KR102671674B1 - 기준 신호를 처리하기 위한 무선 통신 네트워크에서의 방법 및 송수신기 - Google Patents
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Abstract
기준 신호들을 처리하기 위한 무선 통신 네트워크(100)의 방법 및 제1 송수신기(120)가 개시된다. 제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)을 포함하고, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소들(121, 122, 123)을 포함한다. 상기 방법은 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들(121, 122, 123)에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하는 단계를 포함하고, 또한 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하는 단계를 더 포함하고, 여기서 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가지며, 또한 M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 응축 신호를 집성 유닛(128)으로 반송하는 단계를 더 포함한다.
Description
본 발명은 일반적으로 기준 신호들을 처리하기 위한 무선 통신 네트워크의 방법들 및 송수신기들에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 상기 방법들 및 송수신기들에 대응하는 컴퓨터 프로그램들 및 캐리어(carrier)들에 관한 것이다.
예를 들어 데이터 중심 애플리케이션들로 인해, 더 높은 대역폭, 더 높은 데이터 레이트(data rate)들 및 더 높은 네트워크 용량(network capacity)에 대한 엄청난 수요를 충족시키기 위해, LTE(Long Term Evolution)로도 알려진 기존의 4세대(4G) 무선 통신 네트워크 기술이 NR(New Radio) 액세스라고도 불리는 5세대(5G) 기술로 개선되고 있다. 다음은 5G 무선 통신 네트워크들에 대한 일부 요건들이다.
- 수만 개의 무선 장치들에 대해 초당 수십 메가비트(megabit)의 데이터 레이트가 지원되어야 함;
- 동일한 층에 있는 사무실의 수십 명의 사람들에게 초당 1 기가비트(gigabit per second)가 동시에 제공되어야 함;
- 수십만 개의 동시 접속들이 대규모 센서 배포를 위해 지원되어야 함;
- 스펙트럼 효율(spectral efficiency)이 4G에 비해 현저히 향상되어야 함;
- 커버리지(coverage)가 향상되어야 함;
- 시그널링 효율(signaling efficiency)이 향상되어야 함; 및
- 레이턴시(latency)가 4G에 비해 현저히 감소되어야 함.
다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output)은, 라디오 액세스 네트워크(RAN: Radio Access Network) 노드, 일명 기지국(base station)에서, 또한 가능하게는 다중경로 전파(multipath propagation)를 이용하기 위해 무선 장치에서, 다수의 송신 및 수신 안테나들을 사용하여 무선 링크의 데이터 반송 용량(data carrying capacity)을 증가시키는 방법이다. 이러한 이유로, MIMO는 3세대(3G) 및 4G 무선 통신 네트워크들의 일체화 부분(integral part)이다. 5G 네트워크들도 MIMO를 이용할 것이다. RAN 노드 및 가능하게는 무선 장치는 송신기 및/또는 수신기 측에 수백 개의 안테나들이 있을 수 있다. 일반적으로, (Nt, Nr)에서 (여기서, Nt는 송신기 안테나들의 수를 나타내고 Nr은 수신기 안테나들의 수를 나타냄), 피크 데이터 레이트(peak data rate)는 풍부한 스캐터링 환경(scattering environment)에서 단일 안테나 시스템들에 대해 Nt의 팩터로 곱해진다. 또한, MU-MIMO(Multi-User MIMO)는 4G 및 5G에서 사용되는 기술로서, 동일한 대역폭을 통해 동시에 다수의 무선 장치들로 신호를 전송할 수 있게 한다.
또한, 전송 용량(transmission capacity)을 향상시키기 위해, 더욱더 높은 주파수들이 사용된다. 5G에서, 송신 주파수들은 다중 GHz에 있다. 또한, 송신 대역폭은 다중 GHz에 있다. 주파수가 높을수록, 전송 대역폭이 넓을수록 또한 송신기 및/또는 수신기 안테나가 다수일수록, RAN 노드에서 또한 가능하게는 무선 장치에서 처리될 필요가 있는 정보의 양이 급격하게 증가한다.
송수신기에서 성능을 최적화하기 위해, 주파수 선택적 안테나 조합이 가정된다. 이를 가능하게 하기 위해, 송수신기 각각의 안테나 브랜치(antenna branch)에는 하나 이상의 안테나 요소(antenna element)들이 연결되는 안테나 피드 포트(feed port)와 집성 유닛(aggregate unit) 사이에 자체 송수신기 경로(transceiver path)가 있다. 일반적으로, 송수신기에서의 기능성의 일부는 상이한 집적 회로들(IC), 예를 들어 ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 사이에서 분할된다. 이러한 분할은 안테나 브랜치들 중 하나 이상을 처리하는 라디오 ASIC과 집성 유닛 사이에 있을 수 있다. 많은 수의 안테나들, 높은 주파수 및 높은 대역폭을 고려할 경우, 이러한 IC들 사이의 인터페이스들을 통해 전송될 필요가 있는 정보의 양은 매우 높아야 한다. 결과적으로, 이러한 인터페이스들의 통신 용량은 매우 높아야 한다. 따라서, 이러한 인터페이스들을 통해 전송해야 하는 정보를 감소시킬 필요가 있다.
또한, 다수의 안테나들에 의해 주어진 자유도(the degree of freedom)를 사용하기 위해, 동시에 통신하는 RAN 노드와 무선 장치(들) 사이의 무선 통신 채널의 정보가 필요하다. 이러한 정보는 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)라고 할 수 있다. CSI는 예를 들어 무선 통신 채널의 상호성(reciprocity)을 활용하여, 무선 장치로부터 RAN 노드의 다중 수신기 안테나들 각각에서 수신된 신호들에 대한 측정을 통해 얻을 수 있다. 정확한 CSI가 주어지면 송신 및 수신 가중치(weight)들을 정확하게 결정하여, 무선 장치(들)로의 지향성 송신(directed transmission)을 위해 사용할 수 있다. 결과적으로, RAN 노드 또는 무선 장치와 같은 송수신기 내의 인터페이스를 통해 전송될 필요가 있는 정보를 감소시키기 위한 솔루션이 필요하다. 특히, 이러한 인터페이스를 통해 전송될 필요가 있는, CSI와 같은 무선 통신 채널의 정보를 감소시키기 위한 솔루션이 필요하다. 다시 말해, 효율적인 방식으로 광대역 CSI를 얻기 위한 솔루션이 필요하다. 또한, CSI는 어떤 무선 장치들을 결합할지 크로스토크(crosstalk)를 최소화하기 위해 빔포밍(beamforming) 어떻게 할지를 결정하기 위해 MU-MIMO 경우에 특히 중요하다.
본 발명의 목적은 상술한 문제 및 과제 중 적어도 일부를 해결하기 위한 것이다. 첨부된 독립 청구항들에서 정의된 바와 같은 방법들, 네트워크 노드들 및 무선 통신 장치들을 사용함으로써 이러한 목적들 및 다른 목적들을 달성할 수 있다.
일 양태에 따르면, 기준 신호(reference signal)들을 처리하기 위해, 무선 통신 네트워크의 제1 송수신기에 의해 수행되는 방법이 제공된다. 제1 송수신기는 M개의 안테나 브랜치(antenna branch)들을 포함하고, M은 적어도 2이며, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소(antenna element)들을 포함한다. 상기 방법은 무선 통신 네트워크의 제2 송수신기로부터, M개의 안테나 브랜치들 각각의 안테나 요소들에서 또한 시간 도메인(time domain)에서, 캐리어 주파수 대역폭(carrier frequency bandwidth)의 적어도 서브세트(subset)의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼(reference signal symbol)을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호(modulated wideband reference signal)를 수신하는 단계하는 단계를 포함하고, 여기서 K는 콤 팩터(comb factor)라고 하고, 또한, M개의 안테나 브랜치들 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 적어도 2개의 반복 블록(repetition block)들의 시작 시간(start time)에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호(condensed signal)를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산(accumulating)하는 단계를 더 포함하고, 여기서 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가지며, 또한 M개의 안테나 브랜치 각각에 대해, 제2 송수신기와 제1 송수신기 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스를 통해 응축 신호를 집성 유닛(aggregate unit)으로 반송하는 단계를 더 포함한다.
