JP2024500873A - 参照信号をハンドリングするための、方法、および無線通信ネットワークのトランシーバ - Google Patents

Abstract

参照信号をハンドリングするための、方法、および無線通信ネットワーク（１００）の第１のトランシーバ（１２０）が開示される。第１のトランシーバ（１２０）は、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）を備え、各アンテナ分岐は、アンテナエレメント（１２１、１２２、１２３）を備える。本方法は、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々のアンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、第２のトランシーバ（１１０）から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することと、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、受信された広帯域参照信号をサンプリングすることとを含む。本方法は、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算することと、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、第２のトランシーバ（１１０）と第１のトランシーバ（１２０）との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにインターフェース（１２９）を介してアグリゲートユニット（１２８）に圧縮信号を伝達することとをさらに含む。【選択図】図１

Description

本開示は、一般に、参照信号をハンドリングするための、方法、および無線通信ネットワークのトランシーバに関する。本開示は、さらに、上記の方法およびトランシーバに対応するコンピュータプログラムおよびキャリアに関する。

たとえばデータ中心の適用例による、より高い帯域幅、より高いデータレート、およびより高いネットワーク容量に対する巨大な需要を満たすために、既存の第４世代（４Ｇ）無線通信ネットワーク技術、別名Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）は、新無線（Ｎｅｗ Ｒａｄｉｏ：ＮＲ）アクセスとも呼ばれる第５世代（５Ｇ）技術に拡張されている。以下が、５Ｇ無線通信ネットワークのためのいくつかの要件である。
－ 数十メガビット毎秒のデータレートが、数万個の無線デバイスのためにサポートされるべきである、
－ １ギガビット毎秒が、同じオフィスフロア上の数十人の人々に同時に提供されるべきである、
－ 数十万の同時接続が、大規模センサー展開のためにサポートされるべきである、
－ スペクトル効率が、４Ｇと比較して著しく拡張されるべきである、
－ カバレッジが改善されるべきである、
－ シグナリング効率が拡張されるべきである、および
－ レイテンシが、４Ｇと比較して著しく低減されるべきである。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）は、マルチパス伝搬を活用するために、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）ノード、別名基地局において、および場合によっては、無線デバイスにおいても、複数の送信および受信アンテナを使用して無線リンクのデータ搬送容量を増倍させるための方法である。これらの理由で、ＭＩＭＯは、第３世代（３Ｇ）および４Ｇ無線通信ネットワークの不可欠な部分である。５Ｇネットワークも、ＭＩＭＯを採用することになる。ＲＡＮノード、および場合によっては無線デバイスも、送信機側および／または受信機側において数百個のアンテナを有し得る。一般に、Ｎ_ｔが送信機アンテナの数を示し、Ｎ_ｒが受信機アンテナの数を示す、（Ｎ_ｔ，Ｎ_ｒ）の場合、ピークデータレートは、リッチスキャッタリング環境において単一アンテナシステムに対してＮ_ｔの係数で増倍する。さらに、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ－ＭＩＭＯ）は、同じ帯域幅を介して同時に複数の無線デバイスに信号を送ることが可能であるための、４Ｇおよび５Ｇにおいて採用される技法である。

さらに、送信容量を拡張するために、ますます高い周波数が使用される。５Ｇでは、送信周波数が、複数ＧＨｚ中のものである。また、送信帯域幅が、複数ＧＨｚのエリア中のものであり得る。より高い周波数、より広い送信帯域幅、ならびに複数の送信機および／または受信機アンテナは、ＲＡＮノードにおいて、および場合によっては、無線デバイスにおいても、ハンドリングされる必要がある情報の量を大幅に増加させる。

トランシーバにおける性能を最適化するために、周波数選択性アンテナ組合せが仮定される。これを可能にするために、トランシーバの各アンテナ分岐は、アグリゲートユニットと、１つまたは複数のアンテナエレメントが接続されたアンテナフィードポートとの間に、アンテナ分岐自体のトランシーバ経路を有する。一般に、トランシーバにおける機能の部分が、異なる集積回路（ＩＣ）、たとえば、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）間でスプリットされる。可能なそのようなスプリットは、アグリゲートユニットと、アンテナ分岐のうちの１つまたは複数をハンドリングする無線ＡＳＩＣとの間のものである。多数のアンテナと、高い周波数と、高い帯域幅との必須条件を考慮に入れると、そのようなＩＣ間のインターフェースを介して送られる必要がある情報の量は、極めて高い必要がある。したがって、そのようなインターフェースの通信容量は、極めて高い必要がある。したがって、そのようなインターフェースを介して送られる必要がある情報を低減する必要がある。

さらに、多数のアンテナによって与えられる自由度を使用するために、同時に通信するべきであるＲＡＮノードと（１つまたは複数の）無線デバイスとの間の無線通信チャネルの情報が必要とされる。そのような情報は、チャネル状態情報（ＣＳＩ）と呼ばれることがある。ＣＳＩは、たとえば、（１つまたは複数の）無線デバイスからのＲＡＮノードの複数の受信機アンテナの各々において受信された信号に対する測定から取得され、無線通信チャネルの相互関係を活用し得る。正確なＣＳＩが与えられれば、送信および受信重みが、正確に決定され、（１つまたは複数の）無線デバイスへの有向送信のために使用され得る。したがって、ＲＡＮノードまたは無線デバイスなど、トランシーバ内のインターフェースを介して送られる必要がある情報を低減するためのソリューションが必要である。特に、そのようなインターフェースを介して送られる必要がある、ＣＳＩなど、無線通信チャネルの情報を低減するためのソリューションが必要である。言い換えれば、効率的な様式で広帯域ＣＳＩを取得するためのソリューションが必要である。またさらに、ＣＳＩは、ＭＵ－ＭＩＭＯの場合、クロストークを最小限に抑えるためにどの無線デバイスを組み合わせるべきか、およびどのようにビームフォーミングすべきかを決定するために特に重要である。

本発明の目的は、上記で概説された問題および問題点のうちの少なくともいくつかに対処することである。添付の独立請求項において規定されている方法、ネットワークノード、および無線通信デバイスを使用することによって、これらの目的および他の目的を達成することが可能である。

一態様によれば、無線通信ネットワークの第１のトランシーバによって実施される、参照信号をハンドリングするための方法が提供される。第１のトランシーバはＭ個のアンテナ分岐を備え、Ｍは少なくとも２であり、各アンテナ分岐はアンテナエレメントを備える。本方法は、Ｍ個のアンテナ分岐の各々のアンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、無線通信ネットワークの第２のトランシーバから、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することであって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することと、Ｍ個のアンテナ分岐の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、受信された広帯域参照信号をサンプリングすることとを含む。本方法は、Ｍ個のアンテナ分岐の各々について、受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算することと、Ｍ個のアンテナ分岐の各々について、第２のトランシーバと第１のトランシーバとの間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにインターフェースを介してアグリゲートユニットに圧縮信号を伝達することとをさらに含む。

別の態様によれば、無線通信システムにおいて動作可能であり、参照信号をハンドリングするために設定された、第１のトランシーバが提供される。第１のトランシーバはＭ個のアンテナ分岐を備え、Ｍは少なくとも２であり、各アンテナ分岐はアンテナエレメントを備える。第１のトランシーバは、処理回路とメモリとをさらに備える。メモリは、前記処理回路によって実行可能な命令を含んでおり、それにより、第１のトランシーバは、Ｍ個のアンテナ分岐の各々のアンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、無線通信ネットワークの第２のトランシーバから、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することであって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することと、Ｍ個のアンテナ分岐の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、受信された広帯域参照信号をサンプリングすることとを行うために動作可能である。第１のトランシーバは、Ｍ個のアンテナ分岐の各々について、受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算することと、Ｍ個のアンテナ分岐の各々について、第２のトランシーバと第１のトランシーバとの間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにインターフェースを介してアグリゲートユニットに圧縮信号を伝達することとを行うためにさらに動作可能である。

