 위해 신호대 잡음비의 평가가 필수적이다.

도 2는 도 1에 도시된 직렬/병렬 변환부(100)의 상세한 구성을 나타낸 도면으로서, 참조부호 20은 전송비트 할당 테이블(20)을, 참조부호 22는 전송 전력 할당 테이블(22)을, 참조부호 24는 데이터 비트 버퍼부를, 참조부호 26은 에러정정 인코더부를, 참조부호 28은 데이터 심볼 인코더부를 각각 나타낸다. 여기서, 데이터 심볼 인코더부(28)에서는 입력되는 데이터 비트 스트림을 전송 비트 할당 테이블(20)과 전송 에너지 할당 테이블(22)에 의해 M-직교진폭변조 심볼로 변환시킨다. 이 때, M=이고, b는 전송비트 할당 테이블(20)에서 각 서브 반송파별 할당 비트수이다. 그러나 채널의 신호대 잡음비를 측정하는 초기화 과정에서 송신단에서는 이미 정해진 다항식에 의한 의사 랜덤 이진 신호열(Random binary sequence)을 데이터 심볼 인코더부(28)에서 동일한 전력(flat power)을 가지는 4-직교진폭변조로 만들어 전송하게 된다. 그리고 수신단에서는 수신신호와 동일전력를 가지는 약속 신호열을 사용하여 채널을 평가하게 된다.

도 3은 도 1에 도시된 병렬/직렬변환부(124)의 상세한 구성을 나타낸 도면으로서, 참조부호 30은 수신 비트 할당 테이블을, 참조부호 32는 수신 전력 할당 테이블을, 참조부호 34는 주파수 영역 등화부를, 참조부호 36은 데이터 심볼 디코더부를, 참조부호 38은 에러정정 디코더부를, 참조부호 40은 데이터 비트 버퍼를 각각 나타낸다. 여기서, 데이터 심볼 디코더부(36)에서는 송신기(10)으로부터 변조된 신호를 수신하여 다시 수신 비트 할당 테이블(30)과 수신 전력 할당 테이블(32)에 의하여 비트 스트림 신호로 복원하는 역할을 한다.

전송 전력 제한 및 비트 에러 레이트에서, 주어진 시스템 성능 마진 내에서 총 데이터 처리량을 최대화하거나, 고정된 목표 데이터 레이트에서 전체 시스템 성능 마진을 최대화한다. 이를 구현하는데 사용되는 것이 주파수 영역에서의 워터 푸어링 에너지 분배방식(water-pouring energy distribution)으로 이론적인 최적의 채널용량과 전력분배 방법을 의미한다. 이는 개념적으로 주파수 영역에서 채널의 신호대 잡음비 곡선을 역으로 취한 형태이다. 이 곡선에서의 서브 반송파의 워터 레벨이 서브 반송파의 최적 에너지 양으므로 이 에너지 양이 다중 반송파 변조방식에서 각 서브 반송파의 직교진폭변조 신호인 constellation size를 결정하게 되며, 각 서브 반송파의 직교진폭변조 신호는 서브 반송파별 비트수 및 전력에 의해 결정된다. 따라서 전송될 수 있는 각 서브 반송파 데이터 비는 워터 푸어링 에너지 분배방식과 비트 에러비에 의해서 결정된다. 워터 푸어링 에너지 분배방식은 기본적으로 채널의 신호대 잡음비를 구하기 위해서 도 5에서와 같이 각 서브 반송파별 동일전력을 가지는 약속된 의사 랜덤 신호를 송신단에서 전송하여 수신단에서 각 서브 반송파별 신호대 잡음비를 측정하는 것을 전제로 한다.

도 4는 도 1에 도시된 통신채널(14)로부터 출력된 신호를 수신하여 채널 및 잡음 전력밀도를 측정하는 장치의 구성을 나타낸 도면이다.

도 4에 있어서, 참조부호 40은 채널전력 밀도 평가기를, 참조부호 42는 채널 필터를, 참조부호 44는 가산기, 참조부호 46은 잡음 전력밀도 평가기를, 참조부호 48은 약속된 신호열을, 참조부호 50은 다중 반송파 변조 전송기를 각각 나타낸다. 여기서, 채널 전력밀도 평가기(40)는 통신채널(14)로부터 출력된 신호와 약속된 신호열을 사용하여 채널의 전력밀도 특성을 구한다. 가산기(44)는 수신신호와 채널필터(42)의 출력신호를 가산한다. 잡음 전력 밀도 평가기(46)는 가산기(44)로부터 출력된 신호에 의해 잡음 전력 밀도를 평가한다.