다른 양태에 따르면, 무선 통신 시스템에서 동작 가능하고 기준 신호들을 처리하도록 구성된 제1 송수신기가 제공된다. 제1 송수신기는 M개의 안테나 브랜치들을 포함하고, M은 적어도 2이고, 각 안테나 브랜치는 안테나 요소들을 포함한다. 제1 송수신기는 처리 회로(processing circuitry) 및 메모리를 포함한다. 상기 메모리는 상기 처리 회로에 의해 실행 가능한 명령어들을 포함하여, 제1 송수신기는 무선 통신 네트워크의 제2 송수신기로부터, M개의 안테나 브랜치들 각각의 안테나 요소들에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하도록 동작할 수 있고, 여기서 K는 콤 팩터라고 하고, 또한 M개의 안테나 브랜치들 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하도록 동작할 수 있다. 상기 제1 송수신기는 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하도록 더 동작할 수 있고, 여기서 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가지며, 또한 M개의 안테나 브랜치 각각에 대해, 제2 송수신기와 제1 송수신기 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스를 통해 응축 신호를 집성 유닛으로 반송하도록 더 동작할 수 있다.
다른 양태들에 따르면, 컴퓨터 프로그램들 및 캐리어들도 제공되며, 이에 대한 세부사항들은 청구범위 및 상세한 설명에 서술될 것이다.
이러한 솔루션의 가능한 추가적 특징들 및 이점들은 이하의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
예시적인 실시예들에 의해 또한 첨부 도면들을 참조하여 상기 솔루션이 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크의 다른 개략도이다.
도 3은 가능한 실시예들에 따른, 제1 송수신기에 의해 수행되는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 4는 추가적인 가능한 실시예들에 따른, 안테나 브랜치에서 기준 신호의 처리를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예들과 관련하여 사용될 수 있는 종래 기술의 안테나 교정 신호 유닛(antenna calibration signal unit)의 블록도이다.
도 6은 가능한 실시예들에 따른, 무선 통신 네트워크에서 SRS를 처리하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 7은 시간 도메인 신호의 개략도이다.
도 8은 추가적인 가능한 실시예들에 따른, 제1 송수신기의 개략적인 블록도이다.
도 1은 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크의 다른 개략도이다.
도 3은 가능한 실시예들에 따른, 제1 송수신기에 의해 수행되는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 4는 추가적인 가능한 실시예들에 따른, 안테나 브랜치에서 기준 신호의 처리를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예들과 관련하여 사용될 수 있는 종래 기술의 안테나 교정 신호 유닛(antenna calibration signal unit)의 블록도이다.
도 6은 가능한 실시예들에 따른, 무선 통신 네트워크에서 SRS를 처리하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 7은 시간 도메인 신호의 개략도이다.
도 8은 추가적인 가능한 실시예들에 따른, 제1 송수신기의 개략적인 블록도이다.
도 1은 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크(100)를 나타낸다. 무선 통신 네트워크는 제1 송수신기(120)와 통신하거나 또는 제1 송수신기(120)와 무선 통신을 위해 적응된 제2 송수신기(110)를 포함한다. 제2 송수신기(110)는 무선 신호들이 송신 및 수신되는 적어도 하나의 안테나(111)를 갖는다. 제1 송수신기(120)는 복수의 안테나 요소들(121, 122, 123)을 가지며, 이를 통해 제1 송수신기(120)가 제2 송수신기(110)에 의해 송신된 무선 신호들을 수신할 수 있다. 또한, 제1 송수신기(120)는 복수의 안테나 요소들을 통해 또는 다른 도시하지 않은 다른 안테나 요소들을 통해, 제2 송수신기(110)를 향해 신호들을 송신할 수 있다. 제1 송수신기(120)는 복수의 안테나 브랜치(124, 125, 126)를 더 갖는다. 각각의 안테나 브랜치는 복수의 안테나 요소들(121, 122, 123) 중 적어도 하나에 연결된다. 안테나 요소들은 단지 하나의 안테나 브랜치에 연결된다. 상이한 브랜치들(124, 125, 126)의 안테나 요소들은 개별적으로 조향 가능(steerable)하다. 그러나, 하나의 안테나 브랜치 상에 하나 이상의 안테나 요소가 존재하는 경우, 동일한 브랜치 상의 이러한 안테나 요소들은 서로 개별적으로 조향 가능하지 않을 수 있다. 제1 송수신기(120)는 복수의 안테나 브랜치(124, 125, 126)가 이어지는 집성 유닛(128)을 더 포함한다. 제2 송수신기(110)가 자신의 안테나(111)로부터의 기준 신호와 같은 아날로그 시간-도메인 신호(analog time-domin signal)를 송신할 때, 상기 신호는 제1 송수신기(120)의 복수의 안테나 요소들(121, 122, 123) 각각에서 수신된다. 각각의 안테나 요소들에 도달하는 아날로그 시간-도메인 신호는, 아래에 더 나타낸 바와 같이, 안테나 요소로부터 그것이 처리되는 각각의 안테나 브랜치로 공급된다. 그 후, 각 안테나 브랜치의 신호는 시간 도메인으로부터 결합 신호의 주파수 도메인으로의 변환과 같이, 추가 처리가 수행되는 공통의 집성 유닛(128)으로 반송된다. 그 후 신호들이 복수의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)로부터 집성 유닛(128)으로 반송될 때, 이들은 인터페이스(129)를 통해 전송되는데, 인터페이스(129)는 제1 송수신기(120)의 개별 IC들 사이의 인터페이스일 수 있다. 또한, 일 실시예에 따르면, 제1 송수신기(120)는 2개 이상의 IC들(135, 136)을 포함한다. 하나 이상의 안테나 브랜치들은 하나의 IC에 결합된다. 도 1의 예에서, 안테나 브랜치 124 및 125는 제1 IC(135)에 결합되고, 안테나 브랜치 126은 제2 IC(136) 상에 놓인다. 그 후 제1 및 제2 IC(135, 136)는 인터페이스(129)를 통해 집성 유닛(128)에 연결된다.
도 2는 본 발명이 사용될 수 있는 무선 통신 네트워크(100)의 예를 나타낸다. 네트워크(100)는 무선 통신 장치(140)와 무선 통신하거나 무선 통신을 위해 적응하는 라디오 액세스 네트워크 노드(130)를 포함한다. 도 1의 제2 송수신기(110)는 라디오 액세스 네트워크 노드(130)일 수 있고, 도 1의 제1 송수신기(120)는 무선 통신 장치(140)일 수 있다. 이와는 달리, 도 1의 제2 송수신기(110)가 무선 통신 장치(140)일 수 있고, 제1 송수신기(120)가 라디오 액세스 네트워크 노드(130)일 수 있다.
도 1 및 도 2의 무선 통신 네트워크(100)는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 변조된 신호들을 처리할 수 있고 무선 장치들에 라디오 액세스를 제공할 수 있는 임의 종류의 무선 통신 네트워크일 수 있다. 이러한 무선 통신 네트워크들의 예로서, LTE(Long Term Evolution), LTE 어드밴스드(Advanced), WLAN(Wireless Local Area Network), NR(New Radio)과 같은 기술에 기초한 5세대 무선 통신 네트워크들, 및 임의의 가능한 미래의 6세대 무선 통신 네트워크들이 있다.
RAN 노드(130)는 단독으로 또는 다른 네트워크 노드와 조합하여 무선 장치(140)에 무선 액세스를 제공하는 임의 종류의 네트워크 노드일 수 있다. 라디오 액세스 네트워크 노드들(130)의 예로서, 기지국(BS), 라디오 BS, 베이스 송수신기 스테이션(base transceiver station), BS 컨트롤러, 네트워크 컨트롤러, NB(Node B), eNB(evolved Node B), gNodeB(gNB), 멀티-셀/멀티캐스트 조정 엔티티(Multi-cell/multicast Coordination Entity), 릴레이 노드(relay node), 액세스 포인트(AP: Access Point), 라디오 AP, RRU(Remote Radio Unit), RRH(Remote Radio Head), 및 MSR BS(multi-standard BS)가 있다.
무선 장치(140)는 라디오 신호들을 사용하여 RAN 노드(130)와 무선으로 통신할 수 있는 임의 유형의 장치일 수 있다. 예를 들어, 무선 장치(140)는 사용자 장비(UE: User Equipment), 머신형(machine type) UE 또는 M2M(machine to machine) 통신을 할 수 있는 UE, 센서, 태블릿, 모바일 단말(mobile terminal), 스마트 폰, LEE(Laptop Embedded Equipped), LME(Laptop Mounted Equipment), USB 동글(dongle), CPE(Customer Premises Equipment) 등일 수 있다.
