KR20180087762A

KR20180087762A - 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 검출하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20180087762A
Application number: KR1020170012240A
Authority: KR
Inventors: 김동한; 곽용준; 김태형; 이주호
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2017-01-25
Filing date: 2017-01-25
Publication date: 2018-08-02
Also published as: US20180213495A1; EP3355629A1; US10595289B2; EP3355629B1; CN108347327B; CN108347327A

Abstract

본 발명은 단말이 기지국에의 초기 접속 과정에서 기지국과의 시간 및 주파수 동기화를 수행하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 방법은, 물리 방송 채널을 수신하는 단계 및 상기 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 동기 신호를 검출하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETECTING THE SYNCHRONIZATION SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 낮은 전력 소모와 낮은 단말 복잡도를 요구하는 단말이 초기 접속 과정에서 기지국과 시간 및 주파수 동기화를 수행하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

4G(4th-Generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th-Generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍 (beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive multi-input multi-output, massive MIMO), 전차원 다중입출력(full dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한, 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(device to device communication, D2D communication), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation)등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(advanced coding modulation, ACM) 방식인 FQAM(hybrid FSK and QAM modulation) 및 SWSC(sliding window superposition coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(filter bank multi carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access)등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고받아 처리하는 사물인터넷(Internet of things, IoT) 망으로 진화되고 있다. IoE(Internet of everything) 기술은, 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅 데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 하나의 예가 될 수 있다.

IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술 등과 같은 기술 요소들이 요구된다. 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(machine to machine, M2M), MTC(machine type communication) 등의 기술이 연구되고 있다.

IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT 기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크, 사물 통신, MTC 등의 기술이 5G 통신 기술의 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅 데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(high speed packet access), LTE(long term evolution 혹은 E-UTRA(evolved universal terrestrial radio access)), 3GPP2의 HRPD(high rate packet data), UMB(ultra mobile broadband), 및 IEEE(institute of electrical and electronics engineers) 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 통신 시스템으로 발전하고 있다.

이러한 통신 시스템에서 단말은 기지국으로부터 수신된 초기 신호(즉, 주 동기화 신호(primary synchronization signal, PSS)과 부 동기화 신호(secondary synchronization signal, SSS)를 사용하여 동기화 및 셀 탐색을 수행하여 방송 정보를 수신한 후, 기지국과 통신을 수행한다.

본 발명의 일 목적은 무선 통신 시스템에서 단말이 시간 및 주파수 동기화를 수행함에 있어 전력 소모를 줄일 수 있는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 일 목적은, 무선 통신 시스템에서 단말이 수신 신호에 대하여 자기 상관 연산을 수행하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 일 목적은 무선 통신 시스템에서 기지국으로부터 전송된 반복되는 PBCH를 이용하여 대략적인 PSS 전송 타이밍을 추정하고 이를 기반으로 줄어든 PSS 탐색 구간 내에서 PSS를 검출하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

이에, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 방법은, 물리 방송 채널을 수신하는 단계 및 상기 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출하는 단계를 포함할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 물리 방송 채널을 수신하는 통신부 및 상기 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출하는 제어부를 포함할 수 있다.

본 발명에 따른 실시예에 따른 방법 및 장치는 단말이 초기 접속을 수행하는데 요구되는 연산량과 전력 소모량을 줄임으로써 IoT 적합한 단말 구현을 가능하게 하는 효과가 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 하향링크의 프레임 구조를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 PBCH를 이용하여 MIB를 단말로 전송하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 PBCH를 반복 전송하기 위한 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로부터 전송된 PSS 및 SSS를 이용하여 동기화를 수행하는 과정을 설명하기 위한 순서도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 통신 시스템에서 단말이 기지국이 전송하는 PSS를 검출하는 방법을 보여주는 도면이다.
도 6a는 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 동기 신호 검출 방법을 설명하는 순서도이다.
도 6b는 도 6a에 따른 동기 신호 검출 방법을 보다 상세히 설명하기 위한 순서도이다.
도 7a, 도 7b 및 도 7c는 본 발명의 일 실시 예에 따라 물리 방송 채널이 반복되는 패턴의 예를 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따라 물리 방송 채널의 반복 패턴에 따른 탐색 구간의 설정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 물리 방송 채널의 반복 패턴을 분석하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 자기 상관을 수행하는 자기 상관기의 구조를 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말이 저전력을 사용하여 시간 및 주파수 동기화와 셀 탐색을 수행하는 과정을 설명하기 위한 순서도이다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 구성에 대한 블록도이다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로부터 방송 정보를 수신하기 위한 기술에 대해 설명한다. 본 발명은 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스(예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다.

이하 설명에서 사용되는 방송 정보를 지칭하는 용어, 제어 정보를 지칭하는 용어, 통신 커버리지(coverage)에 관련된 용어, 상태 변화를 지칭하는 용어(예: 이벤트(event)), 망 객체(network entity)들을 지칭하는 용어, 메시지들을 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 발명이 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.

이하 설명의 편의를 위하여, 3GPP LTE(3rd generation partnership project long term evolution) 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들이 일부 사용될 수 있다. 하지만, 본 발명이 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.

먼저, 본 발명이 적용되는 통신 시스템에서 동기화 신호 및 방송 정보를 전송하는 방법에 대해 설명하기로 한다.

통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서 다중 접속 방식으로서, 하향링크(downlink)에서는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 방식을 이용하고, 상향링크(uplink)에서는 SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 방식을 이용한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성(orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분할 수 있다. 이하, 통신 시스템이 LTE 시스템임을 가정하여 본 발명의 실시 예를 설명하지만, 본 발명의 실시 예는 LTE 시스템 이외의 다른 통신 시스템에서도 적용 가능하다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 하향링크 프레임 구조를 도시한 도면이다.

보다 구체적으로, 도 1은 하향링크에서 데이터 혹은 제어 채널이 전송되는 무선자원영역인 시간 및 주파수 영역의 기본 프레임 구조를 나타낸다.

도 1을 참조하면, 다수의 직사각형 도형에서 가로축은 시간 영역을 나타낸 것이고, 세로축은 주파수 영역을 나타낸 것이다. 시간 영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심볼(symbol)로서, N_symb개의 OFDM 심볼(102)가 모여 하나의 슬롯(slot)(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(subframe)(105)을 구성한다. 본 명세서에서는, 하나의 슬롯(106)의 길이는 0.5ms이고, 서브프레임(105)의 길이는 1.0ms임을 전제로 서술하지만, 이에 한정되지 않으며, 다른 슬롯의 길이와 다른 서브프레임의 길이도 가능하다.

하나의 라디오 프레임(radio frame)(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역 단위이다.

또한, 주파수 영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth)의 대역폭은 총 N_BW개의 서브캐리어 (104)로 구성된다.

시간 및 주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(resource element, RE)(112)로서 OFDM 심볼 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(resource block, RB 혹은 physical resource block, PRB)(108)은 시간영역에서 N_symb개의 연속된 OFDM 심볼(102)과 주파수 영역에서 N_SC개의 연속된 서브캐리어(110) 로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)은 N_symb x N_SC 개의 RE(112)로 구성되며, 시스템 전송 대역은 총 N_RB =(N_BW/ N_SC)개의 리소스 블록으로 구성된다.

일반적으로, 데이터의 최소 전송단위는 상술한 RB 단위이다. LTE 시스템에서 N_symb = 7, N_SC=12 이고, N_BW 및 N_RB는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 또한, 데이터 레이트(data rate)는 단말에게 스케줄링(scheduling)되는 RB 개수에 비례하여 증가하게 된다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. 아래 [표 1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭(channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸 것이다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.

[표 1]

하향링크 제어정보의 경우 서브프레임 내의 최초 N 개의 OFDM 심볼 이내에 전송된다. 일반적으로 N = {1, 2, 3}이다. 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어정보의 양에 따라 N 값이 결정되기 때문에, 서브프레임마다 N값은 가변하게 된다. 여기에서, 제어정보로는, 제어정보가 OFDM 심볼 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어채널 전송구간 지시자, 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케쥴링 (scheduling) 정보 및 HARQ(hybrid automatic retransmit request) 응답(ACK/NACK) 신호 등을 포함한다.

한편, LTE 시스템에서 지원하는 변조방식은 QPSK(quadrature phase shift keying), 16QAM(quadrature amplitude modulation) 및 64QAM 중 하나로서, 각각의 변조차수(modulation order)(Qm)는 2, 4, 6 에 해당한다. 즉, 기지국은 QPSK 변조의 경우 심볼 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트, 64QAM 변조의 경우 심볼 당 6 비트를 전송할 수 있다.

단말의 전원이 on 상태로 전환되면, 단말은 초기 접속 과정을 수행한다. 기지국은 셀 내에 존재하는 단말이 시간 및 주파수 동기화를 수행하고 셀 정보를 습득할 수 있도록 주 동기화 신호(primary synchronization signal, PSS) 및 부 동기화 신호(secondary synchronization signal, SSS)를 전송한다. 또한, 기지국은 주정보 블록(master information block, MIB) 및 시스템 정보 블록(system information block, SIB)을 사용하여 단말이 기지국에 접속하기 위해 필요한 정보를 단말에게 전송한다. MIB는 물리 방송 채널(physical broadcast channel, PBCH)을 통해 고정된 시간 및 주파수 자원을 통해 전송되며, SIB는 물리하향링크 공유채널(physical downlink shared channel, PDSCH)을 통해 단말에게 전송된다.

초기 접속 과정에서 단말은, 기지국이 전송하는 PSS와 SSS를 사용하여 시간 및 주파수 동기화를 수행하고, 셀 고유의 번호(Cell ID)를 검출한다. 그리고, 기지국과 시간 및 주파수 동기화를 완료한 단말은 PBCH를 수신하여 MIB를 획득할 수 있다. MIB를 획득한 단말은 이후 SIB를 획득하여 기지국에 접속하기 위한 방송 정보를 모두 수신할 수 있다. 반면에, 기지국은 단말이 시스템 전원을 켜고 방송 정보를 획득하는 단계에 이를 때까지 단말의 존재를 알 수 없다. 따라서, 단말은 방송 정보를 획득한 후 랜덤 액세스 절차를 수행하여 기지국으로 접속을 수행하게 된다.

한편, 상술한 바와 같이 동작하는 LTE 시스템에서는, 일부 기능이 제한된 저비용 및 낮은 복잡도를 가지는 단말(low-cost/low-complexity user-equipment(UE), 이하 ‘저비용 단말’)을 지원할 수 있다. 저비용 단말은 원격검침, 방범 및 물류 등의 서비스를 주요 목적으로 하는 MTC(machine type communication) 혹은 M2M(machine to machine) 서비스에 이용될 수 있다. 또한, 저비용 단말은 셀룰러 기반 사물인터넷(Internet of things, IoT)을 실현할 수 있는 수단으로서 이용될 수 있다.