他の態様によれば、コンピュータプログラムおよびキャリアも提供され、その詳細は、特許請求の範囲および発明を実施するための形態において説明される。

このソリューションのさらなる可能な特徴および利益は、以下の発明を実施するための形態から明らかになろう。

次に、例示的な実施形態によって、および添付の図面を参照しながら、ソリューションがより詳細に説明される。

本発明が使用され得る無線通信ネットワークの概略ブロック図である。 本発明が使用され得る、無線通信ネットワークの別の概略図である。 可能な実施形態による、第１のトランシーバによって実施される方法を示すフローチャートである。 さらなる可能な実施形態による、アンテナ分岐における参照信号のハンドリングを示すブロック図である。 本発明の実施形態に関して使用され得る、従来技術のアンテナ較正信号ユニットのブロック図である。 可能な実施形態による、無線通信ネットワークにおいてＳＲＳをハンドリングするための方法を示すフローチャートである。 時間ドメイン信号の概略図である。 さらなる可能な実施形態による、第１のトランシーバの概略ブロック図である。

図１は、本発明が使用され得る無線通信ネットワーク１００を示す。無線通信ネットワークは、第１のトランシーバ１２０と通信しているか、または第１のトランシーバ１２０との無線通信のために適応された、第２のトランシーバ１１０を備える。第２のトランシーバ１１０は、少なくとも１つのアンテナ１１１を有し、少なくとも１つのアンテナ１１１を通して無線信号が送られ、受信される。第１のトランシーバ１２０は、複数のアンテナエレメント１２１、１２２、１２３を有し、複数のアンテナエレメント１２１、１２２、１２３を通して、第１のトランシーバ１２０は、第２のトランシーバ１１０によって送信された無線信号を受信することができる。第１のトランシーバ１２０はまた、複数のアンテナエレメントを介して、または他の図示されていないアンテナエレメントを介して、第２のトランシーバ１１０のほうへ信号を送信し得る。第１のトランシーバ１２０は、複数のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６をさらに有する。各アンテナ分岐は、複数のアンテナエレメント１２１、１２２、１２３のうちの少なくとも１つに接続される。アンテナエレメントは、１つのアンテナ分岐にのみ接続される。異なる分岐１２４、１２５、１２６のアンテナエレメントは、個々にステアリング可能である。しかしながら、１つのアンテナ分岐上に２つ以上のアンテナエレメントがある場合、同じ分岐上のそれらのアンテナエレメントは、相互に個々にステアリング可能でないことがある。第１のトランシーバ１２０は、アグリゲートユニット１２８をさらに備え、複数のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６はアグリゲートユニット１２８に至る。第２のトランシーバ１１０が、第２のトランシーバ１１０のアンテナ１１１から参照信号など、アナログ時間ドメイン信号を送信したとき、その信号は、第１のトランシーバ１２０の複数のアンテナエレメント１２１、１２２、１２３の各々において受信される。各アンテナエレメントに到着するアナログ時間ドメイン信号は、アンテナエレメントから、それぞれのアンテナ分岐にフィードされ、ここで、アナログ時間ドメイン信号は、以下でさらに示されるように処置される。その後、各アンテナ分岐の信号は共通のアグリゲートユニット１２８に伝達され、アグリゲートユニット１２８において、合成信号の時間ドメインから周波数ドメインへの変換など、さらなる処置が実施される。次いで、信号が複数のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６から、およびアグリゲートユニット１２８に伝達されたとき、それらの信号は、第１のトランシーバ１２０の別個のＩＣ間のインターフェースであり得るインターフェース１２９を介して送られる。さらに、一実施形態によれば、第１のトランシーバ１２０は、２つまたはそれ以上のＩＣ１３５、１３６を備える。アンテナ分岐のうちの１つまたは複数は、１つのＩＣにおいて組み合わせられる。図１の例では、アンテナ分岐１２４、１２５は、第１のＩＣ１３５において組み合わせられ、アンテナ分岐１２６は、第２のＩＣ１３６上にある。次いで、第１のＩＣ１３５および第２のＩＣ１３６は、インターフェース１２９を介してアグリゲートユニット１２８に接続される。

図２は、本発明が使用され得る無線通信ネットワーク１００の一例を示す。ネットワーク１００は、無線通信デバイス１４０と無線通信しているか、または無線通信デバイス１４０との無線通信のために適応された、無線アクセスネットワークノード１３０を備える。図１の第２のトランシーバ１１０は、無線アクセスネットワークノード１３０であり得、図１の第１のトランシーバ１２０は、無線通信デバイス１４０であり得る。代替的に、図１の第２のトランシーバ１１０は、無線通信デバイス１４０であり得、第１のトランシーバ１２０は、無線アクセスネットワークノード１３０であり得る。

図１および図２の無線通信ネットワーク１００は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調された信号をハンドリングし、無線デバイスに無線アクセスを提供することができる、任意の種類の無線通信ネットワークであり得る。そのような無線通信ネットワークの例は、Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）、ＬＴＥアドバンスト、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、新無線（ＮＲ）などの技術に基づく第５世代無線通信ネットワーク、および任意の可能な将来の第６世代無線通信ネットワークである。

ＲＡＮノード１３０は、単独でまたは別のネットワークノードと組み合わせて無線デバイス１４０に無線アクセスを提供する任意の種類のネットワークノードであり得る。無線アクセスネットワークノード１３０の例は、基地局（ＢＳ）、無線ＢＳ、基地トランシーバ局、ＢＳコントローラ、ネットワークコントローラ、ノードＢ（ＮＢ）、エボルブドノードＢ（ｅＮＢ）、ｇノードＢ（ｇＮＢ）、マルチセル／マルチキャスト協調エンティティ、リレーノード、アクセスポイント（ＡＰ）、無線ＡＰ、リモートラジオユニット（ＲＲＵ）、リモート無線ヘッド（ＲＲＨ）およびマルチスタンダードＢＳ（ＭＳＲ ＢＳ）である。

無線デバイス１４０は、無線信号を使用してＲＡＮノード１３０と無線で通信することが可能な任意のタイプのデバイスであり得る。たとえば、無線デバイス１４０は、ユーザ機器（ＵＥ）、マシン型ＵＥまたはマシンツーマシン（Ｍ２Ｍ）通信が可能なＵＥ、センサー、タブレット、モバイル端末、スマートフォン、ラップトップ組込み装備（ＬＥＥ）、ラップトップ搭載機器（ＬＭＥ）、ＵＳＢドングル、顧客構内機器（ＣＰＥ）などであり得る。

図３は、図１とともに、参照信号をハンドリングするための、無線通信ネットワーク１００の第１のトランシーバ１２０によって実施される方法について説明する。第１のトランシーバ１２０は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６を備え、Ｍは少なくとも２であり、各アンテナ分岐は、アンテナエレメント１２１、１２２、１２３を備える。方法は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々のアンテナエレメント１２１、１２２、１２３において、および時間ドメインにおいて、無線通信ネットワークの第２のトランシーバ１１０から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信すること２０２であって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信すること２０２と、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、受信された広帯域参照信号をサンプリングすること２０４とを含む。方法は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々について、受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算すること２１０と、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々について、第２のトランシーバ１１０と第１のトランシーバ１２０との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにインターフェース１２９を介してアグリゲートユニット１２８に圧縮信号を伝達すること２１２とをさらに含む。