도 3은, 도 1과 함께, 기준 신호들을 처리하기 위해 무선 통신 네트워크(100)의 제1 송수신기(120)에 의해 수행되는 방법을 설명한다. 제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)을 포함하고, M은 적어도 2이며, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소들(121, 122, 123)을 포함한다. 상기 방법은, 무선 통신 네트워크의 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들(121, 122, 123)에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조된 광대역 기준 신호를 수신하는 단계(202)를 포함하고, 여기서 K는 콤 팩터라고 하고, 또한 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하는 단계(204)를 포함한다. 상기 방법은, 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하는 단계(210)를 더 포함하고, 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가지며, 또한 M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 집성 유닛(128)으로 상기 응축 신호를 반송하는 단계(212)를 더 포함한다.
제1 송수신기(120)는 RAN 노드(130)의 일부일 수도 있다. 이 경우, 제2 송수신기(110)는 무선 장치(140)의 일부이다. 대안적으로, 제1 송수신기(120)는 무선 장치(140)의 일부이다. 이 경우, 제2 송수신기(110)는 RAN 노드(130)의 일부이다. "안테나 브랜치(antenna branch)(124, 125, 126)"는 신호 브랜치(signal branch), 즉 전류-전도성(current-conducting) 와이어 또는 와이어들이다. 하나의 안테나 브랜치의 일단에 연결된 안테나 요소 또는 요소들(121, 122, 123)은 제2 송수신기에 의해 송신된 아날로그 라디오 신호를 무선으로 수신한다. 안테나 브랜치들은 전기적으로 병렬로 배치된다. 각각의 브랜치의 안테나 요소에서 수신된 아날로그 라디오 신호는 상이한 안테나 브랜치들 상에서 상이하게 처리될 수 있다. "안테나 요소(antenna element)"는 신호들이 송신 및 수신되는 안테나의 일부이다. 안테나 브랜치 당 단지 하나의 안테나 요소가 있을 수 있고, 또는 하나의 브랜치 내에 하나 이상의 안테나 요소, 예를 들어 안테나 요소들의 서브-어레이(sub array)가 존재할 수 있다. 안테나 브랜치들은 개별적으로 제어 가능하다. 즉, 상이한 안테나 브랜치들의 안테나 요소들은 개별적으로 제어 가능하지만, 동일한 안테나 브랜치에 하나 이상의 안테나 요소가 존재하는 경우, 동일한 안테나 브랜치의 이러한 안테나 요소들이 반드시 개별적으로 제어 가능할 필요는 없다. 이것은 하나의 안테나 브랜치의 안테나 요소를 다른 안테나 브랜치의 안테나 요소와 다르게 제어할 수 있음을 의미한다.
기준 신호 심볼(reference signal symbol)은 복소 스칼라(complex scalar)이다. 기준 신호는 복소 스칼라들인 복수의 기준 신호 심볼들을 포함한다. 기준 신호 심볼들은 K개의 서브캐리어(subcarrier)들에 매핑되는데, 예를 들어 제1 기준 신호 심볼이 서브캐리어 0에 매핑되고, 제2 기준 신호 심볼이 서브캐리어 K-1에 매핑되고, 제3 기준 신호 심볼이 서브캐리어 2K-1에 매핑된다. 대안적으로, 주파수 오프셋(frequency offset)이 존재할 수 있는데, 예를 들어 제1 기준 신호 심볼은 서브캐리어 1에 매핑되고, 제2 기준 신호 심볼은 서브캐리어 K에 매핑되며, 이를 콤 오프셋(comb offset)이라 한다. 기준 신호 심볼들과 매핑된 광대역 기준 신호는 OFDM 변조되고, 제2 송수신기로부터 송신되기 전에 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환된다. 광대역 기준 신호는 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트에 대한 주파수에서의 범위이다. 서브세트는 A 서브캐리어 주파수들을 포함한다. 이러한 A 서브 캐리어 주파수들의 모든 K에서, 기준 신호 심볼이 매핑된다. 기준 신호 심볼은 상이한 서브캐리어 주파수들에 매핑된 동일한 심볼 또는 상이한 심볼들일 수도 있다. 각각의 K 서브캐리어 주파수(K comb이라 함)에 대해 OFDM 변조된 기준 신호 심볼들을 전송할 때, 수신된 광대역 기준 신호는 N/K 샘플의 길이로 반복된다. 광대역 기준 신호는 제2 송수신기에 의해 전송된 신호가 N/K 샘플의 길이로 반복된다는 점에서 반복적이다. 즉, 하나의 OFDM 심볼에 대해 신호가 반복되어 동일한 기준 신호 심볼이 K회 전송된다. 무선 송신된 신호가 제1 송수신기의 안테나 요소들에서 수신될 때, 잡음(noise) 및 간섭(interference)이 추가된다. 2 이상의 그러한 반복 블록들을 누산함으로써, 잡음 및 간섭이 반복 블록마다 다르지만 신호는 동일하게 보이므로, 잡음 및 간섭이 억제될 수 있다.
"반복 블록들 중 적어도 2개에 대해 신호를 누산하는" 것은 예를 들어, 동일한 샘플에 대해, 즉 반복 블록 1의 샘플 1 내지 반복 블록 2의 샘플 1에 대해 적어도 2개의 반복 블록들의 신호를 서로 가산하는 것일 수도 있고, 각각의 시점에서의 평균값을 취하는 것일 수도 있다. 기준 신호 심볼이 반복 블록 윈도우에서 제1 서브캐리어 상에 있지 않은 경우, 즉, 콤 오프셋이 존재하는 경우, 2개의 반복 블록들이 비교할만하게 되도록, 즉 반복 블록 1의 샘플 1이 반복 블록 2의 샘플 1에 더해지도록, 위상(phase)을 조정해야 할 수도 있다. 콤 오프셋은 3GPP 표준 NR 38.211 SRS 물리적 신호에 잘 공지되어 있고 설명되어 있다. 무선 통신 네트워크의 제2 송수신기 및 제1 송수신기는 동기화되고, 기준 신호 심볼들이 제2 송수신기 및 제1 송수신기 모두에 의해 알려졌을 때, 제1 송수신기는 OFDM 심볼들이 송수신되는 시점, 이에 따른 반복 블록들의 시작 시간에 대한 정보를 이미 가지고 있거나 또는 수신할 수 있다.
"집성 유닛(aggregate unit)"은 복수의 안테나 브랜치가 만나는 제1 송수신기의 유닛으로서, 복수의 안테나 브랜치로부터의 신호는 하나의 브랜치 및 동일한 브랜치로 결합될 수 있다. "무선 통신 채널 영역을 추정하는 데 사용하기 위한 것(여기서 사용은 집성 유닛에서 수행됨)"은, 예를 들어 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)에 의해, 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 응축 신호(condensed signal)를 변환하고, 변환된 응축 신호에 기초하여 통신 채널을 추정하는 것을 포함할 수 있다. 다음으로, 통신 채널의 추정은 빔포밍 가중치(beamforming weights)와 같은, 제2 송수신기를 향해 송신하는 제1 송수신기에 대한 통신 특성들을 결정하기 위해 제1 송수신기에 의해 사용될 수 있다. 채널 추정치(channel estimate)는 고속 푸리에 변환된 응축 신호에 기초하여 제2 송수신기와 제1 송수신기의 M개의 안테나들 사이의 통신 채널의 추정치일 수 있다. 샘플링(sampling)(204), 누산(accumulating)(210) 및 반송(conveying)(212)은 라디오 유닛 또는 라디오 ASIC라고 불릴 수 있는 제1 송수신기(120)의 일부에서 수행될 수 있다.
기준 신호 심볼을 K개의 서브캐리어 주파수 각각에 매핑할 때, 제2 송수신기에 의해 전송된 광대역 기준 신호는 길이(N/K)를 갖는 OFDM 심볼 내에서 반복된다. 캐리어 대역폭의 적어도 하나의 서브세트의 전체 주파수 범위에 걸쳐 기준 심볼들이 확산됨에 따라, 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth) 당 적어도 하나의 기준 심볼이 있는 한, 반복 부분은 채널을 결정하는데 필요한 정보를 포함한다. 또한, 그 부분들이 반복됨에 따라, 동일한 신호를 포함한다. 제1 송수신기에서의 반복 부분들 간의 유일한 차이는, 반복 부분들마다 다르게 보이는 잡음 및 간섭을 부가한다는 것이다. 이에 따라, 다수의 반복적인 부분들을 누산할 때, 잡음 및 간섭이 억제될 수 있고, 누산 신호는 단지 하나의 반복 부분보다는 전체 채널을 대해 더 양호하게 될 것이다. 게다가, 누산되는 반복 부분들이 많을수록, 누산 신호는 더 양호하게 된다. 또한, 응축 신호의 정보량이 응축 이전의 전체 신호에 대한 것보다 훨씬 더 낮기 때문에, 전체 신호를 전송하는 것에 비해, 집성 유닛에 대한 인터페이스를 통해 응축 신호만을 전송할 때, 인터페이스의 통신 자원들이 폭넓게 제한될 수 있다. 이와 동시에, 반복 신호는 통신 채널을 추정하기 위한 충분한 정보를 포함한다. 실제로, 이러한 응축 신호에 의해 정보가 손실되지 않는다는 것이 판명되었다. 또한, 응축 신호가 전체 신호보다 훨씬 작기 때문에, 전체 신호가 집성 유닛에서 처리될 때에 비해 집성 유닛에서의 계산 자원들이 많이 제한될 수 있다.