이어서, 도 4에 도시된 장치를 참조하여 신호대 잡읍비를 계산하는 방법을 살펴보면 다음과 같다.

수신신호와 약속된 신호열을 사용하여 채널의 전력 밀도 특성을 구하고(40), 구해진 채널 전력 밀도 특성으로부터 채널 필터(42)를 거쳐 일반적인 신호에 비해 상대적으로 작은 잡음 성분을 충분히 제거시킨 채널 통과 신호를 생성한다. 또한, 잡음 성분은 수신신호에서 순수 채널 통과 신호를 제거하여(44) 잡음 전력 밀도 특성을 구한다(46). 즉, 약속된 신호열인 의사 랜덤(pseudo random) 신호가 송신단에서로 변조되어 채널을 통과하면 수신신호는 다음의 수학식 4와 같이 된다.

[수학식 4]

여기서,은 잡음성분이다.

채널 전력 밀도 평가기(46)의 동작원리는 일정기간의 수신 신호 평균값을 구하여 상대적으로 작은 크기의 잡음 성분을 제거하고 FFT하면 다음의 수학식 5와 같이 된다.

[수학식 5]

이미 약속된 동일(flat)전력의 약속된 신호열로 서브 채널별로 나누기를 수행하여 절대값 자승을 취해 다음의 수학식 6과 같이 채널의 전력밀도를 구하게 된다.

[수학식 6]

여기서,는 i 번째 서브 채널 에너지를,는 i 번째 서브 채널의 전력밀도를,는 i 번째 서브 채널의 잡음밀도를 각각 나타낸다.

채널 특성을 구하는 알고리즘에서는 Deterministic Least Square(DLS)방법이 있으며, 잡음 특성을 구하는 알고리즘으로는 웨일스(welsh)방법이 사용된다. 전송채널 및 잡음 특성이 시변이기 때문에 DLS 또는 웨일스 방법 모두 반복적인 방법에 의하여 원하지 않는 신호를 누적기를 통해 평균화 작업으로 제거된다. 그리고 멀티반송파 전송시스템에서 워터 푸어링 에너지 분배하는 알고리즘에는 시스템 적용 예에 따라서 voice-band multicarrier modem에서 Hughes-Hartogs 알고리즘, ADSL을 위한 DMT 시스템에서 Peter S.Chow의 알고리즘 등이 사용된다.

그러나 다중 반송파 전송 시스템의 최적화를 위해서는 시스템 초기에 반드시 각 서브 반송파별 비트 및 전력을 분배하는 작업이 이루어져야 한다. 그런데 이들 작업인 비트 및 전력 분배 작업은 최적화에 관련된 알고리즘으로 역시 많은 시간과 고속 계산속도가 요구된다. 그리고 초기화 작업은 무엇보다도 정확한 신호대 잡음비 측정을 가정으로 한다. 보다 정확한 신호대 잡음비값은 많은 반복횟수를 요구하기 때문에 시스템 초기화시 많은 시간이 요구된다. 특히, DSL 채널을 사용한 고속 통신의 경우 광대역을 사용하기 때문에 각 서브 반송파간의 감쇄 특성이 매우 달라 서브 반송파간의 최고와 최저의 신호대 잡음비 차가 약 50 데시벨 이상으로 심각하다.

도 5는 다중 반송파 전송 시스템의 종래의 송수신 채널 전력 밀도 평가하기 위한 파형을 나타내는 도면으로서, (A)는 송신기의 출력신호를, (B)는 전송채널의 신호를, (C)는 수신기 입력신호를 각각 나타낸다.

서브 반송파간의 최고와 최저의 신호대 잡음비 차가 약 50 데시벨 이상으로 심각한 상황에서는 특히, 고주파수 영역에서의 감쇄가 매우 크기 때문에 이 주파수 영역에서의 채널 특성을 측정하기 위해 도 5와 같은 동일 전력 스펙트럼을 갖는 약속된 신호열을 사용할 때 많은 반복시간을 요구하며, 이 고주파 영역의 작은 신호를 이용한 채널 전력밀도 평가기의 파동(fluctuation) 등의 부정확성으로 인해 신호대 잡음비 계산이 부정확하여 전체 시스템의 성능을 저하시키는 문제가 있다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위해 창출된 것으로서, 각 서브 반송파에서 서로 다른 전력을 가지도록 전송하며, 수신단에서는 각 서브 반송파별로 다른 전력을 가진 약속된 신호열을 사용하여 채널 평가함으로써, 정확한 신호대 잡음비를 계산하는 다중 반송파 시스템에서 효율적인 신호대 잡음비의 계산방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다.

도 1은 일반적인 다중 반송파 전송시스템의 구성을 나타낸 도면이다.