이와 같이, 저비용 및 낮은 복잡도를 실현하기 위해, 단말의 수신 안테나를 1개로 제한하여 단말의 RF 소자의 비용을 줄일 수 있다. 또는, 저비용 단말이 처리할 수 있는 전송 블록 크기(transport block size, TBS)에 상한을 정의해서 단말의 데이터 수신에 사용되는 소프트 버퍼 크기를 줄임으로써, 소프트 버퍼 비용을 감소시킬 수 있다. 일반적인 LTE 시스템에서의 단말은 시스템 전송 대역의 대역폭에 관계없이 최소 20MHz 대역에 대한 광대역 신호 송수신 기능을 갖추고 있으나, 저비용 단말의 경우, 저비용 단말이 지원하는 최대 RF 대역폭을 20MHz보다 작게 제한함으로써 추가적으로 저비용 및 낮은 복잡도를 실현할 수 있다. 예를 들어, 저비용 단말은, 20MHz 채널 대역폭의 LTE 시스템에서 1.4MHz 채널 대역폭만 지원하도록 동작을 정의할 수 있다.

한편, 저비용 단말은 MTC/M2M 서비스 또는 사물 인터넷 서비스에 따라 이동성은 적은 반면 사람이 접근하지 못하는 건물의 음영지역에서 위치하거나 단말의 낮은 복잡도로 인해 수신 성능이 열화될 수 있다. 이와 같이 수신 성능이 열화됨으로써 단말의 통신 커버리지는 감소하게 된다. 따라서 저비용 단말의 통신 커버리지 향상을 위한 방법이 요구된다.

통신 커버리지 향상이 요구되는 단말은 기존 LTE 단말이 제공하는 커버리지 대비 15dB~20dB 정도의 통신 커버리지 향상이 필요하다. 즉, 통신 커버리지 향상이 요구되는 단말은 기존 단말 대비 15dB ~20dB 낮은 수신 신호에 대해서도 기지국과의 통신이 가능해야 한다. 단말의 통신 커버리지를 향상시키기 위해 기존 물리채널 또는 새롭게 정의되는 물리채널의 반복 전송(repetition) 또는 번들링(bundling)이 요구된다. 여기에서, 반복 전송은, 전송하고자 하는 정보를 포함하는 서브프레임을 동일하게하여 여러번 반복 전송하는 것을 의미한다. 또한,번들링은, 동일한 정보가 다수의 서브프레임들을 통해 여러 번 전송되지만 서브프레임마다 다른 HARQ 리던던시 버전(redundancy version)이나 다른 물리 채널 포맷으로 전송되는 것을 의미한다.

기지국과 단말의 수신 장치는, 반복 또는 번들링되어 전송되는 물리 채널 신호를 소프트 컴바이닝(soft combining) 또는 누적(accumulation)을 통해 일반 물리채널보다 통신 커버리지를 향상시킬 수 있다. 이때, 통신 커버리지 향상을 위해 필요한 반복 레벨은 상향링크(uplink)와 하향링크(downlink)를 위해 사용되는 각 물리 채널에 따라 다를 수가 있다. 그리고 동시에 각 단말이 동일한 통신 커버리지를 갖도록 하기 위해 필요한 반복 레벨이 다를 수 있다. 여기에서 반복 레벨은 물리적인 서브프레임의 반복 횟수를 나타낼 수도 있으며, 실제 사용되는 반복 횟수에 대한 지시 값을 나타낼 수도 있다.

이하 설명에서 통신 커버리지 향상과 관련하여 반복과 번들링은 유사한 방법으로 취급될 수 있다. 따라서 반복 또는 번들링 중 어느 하나만 언급되는 경우에도 반복과 번들링을 모두 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 상기의 통신 커버리지 향상은 저비용 단말을 위주로 설명하였지만, 본 발명의 실시예에서 통신 커버리지를 향상시키기 위한 동기화 방법 및 장치는 저비용 단말뿐만 아니라 통신 커버리지 향상이 필요한 모든 단말에게 동일하게 적용될 수 있다.

아래 [표 2]는 LTE 기반의 저비용 단말이 현재 LTE 카테고리(category) 1 단말 대비 15dB 이상으로 통신 커버리지가 향상되기 위해서 필요한 물리 방송 채널 (physical broadcast channel, PBCH)의 성능 이득을 보여준다. PBCH는 상술한 바와 같이, 기지국이 단말의 초기 접속 및 통신에 필요한 방송 정보를 포함하는 MIB를 전송하는 물리 채널이다. LTE 카테고리 1 단말은 LTE 표준의 버전 release-8에 기반한 가장 낮은 데이터 속도를 지원하는 단말을 나타낸다.

[표 2]

[표 2]에서 MCL(maximum coupling loss)은 전송 장치와 수신 장치 사이에 통신이 가능하기 위한 최대 손실값이다. 즉, 송신 장치와 수신 장치 사이에 경로 감쇄(path-loss)나 여러 하드웨어 손실(hardware loss)이 [표 2]에 주어진 MCL 값보다 작아야 통신이 가능하다.

LTE 시스템에서는 단말이 기지국에 데이터를 전송하기 위해 사용하는 물리 상향링크 공유 채널(physical uplink shared channel, PUSCH)이 가장 낮은 MCL 값을 가지므로 다른 채널에 비해 PUSCH의 통신 커버리지가 상대적으로 작다. 따라서 저비용 단말의 통신 커버리지를 기존 카테고리 1 단말 대비 15dB 향상시키기 위해서는 PUSCH의 MCL을 기준으로 15dB 만큼의 통신 커버리지의 향상이 필요하다. 상기와 같은 이유로, 저비용 단말의 PUSCH의 통신 커버리지 향상을 위해 요구되는 목표 MCL은 155.7dB가 되며, 모든 채널이 동일하게 155.7dB의 MCL 목표를 만족할 수 있도록 설계가 필요하다.

또한, [표 2]에서, MTC 단말의 PBCH를 참고하면, 155.7dB의 MCL을 만족하기 위해서 카테고리 1 단말 대비 6.7dB의 성능 이득이 필요하다. 하지만, category 1 단말은 두 개의 수신 안테나를 갖고 시스템 대역 전체에서 통신이 가능한 반면, 저비용 단말은 경우에는 단일 수신 안테나를 사용하므로 통신 커버리지 측면에서 3 dB 열화가 발생한다. 또한, 저비용 단말의 수신 주파수 대역은 카테고리 1 단말 대비해서 협대역(예를 들어, 1.4MHz)이므로, 다이버시티 이득(diversity gain) 측면에서는 약 1dB의 통신 커버리지 열화가 발생한다. 이러한 통신 커버리지 열화를 고려했을 때, 저비용 단말이 카테고리 1 단말대비 15dB 커버리지 향상을 얻기 위해서는 추가적인 성능향상이 필요하며, 그 값은 보통 3~4dB 가 될 수 있다. 따라서, 저비용 단말이 카테고리 1 단말 대비 15dB의 통신 커버리지 향상을 위해서는 PBCH는 10.7dB의 성능 이득이 필요하다. 유사하게, PSS, SSS 수신 측면에서 저비용 단말이 카테고리 1 단말 대비 15dB의 통신 커버리지 향상을 위해서 10.4dB의 성능 이득이 필요하다. 상기에서 기술한 바와 같이, 통신 커버리지 향상을 위해 요구되는 성능 이득은 해당 물리 채널 및 신호의 추가적인 반복 전송 및 번들링을 사용하여 얻을 수 있다.

통신 커버리지 확장을 위한 일 실시 예는 단말이 기지국으로부터 동일한 초기 신호를 반복(repetition)하여 수신하거나 전송함으로써 통신 커버리지를 확장하는 것이다. 그러나 기지국이 전송하는 신호의 반복이 충분하지 않은 경우, 단말은 단말의 위치나 상황에 따라 기지국의 PBCH를 수신할 수 없으며 단말은 기지국과의 통신이 불가능할 수 있다. 일 예로, 단말이 건물의 지하와 같은 음영지역에서 사용되는 스마트 미터 또는 고정형 센서인 경우, 단말은 이동이 불가능하기 때문에 기지국으로부터 방송 신호를 수신하지 못하면 지속적으로 기지국과 통신이 불가능하게 되는 문제가 발생될 수 있다. 따라서 음영지역에서 사용되는 단말이 PBCH를 수신하도록 기지국은 정해진 프레임(frame)내에서 기존 대비 추가적인 반복을 사용하여 PBCH를 전송할 수 있다. 단말은 기지국이 반복 전송하는 PBCH에 대하여 컴바이닝(combining)을 수행하여 통신 커버리지를 향상시킬 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 PBCH를 이용하여 MIB를 단말로 전송하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 2를 참조하면, 기지국은 단말의 초기 접속을 위해 필요한 방송 정보를 포함하는 하나의 MIB (201)을 생성한다. 여기에서, MIB는 24비트로 구성된다. 상기 MIB는 3 비트의 하향링크 시스템 주파수 (downlink system bandwidth) 정보, 3 비트의 PHICH (physical HARQ indicator channel) 설정 정보 및 8 비트의 시스템 프레임 번호(system frame number, SFN)로 구성되며, 추가적으로 10 비트 크기의 여유 비트를 포함한다. 또한, 추가적으로, MIB에는 통신 커버리지 확장이 필요한 단말을 위해서 기지국이 통신 커버리지 확장 모드를 지원하는지 여부를 알려주기 위한 정보가 1비트 또는 2 비트의 값으로 추가될 수 있다. 여기서, ‘통신 커비리지 확장’은 ‘방송 정보 커버리지 확장’및 ‘PBCH 커버리지 확장’등과 같은 용어로 대체하여 사용될 수 있다.

도 2를 참조하면, 기지국은 24 비트의 MIB(201)에 16 비트로 구성된 싸이클릭 리던던시 체크 (cyclic redundancy check, CRC) 비트를 추가하여, 총 40 비트의 MIB 비트열(202)을 생성한다. CRC 비트들은 단말이 기지국으로부터 수신한 MIB 비트 열에서 24비트의 MIB에 오류 비트가 포함되어 있는지 여부를 확인하기 위한 것이다. 일 예로, 기지국은 24비트의 MIB를 미리 정의된 16차 생성 다항식(16th order generator polynomial)으로 나누고, 나머지 비트 열에 기지국이 PBCH 전송에 사용한 안테나 포트(antenna port) 수에 따라 결정되는 마스크 비트 열(mask bit sequence)을 논리적 배타 합(exclusive OR)하여 CRC 비트를 얻은 뒤, 해당 CRC 비트열을 MIB (201)에 추가하여 전송한다.