일 실시예에 따르면, OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS: Sounding Reference Signal)의 일부이고, 콤 팩터(comb factor) K = 4 이다. 기준 신호 심볼은 SRS에서 복소 스칼라(complex scalar)로 보여질 수 있다. UE로부터 콤 팩터 4를 갖는 SRS 신호를 송신하는 것은, 3GPP 38.211 Release 15, chapter 6.4.1.4 "사운딩 기준 신호"에서 뒷받침된다. 결과적으로, 상기 설명된 방법은 임의의 표준화 수정들을 필요로 하지 않고 K = 4를 갖는 수신된 SRS 상에서 구현될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS)의 일부이고, 콤 팩터 K = 6, 8, 12 또는 16이다. 테스트들은 이 방법이 오늘날 표준들에서 사용되는 것보다 더 높은 K-팩터들, 즉 K = 4에 대해서도 잘 작동한다는 것을 보여준다, K-팩터들이 높을수록 주파수 측면에서 기준 신호들의 삽입(insertion)이 더 드물다는 것을 의미하며, 이것은 K = 4와 비교하여 송신할 데이터가 더 적음을 의미하며, 따라서 송신 및 데이터 자원들을 절약할 수 있다.
또한, K-팩터들이 높을수록, 반복 블록들의 길이가 N/K이므로 하나의 OFDM 심볼에 대해 반복 블록들이 더 많음을 의미한다. 반복 블록이 많다는 것은 무선 채널의 평균값이 통계적으로 더 좋아질 수 있음을 의미하며, 즉 잡음과 간섭이 더 줄어든다는 것을 의미한다. 또한, 응축 신호의 길이(N/K)는 K가 높을수록 더 짧아지므로, 집성 유닛에 대한 인터페이스를 통한 대역폭을 훨씬 더 낮출 수 있다. 또한, K가 높을수록, 상이한 시간 시프트(titme shift)를 부여함으로써, 더 많은 무선 장치가 통신 채널에서 다중화(multiplexed)될 수 있다. 적어도 이론적으로는, K = 8은 8개의 무선 장치를 다중화할 수 있음을 나타낸다. 그러나 무선 장치의 수가 증가하면, 인터페이스에 필요한 대역폭도 증가한다.
다른 실시예에 따르면, 수신된 광대역 기준 신호는 샘플링 주파수(f s )로 샘플링된다(204). 또한, 콤 팩터(K) 및 샘플링 주파수(f s )는 적어도 2개의 반복 블록들 각각이 동일한 수의 샘플들을 포함하도록 선택된다. 이로써, 적어도 2개의 반복 블록들을 누산하는 것은, 불균일한 양의 샘플들이 비교되어야 하는 경우에 비해 훨씬 더 용이하게, 즉 덜 복잡하게 될 것이다. 다른 실시예에 따르면, 적어도 2개의 반복 블록들 각각은 정수 개(integer number)의 샘플들이다.
또 다른 실시예에 따르면, 적어도 2개의 반복 블록들이 제1 OFDM 심볼에서의 제1 반복 블록 및 제2 OFDM 심볼에서의 제2 반복 블록을 포함하는 경우, 누산(210)은 제1 또는 제2 OFDM 심볼의 순환 프리픽스(cyclic prefix)에 대해 보정(compensated)되어, 제1 반복 블록과 제2 반복 블록 사이의 시간 시프트가 정수 개의 샘플들이 된다. 일부 경우들에서, 누산(210)은 하나 초과의 OFDM 심볼에 속하는 반복 블록들에 대해 수행된다. 이것은 2개의 OFDM 심볼들 사이의 OFDM 심볼 경계에 걸쳐 누산이 수행되어, 적어도 하나의 반복 블록이 하나의 OFDM 심볼에 속하고 적어도 하나의 다른 반복 블록이 다른 OFDM 심볼에 속하게 됨을 의미한다. 이러한 누산이 수행될 때, OFDM 심볼의 종료 및/또는 시작에 존재하는 순환 프리픽스가 고려되어야 한다. 이것은 무선 통신 네트워크 기본 시간과 비교하여 샘플링 주파수를 선택하면 순환 프리픽스가 정수 값이 아닌 실수 값이 되므로 특히 중요하다. 그 후, 제1 반복 블록과 제2 반복 블록 사이의 지속기간(duration)이, 원래 주로 또는 단지 CP로 인해, 정수 개의 샘플들이 되도록 보정이 요구된다.
다른 실시예에 따르면, 적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서의 제1 세트의 반복 블록들 및 제2 OFDM 심볼에서의 제2 세트의 반복 블록들을 포함한다. 또한, 제1 세트의 반복 블록들이 먼저 누산되도록 누산(210)이 수행되고, 제1 및 제2 OFDM 심볼 사이의 시간이 정수 개의 샘플들이 아닌 경우, 제2 세트의 반복 블록들에 분수 지연 필터(fractional delay filter)를 적용하여 제1 세트의 반복 블록들과 정렬한 후, 제2 세트의 반복 블록들이 제1 세트의 반복 블록들과 누산된다. 즉, 제2 세트의 반복 블록들이 이미 누산된 제1 세트의 반복 블록들에 누산되기 전에, 제2 세트의 반복 블록들은 제1 세트의 반복 블록들과 시간적으로 정렬된다(도 4의 단계 308을 참조). 이것은 제1 및 제2 OFDM 심볼 사이의 시간상 거리가 정수 개의 샘플들이 아닌 경우, 위에서 논의된 순환 프리픽스 보정을 실행하는 데 유리한 방법이다.
다른 실시예에 따르면, 상기 방법은 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간들에 대한 정보를 획득하는 단계(206)를 더 포함하고, 시작 시간들에 대한 정보는 OFDM 심볼 당 N개의 샘플들, 콤 팩터 K 및 OFDM 심볼 시작 시간을 포함한다. 이러한 제어 정보는 그 후, 시작 시간들이 제1 송수신기에 이미 알려지지 않은 경우에, 적어도 2개의 반복 블록들 각각의 시작 시간들을 찾기 위해 사용된다. 제어 정보는 집성 유닛과 같은 노드의 다른 유닛으로부터 또는 다른 노드로부터, 제1 송신기에 의해 획득될 수도 있다. 2개 이상의 OFDM 심볼에서 누산이 수행되는 경우, OFDM 심볼 시작 시간은 누산에 포함된 각각의 OFDM 심볼에 대한 시작 시간을 포함한다.
또 다른 실시예에 따르면, 상기 방법은, OFDM 기준 신호 심볼이 적어도 캐리어 주파수 대역폭의 서브세트의 최저 서브캐리어 상에 매핑되지 않을 때, 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )에 대한 정보를 획득하는 단계(208)와, 누산을 수행할 때, 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )을 보정하는 단계(210)를 더 포함한다. 콤 오프셋(comb offset)이라고도 하는 콤 팩터 주파수 오프셋은, 콤 팩터 주파수 오프셋을 역회전(de-rotating)시켜 보정될 수 있다. 다시 말해, 보정은 누산 전에 샘플 위상 시프트에 의해 수행된다. 콤 팩터 주파수 오프셋에 대한 정보는 실제 오프셋일 수도 있고 또는 샘플 위상 시프트일 수도 있다. 오프셋은, 예를 들어 제1 송수신기의 룩업 테이블(look-up table)에 적용하기 위한 위상 시프트를 지칭할 수 있다.
실시예들에 따르면, 본 발명의 솔루션은 다음 단계들 중 하나 이상을 포함한다.
- L OFDM 심볼들 중 적어도 일부에 대해, 완전한 시스템 대역폭 또는 시스템 대역폭의 서브세트를 통해 정규 K-comb 상에서 기준 신호를 송신하도록 제2 송수신기를 구성하는 단계. 여기서 L은 적어도 정수 1일 수 있고 K는 콤 팩터일 수 있음. ;
- 제1 송수신기에서, 제1 세트의 M rx 안테나 브랜치들에서 시간 도메인 기준 신호를 수신하는 단계. 여기서 M rx 는 M개의 수신기 안테나 브랜치들을 나타내고, M은 적어도 2임. 안테나 브랜치들은 개별 안테나 요소들, 또는 선형 수신 빔포밍(linear receive beamforming)을 사용하여 획득된 조합을 가질 수도 있음.