第１のトランシーバ１２０は、ＲＡＮノード１３０の一部であり得る。この場合、第２のトランシーバ１１０は、無線デバイス１４０の一部である。代替的に、第１のトランシーバ１２０は、無線デバイス１４０の一部である。この場合、第２のトランシーバ１１０は、ＲＡＮノード１３０の一部である。「アンテナ分岐」１２４、１２５、１２６は、信号分岐、すなわち、１つまたは複数の電流導線である。１つのアンテナ分岐の１つの端部に接続された（１つまたは複数の）アンテナエレメント１２１、１２２、１２３は、第２のトランシーバによって送信されたアナログ無線信号を無線で受信する。アンテナ分岐は、電気的に並列に配置される。各分岐のアンテナエレメントにおいて受信されたアナログ無線信号は、異なるアンテナ分岐上で異なって処置され得る。「アンテナエレメント」は、信号が送られ、受信されるアンテナの一部である。アンテナ分岐ごとに１つのアンテナエレメントのみがあり得るか、または１つの分岐において２つ以上のアンテナエレメント、たとえば、アンテナエレメントのサブアレイがあり得る。アンテナ分岐は、個々に制御可能である。すなわち、異なるアンテナ分岐のアンテナエレメントは、個々に制御可能であるが、同じアンテナ分岐において２つ以上のアンテナエレメントがある場合、同じアンテナ分岐のそれらのアンテナエレメントは必ずしも個々に制御可能であるとは限らない。これは、あるアンテナ分岐のアンテナエレメントを、別のアンテナ分岐のアンテナエレメントとは異なるやり方で、制御することが可能であることを意味する。

参照信号シンボルは、複素スカラである。参照信号は、複素スカラである複数の参照信号シンボルを備える。参照信号シンボルは、たとえば、第１の参照信号シンボルがサブキャリア０にマッピングされ、第２の参照信号シンボルがサブキャリアＫ－１にマッピングされ、第３の参照信号シンボルがサブキャリア２Ｋ－１にマッピングされるなどのように、Ｋ個のサブキャリアにマッピングされる。代替的に、たとえば、第１の参照信号シンボルがサブキャリア１にマッピングされ、第２の参照信号シンボルがサブキャリアＫにマッピングされるなどのように、周波数オフセットがあり得、これはコムオフセットと呼ばれる。参照信号シンボルとともにマッピングされた広帯域参照信号は、その広帯域参照信号が第２のトランシーバから送られる前に、ＯＦＤＭ変調され、周波数ドメインから時間ドメインに変換される。広帯域参照信号は、周波数において、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットにわたる。サブセットは、Ａ個のサブキャリア周波数を備える。それらのＡ個のサブキャリア周波数のうちのあらゆるＫ個において、参照信号シンボルがマッピングされる。参照信号シンボルは同じシンボルであるか、または異なるサブキャリア周波数にマッピングされた異なるシンボルであり得る。（Ｋコムと呼ばれる）各Ｋ個のサブキャリア周波数上でＯＦＤＭ変調された参照信号シンボルを送るとき、受信された広帯域参照信号は、Ｎ／Ｋ個のサンプルの長さで反復的になる。広帯域参照信号は、第２のトランシーバによって送られる信号がＮ／Ｋ個のサンプルの長さで反復されるという点で、反復的である。すなわち、１つのＯＦＤＭシンボル上で、信号は、同じ参照信号シンボルがＫ回送られるように反復される。無線で送信された信号が第１のトランシーバのアンテナエレメントにおいて受信されたとき、雑音および干渉が加えられている。２つまたはそれ以上のそのような反復ブロックを累算することによって、雑音および干渉は異なる反復ブロックについて異なるが、信号は反復ブロックについて同じに見えるので、雑音および干渉は抑圧され得る。

「反復ブロックのうちの少なくとも２つにわたって信号を累算すること」は、たとえば、同じサンプル上で少なくとも２つの反復ブロックの信号を互いに加えること、すなわち、反復ブロック１のサンプル１を反復ブロック２のサンプル１に加えることなどであり、各時間ポイントにおける平均をとり得る。参照信号シンボルが反復ブロックウィンドウ中の第１のサブキャリア上にない場合、すなわち、コムオフセットがある場合、２つの反復ブロックが同等であるように位相が適応される必要があり得、すなわち、反復ブロック１のサンプル１が反復ブロック２のサンプル１に加えられ得る。コムオフセットは、よく知られており、３ＧＰＰ規格ＮＲ３８．２１１ ＳＲＳ物理信号において説明される。無線通信ネットワークの第２のトランシーバと第１のトランシーバとが同期されるとき、および参照信号シンボルが第２のトランシーバと第１のトランシーバの両方によって知られているとき、第１のトランシーバは、ＯＦＤＭシンボルがいつ送られ、受信されたかの情報、およびそれにより反復ブロックの開始時間をすでに有し得るか、またはいずれか受信する。

「アグリゲートユニット」は、複数のアンテナ分岐からの信号が組み合わせられて１つの同じ分岐に入り得るように複数のアンテナ分岐が合流する、第１のトランシーバのユニットである。「使用する」がアグリゲートユニットにおいて実施される、「無線通信チャネルを推定する際に使用するために」は、たとえば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって、時間ドメインから周波数ドメインに圧縮信号を変換し、変換された圧縮信号に基づいて通信チャネルを推定することを含み得る。次いで、通信チャネルの推定は、ビームフォーミング重みなど、第２のトランシーバのほうへ送信する第１のトランシーバについての通信特性を決定するために、第１のトランシーバによって使用され得る。チャネル推定は、高速フーリエ変換された圧縮信号に基づく、第２のトランシーバと第１のトランシーバのＭ個のアンテナとの間の通信チャネルの推定であり得る。サンプリングすること２０４、累算すること２１０、および伝達すること２１２は、無線ユニットまたは無線ＡＳＩＣと呼ばれることがある第１のトランシーバ１２０の一部において実施され得る。

参照信号シンボルを各Ｋ個のサブキャリア周波数にマッピングするとき、第２のトランシーバによって送られる広帯域参照信号は、ＯＦＤＭシンボル内で、長さ（Ｎ／Ｋ）で反復的になる。キャリア帯域幅の少なくともサブセットの周波数範囲全体にわたって広がる参照シンボルがあるとき、反復的な部分は、コヒーレンス帯域幅ごとに少なくとも１つの参照シンボルがある限り、チャネルを決定するために必要な情報を含んでいる。さらに、それらの部分が反復的であるとき、それらの部分は同じ信号を含んでいる。第１のトランシーバにおける反復的な部分間の唯一の違いは、反復的な部分が、異なる反復的な部分について異なって見える雑音および干渉を加えられることである。それにより、複数のそのような反復的な部分を累算するとき、雑音および干渉は抑圧され得、累算された信号は、１つの反復的な部分のみよりもチャネル全体にわたって良好になることになる。さらに、累算された反復的な部分が多いほど、累算された信号は、より良好になる。さらに、圧縮信号の情報の量は、圧縮前の信号全体についてよりもはるかに低いので、インターフェースの通信リソースは、インターフェースを介してアグリゲートユニットに圧縮信号のみを送るとき、信号全体を送ることと比較して、大幅に限定され得る。同時に、反復的な信号は、通信チャネルを推定するための十分な情報を備える。実際、そのような圧縮信号では、情報が失われないことがわかった。さらに、圧縮信号は信号全体よりもはるかに小さいので、アグリゲートユニットにおける算出リソースは、信号全体がアグリゲートユニットにおいてハンドリングされることになるときと比較して大いに限定され得る。

一実施形態によれば、ＯＦＤＭ参照信号シンボルは、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、コム係数Ｋ＝４である。参照信号シンボルは、ＳＲＳ中の複素スカラと見なされ得る。ＵＥからの、コム係数４をもつＳＲＳ信号を送信することが、３ＧＰＰ３８．２１１リリース１５、チャプター６．４．１．４「サウンディング参照信号」においてサポートされる。したがって、説明される方法は、規格化修正を必要とすることなしに、Ｋ＝４をもつ受信されたＳＲＳに対して実装され得る。