이후 기지국은 MIB 비트열(202)을 전송하기 위해, 채널 인코딩 및 레이트 매칭동작(203)을 수행한다. 채널 인코딩 및 레이트 매칭 과정(203)에서, 40 비트의 MIB 비트열은 부호화율 1/3을 갖는 TBCC(tail biting convolutional code)로 부호화된 후, PBCH 전송을 위해 사용되는 RE의 수에 따라 적절히 레이트 매칭 (rate matching)이 수행된다. PBCH에 사용되는 RE수는 듀플렉스 모드에 따라 다를 수 있다. 이러한 채널 인코딩 및 레이트 매칭 동작(203)을 통해 기지국은, 기지국으로부터 단말로 PBCH가 전송되는 도중에 발생할 수 있는 에러에 강건(robust)하도록 할 수 있다.

채널 인코딩 과정에서 사용되는 채널 인코딩 비트는 일반 순환 전치(normal cyclic prefix, normal CP)를 사용하는 시스템일 경우 총 1920 비트로 구성되며, 확장 순환 전치(extended cyclic prefix, extended CP)를 사용하는 경우 1760 비트로 구성된다. 기지국은 1920 비트 또는 1760 비트로 구성된 채널 인코딩 비트를 4개의 비트 열로 세그먼팅(segmentating)한다. 즉, 채널 인코딩 비트는 기지국에 의하여 세그먼팅되?로써 4개의 MIB 비트열(204)이 된다. 참조번호 205는 4개의 MIB 비트열(204)이 PBCH를 통해 단말로 전송되는 매커니즘을 나타내는 것이다. 그리고 기지국은 세그먼팅된 4개의 MIB 비트열 (204)을 40ms동안 PBCH을 통해 단말로 전송한다.

이때, PBCH는 40ms를 구성하는 라디오 프레임(210) 4개의 각 첫 번째 서브프레임에서 전송된다. 또한, PBCH는 주파수 상에서 시스템 대역폭의 중간에 위치한 6개의 RB에 맵핑된다. 주파수 분할 듀플렉싱(frequency division multiplexing, FDD)과 일반 순환 전치를 사용하는 기지국의 경우, PBCH는 시간 상에서 서브프레임을 구성하는 두 번째 슬롯의 첫 4개의 OFDM 심볼에 맵핑된다. 그리고 상술한 4 개의 MIB 비트열(204)은 40ms에서 4개의 PBCH를 통해 순서대로 전송된다.

한편, 4개의 MIB 비트열(204)은 각각 스크램블링 시퀀스(scrambling sequence)로 스크램블링된다. 이때, 스크램블링 시퀀스 생성기(Scrambling sequence generator)는 40 ms 마다 셀 고유 번호(cell ID)로 초기화된다. 각 라디오 프레임에서 전송되는 PBCH는 서로 다른 스크램블링 시퀀스를 사용한다.

단말은 한 라디오 프레임에서 수신된 PBCH에 대하여 서로 다른 4개의 스크램블 시퀀스를 이용하여 디스크램블링(descrambling)을 수행하고 디코딩한다. 이후 단말은 CRC 비트들을 체크하여 에러가 없으면 40 ms 내에서 PBCH의 수신 시점을 파악할 수 있다. 만약, 단말이 기지국과 인접하지 않아 수신 전력이 충분하지 않을 경우에는, 4개의 PBCH 신호를 모두 수신한 다음 컴바이닝 과정을 통해 채널 신호를 디코딩하여 MIB를 확인할 수도 있다. 또한, 단말은 디코딩된 MIB에 에러가 포함되어 있지 않은 경우, MIB에 포함된 방송 정보인 하향링크 시스템 주파수정보, PHICH 설정 정보 및 SFN 정보를 획득하고, 획득된 방송 정보를 이용하여 기지국과 통신을 수행할 수 있다.

즉, 단말은 PBCH를 수신하여 스크램블링 시퀀스로 디스크램블링을 수행하고, 세그먼팅된 비트열들을 결합한 다음 채널 디코딩을 수행한다. 또한, 단말은 디코딩된 비트열들에 대해서 기지국으로부터 수신된 24 비트의 MIB에 대해 기지국과 동일한 방식으로 CRC 비트들을 계산한다. 그리고 단말은 결정된 CRC 비트들과 수신된 CRC 비트들을 비교하는 것을 통하여 수신된 24 비트의 MIB에 에러가 발생하였는지를 판단한다. 예를 들어, 두 CRC 비트들이 동일할 경우, 단말은 수신된 24비트의 MIB에 에러가 없다고 판단한다. 이와 달리, 두 CRC 비트들이 동일하지 않을 경우에는, 단말은 수신된 24 비트의 MIB에 에러가 있다고 판단한다. 이때, 단말이 기지국으로부터 MIB 비트 열을 수신하는 시점에는 기지국이 PBCH를 전송하기 위해 사용하는 안테나 포트 수를 알 수 없으므로, 단말은 모든 안테나 포트의 조합으로 PBCH를 수신해야 한다. 즉, 단말은 모든 안테나 포트에 해당하는 마스크(mask) 비트 열을 사용하여 결정된 CRC 비트들과 수신된 CRC 비트들을 비교를 해야 한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 PBCH를 반복 전송하기 위한 신호의 구조를 도시한 도면이다. 보다 구체적으로, 도 3은 저비용 단말의 PBCH 통신 커버리지 향상을 위해, 3GPP LTE에서 고려되고 있는 PBCH를 반복 전송하는 구조의 일 실시 예를 도시한다.

도 3에서, 하나의 라디오 프레임(301)은 10개의 서브프레임(302~311)을 포함한다. 저비용 단말을 위해 MTC-PBCH는, 기존 시스템과 달리, 하나의 라디오 프레임 내의 2개의 서브프레임에서 PBCH가 전송될 수 있도록 구성된다. 여기서 MTC-PBCH는, 기존 PBCH와 단말의 커버리지 확장을 위해 추가적으로 반복 전송되는 PBCH를 모두 포함하는 방송 신호를 지칭하기 위해 사용한다.

도 3에서는, 하나의 라디오 프레임 내의 2개의 서브프레임에서 PBCH가 전송되는 일 예로서, 서브프레임#0(302)과 서브프레임#9(311) 각각에서 PBCH가 전송되는 구조를 예시하고 있다. 다만, 본 발명의 일 실시 예는, 도 3의 서브프레임#0(302)과 서브프레임#9(311)에서 PBCH가 전송되는 것에 한정되지 않는다. 예를 들어, 시분할 듀플렉싱(time division duplexing, TDD)의 경우에는, PBCH는 서브프레임#0(302)과 서브프레임#5(307) 각각에서 전송될 수 있다. 하지만, 본 발명을 기술하는데 있어, 이와 같은 경우에 대한 별도의 설명이 요구되지 않는다. 또한, 도 3에서는 라디오 프레임 내에서 2개의 서브프레임이 PBCH 전송에 사용된다고 가정하였지만, 본 발명의 실시 예에서는 PBCH가 반복되는 서브프레임이 2개인 경우로 한정하지는 않는다.

도 3을 참조하면, 서브프레임#0(302)에서 기존 PBCH(317)가 전송되고, 서브프레임#0(302) 및 서브프레임#9(311) 각각에서 PBCH가 추가적으로 반복되어 전송된다. 기존 PBCH(317)에 추가적으로 반복 전송되는 PBCH는, 시스템 전송 대역의 중간 6개의 RB(312)내에서 PSS(313), SSS(314), 제어 신호 영역(315) 및 CRS (316)을 위한 RE 영역을 제외한 나머지 RE(918)에 매핑될 수 있다.

예를 들어, 일반 순환 전치를 사용하는 FDD 시스템의 경우, 기지국은 저비용 단말로 하나의 라디오 프레임에서 PBCH를 총 4.6번 전송할 수 있다. 따라서 저비용 단말은 하나의 라디오 프레임마다 1번 전송되는 PBCH 기준 대비하여 약 6.6dB 만큼 PBCH 통신 커버리지가 향상될 수 있다.

상기 [표 2]에서 언급하였듯이 저비용 단말의 15dB에 해당하는 통신 커버리지의 향상을 위해서 PBCH의 경우 총 10.7dB 만큼의 통신 커버리지 향상이 필요하다. 하지만 현재 기지국에서 저비용 단말로 반복 전송되는 PBCH를 이용하면, 6.6dB 정도의 통신 커버리지 밖에 향상될 수 없다. 한편, 현재 저비용 단말을 위한 3GPP LTE 표준화에서는, 상기와 같이 부족한 통신 커버리지 성능 이득을 시간 다이버시티를 이용하여 얻을 수 있다고 가정하고 있다. 즉, 저비용 단말이 통신 커버리지가 부족한 상황이라도 채널이 좋아져서 채널에 따른 이득을 얻을 수 있는 경우 PBCH 디코딩이 가능할 것으로 예측하고 있다.

상술한 바와 같이, MIB를 전송하기 위해 사용되는 PBCH는 통신 커버리지 확장을 위해 반복전송될 수 있다. 즉, 기존 LTE 통신 시스템과 달리 저비용 단말의 커버리지 확장을 위해서 기지국은 기존의 PBCH에 추가적인 시간 및 주파수 자원을 사용하여 반복 전송을 사용한다.

한편, 저비용 단말이 초기 접속 과정에서 PSS, SSS를 사용하여 시간 및 주파수 동기를 수행하는 과정에서도 통신 커버리지의 향상이 필요하다. 하지만, PSS와 SSS는 하나의 셀에서는 전송 시간에 관계없이 항상 동일한 신호가 전송된다. 보다 구체적으로, 기지국이 단말의 시간 및 주파수 동기를 위해 전송하는 PSS, SSS는 시간에 관계없이 항상 동일한 신호를 고정된 주기로 전송한다. 즉, 기지국은 하나의 기지국을 표현할 수 있는 셀 고유의 번호(Cell ID)이 변하지 않는다면 동일한 시퀀스로 구성된 PSS와 SSS를 5 ms(밀리초)마다 전송한다.

단말은 기지국과의 통신 커버리지가 충분한 경우, 하나의 PSS와 SSS를 사용하여 기지국과 시간 및 주파수 동기를 수행하고 셀 고유의 번호(Cell ID)를 검출할 수 있다. 반면에 단말이 기지국과의 통신 커버리지가 불충분한 위치에 있을 경우, 하나의 PSS와 SSS를 사용하여 기지국과 동기화를 수행하는 것이 어렵다. 저비용 단말을 위한 3GPP LTE 표준화에서는 PSS와 SSS는 기존 대비 추가 반복 전송을 적용하지 않기 때문에 이 경우의 단말은, 5ms마다 전송되는 동기 신호를 누적(accumulation)또는 컴바이닝(combining)을 수행함으로써 통신 커버리지 를 확보할 수 있다. 따라서 하지만, 상술한 바와 같이, PSS와 SSS는 항상 동일한 신호가 동일한 주기로 반복적으로 전송되기 때문에 단말은 긴 시간 구간(예를 들어, 100ms)동안 전송되는 PSS와 SSS를 컴바이닝하여 기지국과 시간 및 동기화를 수행해야 한다.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로부터 전송된 PSS 및 SSS를 이용하여 동기화를 수행하는 과정을 설명하기 위한 순서도이고, 도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로부터 전송된 PSS를 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

먼저, 도 4에 따르면, 단말은 단말의 전원이 on 상태로 전환될 수 있다(S401).