- 안테나 브랜치들 각각에서, OFDM 심볼 당 N rx 개의 샘플들을 사용하여 시간 도메인 신호를 샘플링하는 단계;
- 반복 블록들의 시작 및 길이에 관한 정보로, 제1 송수신기의 수신 회로, 즉 안테나 브랜치들의 회로를 구성하는 단계;
- 길이()의 응축 신호를 획득하기 위해, M rx 안테나들 각각에 대해 상기 수신되고 샘플링된 시간 도메인 신호를 반복 블록들에 대해 합산하는 단계;
- 집성 유닛에 대한 내부 인터페이스를 통해 응축 신호를 반송하는 단계; 및
- 집성 유닛에서, 제2 송수신기와 제1 송수신기 사이의 무선 통신 채널을 추정하기 위해, 즉 프리코더(precoder) 생성 및/또는 스케줄링(scheduling)을 위해, 응축 신호를 이용하는 단계.
다음으로, 위에서 언급된 단계들은 더 상세히 설명될 것이다. 먼저, 제2 송수신기(무선 장치일 수 있음)는 K-comb(콤 팩터 K라고 함) 상에서 기준 신호 X(k)(SRS 또는 DMRS(Demodulation Reference Signal)일 수 있음)를 송신하도록 구성된다. 이것은 기준 신호(r)가, 아마도 주어진 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )으로, K개의 서브캐리어마다 매핑된다는 것을 의미한다.
상기 식을 충족시키지 않는 k에 대해, X(k) = 0
여기서, k = 서브캐리어 인덱스(subcarrier_index)이다. 다음으로, 제2 송수신기는 OFDM 변조를 수행하고, 무선으로 송신되는 시간 도메인 x(n)에서 광대역 기준 신호를 획득할 것이다.
명백하게,
이것은 DFT(Discrete Fourier Transform)의 잘 알려진 특성이다. 임의의 순환 프리픽스 부가 등은 여기에 포함되지 않음에 유의한다.
이 후, 제1 송수신기는 M rx 안테나 브랜치들에 연결된 자신의 안테나 요소들에서 상기 송신된 광대역 시간 도메인 기준 신호를 수신한다. 안테나 브랜치들 각각에서, 광대역 시간 도메인 신호는 OFDM 심볼 당 N rx 샘플들을 이용하여 샘플링된다. 안테나(m) 상에서 상기 수신된 샘플링된 신호는 다음과 같이 표시된다.
이 후, 제1 송수신기의 수신 회로는 반복 블록들의 시작 및 길이에 관한 정보로 구성된다. 반복 블록의 지속기간(duration)은 일반적으로 N rx /K(N/K 샘플이라 함)이다. 반복 블록 b에 대한 시작 포인트 n b 는 통상적으로
여기서, n0은 프레임 싱크(frame synch)로부터 도출될 수 있는, 샘플 스트림에서의 제1 샘플링된 OFDM 심볼의 OFDM 심볼 위치에 의해 주어진다.
또한, M rx 안테나 포트들 각각에 대한 상기 수신된 신호는 반복 블록들에 대해 합산되어 길이 N/K의 응축 신호(C m )를 획득하며, 이는 다음에서 수학적으로 설명된다.
잠재적으로, 선형 변환은 M rx 에서 스트림으로 매핑되는, 응축 신호 "c"에 또는 샘플링된 신호 "y"에, 안테나 브랜치들의 신호들을 적용할 수 있으며, 여기서 WB는 광대역을 의미한다. 상기 매핑은 M rx 안테나 브랜치들 중 적어도 일부로부터 스트림들의 선형 조합에 의해 가상 안테나 브랜치들을 생성함으로써 수행될 수 있다. 실제 안테나 브랜치들보다 더 적은 이러한 가상 안테나 브랜치들을 가짐으로써, 집성 유닛을 향한 인터페이스 상의 광대역 요건에 대한 추가적인 감소가 달성된다.
이 후, 응축 신호는 내부 인터페이스를 통해 집성 유닛으로 반송된다. 내부 인터페이스를 최대한 활용하기 위해 응축 신호는 일부 지연으로 버퍼링되어 송신된다. 예를 들어, 다운링크(DL) 슬롯들에서 송신되거나, 또는 가능한 협대역 수신기가 사용되지 않을 때 송신될 수 있다.
또한, 응축 신호는 무선 채널을 추정하기 위해, 또한 예를 들어 프리코더 생성 및/또는 스케줄링을 위해, 집성 유닛에 의해 사용된다. 이것은 응축 신호 c m (n)이 예를 들어 FFT를 사용하여 주파수 도메인으로 변환되는 것을 수반할 수 있다. 그런 다음 주파수 도메인으로 변환된 응축 신호 c m 을 사용하여 채널 추정치 를 형성할 수 있다. 이것은 매칭된 필터링 단계, 및 예를 들어 서브캐리어들을 통한 이산 코사인 변환(discrete cosine transform) 및 빔공간 변환(beamspace transformation)을 사용하고 변환된 원시 채널 정보(transformed raw channel informantion)의 선택된 서브세트로서 채널 추정치를 정의하는 변환 처리를 수반할 수도 있다. 채널 추정은 다음 중 하나 이상을 수행하는데 사용될 수 있다. DL 또는 업링크(UL)에서, 무선 장치에 대한 스케줄링 대역폭의 결정; 다중-사용자 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO: Multi-User Multiple Input Multiple Output) 송신을 위한 것을 포함하는, DL 송신을 위한 프리코더들의 결정; 주파수 선택적인 공간적으로 완전히 샘플링된 간섭 측정치(interference measure)의 결정; UL 수신에 대한 수신 가중치들의 결정 - 가중치들은 예를 들어 하나 이상의 GOB(Grid of Beams) 또는 DFT 빔들, 즉 DFT-기반 선형 위상 프론트 프리코더(linear phase front precoder)일 수 있음 - ; 슬롯에서 공동 스케줄링(co-schedule)할 무선 장치의 결정 및 공간적으로 다중화할 수 있는 무선 장치의 결정.
일 실시예에 따르면, 송신된 기준 신호는 comb K = 4인 SRS이다. 다른 실시예에 따르면, 송신된 기준 신호는 comb K = 8, 또는 K = 6, 또는 K = 16, 또는 K = 12인 SRS이다.
다른 실시예에 따르면, 복잡한 구현 솔루션들을 회피하기 위해, 각각의 KL 반복 블록에서, 즉 각각의 L개의 OFDM 심볼들의 K 블록 각각에서 동일한 수의 샘플들을 갖는 것이 중요할 수 있다. 그 후, 콤 팩터는 샘플링 주파수와 매칭될 필요가 있다. NR(New Radio) 표준 서브캐리어 대역폭은 이고, 여기서 이고 뉴머롤러지(numerology)에 관한 것이다. NR 기본 타이밍(base timing)은 심볼 당 2048개의 시간 샘플들이라고 가정한다. 심볼 시작, 순환 프리픽스 등과 같은 모든 프레임 구조 이벤트들은 이러한 시간 양자화(quantization)에 기초하여 시간에 맞춰 발생한다. 실제 구현은 총 통신 대역폭과 같은 이유에 기초하여 이러한 샘플 레이트로부터 벗어날 수 있고, 높은 샘플 레이트와 최소 요구 샘플 레이트 사이의 비용 밸런스(cost balance)는 정보 신호의 대역폭이다. 샘플링 주파수 f s = N samp * 3.84 MHz를 선택하는 것이 자연스러운데, 이것은 3.84 MHz 및 15 KHz가 2의 거듭제곱의 관계를 갖기 때문이다. 또한, 심볼 당 샘플들의 수는 다음과 같다.
일례로서, 100 MHz 캐리어 대역폭 및 120 KHz 뉴머롤로지()를 가정한다. 그 후, N samp 를 2의 거듭제곱으로 선택하고 최소 주파수 100 MHz 이상의 최저 샘플링 주파수를 취할 가능성이 있다. 이것은 다음을 선택하는 것을 의미한다.
이것은 콤 팩터 K가 2의 거듭제곱 K = 2α로 선택되어야 함을 나타낸다. 이것은 각각의 반복 블록에서 2개의 샘플 수의 거듭제곱을 제공할 것이다. 다른 선택은 샘플링 레이트의 오버헤드를 최소화하기 위해 더 낮은 수의 N samp 를 선택하는 것이다:
선택:
팩터 3 및 5도 포함하도록 콤 팩터에 대해 개방됨.