別の実施形態によれば、ＯＦＤＭ参照信号シンボルは、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、コム係数Ｋ＝６、８、１２または１６である。テストは、方法が、今日の規格において使用されるＫ係数、すなわち、Ｋ＝４よりも高いＫ係数についてもうまく働くことを示した。より高いＫ係数は、周波数的に、参照信号のよりスパースな挿入を意味し、これは、Ｋ＝４と比較して、送信するためのより少ないデータ、したがって送信およびデータリソースを節約することを意味する。さらに、より高いＫ係数は、反復ブロックが長さＮ／Ｋを有するとき、１つのＯＦＤＭシンボルにわたるより多くの反復ブロックを意味する。より多くの反復ブロックは、無線チャネルの統計的により良好な平均値が達成され得ること、すなわち、より低い雑音および干渉を暗示する。さらに、圧縮信号の長さＮ／Ｋは、より高いＫの場合より短くなり、したがって、インターフェースを介したアグリゲートユニットへの帯域幅は、なお一層低下され得る。また、より高いＫの場合、より多くの無線デバイスが、それらの無線デバイスに異なる時間シフトを与えることによって、通信チャネル上で多重化され得る。少なくとも理論的には、Ｋ＝８は、８つの無線デバイスが多重化され得ることを表す。しかしながら、無線デバイスの数が増加するとき、インターフェースを介した必要とされる帯域幅も増加する。

別の実施形態によれば、受信された広帯域参照信号は、２０４において、サンプリング周波数ｆ_ｓでサンプリングされる。さらに、コム係数Ｋおよびサンプリング周波数ｆ_ｓは、少なくとも２つの反復ブロックが各々、等しい数のサンプルを備えるように選択される。これによって、少なくとも２つの反復ブロックを累算することは、一様でない量のサンプルが比較されるべきである場合と比較して、はるかに容易になり、すなわち、あまり複雑でないことになる。別の実施形態によれば、少なくとも２つの反復ブロックの各々は、整数個のサンプルである。

また別の実施形態によれば、少なくとも２つの反復ブロックが、第１のＯＦＤＭシンボル中の第１の反復ブロックと、第２のＯＦＤＭシンボル中の第２の反復ブロックとを備えるとき、累算２１０は、第１の反復ブロックと第２の反復ブロックとの間の時間におけるシフトが整数個のサンプルであるように、第１のＯＦＤＭシンボルまたは第２のＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスについて補償される。いくつかの場合には、累算２１０は、２つ以上のＯＦＤＭシンボルに属する反復ブロックについて実施される。これは、累算が、少なくとも１つの反復ブロックがあるＯＦＤＭシンボルに属し、少なくとも１つの他の反復ブロックが別のＯＦＤＭシンボルに属するように、２つのＯＦＤＭシンボル間のＯＦＤＭシンボル境界にわたって実施されることを意味する。そのような累算が実施されるとき、ＯＦＤＭシンボルの終了および／または始まりにおいて存在するサイクリックプレフィックスが考慮に入れられなければならない。これは、サイクリックプレフィックスが整数値の代わりに実数値になるように無線通信ネットワークベース時間と比較してサンプリング周波数が選択されるとき、特に重要である。その場合、本来、主に、または単に、ＣＰによるものである第１の反復ブロックと第２の反復ブロックとの間の持続時間が整数個のサンプルになるような、補償が必要とされる。

別の実施形態によれば、少なくとも２つの反復ブロックは、第１のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第１のセットと、第２のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第２のセットとを備える。さらに、累算２１０は、最初に、反復ブロックの第１のセットが累算され、第１のＯＦＤＭシンボルと第２のＯＦＤＭシンボルとの間の時間が整数個のサンプルでない場合、反復ブロックの第２のセットを反復ブロックの第１のセットと整合させるために分数遅延フィルタが反復ブロックの第２のセットに適用され、その後、反復ブロックの第２のセットが反復ブロックの第１のセットと累算されるように、実施される。言い換えれば、反復ブロックの第２のセットは、反復ブロックの第２のセットが、すでに累算された、反復ブロックの第１のセットに累算される前に、反復ブロックの第１のセットと時間的に整合される。図４のステップ３０８も参照されたい。これは、第１のＯＦＤＭシンボルと第２のＯＦＤＭシンボルとの間の時間的距離が整数個のサンプルでない場合、上記で説明されたサイクリックプレフィックス補償を行う有利なやり方である。

別の実施形態によれば、方法は、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルと、コム係数Ｋと、ＯＦＤＭシンボル開始時間とを含む、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報を取得すること２０６をさらに含む。次いで、この制御情報は、開始時間が第１のトランシーバにまだ知られてない場合、少なくとも２つの反復ブロックの各々の開始時間を見つけるために使用される。制御情報は、アグリゲートユニットなど、ノードの別のユニットから、または別のノードから、第１の送信機によって取得され得る。累算が２つまたはそれ以上のＯＦＤＭシンボルにおいて実施される場合、ＯＦＤＭシンボル開始時間は、累算中に含まれる各ＯＦＤＭシンボルについての開始時間を含む。

また別の実施形態によれば、方法は、ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットの最も低いサブキャリア上でマッピングされないとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}に関する情報を取得すること２０８と、累算２１０を実施するとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}について補償することとをさらに含む。コム係数周波数オフセット、別名コムオフセットは、コム係数周波数オフセットをデローテート（ｄｅ－ｒｏｔａｔｅ）することによって補償され得る。言い換えれば、補償は、累算の前のサンプルごとの位相シフトによって実施される。コム係数周波数オフセットに関する情報は、実際のオフセットであり得るか、またはその情報は、サンプルごとの位相シフトであり得る。オフセットは、たとえば、第１のトランシーバ中のルックアップテーブルにおいて適用するための位相シフトを指し得る。

実施形態によれば、本発明のソリューションは、以下のステップのうちの１つまたは複数からなる。
－ 完全なシステム帯域幅、またはシステム帯域幅のサブセットにわたって、Ｌ個のＯＦＤＭシンボルの少なくとも部分わたって、通常のＫコム上で参照信号を送信するように第２のトランシーバを設定するステップ、ここで、Ｌは少なくとも１の整数であり、Ｋはコム係数である、
－ 第１のトランシーバにおいて、Ｍ_ｒｘ個のアンテナ分岐の第１のセットにおいて時間ドメイン参照信号を受信するステップ。Ｍ_ｒｘは、Ｍ個の受信機アンテナ分岐を表し、ここで、Ｍは少なくとも２である。アンテナ分岐は、個々のアンテナエレメントを有するか、または線形受信ビームフォーミングを使用して取得される組合せを有し得る、
－ アンテナ分岐の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ_ｒｘ個のサンプルを使用して、時間ドメイン信号をサンプリングするステップ、
－ 第１のトランシーバの受信回路、すなわち、アンテナ分岐の回路に、反復ブロックの開始および長さに関係する情報を設定するステップ、
－ Ｍ_ｒｘ個のアンテナの各々についての受信されたサンプリングされた時間ドメイン信号を、反復ブロックにわたって、長さ

の圧縮信号を取得するために、加算するステップ、
－ 内部インターフェースを介してアグリゲートユニットに圧縮信号を伝達するステップ、ならびに、
－ 第２のトランシーバと第１のトランシーバとの間の無線通信チャネルを推定するために、すなわち、プリコーダ生成および／またはスケジューリングのために、アグリゲートユニットにおいて圧縮信号を使用するステップ。

以下では、上述のステップが、より詳細に説明される。最初に、無線デバイスであり得る第２のトランシーバは、Ｋコム、別名コム係数Ｋ上で、ＳＲＳまたは復調用参照信号（ＤＭＲＳ）であり得る参照信号Ｘ（ｋ）を送信するように設定される。これは、参照信号ｒがあらゆるＫ個のサブキャリアに、場合によっては所与のコム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}とともにマッピングされることを意味する。