도 2는 도 1에 도시된 직렬/병렬 변환부의 상세한 구성을 나타낸 도면이다.

도 3은 도 1에 도시된 병렬/직렬변환부의 상세한 구성을 나타낸 도면이다.

도 4는 도 1에 도시된 통신채널로부터 출력된 신호를 수신하여 채널 및 잡음 전력밀도를 측정하는 장치의 구성을 나타낸 도면이다.

도 5는 다중 반송파 전송 시스템의 종래의 송수신 채널 전력 밀도를 평가하기 위한 파형을 나타내는 도면이다.

도 6은 본 발명에 의한 송신부의 전력 밀도 스펙트럼을 나타낸 도면이다.

도 7a 내지 7b는 단일 심선의 임펄스 응답과 전력 스펙트럼을 각각 나타내는 파형도이다.

도 8a 내지 8b는 실시예의 결과를 나타낸 도면으로서, 도 8a는 동일 전력 인가시의 파형도이고, 도 8b는 다른 전력 인가시의 파형도이다.

도 9a 내지 9b는 실시예에 따른 신호대 잡음비를 측정한 결과를 나타낸 도면이다.

상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 각 서브 채널에 맞도록 각 반송파들에 오류를 최소화하기 위해 입력되는 직렬 입력 데이터 비트를 전송 비트 할당 테이블과 전송 전력 할당 테이블에 의해 데이터 심볼을 인코딩하고, 인코딩된 데이터 심볼을 각 서브 채널별로 변조된 신호를 전송하는 전송단과, 변조된 신호를 수신 비트 할당 테이블과 수신 전력 할당 테이블에 의해 디코딩하여 데이터 비트로 복원하는 수신단을 갖는 다중 반송파 시스템에서 신호대 잡음비 계산방법은

상기 전송단의 전송 전력 할당 테이블과, 상기 수신단의 전송 할당 테이블에 서브 반송파별로 다른 전력을 사용하여 채널을 평가함을 특징으로 한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세히 설명한다.

도 6은 본 발명에 의한 송신부의 전력 밀도 스펙트럼을 나타낸 도면으로서, (A)는 선형적으로 증가하는 전력형태를, (B)는 계단형으로 증가하는 전력형태를, (C)는 채널 전달함수의 역(inverse)형태를 갖는 전력형태를 각각 나타낸다.

서브 반송파의 전송 시스템의 초기화 과정 중 빠르고 정확한 신호대 잡음비를 측정하기 위해서는 빠르고 정확한 채널 평가가 필수적이다. 이와 같은 채널 평가를 위해 송신단에서 도 5에 도시된 동일 전력 스펙트럼의 약속된 신호열이 아닌 도 6에 도시된 바와 같은 각 서브 반송파에 다른 전력을 가지도록 전송하며, 수신단에서는 각 서브 반송파별로 다른 전력을 가진 약속 신호열을 사용하여 채널 평가를 하게 된다. 이를 위해 본 발명은 기존 구성과 약속 신호열의 변동없이 종래의 초기화 과정에서 도 2와 도 3의 일반적인 다중 전송파 전송을 위한 인코더와 디코더의 전송 전력 할당 테이블(20)과 수신 전력 할당 테이블(22)에 사용되던 동일한 전력(flat power spectrum) 대신 각 서브 반송파별로 다른 전력(weighted power spectrum)을 사용하게 된다.

이어서, 본 발명의 동작을 설명하면 다음과 같다.

본 발명에서는 신호대 잡음비 측정시 전송하는 의사램덤 이진 신호열의 변동없이 각 서브 반송파별 전력이 다른 4-직교진폭변조 신호로 전송하기 위한 것으로, 이때 사용되는 전송 전력할당 테이블은 도 6에 도시된 바와 같은 선형 전력형태, 계단형 전력형태 및 채널의 전달함수의 역형태를 가질 수 있다. 그리고 수신단에서는 송신단에서 보낸 각 서브 반송파별 다른 전력을 가지고 채널을 통과한 수신신호와 약속된 의사랜덤 이진 신호열과 수신전력 할당 테이블을 사용하여 채널을 평가하게 된다.

이어서, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 설명하면 다음과 같다.

먼저, 본 발명에서 제안하는 알고리즘을 ADSL DMT 방식에 적용하여 채널 특성 평가를 모의 실험한 결과를 설명한다. 채널 조건을 살펴보면, ADSL 시험 선로인 CSA #6 번을 사용하였다. CSA #6은 Bridged tap이 없는 단일심선으로 26 게이지 9000피트(ft)로 구성되어 있다.