하나의 관심있는 선택은 K = 12를 선택하여 자원 블록마다 하나의 사운딩 서브캐리어(sounding subcarrier)를 제공하는 것이다. 오늘날 NR 표준은 에 대한 팩터를 제한한다. 를 허용하는 것을 제안하며, 여기서 상한은 라디오 채널에서 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)에 의해 설정된다.
일부 경우들에서, 상이한 OFDM 심볼들의 반복 블록들이 누산될 수도 있고, 즉 합산될 수도 있다. 이러한 경우들에서, 심볼들 사이에서, 즉 제1 심볼과 연속적인 제2 심볼 사이에서 사용되는 순환 프리픽스들(CP)은, 제2 심볼의 반복 블록이 어디에서 시작되는지를 결정할 때 고려될 필요가 있다. CP의 길이는 정수의 NR 기본 샘플 시간이지만, CP의 샘플들의 수는 슬롯에 따라 변한다는 점에 유의한다. 제2 송수신기가 NR 베이스 샘플 시간, 예를 들어 앞서 언급된 115.2 MHz 선택과는 다른 샘플링 주파수를 선택했다면, 다수의 샘플들에서 측정된 각각의 CP의 길이는 정수 대신에 실수(real number)일 수 있다. 이어서, 이것은 상이한 심볼들로부터 반복 블록들을 누산하기 전에 보정되어야 한다. 제안된 실시예는 각 심볼에 대해 CP의 정수 부분을 보정하는 심볼 시작 시간을 선택하는 것이다. 그 후, 심볼에 대한 누산된 결과는 심볼들 사이에서의 누산 이전에 분수 샘플(fractional sample)에 대해 보정된다. 이를 구현하기 위해 가능한 하나 방법이 분수 지연 필터(fractional delay filter)를 적용하는 것이며, 이를 도 4에 나타내었고 아래에서 설명한다.
이하에서, 도 4를 참조하여, 본 발명의 실시예들의 하드웨어 구현에 대해 설명한다. 이전과 같이, 적어도 하나의 안테나 요소에 각각 접속된 안테나 브랜치들의 세트를 포함하는 송수신기가 설명되지만, 모든 안테나 요소들은, 예를 들어 어레이로 배열된다. 전형적인 애플리케이션에서 안테나 요소들은 100개 정도이다. 또한, 통신 대역폭은 전형적으로 수백 MHz이다. 결과적으로, 안테나 브랜치들에서 집성 유닛으로 주고받는 정보의 총량은 매우 높다. 이것은 전력 및 제조 비용 측면에서 비용이 많이 들 수 있다.
도 4는 제1 송수신기(120)의 하나의 단일 (수신기) 안테나 브랜치의 가능한 구현을 설명하며, 이하에서 희소 사운딩 수신기(sparse sounding receiver) 블록(300)이라 한다. 각각의 안테나 브랜치는 유사한 구현이 있거나 있을 것이다. 라디오 아키텍처는 모든 안테나 브랜치들 또는 적어도 라디오 채널을 식별할 수 있는 충분한 안테나 브랜치들에서 수신되는 디지털화된 신호에 액세스할 수 있다고 가정한다. 희소 사운딩 수신 블록(300)에 대한 입력은 디지털화(즉, 샘플링)되고 채널 필터링된 신호이며, 여기서는 샘플된 기준 신호(sampled reference signal)(302)라고 한다. 샘플된 기준 신호는 주파수 오프셋 보정기(304)에 공급되고, 이 경우 주파수 오프셋 보정기(304)는 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )이 존재하는 경우, 잠재적 주파수 오프셋을 역회전(de-rotate)시킨다. 그 후, 잠재적으로 역회전된 샘플된 기준 신호는 OFDM 심볼 내의 반복 블록들(심볼 내의 모든 반복 블록들 또는 정의된 양의 또는 특정의 블록들)을 누산하는 제1 누산기(306)에 공급된다. 누산을 수행하기 위한 제어 정보는 샘플 레이트로 정량화된 샘플 레이트, 콤 팩터 K, 및 심볼 당 샘플들의 수를 나타내는 뉴머롤로지이다. 누산 신호를 응축 신호(condensed signal)라 한다. 응축 신호는 길이가 N/K이다. 제1 누산기(306)에서의 심볼 내의 누산 후에, 하나 초과의 OFDM 심볼에 대해 누산이 수행될 경우, 즉 OFDM 심볼 경계를 넘어서는 경우, 응축 신호는 분수 지연 필터(308)에 공급된다. 이 지연 필터는 심볼 시작의 분수 샘플 부분에 대해, 예를 들어 정수 샘플들의 수가 아닌 CP의 부분에 대해 신호를 보정한다. 이것은 심볼들 사이에서 누산을 가능하게 한다. 그런 다음, 이러한 누산은 지연 필터(308) 보정 후에 제2 누산기(310)에서 수행된다. 지연 필터(308) 및 제2 누산기(310)에 대한 제어 입력은, 누산이 수행될 OFDM 심볼들의 수, 순환 프리픽스 프랙션(Ccyclic Prefix Fraction) 및 뉴머롤로지(numerology), 즉 심볼 당 샘플들의 수이다. 마지막으로, 응축 신호(312)로도 알려진 수신된 사운딩 시퀀스(received sounding sequence)가 전달된다. 응축 신호(312)의 정보 콘텐츠는 반복 블록과 동일한 샘플들의 수, 즉 N/K를 갖는다. 누산들은 반복된 반복 블록들의 총 수에 비례하여 신호 품질에서의 처리 이득을 제공한다.
본 발명자들은 상기 제시한 구현이, 동일한 출원인의 국제 특허 출원 WO2020/043310에 제시된 바와 같이 효율적인 상호 커플링 안테나 교정(mutual coupling antenna calibration)을 수행하는데 필요한 제안된 하드웨어와 많은 부분이 공통적이라는 것을 발견하였다. 상기 문서에서는, 효율적인 안테나 교정을 수행하는 것을 다루는 매우 상이한 발명이 있다. 상기 문서의 일부에는 교정 신호를 수신하기 위한 하나의 가능한 하드웨어 블록에 대한 프리젠테이션이 있다. 제안된 교정 신호는 희소 사운딩 신호(sparse sounding signal)와 매우 유사하므로, 본 발명의 일 실시예는 희소 사운딩 신호와 안테나 교정 신호 모두를 수신하도록 설계된 하드웨어 블록을 사용하는 것으로, WO2020/043310의 하드웨어 블록을 사용하지만 본 발명의 희소 사운딩 신호도 처리하기 위해 일부 특징을 추가한 것이다.
WO2020/043310의 하드웨어 블록은 도 5에 제시되어 있다. 도 5는 안테나 교정 신호들의 수신에 대한 원리들을 나타낸다. 도 5는 수신 브랜치들의 세트를 나타내며, "RxVi"를 참조한다. 안테나 교정의 경우에, 코드 시퀀스는 각 안테나 브랜치의 신호와 곱해진다. 코드 곱셈은 본 발명의 희소 사운딩에 사용되지 않지만, 116으로 표시된 병렬 블록들은 위에서 제시된 바와 같이 사운딩 신호들을 처리하기 위해 사용될 수 있다. 다시 말해, 본 발명자들은 도 5의 디코더 부분(114)을 도 4의 희소 사운딩 수신기 블록과 병합함으로써, 양쪽 기능들, 즉 안테나 교정 및 희소 사운딩 기준 신호 처리를 위한 공통 하드웨어 블록이 달성되었음을 발견하였다. 도 4와 비교하면, 도 5의 블록(116)은 제1 누산기(306), 지연 필터(308) 및 제2 누산기(310)를 포함하고, 여기서 지연 필터(308) 및 제2 누산기(310)는 2개 이상의 OFDM 심볼들에 걸쳐 누산이 수행될 때 사용된다.