ｋが上記の式を満たしていない場合、Ｘ（ｋ）＝０であり、
ここで、ｋ＝サブキャリアインデックスである。その場合、第２のトランシーバは、ＯＦＤＭ変調を実施し、時間ドメインｘ（ｎ）において、無線で送信された広帯域参照信号を取得することになる。

明らかに、

を有する。
これは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）のよく知られている性質である。サイクリックプレフィックス追加などがここでは含まれないことに注意されたい。

その後、第１のトランシーバは、Ｍ_ｒｘ個のアンテナ分岐に接続された第１のトランシーバのアンテナエレメントにおいて、送信された広帯域時間ドメイン参照信号を受信する。アンテナ分岐の各々において、広帯域時間ドメイン信号は、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ_ｒｘ個サンプルを使用してサンプリングされる。アンテナｍ上の受信されたサンプリングされた信号は、
ｙ_ｍ（ｎ）
によって示される。

次いで、第１のトランシーバの受信回路に、反復ブロックの開始および長さに関係する情報が設定される。反復ブロックの持続時間は、一般に、Ｎ_ｒｘ／Ｋ、別名Ｎ／Ｋ個のサンプルである。反復ブロックｂについての開始ポイントｎ_ｂは、一般に、

であり、
ここで、ｎ_０は、フレーム同期から導出され得る、サンプルストリームにおける第１のサンプリングされたＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭシンボル位置によって与えられる。

さらに、Ｍ_ｒｘ個のアンテナポートの各々についての受信された信号は、反復ブロックにわたって、長さＮ／Ｋの圧縮信号ｃ_ｍを取得するために加算され、これは、以下の

に従って数学的に説明される。
潜在的に、アンテナ分岐の信号の線形変換が、圧縮信号「ｃ」、またはサンプリングされた信号「ｙ」のいずれかに適用され、Ｍ_ｒｘ個のストリームから

のストリームにマッピングし得、ここで、ＷＢは広帯域を表す。マッピングは、Ｍ_ｒｘ個のアンテナ分岐のうちの少なくともいくつかから、ストリームの線形組合せによる

の仮想アンテナ分岐を作成することによって実施され得る。実際のアンテナ分岐よりも少数のそのような仮想アンテナ分岐を有することによって、アグリゲートユニットのほうへのインターフェースに関する広帯域要件のさらなる低減が達成される。

その後、圧縮信号は、内部インターフェースを介してアグリゲートユニットに伝達される。圧縮信号は、内部インターフェースを最大限に利用するために、バッファされ、いくらかの遅延を伴って送信され得る。圧縮信号は、たとえば、ダウンリンク（ＤＬ）スロットにおいて、または可能な狭帯域受信機が使用されないとき、送信され得る。

さらに、圧縮信号は、無線チャネルを推定するために、さらには、たとえばプリコーダ生成、および／またはスケジューリングのために、アグリゲートユニットによって使用される。これは、圧縮信号ｃ_ｍ（ｎ）が、たとえば、ＦＦＴを使用して周波数ドメインに変換されることを伴い得る。その場合、チャネル推定

は、周波数ドメインに変換された圧縮信号ｃ_ｍを使用して形成され得る。これは、マッチドフィルタ処理ステップ、ならびに、たとえば、サブキャリアにわたる離散コサイン変換、および変換された生のチャネル情報の選択されたサブセットとしてチャネル推定を規定するビーム空間変換を使用する、変換処理を伴い得る。チャネル推定は、ＤＬまたはアップリンク（ＵＬ）における、無線デバイスについてのスケジューリング帯域幅を決定する、マルチユーザ多入力多出力（ＭＵ－ＭＩＭＯ）送信の場合を含む、ＤＬ送信についてのプリコーダを決定する、周波数選択性の空間的に十分にサンプリングされた干渉測度を決定する、たとえば、１つまたは複数のビームのグリッド（ＧｏＢ：Ｇｒｉｄ ｏｆ Ｂｅａｍｓ）またはＤＦＴビーム、すなわち、ＤＦＴベースの線形位相フロントプリコーダであり得る、ＵＬ受信についての受信重みを決定する、どの無線デバイスをスロット中で共同スケジュールすべきかを決定し、どの無線デバイスが空間多重化され得るかを決定する、のうちの１つまたは複数を実施するために使用され得る。

一実施形態によれば、送信される参照信号は、コムＫ＝４をもつＳＲＳである。別の実施形態によれば、送信される参照信号は、コムＫ＝８、またはＫ＝６、またはＫ＝１６、またはＫ＝１２をもつＳＲＳである。

別の実施形態によれば、複雑な実装ソリューションを回避するために、各ＫＬ個の反復ブロックにおいて、すなわち、各Ｌ個のＯＦＤＭシンボルの各Ｋ個のブロックにおいて、同じ数のサンプルを有することが、重要であり得る。その場合、コム係数は、サンプリング周波数とマッチされる必要がある。新無線（ＮＲ）標準サブキャリア帯域幅は、ＢＷ_ｓｃ＝２^μ＊１５ｋＨｚであり、ここで、μ＝０．．４であり、ヌメロロジーに関係する。ＮＲベースタイミングは、シンボルごとに２０４８時間サンプルを仮定する。シンボル開始、サイクリックプレフィックスなど、すべてのフレーム構造イベントが、この時間量子化に基づいて時間通りに行われる。実際の実装形態は、総通信帯域幅、高いサンプルレートと、最小の必要とされるサンプルレートとの間のコストバランスが、情報信号の帯域幅であることのような理由に基づいて、このサンプルレートから逸脱し得る。３．８４ＭＨｚおよび１５ｋＨｚが２のべき乗関係を有するので、サンプリング周波数ｆ_ｓ＝Ｎ_ｓａｍｐ＊３．８４ＭＨｚを選択することは、自然である。さらに、シンボルごとのサンプルの数は、

である。
一例として、１００ＭＨｚキャリア帯域幅および１２０ｋＨｚヌメロロジー（μ＝３）を仮定する。その場合、１つの可能性は、２のべき乗係数としてＮ_ｓａｍｐを選択し、最小周波数１００ＭＨｚを上回る最も低いサンプリング周波数をとることである。これは、以下を選択することを意味する。

これは、コム係数Ｋが２のべき乗Ｋ＝２^αとして選択されなければならないことを示す。これは、各反復ブロックにおいて、２のべき乗の数のサンプルを与えることになる。別の選定は、サンプリングレートのオーバーヘッドを最小限に抑えるために、Ｎ_ｓａｍｐのより低い数を選択することである。

を選択することは、コム係数について、係数３と係数５とをも含むことができるようになる。１つの興味深い選定は、リソースブロックごとに１つのサウンディングサブキャリアを与えるＫ＝１２を選択することである。今日のＮＲ規格は、係数をＫ∈｛２，４，８｝に限定する。提案は、Ｋ＝２^α＊３^γ≦３２を可能にすることであり、ここで、上限が、無線チャネルにおけるコヒーレンス帯域幅によってセットされる。

いくつかの場合には、異なるＯＦＤＭシンボルの反復ブロックが、累算、すなわち加算され得る。それらの場合、シンボル間、すなわち、第１のシンボルと連続する第２のシンボルとの間において使用されるサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が、第２のシンボルの反復ブロックがどこで開始するかを決定するとき、考慮に入れられる必要がある。ＣＰの長さが整数個のＮＲベースサンプル時間であるが、ＣＰのサンプルの数がスロットにわたって変動することに留意されたい。第２のトランシーバがＮＲベースサンプル時間とは別のサンプリング周波数を選択した場合、たとえば、前述の１１５．２ＭＨｚ選定の場合、サンプルの数単位で測定される各ＣＰの長さは、整数の代わりに実数であり得る。その場合、これは、異なるシンボルからの反復ブロックを累算することより前に補償されなければならない。提案される実施形態は、各シンボルについてＣＰの整数部分を補償するシンボル開始時間を選択することである。その場合、シンボルについての累算された結果は、シンボル間の累算より前の分数サンプル（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ ｓａｍｐｌｅ）について補償される。これを実装するための１つの可能なやり方は、分数遅延フィルタを適用することであり、これは、図４において示されており、以下で説明される。