단말은 전원이 on 상태로 전환된 후에 신호를 수신하기 시작한다. 단말은 우선, 수신되는 신호에 대해 대략적인 시간 및 주파수 동기를 수행하기 위해 PSS 검출을 수행한다.

단말은, PSS 검출을 위해 수신되는 신호에 대하여 PSS의 상호 상관을 수행한다(S402).

단말이 PSS의 상호 상관을 수행하는 방법은 도 5를 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.

도 5에 따르면, 하나의 라디오 프레임(501)은 10개의 서브프레임(502~511)으로 구성된다. 기지국이 단말의 동기화 및 셀 탐색을 위해 전송하는 PSS(512), SSS(513)는 서브프레임#0(502)과 서브프레임#5(507)에서 전송된다. 단말은 처음 전원을 켜면 기지국으로부터 수신되는 신호에 대해 PSS 검출을 시도한다. 이때, 단말은 단말이 알고 있는 PSS 시퀀스(513)를 사용하여 수신 신호에 대해 매 샘플 시간마다 상호 상관(cross-correlation)(514)을 수행한다. 기지국이 PSS id를 전송하기 위해 3개의 시퀀스를 사용하므로 단말은 미리 알고 있는 3개의 PSS 시퀀스(513)를 사용하여 상호상관을 수행해야 한다. 단말은, 하기의 [수학식 1]을 사용하여 PSS 검출을 위한 상호 상관을 수행한다.

[수학식 1]

여기서 r(k)은 k 번째 샘플 시간에서 단말에 수신되는 수신신호를 나타낸다. x_i(n)은 PSS 시퀀스 번호 i에 따른 n번째 PSS 시퀀스의 값을 나타낸다. y_i(k)는 k번째 샘플 시간에서 단말에 수신되는 수신 신호와 시퀀스 번호 i에 해당하는 PSS 시퀀스와의 상호상관을 수행한 결과값을 나타낸다. PSS는 i에 따라 0~2에 해당하는 PSS id 정보를 단말에 알려줄 수 있다.

도 5를 참조하면, 단말은, 설정된 탐색구간(515) 동안 [수학식 1]에 따라 기 설정된 PSS 시퀀스(513)를 이용하여 상호 상관을 수행한다. 여기에서, 탐색구간(515)은 단말에의 설정에 따라 또는 단말의 상위 응용 계층의 설정에 따라 그 크기가 결정될 수 있다. 예를 들어, 상호 상관을 수행하는 탐색 구간(515)은 적어도 하나의 라디오 프레임(501) 보다는 넒은 구간으로 설정되어야 한다.

또한, 단말은 수신 신호에 대해 PSS 상호 상관을 수행하고 결과값 y_i(k)(이하, 상호 상관값이라 한다)를 얻는다. 이후, 단말은 상호상관 값 y_i(k)와 단말에 설정된 특정 임계값 Y와 비교하는 과정을 수행한다(S403).

단말에 설정된 특정 임계값 Y는 소프트웨어로 단말에 설정할 수도 있고, 하드웨어로 단말에 설정할 수도 있다. S403 단계에서 상호상관 값 y_i(k)가 모든 PSS id에 대해 특정 임계값 Y보다 작은 경우에는, 단말은 다음 시간 k에 S402단계로 다시 이동하여 [수학식 1]에 따라 수신 신호에 대해 PSS 상호 상관을 계속 수행한다. 이와 달리, S403단계에서 상호상관 값 y_i(k)가 적어도 하나의 PSS id에 대해 특정 임계값 Y보다 큰 경우에는, 단말은 PSS가 검출되었다고 가정한다.

이와 같이, PSS가 검출되었다 가정하면, 단말은 프레임 동기 및 PSS id를 검출할 수 있다(S404).

예를 들어, 단말은, y_i(k)가 Y보다 큰 위치에서 PSS 타이밍(517)을 검출할 수 있다. 보다 구체적으로, 단말은 탐색구간(515) 동안 y_i(k)가 Y보다 클 때의 샘플 시간 인덱스 k로부터 프레임 동기를 수행할 수 있으며, 프레임 내에서 PSS 위치에 따라 PSS 검출 후 프레임 경계의 위치를 알 수 있다. 또한, 단말은 S404단계에서 y_i(k)가 Y보다 클 때의 PSS 시퀀스 인덱스 i를 통해 PSS id를 얻을 수 있다. 즉, 해당 PSS 타이밍(517)의 위치에서 검출된 PSS 시퀀스 인덱스가 PSS id가 된다. 이후, PSS id는 SSS 검출 이후 셀 번호(cell id)를 검출하는데 사용된다. 또한, 단말은 S404단계에서 검출된 PSS를 이용하여 주파수 옵셋을 추정할 수 있다.

S404단계에서 검출된 PSS를 이용하여 프레임 동기, PSS id 검출, 주파수 옵셋을 추정한 단말은 수신 신호에 대해 SSS 검출을 수행한다(S405).

SSS는 총 0~167 개의 시퀀스를 가질 수 있으며, 기지국은 cell id에 따라 하나의 시퀀스를 갖고 SSS를 생성하여 전송한다. 이때, 단말은 SSS 검출을 수행하는데 있어 S404단계에서 추정된 프레임 동기, PSS id 및 주파수 옵셋 추정값을 이용할 수 있다. 단말은 수신 신호의 프레임 타이밍을 알고 있기 때문에 SSS가 시작되는 위치에서 신호를 수신한다. 수신된 SSS신호에 대해 단말이 알고 있는 168개의 SSS 시퀀스를 모두 상호 상관하여 상호 상관값이 최대를 갖는 SSS 시퀀스의 인덱스를 찾으므로써 SSS 검출을 수행할 수 있다.

SSS 검출을 완료하면 단말은 이전 단계에서 검출한 SSS 시퀀스의 인덱스를 사용하여 셀 ID를 검출할 수 있다(S406).

[수학식 2]는 PSS id 및 SSS id를 이용하여 셀 ID를 검출하기 위한 식이다.

[수학식2]

셀 ID = PSS id + SSS id x 168

여기서 PSS id는 S404단계에서 단말이 검출한 PSS 시퀀스의 인덱스를 나타낸다. 또한 SSS id는 S405단계에서 단말이 추정한 SSS 시퀀스의 인덱스를 나타낸다.

이와 같이, 셀 ID를 추정한 단말은 기지국과의 시간 및 주파수 동기화와 셀 번호 검출을 완료하고 PBCH 디코딩을 수행할 수 있다(S407).

도 4 및 도 5에서는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 전송하는 PSS, SSS를 사용하여 단말이 시간 및 주파수 동기화 및 셀 탐색을 수행하는 흐름을 보여주었다. 단말은 단말의 전원이 켜지면 PSS를 먼저 검출하고, PSS를 통해 검출된 정보를 기반으로 SSS를 검출하는 방식으로 기지국과의 시간 및 주파수 동기화를 수행하고 셀 정보를 검출할 수 있음을 확인하였다.

상기의 동기화 과정은 단말의 전원이 켜지고 나서 기지국과의 동기화가 전혀 이루어지지 않은 상태에서 수행되므로, 단말의 전력을 많이 소모하게 된다. 특히, 단말이 어느 셀에 위치해 있는지에 대한 정보를 전혀 알 수 없고, 단말과 기지국 사이에 존재하는 시간 및 주파수 옵셋의 양도 알 수 없는 상황을 고려하면 단말의 전력 소모는 상대적으로 클 수 밖에 없다. 또한, 단말은 PSS id를 검출하기 위하여 3개의 시퀀스를 사용하여 PSS 상호상관을 수행해야 하며, 매 샘플 시간마다 수신되는 신호에 대해 시퀀스 길이 N에 해당하는 상호 상관을 수행해야 하는 점을 고려한다면 복잡도가 상당히 증가할 수 있다.

상술한 바와 같이, 초기 동기 과정에서의 전력 소모는 통신 커버리지 향상이 필요한 단말의 경우에는 더욱 심각할 수 있다. 예를 들어, 저비용 단말과 같이 통신 커버리지의 확장이 상대적으로 많이 필요한 단말은 커버리지 확보를 위해서 더욱 오랜 시간 동안 PSS 및 SSS에 대해서 누적이 필요할 수 있다. 이를 위하여, 저비용 단말의 경우, PSS 검출을 위한 탐색 구간(515)이 하나의 라디오 프레임(501) 주기보다 매우 크게 설정되어야 할 수도 있다. 일 예로, 단말이 초기 동기 과정에서 통신 커버리지 확보를 위해 100 ms이상 수신 신호 또는 수신 신호의 상호 상관의 누적이 필요한 경우, 커버리지의 확보가 필요하지 않은 단말에 비해 20배 이상의 시간 구간 동안 전력을 소모해야 할 수 있다. 이와 같은 전력 소모는 저비용 단말과 같이 IoT 용도로 사용되는 단말에게는 바람직하지 않다. 저비용 단말의 경우는 최대 10년 동안 상용 건전지의 교체 없이 사용하는 것을 목표로 하고 있으므로 초기 동기화를 포함한 기지국과 송수신 과정에서 많은 전력 소모는 해당 요구사항을 만족시킬 수 없다. 따라서, 저비용 단말의 전력소모 요구사항을 만족시키기 위해 저비용 단말의 초기 접속 과정에서 전력 소모양을 크게 절감시킬 수 있는 기술이 요구된다.

일반적으로 초기 동기 과정에서는 단말은 SSS 검출보다 PSS 검출과정에서 더욱 많은 전력을 사용한다. 단말은 PSS 검출과정에서는 기지국으로부터 아무 정보를 받을 수 없기 때문에 매 샘플 시간마다 PSS에 대한 상호 상관을 수행해야 하는 문제가 있다. 다시 말하면, 단말은 PSS 상호 상관을 위해 매 샘플 시간 k마다 PSS 시퀀스 길이의 복소 곱셈(complex conjugate)연산이 요구된다. 하지만, SSS의 경우에는 PSS 검출 이후 검출된 프레임 타이밍을 기반으로 SSS 상호 상관을 수행하기 때문에 계산량이 PSS 상호 상관 대비 매우 적다. 또한, PSS 시퀀스는 실수형 값을 포함하고 있으나, SSS 시퀀스는 바이너리 시퀀스이므로 상호상관에 요구되는 복잡도는 SSS 시퀀스가 상당히 적음을 알 수 있다. 따라서 저비용 단말의 초기 접속 과정에서 요구되는 전력 소모를 줄이기 위해서는 특히 PSS 검출에 요구되는 전력 소모를 줄이는 기술이 요구된다.