도 6은, 송수신기가 gNodeB에 의해 예시된 기지국에서 구현될 때, 일 실시예에 따른, 송수신기 내의 제어 시그널링의 흐름도를 나타낸다. 먼저, gNodeB는 기준 신호 요청(예를 들어, SRS 요청)을 하나 이상의 UE들로 전송한다(402). SRS 요청은 SRS를 송신하기 위한 시간, 콤 팩터 K, 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )(여기서 K shift = 0은 오프셋 없음을 의미), SRS 시퀀스 등을 결정하기 위한 정보 등과 같은 파라미터들에 대한 인덱스를 포함한다. 도 1의 집성 유닛(128)일 수 있는 gNodeB의 중앙 유닛은, gNodeB의 라디오 유닛, 즉 안테나 브랜치들에 제어 메시지를 포뮬레이팅(formulating) 하기 위해 SRS 요청을 로컬 라디오 정보와 조합한다(404). 라디오 유닛에 대한 제어 메시지는, 각 반복 블록의 시작 시간(예를 들어 심볼 수신 시작 시점의 정수 및 분수 부분), 콤 팩터(K), 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift ), 반복 블록당 샘플 수(N/K) 또는 OFDM 심볼 당 샘플 수(N)를 표시하는 정보를 포함한다. 중앙 유닛은 하나 이상의 집적 회로들, 예를 들어 중앙 유닛으로부터 분리된 ASIC들 상에 있는 라디오 유닛에 제어 메시지를 통신한다(406). 라디오 유닛은 다음 단계 408을 수행한다. 즉, 상술한 실시예들에 따라, SRS 수신기들을 한 번 또는 SRS를 갖는 각 슬롯에 대해 설정하고, 하나 이상의 UE들에 의해 전송된 사운딩 신호들을 수신하고, 안테나들로부터 사운딩 신호들을 누산하고, 그 결과로서 응축 신호를 중앙 유닛으로 전송한다. 중앙 유닛은 라디오 유닛으로부터 상기 응축 신호를 수신하고(410), 응축 신호, 즉 누산된 사운딩 신호에 기초하여 gNodeB와 하나 이상의 UE 사이의 라디오 채널(들)을 추정한다. 그 후, 라디오 채널 추정치는 중앙 유닛에서의 추가 처리를 위해 사용된다(412).
도 7은 OFDM 기준 신호 심볼이 매 K개의 서브캐리어 주파수마다 매핑될 경우 제2 송수신기(110)로부터 송신되거나 제1 송수신기(120)에 의해 수신될 때 시간-도메인에서 보이는 광대역 기준 신호의 일례를 나타낸다. 이 예에서, K = 4이며, 이는 각각의 반복 블록이 N/K 샘플의 길이를 갖기 때문에, 하나의 OFDM 심볼 내에 4개의 반복 블록들이 있다는 것을 의미한다. X로 표시된 신호의 일부는 순환 프리픽스를 나타낸다. 반복 블록들은 숫자로 표시된다. 반복 블록들 1-4는 제1 OFDM 심볼에 속하고, 반복 블록들 5-8은 제2 OFDM 심볼에 속한다.
도 1과 함께, 도 8은 기준 신호들을 처리하도록 구성된 무선 통신 시스템(100)에서 동작 가능한 제1 송수신기(120)를 설명한다. 제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126, M은 적어도 2)를 포함하고, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소(121, 122, 123)를 포함한다. 제1 송수신기(120)는 처리 회로(603) 및 메모리(604)를 더 포함한다. 메모리는 상기 처리 회로에 의해 실행 가능한 명령어들을 포함하며, 이에 의해 제1 송수신기(120)는 무선 통신 네트워크의 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑되는 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하도록 동작할 수 있고(K는 콤 팩터라고 함), M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N개의 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하도록 동작할 수 있다. 제1 송수신기(120)는, 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하도록 더 동작할 수 있고 (여기서 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가짐), 또한 M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 응축 신호를 집성 유닛(128)으로 반송하도록 더 동작할 수 있다.
일 실시예에 따르면, OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS)의 일부이고, 콤 팩터 K = 4이다. 다른 실시예에 따르면, OFDM 기준 신호 심볼은 SRS의 일부이고, 콤 팩터 K = 6, 8, 12 또는 16이다.
다른 실시예에 따르면, 제1 송수신기(120)는 샘플링 주파수 f s 로 상기 수신된 광대역 기준 신호의 샘플링을 위해 동작할 수 있고, 여기서 콤 팩터(K) 및 샘플링 주파수(f s )는 각각 적어도 2개의 반복 블록들이 동일한 수의 샘플들을 포함하도록 선택된다.
다른 실시예에 따르면, 적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서의 제1 반복 블록 및 제2 OFDM 심볼에서의 제2 반복 블록을 포함한다. 또한, 제1 송수신기는, 제1 반복 블록과 제2 반복 블록 사이의 시간상 시프트가 정수 개의 샘플이 되도록, 누산에서, 제1 또는 제2 OFDM 심볼의 순환 프리픽스를 보정하도록 동작할 수 있다.
또 다른 실시예에 따르면, 적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서 반복 블록들의 제1 세트와 제2 OFDM 심볼에서 반복 블록들의 제2 세트를 포함한다. 또한, 제1 송수신기는 누산을 수행하도록 동작하여 제1 세트의 반복 블록들이 누산되게 하고, 또한 제1 및 제2 OFDM 심볼 사이의 시간이 정수 개의 샘플들이 아닌 경우, 제2 세트의 반복 블록들에 분수 지연 필터가 적용되어 제1 세트의 반복 블록들과 정렬되게 한 후, 제2 세트의 반복 블록들이 제1 세트의 반복 블록들과 누산된다.
또 다른 실시예에 따르면, 제1 송수신기(120)는 적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간들에 대한 정보를 획득하도록 추가로 동작할 수 있으며, 시작 시간들에 대한 정보는 OFDM 심볼 당 N개의 샘플들, 콤 팩터(K) 및 OFDM 심볼 시작 시간을 포함한다.
또 다른 실시예에 따르면, 제1 송수신기(120)는, OFDM 기준 신호 심볼이 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 최저 서브캐리어 상에서 매핑되지 않을 때, 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )에 대한 정보를 획득하도록 추가로 동작할 수 있고, 누산을 수행할 때, 콤 팩터 주파수 오프셋(K shift )을 보정하도록 동작할 수 있다.
다른 실시예들에 따르면, 제1 송수신기(120)는 통신 유닛(602)을 더 포함할 수 있으며, 제2 송수신기(110)와의 무선 통신을 위한 종래의 수단을 포함하는 것을 고려할 수도 있다. 상기 처리 회로(603)에 의해 실행 가능한 명령어들은, 예를 들어, 상기 메모리(604)에 저장된 컴퓨터 프로그램(605)으로서 구성될 수도 있다. 처리 회로(603) 및 메모리(604)는 서브-어레인지먼트(sub-arrangement)(601)에 배치될 수도 있다.
서브-어레인지먼트(601)는 마이크로-프로세서 및 적절한 소프트웨어 및 스토리지일 수 있고, 따라서, PLD(Programmable Logic Device) 또는 위에서 언급된 방법들을 수행하도록 구성된 다른 전자 구성요소(들)/처리 회로(들)일 수 있다. 처리 회로(603)는 하나 이상의 프로그램 가능 프로세서, 주문형 집적 회로(application-specific integrated circuits), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(field programmable gate arrays) 또는 명령어들을 실행하도록 적용된 이들의 조합을 포함할 수 있다.
컴퓨터 프로그램(605)은, 그 명령어들이 처리 회로에서 실행될 때, 제1 송수신기(120)의 상술한 실시예들 중 임의의 실시예에서 설명된 단계들 및 그 방법을 제1 송수신기(120)가 수행하도록 구성될 수 있다. 컴퓨터 프로그램(605)은 처리 회로(603)에 연결 가능한 컴퓨터 프로그램 제품에 의해 반송될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 메모리(604)일 수 있거나, 또는 적어도 메모리 내에 구성될 수 있다. 메모리(604)는 예를 들어 RAM(Random Access Memory), ROM(Read-Only Memory) 또는 EEPROM(Electrical Erasable Programmable Rom)으로 실현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 캐리어는 컴퓨터 프로그램(605)을 포함할 수 있다. 캐리어는 전자 신호, 광학 신호, 전자기 신호, 자기 신호, 전기 신호, 라디오 신호, 마이크로파 신호, 또는 컴퓨터 판독가능 저장 매체 중 하나일 수 있다. 컴퓨터-판독가능 저장 매체는, 예를 들어 프로그램이 메모리(604)에 다운로드될 수 있는 CD, DVD 또는 플래시 메모리일 수 있다. 대안적으로, 컴퓨터 프로그램은 서버 또는 제1 송수신기(120)가 통신 유닛(602)을 통해 액세스하는 임의의 다른 엔티티(entity)에 저장될 수 있다. 그 후, 컴퓨터 프로그램(605)은 서버로부터 메모리(604)로 다운로드될 수 있다.