以下では、図４を参照しながら、本発明の実施形態のハードウェア実現の説明である。前述のように、トランシーバは、少なくとも１つのアンテナエレメントに各々接続されたアンテナ分岐のセットを備えることが説明されおり、すべてのアンテナエレメントは、たとえば、アレイにおいて配置される。一般的な適用例は、１００のオーダーのアンテナエレメントの数を有する。また、通信帯域幅は、一般に、数百ＭＨｚである。結果として、アンテナ分岐へのおよびアンテナ分岐からアグリゲートユニットへの情報の総量は、極めて高い。これは、電力と製造コストの両方に関してコストがかかり得る。

図４は、以下ではスパースサウンディング受信機ブロック３００と呼ばれる、第１のトランシーバ１２０の１つの単一の（受信機）アンテナ分岐の可能な実装形態について説明する。各アンテナ分岐は、同様の実装形態を有することになるか、または有し得る。仮定は、無線アーキテクチャが、無線チャネルを識別するために、すべてのアンテナ分岐、または少なくとも十分なアンテナ分岐から受信されたデジタル化された信号へのアクセスを可能にすることである。スパースサウンディング受信ブロック３００への入力が、デジタル化された、すなわち、サンプリングされた、およびチャネルフィルタ処理された信号であり、以下で、サンプリングされた参照信号３０２と呼ばれる。サンプリングされた参照信号は、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}がある場合、潜在的周波数オフセットをデローテートする、周波数オフセット補償器３０４にフィードされる。次いで、潜在的にデローテートされたサンプリングされた参照信号は、ＯＦＤＭシンボル内の反復ブロック、シンボル内のすべての反復ブロックあるいは規定された量のまたはいくつかのブロックのいずれか、を累算する、第１の累算器３０６にフィードされる。累算を実施するための制御情報は、サンプルレートに定量化されたシンボル開始時間、コム係数Ｋおよびヌメロロジーであり、これは、シンボルごとのサンプルの数を示す。累算された信号は、圧縮信号と呼ばれる。圧縮信号は、長さＮ／Ｋを有する。第１の累算器３０６におけるシンボル内での累算の後に、および、累算が２つ以上のＯＦＤＭシンボルについて、すなわち、ＯＦＤＭシンボル境界にわたって実施されるべきである場合、圧縮信号は分数遅延フィルタ３０８にフィードされる。この遅延フィルタは、シンボル開始の分数サンプル部分について、たとえば、整数個のサンプルではないＣＰの部分について信号を補償する。これは、シンボル間の累算を可能にする。その場合、そのような累算は、遅延フィルタ３０８補償の後に、第２の累算器３１０において実施される。遅延フィルタ３０８および第２の累算器３１０への制御入力は、累算が実施されるべきであるＯＦＤＭシンボルの数、サイクリックプレフィックス部分およびヌメロロジー、すなわち、シンボルごとのサンプルの数である。最終的に、受信されたサウンディングシーケンス、別名、圧縮信号３１２が配信される。圧縮信号３１２の情報コンテンツは、反復ブロックと同じ数のサンプル、すなわちＮ／Ｋを有する。累算は、反復される反復ブロックの総数に比例する信号品質において処理利得を与える。

発明者は、提示される実装形態が、同じ出願人の国際特許出願ＷＯ２０２０／０４３３１０において提示された効率的な相互結合アンテナ較正を実施するために必要とされる提案されたハードウェアと共通する多くの部分を有することを見つけ出した。本文書において、かなり異なる発明が存在し、これは、効率的なアンテナ較正を実施することを扱う。本文書の一部は、較正信号を受信するための１つの可能なハードウェアブロックの提示である。提案される較正信号は、スパースサウンディング信号とまったく同様であり、したがって、本発明の一実施形態は、ＷＯ２０２０／０４３３１０のハードウェアブロックを使用する、ただし、本発明のスパースサウンディング信号をもハンドリングするためのいくつかの特徴を加えられた、アンテナ較正信号ならびにスパースサウンディング信号の両方を受信するために設計されたハードウェアブロックを使用することである。

ＷＯ２０２０／０４３３１０のハードウェアブロックは、図５において提示される。図５は、アンテナ較正信号の受信の原理を示す。図５は受信分岐のセット、「ＲｘＶ_ｉ」参照、を示すことに留意されたい。アンテナ較正の場合、コードシーケンスが、各アンテナ分岐の信号に乗算される。コード乗算は、本発明のスパースサウンディングのために使用されないが、マークされた並列ブロック１１６は、上記で提示されたサウンディング信号をもハンドリングするために使用され得る。言い換えれば、発明者は、図５のデコーダ部分１１４を図４のスパースサウンディング受信機ブロックとマージすることによって、両方の機能、すなわち、アンテナ較正およびスパースサウンディング参照信号ハンドリングについての共通のハードウェアブロックが達成されたことを見つけ出した。図４と比較して、図５のブロック１１６は、第１の累算器３０６と、遅延フィルタ３０８と、第２の累算器３１０とを備え、遅延フィルタ３０８および第２の累算器３１０は、２つまたはそれ以上のＯＦＤＭシンボルにわたって累算が実施されるとき、使用される。

図６は、トランシーバがｇノードＢによって例示された基地局において実装されるときの、一実施形態による、トランシーバ内の制御シグナリングのフローチャートを示す。最初に、ｇノードＢは、４０２において、参照信号要求、たとえば、ＳＲＳ要求を１つまたは複数のＵＥに送る。ＳＲＳ要求は、ＳＲＳを送信すべき時間、コム係数Ｋ、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}など、パラメータへのインデックスを含み、Ｋ_{ｓｈｉｆｔ}＝０は、オフセット、ＳＲＳシーケンスを決定するための情報などがないことを意味する。次いで、図１のアグリゲートユニット１２８であり得るｇノードＢの中央ユニットが、４０４において、ｇノードＢの無線ユニット、すなわち、アンテナ分岐への制御メッセージを構築するために、ＳＲＳ要求をローカル無線情報と組み合わせる。無線ユニットへの制御メッセージは、シンボル受信をいつ開始すべきかの、整数および分数部分など、各反復ブロックの開始時間を指示する情報、コム係数Ｋ、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}、反復ブロックごとのＮｒ個のサンプル、Ｎ／Ｋ、またはＯＦＤＭシンボルごとのサンプルの数Ｎを含む。中央ユニットは、４０６において、制御メッセージを、１つまたは複数の集積回路、たとえば中央ユニットとは別個のＡＳＩＣ上にある無線ユニットに通信する。無線ユニットは、４０８において、１回またはＳＲＳを有する各スロットについて、ＳＲＳ受信機をセットアップすることと、１つまたは複数のＵＥによって送られたサウンディング信号を受信することと、説明される実施形態による、アンテナからのサウンディング信号を累算することと、得られた圧縮信号を中央ユニットに送ることとを実施する。中央ユニットは、４１０において、無線ユニットから圧縮信号を受信し、圧縮信号、すなわち累算されたサウンディング信号に基づいて、ｇノードＢと１つまたは複数のＵＥとの間の（１つまたは複数の）無線チャネルを推定する。無線チャネル推定は、次いで、４１２において、中央ユニットにおけるさらなる処理のために使用される。