이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS(base station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기 및 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE(user equipment), MS(mobile station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어 시스템을 포함할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서 하향링크는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는 단말이 기지국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일 예로서 본 발명의 실시 예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 다른 통신시스템에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.

단말이 PSS 검출 이전에 단말이 대략적인 PSS 전송 타이밍을 알 수 있다면 PSS 검출에 요구되는 전력 소모를 상당히 줄일 수 있다. 즉, 도 5에서 상술한 바와 같이, 단말의 PSS 검출을 위한 탐색 구간(515)이 라디오 프레임(501) 구간이 아니라, 라디오 프레임(501)내의 일부 구간으로 제한된다면 단말은 상호상관을 위한 연산을 줄일 수 있고 복잡도 및 전력소모양을 상당히 감소시킬 수 있다.

기존 LTE 기반의 통신 시스템에서는 단말은 기지국이 단말의 시간 및 주파수 동기화를 위해 전송하는 PSS 검출 이전에는 기지국에 대한 어떤 시간 및 주파수 정보도 알 수 없기 때문에 대략적인 PSS의 전송 타이밍을 알 수 없다. 하지만, 저가형 단말의 통신 커버리지 향상을 위하여 PBCH가 반복 전송되는 경우, 단말은 이와 같은 PBCH의 반복 전송 정보를 이용하여 대략적인 전송 타이밍을 알게 됨으로써, 단말의 초기 동기 과정에서의 전력 소모양을 감소시킬 수 있는 방법이 가능할 수 있다.

하기에서는 본 발명의 일 실시 예로, 저가형 단말의 통신 커버리지 향상을 위해 PBCH를 기존대비 반복 전송하는 경우, 단말이 이를 사용하여 대략적인 PSS 전송 타이밍 위치를 알아내고 이를 기반으로 PSS 검출을 시도하는 방법에 대해서 상세하게 제안한다.

도 6a는 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 동기 신호 검출 방법을 설명하는 순서도이고, 도 6b는 도 6a에 따른 동기 신호 검출 방법을 보다 상세히 설명하기 위한 순서도이다. 이하의 실시 예들을 설명함에 있어서, 물리 방송 채널 및 PBCH는 혼용되어 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 서술되는 동기 신호는 PSS및 SSS 중 적어도 하나를 지시하는 것으로 해석될 수 있다.

먼저, 도 6a를 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 물리 방송 채널을 수신할 수 있다(S610).

여기에서, 물리 방송 채널은, 도 2에서 상술한 바와 같이, 기지국이 단말의 초기 접속 및 통신에 필요한 방송 정보를 포함하는 MIB를 전송하는 물리 채널이다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 물리 방송 채널을 수신하면, 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출할 수 있다(S620).

보다 구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 물리 방송 채널이 수신되면, 물리 방송 채널의 수신 패턴을 분석할 수 있다. 상술한 바와 같이, 기지국은 통신 커버리지 향상 등의 이유로 물리 방송 채널을 반복하여 전송할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 하나의 라디오 프레임내의 제1 서브 프레임에서 전송되는 물리 방송 채널을 상기 하나의 라디오 프레임 내의 제2 서브 프레임에서도 전송되도록 물리 방송 채널을 반복 전송할 수 있다. 또한, 예를 들어, 제1 서브 프레임 내의 소정의 심볼 구간에서 전송되는 물리 방송 채널을 제1 서브 프레임 내의 상기 소정의 심볼 구간을 제외한 다른 심볼 구간에서도 전송되도록 물리 방송 채널을 반복 전송할 수 있다.

이와 같이 반복하여 전송되는 물리 방송 채널이 수신되면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 소정의 구간에 대한 물리 방송 채널의 수신 패턴을 분석할 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 소정의 구간 내에서 수신된 물리 방송 채널의 반복 패턴을 분석할 수 있다(S611).

예를 들어, 여기에서 소정의 구간은 하나의 라디오 프레임에 대응되는 구간일 수 있다. 또한, 하나의 라디오 프레임은 예를 들어 10개의 서브 프레임을 포함할 수 있다.

그리고 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 소정의 구간 내에서 물리 방송 채널이 반복된 위치에 기반하여 동기 신호 검출을 위한 탐색 구간을 설정할 수 있다(S612).

예를 들어, 소정의 구간이 하나의 라디오 프레임에 대응되는 구간인 경우, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 하나의 라디오 프레임 구간 내에서 물리 방송 채널이 반복하여 전송된 서브 프레임들의 위치를 결정할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 하나의 라디오 프레임 구간 내에서 물리 방송 채널이 반복하여 전송된 서브 프레임들 사이의 간격을 결정할 수 있다. 다시 말해서, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 기지국으로부터 수신되는 신호들에 대한 임의의 수신 시점에서부터 하나의 라디오 프레임까지의 구간 내에서 물리 방송 채널이 반복하여 전송되는 서브 프레임들의 상대적인 위치를 결정할 수 있다.

보다 구체적인 예로, 물리 방송 채널이 하나의 라디오 프레임 내의 0번 및 9번의 서브프레임 각각에서 반복되어 전송될 수 있고, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 인접하여 전송되는 두 라디오 프레임 내의 10개의 서브 프레임을 상기 소정의 구간으로 설정할 수 있다. 이 경우, 상기 소정의 구간 내에서 앞선 라디오 프레임의 9번 서브프레임과 다음 라디오 프레임의 0번 서브프레임을 통하여 물리 방송 채널이 반복하여 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 물리 방송 채널이 반복되는 서브 프레임들이 서로 연속되는 2개의 서브 프레임이라 판단할 수 있으며, 상기 서브 프레임들의 상대적인 위치에 따라 물리 방송 채널이 0번 및 9번의 서브프레임을 통하여 반복 전송됨을 판단할 수 있다.

이와 같이, 소정의 구간 내에서 물리 방송 채널이 반복된 위치가 결정되면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 이에 기반하여 동기 신호 검출을 위한 탐색 구간을 설정할 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 하나의 라디오 프레임 내에서의 물리 방송 채널의 반복 패턴에 근거하여 동기 신호의 대략적인 타이밍을 결정하고, 이에 따라 탐색 구간을 설정할 수 있다. 상술한 예에서, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말이 0번 및 9번을 통하여 물리 방송 채널이 반복 전송된다 판단한 경우, 동기 신호가 전송될 것으로 판단되는 0번 및 5번의 서브프레임 위치를 포함하는 구간을 탐색 구간으로 설정할 수 있다.

탐색 구간이 설정되면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 탐색 구간 내에서 상호 상관을 수행하여 동기 신호를 검출할 수 있다(S613).

상기에서 설명한 바와 같이, 저가형 단말은 건전지 하나로 10년 이상의 동작할 수 있도록 기지국과 데이터 송수신 하는데 있어 전력 소모가 최소화 되어야 한다. 이와 같은 전력 소모의 요구 조건을 감안했을 때 저가형 단말은 모든 상황에서 전력 소모를 최소화해야 하며, 초기 접속 과정에서도 동일하게 최소한의 전력만 사용해야 한다. 기존의 LTE 시스템에서는 초기접속을 수행하는 단말이 처음 검출해야 하는 신호가 PSS 이므로 PSS 검출을 시도해야 한다. 하지만, 단말이 초기 접속 과정에서 가장 전력을 많이 소모하는 부분이 PSS 검출이므로 PSS 검출에 대한 전력 소모를 최소화할 수 없는 문제가 있다. 또한, 초기 접속 과정에서 PSS 검출은 주파수 옵셋의 영향에 따라 성능 열화가 존재할 가능성이 있으므로, 주파수 옵셋에 따라 PSS 검출의 커버리지가 감소할 수 있는 문제가 있다.

상기와 같은 문제를 해결하기 위해 저가형 단말이 PSS 검출 이전에 다른 하향링크 신호를 이용하여 저전력으로 PSS 전송 타이밍을 알 수 있다면 단말의 복잡도 및 전력 소비를 감소시킬 수 있는 가능성이 있다. 이와 관련하여, 본 발명의 일 실시 예예 따른 단말은 기지국으로부터 전송되는 동기 신호와 물리 방송 채널은 상호 간 고정된 전송 타이밍에 따라 전송되는 것을 이용하여 물리 방송 채널의 전송 타이밍을 먼저 추정하고, 추정된 결과에 기반으로 동기 신호의 전송 타이밍을 추정할 수 있다. 이와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 물리 방송 채널의 반복 패턴에 기반하여 결정된 동기 신호의 대략적인 타이밍에 따라 하나의 라디오 프레임 내의 일부 구간에 대해서만 상호 상관을 수행할 수 있기 때문에, 적어도 하나의 라디오 프레임 이상의 구간에 대하여 상호 상관을 수행함으로써 전력 소모량이 늘어나는 문제를 해결할 수 있는 효과가 있다.

이후, 도 7a, 7b 및 7c에서 저가형 단말의 PBCH 수신 커버리지 향상을 위해 기지국이 기존 단말을 위한 PBCH를 OFDM 심볼 단위로 추가 반복 전송하는 보다 구체적인 예들에 대하여 설명하기로 한다.

도 7a, 도 7b 및 도 7c는 본 발명의 일 실시 예에 따라 물리 방송 채널이 반복되는 패턴의 예를 도시한 도면이다.

일 예로, 도 7a는 기존 PBCH가 전송되는 0번 서브프레임 내에서 PBCH의 반복 구조를 도시한 것이다. 커버리지 확장을 위한 PBCH 반복 전송은 기존 PBCH와, 동일한 시스템 전송 대역의 중간에 위치한 6개의 RB에서 전송될 수 있다. PBCH가 반복 전송되는 영역은 0번 서브프레임의 6개의 리소스 블록(700)에서, 제어채널영역(701), PSS/SSS 전송을 위한 RE(702) 및 CRS 전송을 위한 RE(703)를 제외한 나머지 RE를 모두 사용하여 반복전송이 수행될 수 있다.

또한, PBCH의 반복은 주파수 오프셋(offset) 추정을 위해 OFDM 심볼 단위로 반복될 수 있다. 보다 상세하게, 기존 PBCH를 전송하는 OFDM 심볼 중에서 CRS 전송을 위한 RE를 포함하는 OFDM 심볼은, 나머지 PBCH 반복을 위해 사용될 수 있는 OFDM 심볼들 중에서, CRS가 포함된 OFDM 심볼에 매핑되어 반복 전송될 수 있다. 예를 들어, 도 7a에서 CRS를 포함하는 OFDM 심볼 7번에서 전송되는 PBCH는 CRS를 포함하는 OFDM 심볼 4번에서 추가적으로 반복 전송될 수 있으며, CRS를 포함하는 OFDM 심볼 8번에서 전송되는 PBCH는 CRS를 포함하는 OFDM 심볼 11번에서 추가적으로 반복 전송될 수 있다.