상기한 설명이 복수의 특이성(specificities)을 포함하지만, 이는 여기에 서술된 개념의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 되며, 단지 서술된 개념의 일부 예시적인 실시예들의 예들을 제공하는 것으로 해석되어야 한다. 현재 서술된 개념의 범위는 당업자에게 명백할 수 있는 다른 실시예들을 충분히 포함하며, 따라서 현재 서술된 개념의 범위가 제한되지 않음을 이해할 수 있을 것이다. 단수로 된 요소에 대한 언급은 명시적으로 언급하지 않는 한 "단지 하나(one and only one)"를 의미하는 것이 아니라 "하나 이상(one or more)"을 의미하는 것으로 의도된다. 당업자에게 공지된 상술한 실시예들의 요소들에 대한 모든 구조적 및 기능적 등가물은 여기에 참조로서 명시적으로 포함되며, 본원에 의해 포괄하고자 하는 것이다. 또한, 본원에 포함되게 하기 위해, 장치 또는 방법이 현재 설명된 개념에 의해 해결하고자 하는 모든 문제를 다룰 필요는 없다. 예시적인 도면들에서, 파선은 일반적으로 파선 내의 기능이 선택 사항임을 나타낸다.
Claims (18)
- 기준 신호들을 처리하기 위해, 무선 통신 네트워크(100)의 제1 송수신기(120)에 의해 수행되는 방법으로서, 제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)을 포함하고, M은 적어도 2이며, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소들(121, 122, 123)을 포함하며,
상기 방법은
무선 통신 네트워크의 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들(121, 122, 123)에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하는 단계(202) - K는 콤 팩터(comb factor)라고 함 -;
M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하는 단계(204) - N은 1 이상인 정수임 -;
적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하는 단계(210) - 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가짐 -; 및
M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 응축 신호를 집성 유닛(aggregate unit)(128)으로 반송하는 단계(212);
를 포함하는, 방법. - 제1항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS: Sounding Reference Signal)의 일부이고, 콤 팩터 K = 4인, 방법. - 제1항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS)의 일부이고, 콤 팩터 K = 6, 8, 12 또는 16인, 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
수신된 광대역 기준 신호는 샘플링 주파수 fs 로 샘플링되고(204),
콤 팩터 K 및 샘플링 주파수 fs 는 적어도 2개의 반복 블록들 각각이 동일한 수의 샘플들을 포함하도록 선택되는, 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들이 제1 OFDM 심볼에서 제1 반복 블록 및 제2 OFDM 심볼에서 제2 반복 블록을 포함하는 경우, 상기 누산하는 단계(210)는, 제1 반복 블록과 제2 반복 블록 사이의 시간상 시프트가 정수 개의 샘플이 되도록 제1 또는 제2 OFDM 심볼의 순환 프리픽스에 대해 보정되는, 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서의 제1 세트의 반복 블록들 및 제2 OFDM 심볼에서의 제2 세트의 반복 블록들을 포함하고, 상기 누산(210)은 제1 세트의 반복 블록들이 먼저 누산되도록 수행되고, 제1 및 제2 OFDM 심볼 사이의 시간이 정수 개의 샘플들이 아닌 경우, 제2 세트의 반복 블록들에 분수 지연 필터를 적용하여 제1 세트의 반복 블록들과 정렬한 후, 제2 세트의 반복 블록들이 제1 세트의 반복 블록들과 누산되는, 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간들에 대한 정보를 획득하는 단계(206)를 더 포함하고, 상기 시작 시간들에 대한 정보는 OFDM 심볼당 샘플 수 N, 콤 팩터 K, OFDM 심볼 시작 시간을 포함하는, 방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼이 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 최저 서브캐리어 상에 매핑되지 않을 때, 콤 팩터 주파수 오프셋 Kshift 에 대한 정보를 획득하는 단계(208), 및
상기 누산하는 단계(210)를 수행할 때, 콤 팩터 주파수 오프셋 Kshift 를 보정하는 단계;
를 더 포함하는, 방법. - 기준 신호들을 처리하도록 구성된 무선 통신 시스템(100)에서 동작 가능한 제1 송수신기(120)로서,
제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)을 포함하고, M은 적어도 2이고, 각 안테나 브랜치는 안테나 요소들(121, 122, 123)을 포함하고,
제1 송수신기(120)는 처리 회로(603) 및 메모리(604)를 포함하고, 상기 메모리는 상기 처리 회로에 의해 실행 가능한 명령어들을 포함하여,
제1 송수신기(120)는
무선 통신 네트워크의 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하도록 - K는 콤 팩터라고 함 -;
M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하도록 - N은 1 이상인 정수임 -;
적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하도록 - 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가짐 -; 및
M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 응축 신호를 집성 유닛(128)으로 반송하도록;
동작할 수 있는, 제1 송수신기. - 제9항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS)의 일부이고, 콤 팩터 K = 4인, 제1 송수신기. - 제9항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼은 사운딩 기준 신호(SRS)의 일부이고, 콤 팩터 K = 6, 8, 12 또는 16인, 제1 송수신기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
수신된 광대역 기준 신호는 샘플링 주파수 f s 로 샘플링되고(204),
콤 팩터 K 및 샘플링 주파수 f s 는 적어도 2개의 반복 블록들 각각이 동일한 수의 샘플들을 포함하도록 선택되는, 제1 송수신기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서 제1 반복 블록 및 제2 OFDM 심볼에서 제2 반복 블록을 포함하고,
상기 누산에서, 상기 제1 송수신기는, 제1 반복 블록과 제2 반복 블록 사이의 시간상 시프트가 정수 개의 샘플이 되도록 제1 또는 제2 OFDM 심볼의 순환 프리픽스에 대해 보정하도록 동작할 수 있는, 제1 송수신기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들은 제1 OFDM 심볼에서의 제1 세트의 반복 블록들 및 제2 OFDM 심볼에서의 제2 세트의 반복 블록들을 포함하고, 상기 제1 송수신기는, 제1 세트의 반복 블록들이 먼저 누산되도록 누산을 수행하도록 동작할 수 있고, 제1 및 제2 OFDM 심볼 사이의 시간이 정수 개의 샘플들이 아닌 경우, 제2 세트의 반복 블록들에 분수 지연 필터를 적용하여 제1 세트의 반복 블록들과 정렬한 후, 제2 세트의 반복 블록들이 제1 세트의 반복 블록들과 누산되는, 제1 송수신기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간들에 대한 정보를 획득하도록 더 동작할 수 있고, 상기 시작 시간들에 대한 정보는 OFDM 심볼당 샘플 수 N, 콤 팩터 K, OFDM 심볼 시작 시간을 포함하는, 제1 송수신기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
OFDM 기준 신호 심볼이 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 최저 서브캐리어 상에 매핑되지 않을 때, 콤 팩터 주파수 오프셋 Kshift 에 대한 정보를 획득하도록; 및
상기 누산을 수행할 때, 콤 팩터 주파수 오프셋 Kshift 를 보정하도록;
더 동작할 수 있는, 제1 송수신기. - 무선 통신 네트워크의 제1 송수신기(120)의 적어도 하나의 처리 회로에 의해 실행될 때, 기준 신호들을 처리하도록 구성된 명령어들을 포함하는 컴퓨터 프로그램(605)을 저장하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체로서,
제1 송수신기(120)는 M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126)을 포함하고, M은 적어도 2이고, 각각의 안테나 브랜치는 안테나 요소들(121, 122, 123)을 포함하며,
제1 송수신기(120)가 다음의 단계들,
무선 통신 네트워크의 제2 송수신기(110)로부터, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각의 안테나 요소들(121, 122, 123)에서 또한 시간 도메인에서, 캐리어 주파수 대역폭의 적어도 서브세트의 모든 K 서브캐리어 주파수에 매핑된 OFDM 기준 신호 심볼을 포함하는 OFDM 변조 광대역 기준 신호를 수신하는 단계 - K는 콤 팩터라고 함 -;
M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에서, OFDM 심볼 당 N 샘플을 사용하여 상기 수신된 광대역 기준 신호를 샘플링하는 단계 - N은 1 이상인 정수임 -;
적어도 2개의 반복 블록들의 시작 시간에 관한 정보에 기초하여, 길이 N/K 샘플을 갖는 응축 신호를 획득하기 위해, M개의 안테나 브랜치들(124, 125, 126) 각각에 대해, 상기 수신 및 샘플링된 광대역 기준 신호를 적어도 2개의 반복 블록들에 걸쳐 누산하는 단계 - 각각의 블록은 N/K 샘플의 길이를 가짐 -; 및
M개의 안테나 브랜치(124, 125, 126) 각각에 대해, 제2 송수신기(110)와 제1 송수신기(120) 사이의 무선 통신 채널을 추정하는데 사용하기 위해, 인터페이스(129)를 통해 응축 신호를 집성 유닛(128)으로 반송하는 단계;
를 수행하게 하는, 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체. - 삭제
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