図７は、ＯＦＤＭ参照信号シンボルがあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされるとき、広帯域参照信号が、第２のトランシーバ１１０から送信されるか、または第１のトランシーバ１２０によって受信されるときに、時間ドメインにおいて見えるような、広帯域参照信号の一例を示す。この例では、Ｋ＝４であり、これは、各反復ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有するとき、１つのＯＦＤＭシンボル内に４つの反復ブロックがあることになることを意味する。Ｘでマークされた信号の部分は、サイクリックプレフィックスを表す。反復ブロックは、番号でマークされる。反復ブロック１～４は、第１のＯＦＤＭシンボルに属し、反復ブロック５～８は、第２のＯＦＤＭシンボルに属する。

図８は、図１とともに、参照信号をハンドリングするために設定された無線通信システム１００において動作可能な第１のトランシーバ１２０について説明する。第１のトランシーバ１２０は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６を備え、Ｍは少なくとも２であり、各アンテナ分岐は、アンテナエレメント１２１、１２２、１２３を備える。第１のトランシーバ１２０は、処理回路６０３とメモリ６０４とをさらに備える。メモリは、前記処理回路によって実行可能な命令を含んでおり、それにより、第１のトランシーバ１２０は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々のアンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、無線通信ネットワークの第２のトランシーバ１１０から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することであって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することと、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、受信された広帯域参照信号をサンプリングすることとを行うために動作可能である。第１のトランシーバ１２０は、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々について、受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算することと、Ｍ個のアンテナ分岐１２４、１２５、１２６の各々について、第２のトランシーバ１１０と第１のトランシーバ１２０との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにインターフェース１２９を介してアグリゲートユニット１２８に圧縮信号を伝達することと行うためにさらに動作可能である。

一実施形態によれば、ＯＦＤＭ参照信号シンボルは、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、コム係数Ｋ＝４である。別の実施形態によれば、ＯＦＤＭ参照信号シンボルは、ＳＲＳの一部であり、コム係数Ｋ＝６、８、１２または１６である。

別の実施形態によれば、第１のトランシーバ１２０は、サンプリング周波数ｆ_ｓで、受信された広帯域参照信号をサンプリングすることを行うために動作可能であり、コム係数Ｋおよびサンプリング周波数ｆ_ｓは、少なくとも２つの反復ブロックが各々、等しい数のサンプルを備えるように選択される。

別の実施形態によれば、少なくとも２つの反復ブロックは、第１のＯＦＤＭシンボル中の第１の反復ブロックと、第２のＯＦＤＭシンボル中の第２の反復ブロックとを備える。さらに、第１のトランシーバは、累算において、第１の反復ブロックと第２の反復ブロックとの間の時間におけるシフトが整数個のサンプルであるように、第１のＯＦＤＭシンボルまたは第２のＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスについて補償するために動作可能である。

また別の実施形態によれば、少なくとも２つの反復ブロックは、第１のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第１のセットと、第２のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第２のセットとを備える。さらに、第１のトランシーバは、最初に、反復ブロックの第１のセットが累算され、第１のＯＦＤＭシンボルと第２のＯＦＤＭシンボルとの間の時間が整数個のサンプルでない場合、反復ブロックの第２のセットを反復ブロックの第１のセットと整合させるために分数遅延フィルタが反復ブロックの第２のセットに適用され、その後、反復ブロックの第２のセットが反復ブロックの第１のセットと累算されるように、累算を実施するために動作可能である。

また別の実施形態によれば、第１のトランシーバ１２０は、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルと、コム係数Ｋと、ＯＦＤＭシンボル開始時間とを含む、少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報を取得するためにさらに動作可能である。

また別の実施形態によれば、第１のトランシーバ１２０は、ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットの最も低いサブキャリア上でマッピングされないとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}に関する情報を取得することと、累算を実施するとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}について補償することとを行うためにさらに動作可能である。

他の実施形態によれば、第１のトランシーバ１２０は、通信ユニット６０２をさらに備え得、通信ユニット６０２は、第２のトランシーバ１１０との無線通信のための従来の手段を備えると考えられ得る。前記処理回路６０３によって実行可能な命令は、たとえば、前記メモリ６０４に記憶されたコンピュータプログラム６０５として構成され得る。処理回路６０３およびメモリ６０４は、サブ構成６０１において構成され得る。サブ構成６０１は、上述の方法を実施するように設定された、マイクロプロセッサおよび十分なソフトウェアおよびストレージ、したがって、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、または他の（１つまたは複数の）電子的構成要素／（１つまたは複数の）処理回路であり得る。処理回路６０３は、１つまたは複数のプログラマブルプロセッサ、特定用途向け集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ、または、命令を実行するように適応されたこれらの組合せを備え得る。

コンピュータプログラム６０５は、その命令が処理回路において動作させられたとき、それらの命令が、第１のトランシーバ１２０に、第１のトランシーバ１２０の説明された実施形態およびその方法のうちのいずれかにおいて説明されたステップを実施させるように構成され得る。コンピュータプログラム６０５は、処理回路６０３に接続可能なコンピュータプログラム製品によって搬送され得る。コンピュータプログラム製品は、メモリ６０４であるか、または少なくともメモリにおいて構成され得る。メモリ６０４は、たとえば、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、ＲＯＭ（読取り専用メモリ）またはＥＥＰＲＯＭ（電気的消去可能プログラマブルＲＯＭ）として実現され得る。いくつかの実施形態では、キャリアは、コンピュータプログラム６０５を含んでいることがある。キャリアは、電子信号、光信号、電磁信号、磁気信号、電気信号、無線信号、マイクロ波信号、またはコンピュータ可読記憶媒体のうちの１つであり得る。コンピュータ可読記憶媒体は、たとえば、ＣＤ、ＤＶＤまたはフラッシュメモリであり得、そこからプログラムがメモリ６０４にダウンロードされ得る。代替的に、コンピュータプログラムは、第１のトランシーバ１２０が通信ユニット６０２を介してアクセスできるサーバまたは任意の他のエンティティ上に記憶され得る。コンピュータプログラム６０５は、次いで、サーバからメモリ６０４にダウンロードされ得る。

上記の説明は複数の特異性を含んでいるが、これらの特異性は、本明細書で説明される概念の範囲を限定するものとして解釈されるべきでなく、説明される概念のいくつかの例となる実施形態の例示を単に提供するにすぎないものとして解釈されるべきである。ここで説明される概念の範囲は、当業者に明らかになり得る他の実施形態を完全に包含すること、したがって、ここで説明される概念の範囲は限定されるものでないことが諒解されよう。単数形でのエレメントへの言及は、明示的にそのように述べられない限り、「唯一」を意味するものでなく、むしろ「１つまたは複数」を意味するものとする。当業者に知られている、上記で説明された実施形態のエレメントに対するすべての構造的および機能的等価物は、参照により本明細書に明確に組み込まれ、本明細書によって包含されるものとする。その上、装置または方法が、本明細書によって包含されるために、ここで説明される概念によって解決されるべきあらゆる問題に対処する必要はない。例示的な図では、破線は、概して、破線内の特徴が随意であることを表す。

Claims (18)