이와 달리, 기존 PBCH를 전송하는 OFDM 심볼 중에서 CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼은, PBCH 반복 전송을 위해 사용될 수 있는 OFDM 심볼들 중에서, CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼에 맵핑되어 반복 전송될 수 있다. 예를 들어, 도 7a에서 CRS를 포함하지 않는 OFDM 심볼 9번에서 전송되는 PBCH는 CRS를 포함하지 않는 OFDM 심볼 3번 및 12번 중 적어도 하나에서 추가적으로 반복 전송될 수 있으며, CRS를 포함하지 않는 OFDM 심볼 10번에서 전송되는 PBCH는 CRS를 포함하지 않는 OFDM 심볼 13번에 맵핑되어 반복 전송될 수 있다.

즉, 하나의 서브프레임 내에서, 기존의 PBCH를 반복하는데 CRS가 포함된 OFDM 심볼은 CRS가 포함된 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다. 또는 CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼은 CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다. 또한, 다만, 상기 도 7a에서 제시된 OFDM 심볼 단위의 PBCH 반복 매핑 패턴은, 하나의 실시 예로 제시된 것일 뿐, 본 발명의 기술 사상은 도 7a의 매핑 패턴에 한정되지 않으며, OFDM 심볼 단위로 매핑이 적용되는 모든 경우의 실시 예를 포함할 수 있다.

또 다른 예로, 도 7b와 도 7c는 도 7a와 다른 PBCH 반복 매핑 패턴의 실시 예를 도시한 것이다. 구체적으로 도 7b는 FDD(frequency division duplexing) 통신 시스템에서의 PBCH 반복 매핑의 일 실시 예를 나타내고, 도 7c는 TDD(time division duplexing) 통신 시스템에서의 PBCH 반복 매핑의 다른 실시 예를 나타낸다.

도 7b를 참고하면, FDD 방식의 통신 시스템에서 PBCH가 서브프레임 0번(SF#0) 및 서브프레임 9번(SF#9)에서 반복되는 구체적인 실시 예가 제시되어 있다. 도 7b에서, 서브프레임 9번은 서브프레임 0번이 속한 라디오 프레임의 이전 라디오 프레임에 속한다.

원칙적으로 도 7b에서도 도 7a와 같은 방식으로, 하나의 서브프레임 내에서 기존 PBCH를 반복하는데 CRS가 포함된 OFDM 심볼에서 전송된 PBCH는 상기 하나의 서브프레임 내에서 CRS가 포함된 다른 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다. 또는 하나의 서브프레임 내에서 CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼에서 전송된 PBCH는 상기 하나의 서브프레임 내에서 CRS가 포함되지 않은 다른 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다.

보다 구체적으로, 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 1번에서 전송되는 기존 PBCH는, 서브프레임 0번과 서브프레임 9번에서 CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 1* 번들에 각각 매핑되어 반복 전송될 수 있다. 또한, 서브프레임 0번의 CRS를 포함하지 않은 OFDM 심볼 3번에서 전송되는 기존 PBCH는 서브프레임 0번과 서브프레임 9번에서 CRS를 포함하지 않은 OFDM 심볼 3* 번들에 각각 매핑되어 반복 전송될 수 있다.

이와 달리, 도 7b의 710 및 730을 참고하면, 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 2번에서 전송되는 기존 PBCH가 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하지 않은 OFDM 심볼 2* 번(730) 및 서브프레임 9번의 CRS AP 1, 2를 포함하지 않은 OFDM 심볼 2* 번 (710)에 각각 매핑되어 전송될 수도 있다. 예를 들어, CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼에서 전송되는 기존의 PBCH가 CRS AP 1, 2를 포함하지 않는 OFDM 심볼에서 반복 전송되는 경우, PBCH가 반복되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2에 대응되는 RE 부분은 기존의 PBCH의 반복 매핑이 이루어지지 않거나, CRS AP 1, 2에 대응되는 RE부분에 CRS까지 반복되어 매핑될 수 있다. 또한, 이 경우, 기존의 PBCH가 전송되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2가 위치한 RE들과 인접한 RE들에 매핑되었던 기존의 PBCH를, PBCH가 반복되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2에 대응되는 RE 부분에 반복하여 매핑할 수 있다.다만, 도 7b에서 제시된 PBCH 매핑 패턴은, 하나의 실시 예로 제시된 것일 뿐, 본 발명의 기술 사상을 벗어나지 않은 다른 임의의 매핑 패턴의 실시 예들을 모두 포함할 수 있다.

도 7c는 TDD 방식의 통신 시스템에서 PBCH가 서브프레임 0번(SF#0) 및 서브프레임 5번(SF#5)에서 반복되는 구체적인 실시 예가 제시되어 있다. 도 7c에서, 서브프레임 5번은 서브프레임 0번이 속한 라디오 프레임과 동일한 라디오 프레임에 속한다.

도 7c에서도 도 7a와 같은 방식으로, 하나의 서브프레임 내에서 기존 PBCH를 반복함에 있어, CRS가 포함된 OFDM 심볼에 전송되는 PBCH는 하나의 서브프레임 내의 CRS가 포함된 다른 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다. 또한, 하나의 서브프레임 내에서 CRS가 포함되지 않은 OFDM 심볼에서 전송되는 PBCH는 상기 하나의 서브프레임 내의 CRS가 포함되지 않은 다른 OFDM 심볼로 매핑되어 반복될 수 있다.

구체적으로, 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 1번에서 전송되는 기존 PBCH는, 서브프레임 0번과 서브프레임 5번에서, CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 1* 번들에 매핑되어 반복 전송될 수 있다. 또한, 서브프레임 0번의 CRS를 포함하지 않은 OFDM 심볼 3번에서 전송되는 기존 PBCH는, 서브프레임 0번과 서브프레임 9번에서, CRS를 포함하지 않은 OFDM 심볼 3* 번들에 매핑되어 반복 전송될 수 있다.

이와 달리, 도 7c의 750 및 770을 참고하면, 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼 2번에서 전송되는 기존 PBCH는, 서브프레임 0번의 CRS AP 1, 2를 포함하지 않은 OFDM 심볼 2* 번(750) 및 서브프레임 5번의 CRS AP 1, 2를 포함하지 않은 OFDM 심볼 2* 번(770)에 매핑되어 전송될 수도 있다. 예를 들어, CRS AP 1, 2를 포함하는 OFDM 심볼에서 전송되는 기존의 PBCH가 CRS AP 1, 2를 포함하지 않는 OFDM 심볼에서 반복 전송되는 경우, PBCH가 반복되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2에 대응되는 RE 부분은 기존의 PBCH의 반복 매핑이 이루어지지 않거나, CRS AP 1, 2에 대응되는 RE부분까지 CRS AP 1, 2까지 모두 반복되어 매핑 될 수 있다. 또한, 이 경우, 기존의 PBCH가 전송되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2가 위치한 RE 부분과 인접한 RE들에 매핑되었던 기존 PBCH를, PBCH가 반복되는 OFDM 심볼에서 CRS AP 1, 2에 대응되는 RE 부분에 반복 매핑할 수 있다. 다만, 도 7c에서 제시된 PBCH 매핑 패턴은, 하나의 실시 예로 제시된 것일 뿐, 본 발명의 기술 사상을 벗어나지 않은 다른 임의의 매핑 패턴의 실시 예들을 모두 포함할 수 있다.

도 7a, 도 7b 및 도 7c에서는 통신 커버리지 확장을 위해 MIB를 전송하는데 사용되는 PBCH 를 반복전송 하는 방법을 기술하였다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 이와 같이 반복하여 전송되는 PBCH의 수신 패턴을 이용하여 대략적인 PSS 전송타이밍을 파악할 수 있고, 이에 따라 설정된 탐색 구간을 이용하여 적은 전력을 소모하면서 PSSP를 검출할 수 있다.

도면 8은 본 발명의 일 실시 예에 따라 물리 방송 채널의 반복 패턴에 따른 탐색 구간을 설정하는 방법을 설명하기 위한 도면이고, 도 9는 물리 방송 채널의 반복 패턴을 분석하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 본 도면들은, PBCH 통신 커버리지 확장을 위해 기지국이 PBCH를 반복하여 전송하는 경우 단말이 PBCH 반복 패턴을 사용하여 PSS의 대략적인 전송 타이밍을 검출하는 방법에 대한 이해를 돕기 위한 도면이다.

도 8에 따르면, 하나의 라디오 프레임(801)은 10개의 서브프레임(802~811)으로 구성된다. 기지국이 단말의 동기화 및 셀 탐색을 위해 전송하는 PSS(812), SSS(813)는 서브프레임#0(802)과 서브프레임#5(807)에서 전송된다. 또한, PBCH와 PBCH이 반복되어 전송되는 신호는 서브프레임#0 (802)과 서브프레임#9(811)에서 전송된다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 처음 전원을 켜면, 기지국으로부터 수신되는 신호에 대해 PSS 검출을 시도하는 대신, PBCH와 PBCH의 반복 신호를 이용하여 자기 상관을 시도할 수 있다. 예를 들어, 도 9에서처럼, 기존 LTE에서 하나의 서브프레임 내의 14개의 OFDM 심볼(0번부터 13번까지) 중 7번째 OFDM 심볼에서 전송되는 PBCH는 4번째 OFDM 심볼에서도 그대로 동일하게 반복되어 전송될 수 있다. 이 경우 두 심볼(4번째 OFDM 심볼 및 7번째 OFDM 심볼)이 시간 영역에서 동일한 신호 특성을 갖기 때문에 두 신호 간에 자기 상관(Auto correlation)을 사용하면 높은 상관 값을 가질 수 있다.

보다 구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 서로 다른 OFDM 심볼에 대응되는 두 신호를 결정하고, 결정된 두 신호 간의 자기 상관을 수행하여 두 신호들이 서로 동일한 신호 특성을 갖는지를 판단할 수 있다. [수학식 3]은 반복되는 두 신호간 동일한 신호 특성을 갖는다는 성질을 이용하여 자기 상관을 수행하는 수학식이다.