도 7a 내지 7b는 단일 심선의 임펄스 응답과 전력 스펙트럼을 각각 나타내는 파형도로서, 약 40 데시벨의 전략손실을 가져온다.

잡음조건을 살펴보면, 잡음은 AWGN(Additive White Gaussian Noise)로 가정하고 -60 dBm의 전력을 가진다. 또한, DSL 모의 실험조건을 살펴보면, 채널평가를 위한 신호열은 ADSL 표준안에서 제시한 의사 랜덤 이진 신호열를 사용하였다.

동일 전력 사용시, 신호열이 동일 전력을 가지며, 잡음의 평균화를 위한 누적횟수는 1회 내지 40회의 경우에 대하여 채널평가를 구하였다. 또한, 다른 전력 사용할 시, 신호열의 송신 전력이 선형적으로 증가하는 도 6의 (가)에 도시된 바와 같은 파형을 가지며, 전체 전력은 ADSL 표준안의 송신전력을 초과하지 않게 하였다. 그리고 잡음 평균화를 위한 누적횟수는 1 내지 40번의 경우에 대하여 채널 평가를 구하였다.

도 8a 내지 8b는 실시예의 결과를 나타낸 도면으로서, 도 8a는 동일전력 인가시의 파형도이고, 도 8b는 다른 전력 인가시의 파형도이다.

도 9a 내지 9b는 실시예에 따른 신호대 잡음비를 측정한 결과를 나타낸 도면으로서, 도 8a는 동일 전력 인가시의 파형도이고, 도 8b는 다른 전력 인가시의 파형도이다. 여기서, DLS 평가에 위한 각각에 대하여 동일한 잡음 평가 방법인 50 % 오버랩, 512 DFT 인 웨일스 알고리즘을 사용하여 신호대 잡음비를 구하여 서로 비교한 결과를 나타낸다.

실시예를 통해 살펴본 바와 같이, 다른 전력을 인가시 정확한 신호대 잡음비를 산출할 수 있음을 알 수 있다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 신호대 잡음비의 효율적인 계산 방법은 약속 신호열에 선형적으로 증가하는 전력, 계단형 전력, 채널함수 역전력등과 같은 전력 할당을 사용하여 채널 평가를 하면, 고주파 영역에서 같은 정확도내에서 보다 짧은 시간에 채널을 평가할 수 있고, 바꾸어 말하면, 같은 시간내에서 보다 정확한 채널 평가를 할 수 있다. 따라서, 채널 평가에서 구해진 채널 필터가 정확해지므로 잡음 특성 측정 또한 정확해진다. 이와 같이 구해지는 채널 및 잡음 특성으로부터 구해지는 신호대 잡음비에서 고주파 영역의 서브 반송파 신호대 잡음비를 정확하게 평가할 수 있으므로 최대의 처리속도 즉, 최대의 전송 속도를 만족하는 안정화된 다중 반송파 모뎀의 실현이 가능하다. 실제 채널의 감쇄폭이 50 데시벨이라면, 송신단 전력이 10 데시벨의 선형 형태면 수신단 입력의 수신신호의 동작범위는 40 데시벨로 줄일 수 있다. 이는 채널 평가 알고리즘에서 연산상의 동적 범위를 줄이는 효과를 가지므로 디지털 신호 처리기 등으로 채널 평가를 알고리즘 구현시 신호열로 누적기 출력을 나눌 때 생기는 계산상의 오버 플로우를 방지할 수 있는 효과를 갖는다.

Claims (4)

1. 각 서브 채널에 맞도록 각 반송파들에 오류를 최소화하기 위해 입력되는 직렬 입력 데이터 비트를 전송 비트 할당 테이블과 전송 전력 할당 테이블에 의해 데이터 심볼을 인코딩하고, 인코딩된 데이터 심볼을 각 서브 채널별로 변조된 신호를 전송하는 전송단과, 변조된 신호를 수신 비트 할당 테이블과 수신 전력 할당 테이블에 의해 디코딩하여 데이터 비트로 복원하는 수신단을 갖는 다중 반송파 시스템에서 신호대 잡음비 계산방법에 있어서,

   상기 전송단의 전송 전력 할당 테이블과, 상기 수신단의 전송 할당 테이블에 서브 반송파별로 다른 전력을 사용하여 채널을 평가함을 특징으로 하는 신호대 잡음비 계산 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 서브 반송파별 다른 전력은 선형적으로 증가하는 전력임을 특징으로 하는 신호대 잡음비 계산 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 서브 반송파별 다른 전력은 계단형 전력형태임을 특징으로 하는 신호대 잡음비 계산 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 서브 반송파별 다른 전력은 채널 전달함수의 역형태임을 특징으로 하는 신호대 잡음비 계산 방법.