1. 参照信号をハンドリングするための、無線通信ネットワーク（１００）の第１のトランシーバ（１２０）によって実施される方法であって、前記第１のトランシーバ（１２０）が、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）を備え、Ｍが少なくとも２であり、各アンテナ分岐がアンテナエレメント（１２１、１２２、１２３）を備え、前記方法は、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々の前記アンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、前記無線通信ネットワークの第２のトランシーバ（１１０）から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信すること（２０２）であって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信すること（２０２）と、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、前記受信された広帯域参照信号をサンプリングすること（２０４）と、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、前記少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて前記長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算すること（２１０）と、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記第２のトランシーバ（１１０）と前記第１のトランシーバ（１２０）との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにアグリゲートユニット（１２８）にインターフェース（１２９）を介して前記圧縮信号を伝達すること（２１２）と
   を含む、方法。
2. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、前記コム係数Ｋ＝４である、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、前記コム係数Ｋ＝６、８、１２、または１６である、請求項１に記載の方法。
4. 前記受信された広帯域参照信号が、サンプリング周波数ｆ_ｓでサンプリングされ（２０４）、前記コム係数Ｋおよび前記サンプリング周波数ｆ_ｓは、前記少なくとも２つの反復ブロックが各々、等しい数のサンプルを備えるように選択される、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記少なくとも２つの反復ブロックが、第１のＯＦＤＭシンボル中の第１の反復ブロックと、第２のＯＦＤＭシンボル中の第２の反復ブロックとを備えるとき、前記累算（２１０）は、前記第１の反復ブロックと前記第２の反復ブロックとの間の時間におけるシフトが整数個のサンプルであるように、前記第１のＯＦＤＭシンボルまたは前記第２のＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスについて補償される、請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記少なくとも２つの反復ブロックが、第１のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第１のセットと、第２のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第２のセットとを備え、前記累算（２１０）は、最初に、反復ブロックの前記第１のセットが累算され、前記第１のＯＦＤＭシンボルと前記第２のＯＦＤＭシンボルとの間の時間が整数個のサンプルでない場合、反復ブロックの前記第２のセットを反復ブロックの前記第１のセットと整合させるために分数遅延フィルタが反復ブロックの前記第２のセットに適用され、その後、反復ブロックの前記第２のセットが反復ブロックの前記第１のセットと累算されるように、実施される、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. ＯＦＤＭシンボルごとの前記Ｎ個のサンプルと、前記コム係数Ｋと、ＯＦＤＭシンボル開始時間とを含む、前記少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する前記情報を取得すること（２０６）
   をさらに含む、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、前記キャリア周波数帯域幅の前記少なくともサブセットの最も低いサブキャリア上でマッピングされないとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}に関する情報を取得すること（２０８）と、
   前記累算（２１０）を実施するとき、前記コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}について補償することと
   をさらに含む、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 参照信号をハンドリングするために設定された無線通信システム（１００）において動作可能な第１のトランシーバ（１２０）であって、前記第１のトランシーバ（１２０）が、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）を備え、Ｍが少なくとも２であり、各アンテナ分岐がアンテナエレメント（１２１、１２２、１２３）を備え、前記第１のトランシーバ（１２０）が、処理回路（６０３）とメモリ（６０４）とを備え、前記メモリが、前記処理回路によって実行可能な命令を含んでおり、それにより、第１のトランシーバ（１２０）が、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々の前記アンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、前記無線通信ネットワークの第２のトランシーバ（１１０）から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することであって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することと、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、前記受信された広帯域参照信号をサンプリングすることと、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、前記少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて前記長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算することと、
   前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記第２のトランシーバ（１１０）と前記第１のトランシーバ（１２０）との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにアグリゲートユニット（１２８）にインターフェース（１２９）を介して前記圧縮信号を伝達することと
   を行うために動作可能である、第１のトランシーバ（１２０）。
10. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、前記コム係数Ｋ＝４である、請求項９に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
11. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、サウンディング参照信号（ＳＲＳ）の一部であり、前記コム係数Ｋ＝６、８、１２、または１６である、請求項９に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
12. サンプリング周波数ｆ_ｓで、前記受信された広帯域参照信号を前記サンプリングすることを行うために動作可能であり、前記コム係数Ｋおよび前記サンプリング周波数ｆ_ｓは、前記少なくとも２つの反復ブロックが各々、等しい数のサンプルを備えるように選択される、請求項９から１１のいずれか一項に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
13. 前記少なくとも２つの反復ブロックが、第１のＯＦＤＭシンボル中の第１の反復ブロックと、第２のＯＦＤＭシンボル中の第２の反復ブロックとを備え、前記第１のトランシーバは、前記累算において、前記第１の反復ブロックと前記第２の反復ブロックとの間の時間におけるシフトが整数個のサンプルであるように、前記第１のＯＦＤＭシンボルまたは前記第２のＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスについて補償するために動作可能である、請求項９から１２のいずれか一項に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
14. 前記少なくとも２つの反復ブロックが、第１のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第１のセットと、第２のＯＦＤＭシンボル中の反復ブロックの第２のセットとを備え、前記第１のトランシーバは、前記累算を、最初に、反復ブロックの前記第１のセットが累算され、前記第１のＯＦＤＭシンボルと前記第２のＯＦＤＭシンボルとの間の時間が整数個のサンプルでない場合、反復ブロックの前記第２のセットを反復ブロックの前記第１のセットと整合させるために分数遅延フィルタが反復ブロックの前記第２のセットに適用され、その後、反復ブロックの前記第２のセットが反復ブロックの前記第１のセットと累算されるように、実施するために動作可能である、請求項９から１３のいずれか一項に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
15. ＯＦＤＭシンボルごとの前記Ｎ個のサンプルと、前記コム係数Ｋと、ＯＦＤＭシンボル開始時間とを含む、前記少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する前記情報を取得すること
    を行うためにさらに動作可能である、請求項９から１４のいずれか一項に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
16. 前記ＯＦＤＭ参照信号シンボルが、前記キャリア周波数帯域幅の前記少なくともサブセットの最も低いサブキャリア上でマッピングされないとき、コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}に関する情報を取得することと、
    前記累算を実施するとき、前記コム係数周波数オフセットＫ_{ｓｈｉｆｔ}について補償することと
    を行うためにさらに動作可能である、請求項９から１５のいずれか一項に記載の第１のトランシーバ（１２０）。
17. 命令を備えるコンピュータプログラム（６０５）であって、前記命令は、参照信号をハンドリングするために設定された、無線通信ネットワークの第１のトランシーバ（１２０）であって、前記第１のトランシーバ（１２０）が、Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）を備え、Ｍが少なくとも２であり、各アンテナ分岐がアンテナエレメント（１２１、１２２、１２３）を備える、第１のトランシーバ（１２０）の少なくとも１つの処理回路によって実行されたとき、前記第１のトランシーバ（１２０）に、
    前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々の前記アンテナエレメントにおいて、および時間ドメインにおいて、前記無線通信ネットワークの第２のトランシーバ（１１０）から、キャリア周波数帯域幅の少なくともサブセットのあらゆるＫ個のサブキャリア周波数にマッピングされたＯＦＤＭ参照信号シンボルを含むＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信することであって、Ｋがコム係数と呼ばれる、ＯＦＤＭ変調された広帯域参照信号を受信するステップと、
    前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々において、ＯＦＤＭシンボルごとのＮ個のサンプルを使用して、前記受信された広帯域参照信号をサンプリングするステップと、
    前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記受信されたサンプリングされた広帯域参照信号を、各ブロックがＮ／Ｋ個のサンプルの長さを有する少なくとも２つの反復ブロックにわたって、前記少なくとも２つの反復ブロックの開始時間に関する情報に基づいて前記長さＮ／Ｋ個のサンプルをもつ圧縮信号を取得するために、累算するステップと、
    前記Ｍ個のアンテナ分岐（１２４、１２５、１２６）の各々について、前記第２のトランシーバ（１１０）と前記第１のトランシーバ（１２０）との間の無線通信チャネルを推定する際に使用するためにアグリゲートユニット（１２８）にインターフェース（１２９）を介して前記圧縮信号を伝達するステップと
    を実施させる、コンピュータプログラム（６０５）。
18. 請求項１７に記載のコンピュータプログラム（６０５）を含んでいるキャリアであって、前記キャリアが、電子信号、光信号、無線信号、電気信号、またはコンピュータ可読記憶媒体のうちの１つである、キャリア。

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