[수학식 3]

여기서 r(k)은 k번째 샘플 시간에 단말에 수신된 수신신호를 나타낸다. K는 자기 상관을 수행하는 두 신호간의 OFDM 심볼 간격을 나타낸다. 예를 들어, 도면 9에서와 같이 PBCH가 반복 전송되는 4번째 OFDM 심볼과 7번째 OFDM 심볼 간의 자기 상관을 수행하는 경우 K=3이 된다. N_FFT는 OFDM 신호를 생성하기 위해 사용된 FFT의 크기를, N_CP는 CP의 길이를 나타낸다. N은 자기 상관을 위한 윈도우의 크기로 보통 N_FFT+N_CP의 값을 가질 수 있다. z(k)는 k번째 샘플 시간에서의 자기 상관 값을 의미한다. 도 9에서 상관 윈도우#1(903)은 r(n+K(N_FFT+N_CP)+k)의 신호를 나타낼 수 있다. 또한, 상관 윈도우#2(904)는 r(n+k)신호를 나타낸다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 두 상관 윈도우 내에 존재하는 신호들 간의 복소 곱셈 연산을 수행하고, N_FFT+N_CP 구간동안 평균을 계산하여 자기 상관 값을 도출할 수 있다.

이때, 자기 상관 값 z(k)는 두 상관 윈도우가 동일한 신호 특성을 가질 때 최대값을 가질 수 있다. 도 9에서는 PBCH 반복 전송을 위해 사용하는 4번째 OFDM 심볼과 7번째 OFDM 심볼 간의 동일한 신호 특성을 이용하여 자기 상관을 계산하는 예를 들어 설명하였다. 하지만, 추가적인 커버리지 확장을 위해 성능 향상이 필요한 경우에는 단말은 PBCH 반복전송을 위해 사용되는 다른 OFDM 심볼을 추가적으로 사용할 수 있다. 예를 들어 OFDM 심볼 3과 OFDM 심볼 9 간의 동일한 신호 특성을 파악하기 위하여 자기 상관을 계산할 수 있다. 이 경우, [수학식 3]에서 K값은 6이 될 수 있다. 각각의 반복 패턴에 따른 z(k)를 계산한 다음 합하여 자기 상관의 신뢰도를 향상시킬 수 있다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 자기 상관의 결과 값을 기 설정된 임계값과 비교하는 것을 통하여 대략적인 PBCH 전송 타이밍을 알 수 있으며, 대략적인 PBCH 전송 위치를 찾으면 PSS의 전송타이밍도 추정할 수 있다. 기지국으로부터 전송되는 PSS와 PBCH 간에는 항상 고정된 전송 타이밍을 가지고 있기 때문에 본 발명의 일 실시 예예 따른 단말은 추정된 PBCH 전송 타이밍을 기반으로 PSS의 전송 타이밍을 추정한다.

보다 구체적으로, 하기의 수학식들과 함께 설명한다.

상기의 자기 상관은 복잡도 측면에서 상호 상관보다 낮은 복잡도를 갖는다. [수학식 4]는 [수학식 3]을 재귀적으로 다시 표현한 수식이다.

[수학식 4]

[수학식 3]에 따른 자기 상관은 매 샘플 시간 k마다 N번의 복소수 곱셈 연산이 필요하지만, [수학식 4]에 따르면 동일한 자기 연산이 매 샘플 시간 k마다 2번의 복소수 곱셈 연산만 필요하게 된다. 따라서 단말은 매우 작은 연산으로 PSS의 대략적인 타이밍을 추정할 수 있는 장점이 있다.

이와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 미리 알고있는 PBCH의 반복 패턴을 이용하여, 매 샘플마다 [수학식 3] 또는 [수학식 4]를 이용하여 자기 상관을 계산함으로써, 814와 같은 자기 상관값을 얻을 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, 자기 상관의 결과값은 PBCH와 PBCH 반복 패턴이 전송되는 서브프레임#0(802)과 서브프레임#9(811)에서 높은 자기 상관을 갖는다.

또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 자기 상관값을 기 설정된 임계값과 비교한다. 자기 상관값이 기 설정된 임계값보다 클 경우, 단말은 대략적인 PSS 전송 타이밍을 결정하고 대략적인 PSS 전송 타이밍을 기반으로 PSS 검출을 위한 탐색구간을 설정할 수 있다. 보다 구체적으로, 도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 기 설정된 임계값보다 큰 자기 상관값을 갖는 위치를 서브프레임 #0(802), 또는 서브프레임 #9(811)로 판단할 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 단말이 판단한 대략적인 서브프레임 위치에 따라 PSS가 전송되는 서브프레임 #0(802)과 서브프레임 #5(807)의 위치를 유추할 수 있으며, 이를 기반으로 PSS 검출을 위한 탐색구간(815)을 설정할 수 있다.

이후, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 단말이 미리 알고 있는 PSS 시퀀스를 사용하여 탐색구간(815)에서만 수신 신호에 대한 매 샘플 시간마다 상호 상관을 수행한다. 여기에서, 단말이 수행하는 상호 상관은 도 4 및 도 5에서 상술한 [수학식 1]에 따라 수행된다. 또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 기지국이 PSS id를 전송하기 위해 3개의 시퀀스를 사용하므로, 3 개의 미리 알고 있는 PSS 시퀀스를 사용하여 상호상관을 수행해야 한다.

도 8에서와 같이 자기 상관을 이용하여 대략적 PSS 탐색 구간을 미리 설정하고, 탐색구간 내에서 PSS 검출을 수행하는 경우 요구되는 복소 곱셈의 양은 도 5에서 상술한 바와 같이 하나의 라디오 프레임 구간을 탐색 구간으로 설정하고 PSS검출을 수행하는 것과 비교했을 때 상당히 감소할 수 있다. 예를 들어, 도 8에서와 같이 자기 상관을 이용하여 PSS 탐색 구간을 2서브프레임 시간 구간으로 줄였을 때 요구되는 복소 곱셈의 양은 아래 [표 3]과 같다.

[표 3]

표 3에 따르면 종래 방식에 비해 본 발명에 따르면 약 5배 정도의 적은 곱셈수가 필요하게 된다.

한편, 상술한 [수학식 3]과 [수학식 4]에 따른 자기 상관 연산은, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말이 기지국과의 주파수 옵셋을 추정하는데 사용될 수 있다. [수학식 3]과 [수학식 4]에 따라 자기 상관연산이 최대값을 가질 때, 백터-앵글 변환을 통해 위상 정보를 추정하면 기지국과 단말 간에 존재하는 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 단말이 PSS 검출 전에 주파수 옵셋을 추정하면 PSS 검출에 있어 더욱 정확하게 PSS 검출을 수행할 수 있으므로 장점이 있다.

도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 자기 상관을 수행하는 자기 상관기의 구조를 도시한 도면이다.

본 발명에 따른 단말의 자기 상관기는 K 심볼 지연기(1002), Complex conjugate 변환기(1003), 복소 곱셈기(1004), 누적기(1005), 벡터 앵글 변환기(1006) 및 절대값 추출기(1007)를 포함할 수 있다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말이 수신한 수신신호(1001)가 자기 상관기에 입력되면, 수신신호(1001)는 K 심볼 지연기(1002)에서 K OFDM 심볼 주기동안 지연된다. 이후 K OFDM 심볼만큼 지연된 수신신호는 Complex conjugate 변환기(1003)에서 Complex conjugate 변환 연산이 수행된다. 이후, 수신신호(1001)와 complex conjugate 변환기(1003)의 출력신호는 복소 곱셈기(1004)에서 복소 곱셈연산이 수행되고, 누적기(1005)에서 N 샘플동안 누적된다. 이후, 누적기(1005)에서 누적된 신호를 절대값 추출기(1007)를 이용하여 절대값을 취하면 본 발명의 일 실시 예에 따른 자기 상관값이 도출된다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 절대값 추출기(1007)로부터 출력된 신호를 기 설정된 임계값과 비교하고, 출력된 신호에 따른 값이 기 설정된 임계값보다 클 경우, 도 8에서 상술한 바와 같이 PBCH의 전송 타이밍 및 PSS 전송 타이밍을 추정할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 자기 상관기는, 절대값 추출기(1007)로부터 출력된 신호에 따른 값이 기 설정된 임계값보다 클 경우, 누적기(1006)로부터의 출력을 벡터-앵글 변환기(1006)를 이용하여 벡터-앵글 변환함으로써 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 이와 같이 주파수 옵셋을 보상하여 PSS 검출의 정확도를 향상시킬 수 있다.

도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말이 저전력을 사용하여 시간 및 주파수 동기화와 셀 탐색을 수행하는 과정을 설명하기 위한 순서도이다.

도 11에 따르면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 단말의 전원이 on 상태로 전환되면 (S1101), 신호를 수신하기 시작한다. 이때, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 우선, 수신 신호에 대하여 대략적인 시간 및 주파수 동기를 수행하기 위해 자기 상관 연산을 수행한다(S1102). 여기에서, 자기 상관은 PBCH의 반복 패턴을 파악하기 위하여 수행된다. 자기 상관 연산은 도 8 및 도 9에서 상술한 [수학식 3] 또는 [수학식 4]를 사용하여 수행될 수 있다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 자기 상관 연산으로부터 도출된 자기 상관값이 기 설정된 임계값 보다 큰지 여부를 판단한다(S1103). 만약, 자기 상관연산에 따른 결과값이 기 설정된 임계값보다 작을 경우 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 다시 S1102 단계로 이동하여 자기 상관의 연산을 계속 수행한다. 이와 달리, 자기 상관값이 기 설정된 임계값 보다 클 경우, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 PSS 상호 상관 수행을 위한 탐색 구간을 설정한다(S1105). 여기에서, PSS 상호 상관을 위한 탐색 구간은 자기 상관을 통해 얻은 대략적인 PSS 전송 타이밍을 포함하는 작은 시간 구간으로 설정한다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 수신 신호에 대해 단말에 기 설정된 PSS 시퀀스를 사용하여 PSS 검출을 위한 상호 상관(cross-correlation)을 수행한다. 여기에서, 상호 상관은 도 4에서 상술하였던 [수학식 1]을 사용하여 얻을 수 있다.

이후, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 상호상관 값 y_i(k)와 단말에 설정된 특정 임계값 Y와 비교하는 과정을 수행한다. 보다 구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은, 상호 상관값이 특정 임계값보다 큰지 여부를 판단하는 과정을 수행한다(S1106). 여기에서, 단말에 설정된 특정 임계값 Y는 소프트웨어로 단말에 설정될 수도 있고, 하드웨어로 단말에 설정될 수도 있다.

만약, 상호상관 값 y_i(k)가 모든 PSS id에 대해 특정 임계값 Y보다 작은 경우에는 단말은 다음 시간 k에 다시 S1105 단계로 이동하여 [수학식 1]에 따라 수신 신호에 대해 PSS 상호 상관을 계속 수행한다.

이와 달리, 상호상관 값 y_i(k)가 적어도 하나의 PSS id에 대해 특정 임계값 Y보다 큰 경우에는 단말은 PSS가 검출되었다고 가정한다. 그리고, 단말은 프레임 동기 및 PSS id를 검출하고 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 보다 구체적으로, 단말은 y_i(k)가 Y보다 클 때의 샘플 시간 인덱스 k로부터 프레임 동기를 수행할 수 있으며, y_i(k)가 Y보다 클 때의 PSS 시퀀스 인덱스 i를 통해 PSS id를 얻을 수 있다. 또한, 단말은 검출된 PSS를 이용하여 주파수 옵셋을 추정할 수 있으며, PSS 검출 후 프레임 내에서의 PSS 위치에 따라 프레임 경계의 위치를 알 수 있다. 또한, 단말은 PSS id를 SSS 검출 이후 셀 번호(cell id)를 검출하는데 사용한다.

이와 같이, 프레임 동기, PSS id 검출, 주파수 옵셋을 추정한 단말은 수신 신호에 대해 SSS 검출을 수행한다(S1108). SSS는 총 0~167 개의 시퀀스를 가질 수 있으며, 기지국은 cell id에 따라 하나의 시퀀스를 갖고 SSS를 생성하여 전송한다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 SSS 검출을 수행하는데 있어, S1107 단계 에서 추정된 프레임 동기, PSS id 및 주파수 옵셋 추정값을 이용할 수 있다. 또한, 단말은 수신 신호의 프레임 타이밍을 알고 있기 때문에 SSS가 시작되는 위치에서 신호를 수신한다. 이?, 수신된 SSS신호에 대해 단말이 알고있는 168개의 SSS 시퀀스를 모두 상호 상관하여, 상호 상관값이 최대를 갖는 SSS 시퀀스의 인덱스를 찾으므로써 SSS 검출을 수행할 수 있다.

SSS가 검출되면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말은 이전 단계에서 검출한 SSS 시퀀스의 인덱스를 사용하여 셀 ID를 검출할 수 있다. [수학식 2]는 PSS id 및 SSS id를 이용하여 셀 ID를 검출하는 것을 나타낸 수식이다.

[수학식2]

셀 ID = PSS id + SSS id x 168

여기서 PSS id는 S1107단계에서 단말이 검출한 PSS 시퀀스의 인덱스를 나타낸다. 또한, SSS id는 S1108 단계에서 단말이 추정한 SSS 시퀀스의 인덱스를 나타낸다.

이후, 셀 ID를 추정한 단말은 기지국과의 시간 및 주파수 동기화와 셀 번호 검출을 완료하고 PBCH 디코딩을 수행할 수 있다.

도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 구성에 대한 블록도이다.

도 12를 참고하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말(1200)은 통신부(1210), 저장부(1220) 및 제어부(1230)를 포함한다.

통신부(1210)는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신부(1210)는 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부(1210)는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심볼들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 통신부(1210)는 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 또한, 통신부(1210)는 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향 변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환한다. 예를 들어, 통신부(1210)는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다.

또한, 통신부(1210)는 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부(1210)는 빔포밍 (beamforming)을 수행할 수 있다. 빔포밍을 위해, 통신부(1210)는 다수의 안테나들 또는 안테나 요소(element)들을 통해 송수신되는 신호들 각각의 위상 및 크기를 조절할 수 있다. 나아가, 통신부(1210)는 서로 다른 다수의 무선 접속 기술들을 지원하기 위해 다수의 통신 모듈들을 포함할 수 있다.

또한, 통신부(1210)는 서로 다른 주파수 대역의 신호들을 처리하기 위해 서로 다른 통신 모듈들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 서로 다른 통신 규격들은 블루투스 저 에너지(bluetooth low energy, BLE), Wi-Fi(Wireless Fidelity), WiGig (WiFi Gigabyte), 셀룰러 망(예: LTE(Long Term Evolution) 등을 포함할 수 있다. 또한, 서로 다른 주파수 대역들은 극고단파(super high frequency, SHF)(예: 2.5GHz, 5Ghz) 대역, mm파(millimeter wave)(예: 60GHz) 대역을 포함할 수 있다. 특히 통신부(1210)는 다양한 실시 예들에 따라, 기지국으로부터 방송 정보가 포함된 신호를 수신할 수 있다.

통신부(1210)는 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 통신부(1210)는 송신부, 수신부 또는 송수신부로 지칭될 수 있다. 또한, 이하 설명에서 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 통신부(1210)에 의해 상술한 바와 같은 처리가 수행되는 것을 포함하는 의미로 사용된다.

저장부(1220)는 단말의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 저장부(1220)는 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 저장부(1220)는 제어부(1230)의 제어에 따라 본 발명의 일 실시 예에 따른 통신 시스템에서 수행되는 방송 정보를 수신하는 동작에 관련된 동작에 관련된 프로그램과 각종 데이터 등을 저장한다. 특히, 저장부(1220)는 다양한 실시 예에 따라, 제어부(1230)를 통해 결정된 자기 상관값과의 비교를 위한 미리 설정된 임계값을 저장할 수 있다. 상기 임계값은 결정된 자기 상관값과의 크기 비교를 통해 기지국이 PBCH 커버리지 확장을 지원하는지 여부를 결정하기 위해 사용될 수 있다. 그리고, 저장부(1220)는 제어부(1230)의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공한다.

제어부(1230)는 단말의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부(1230)는 통신부(1210)를 통해 신호를 송수신한다. 또한, 제어부(1230)는 저장부(1220)에 데이터를 기록하고, 읽는다. 이를 위해, 제어부 1130은 적어도 하나의 프로세서(processor) 또는 마이크로(micro) 프로세서를 포함하거나, 또는, 프로세서의 일부일 수 있다. 또한, 통신부(1210)의 일부 및 제어부(1230)는 CP(communication processor)라 지칭될 수 있다. 특히, 제어부(1230)는 다양한 실시 예들에 따라 단말이 본 발명에서 제안되는 절차를 수행하도록 제어할 수 있다. 구체적으로 제어부(1230)는 수신 신호에 대해 자기 상관 연산을 수행하여 PSS 검출을 위한 탐색구간을 결정할 수 있다. 또한, 제어부(1230)는 자기 상관 연산을 기초로 수신 신호에 대한 주파수 오프셋 추정 및 보상을 수행할 수 있다.

본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구의 범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구의 범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서의 단말 방법에 있어서,
물리 방송 채널을 수신하는 단계; 및
상기 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제1항에 있어서,
상기 동기 신호를 검출하는 단계는,
소정의 구간 내에서 상기 수신된 물리 방송 채널의 반복 패턴을 분석하는 단계; 및
상기 반복 패턴에 기반하여 상기 동기 신호를 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제2항에 있어서,
상기 동기 신호를 검출하는 단계는,
상기 소정의 구간 내에서 상기 물리 방송 채널이 반복된 위치에 기반하여 탐색 구간을 설정하는 단계; 및
상기 탐색 구간 내에서 상기 동기 신호를 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제3항에 있어서,
상기 소정의 구간은, 하나의 라디오 프레임이고,
상기 물리 방송 채널이 반복된 위치는, 상기 하나의 라디오 프레임 내에서 상기 물리 방송 채널이 수신되는 서브 프레임들에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제4항에 있어서,
상기 탐색 구간은, 상기 하나의 라디오 프레임 내에서의 상기 서브 프레임들의 위치 및 상기 서브 프레임들 사이의 간격에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제3항에 있어서,
상기 동기 신호를 검출하는 단계는,
상기 탐색 구간 내에서 수신된 신호와 기 설정된 시퀀스를 이용하여 상호 상관값을 도출하는 단계; 및
상기 상호 상관값과 특정 임계값의 비교에 기반하여 상기 동기 신호를 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제6항에 있어서,
상기 동기 신호는, 상기 상호 상관값이 상기 특정 임계값보다 클 때의 상기 수신된 신호의 수신 시간에 기반하여 검출되는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제4항에 있어서,
상기 서브 프레임들의 위치는, 상기 하나의 라디오 프레임 구간에서 상기 수신된 물리 방송 채널의 제1 신호와 상기 수신된 물리 방송 채널의 제2 신호로부터 도출된 자기 상관값 및 기 설정된 임계값의 비교에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제8항에 있어서,
상기 자기 상관값이 상기 기 설정된 임계값보다 크면, 상기 제1 신호에 대응되는 OFDM 심볼과 상기 제2 신호에 대응되는 OFDM 심볼을 포함하는 서브 프레임을 상기 물리 방송 채널이 반복된 위치로 결정하는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
제8항에 있어서,
상기 제1 신호와 상기 제2 신호는, 서브 프레임 내의 OFDM 심볼에 대응하여 수신되고,
상기 자기 상관값은, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 OFDM 심볼 간격에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 단말 방법.
무선 통신을 수행하는 단말에 있어서,
물리 방송 채널을 수신하는 통신부; 및
상기 수신된 물리 방송 채널에 기반하여 동기 신호를 검출하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
상기 제어부는, 소정의 구간 내에서 상기 수신된 물리 방송 채널의 반복 패턴을 분석하고, 상기 반복 패턴에 기반하여 상기 동기 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 단말.
제12항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 소정의 구간 내에서 상기 물리 방송 채널이 반복된 위치에 기반하여 탐색 구간을 설정하고, 상기 탐색 구간 내에서 상기 동기 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 단말.
제13항에 있어서,
상기 소정의 구간은, 하나의 라디오 프레임이고,
상기 제어부는, 상기 하나의 라디오 프레임 내에서 상기 물리 방송 채널이 수신되는 서브 프레임들에 의하여 상기 물리 방송 채널이 반복된 위치를 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제14항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 하나의 라디오 프레임 내에서의 상기 서브 프레임들의 위치 및 상기 서브 프레임들 사이의 간격에 기반하여 상기 탐색 구간을 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제13항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 탐색 구간 내에서 수신된 신호와 기 설정된 시퀀스를 이용하여 상호 상관값을 도출하고, 상기 상호 상관값과 특정 임계값의 비교에 기반하여 상기 동기 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 단말.
제16항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 상호 상관값이 상기 특정 임계값보다 클 때의 상기 수신된 신호의 수신 시간에 기반하여 상기 동기 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 단말.
제14항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 하나의 라디오 프레임 구간에서 상기 수신된 물리 방송 채널의 제1 신호와 상기 수신된 물리 방송 채널의 제2 신호로부터 도출된 자기 상관값 및 기 설정된 임계값의 비교에 기반하여 상기 서브 프레임들의 위치를 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제18항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 자기 상관값이 상기 기 설정된 임계값보다 크면, 상기 제1 신호에 대응되는 OFDM 심볼과 상기 제2 신호에 대응되는 OFDM 심볼을 포함하는 서브 프레임을 상기 물리 방송 채널이 반복된 위치로 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제18항에 있어서,
상기 제1 신호와 상기 제2 신호는, 서브 프레임 내의 OFDM 심볼에 대응하여 수신되고,
상기 자기 상관값은, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 OFDM 심볼 간격에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 단말.