KR102648200B1

KR102648200B1 - 무선 통신 시스템에서 낮은 papr 시퀀스를 생성하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR102648200B1
Application number: KR1020217027991A
Authority: KR
Inventors: 차현수; 윤석현; 이길봄; 박해욱
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2019-02-15
Filing date: 2020-02-17
Publication date: 2024-03-18
Also published as: EP3917066A1; EP3917066B1; CN113439413A; US20220052894A1; CN113439413B; WO2020167076A1; KR20210113411A; EP3917066A4

Abstract

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하는 방법을 제공한다.
구체적으로, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하기 위한 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스를 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 명세서는 낮은 PAPR 시퀀스를 이용하여 상향링크 제어 신호에 대한 복조 참조 신호를 전송하기 위한 방법을 제공하는데 목적이 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하는 방법에 관한 것으로, 무선 장치에 의해 수행되는 방법은 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하되, 상기 길이-6인 시퀀스는

에 의해 결정되며, 상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스이며, 상기

의 값은 (-1 -7 -3 -5 -1 3), (-7 3 -7 5 -7 -3), (5 -7 7 1 5 1), (-7 3 1 5 -1 3), (-7 -5 -1 -7 -5 5), (-7 1 -3 3 7 5) 및 (-7 1 -3 1 5 1)을 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기

에 대해 사이클릭 쉬프트된(cyclic shifted) 시퀀스는 상기

와 동일한 시퀀스인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기

의 값이 가질 수 있는 수는

인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 낮은 PAPR 시퀀스는 DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템 또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM) 시스템 중 적어도 하나에 사용되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 대한 자기-상관(auto-correlation)의 값은 특정 값 미만인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 방법은 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 FDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping) 필터를 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 낮은 PAPR 시퀀스는 2개의 안테나 포트들에 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 2개의 안테나 포트들 각각에 서로 다른 낮은 PAPR 시퀀스가 사용되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하는 무선 장치에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 송수신기(tranceiver); 및 상기 송수신기와 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하며; 및 상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하도록 제어하되, 상기 길이-6인 시퀀스는

또한, 본 명세서는 하나 이상의 메모리들 및 상기 하나 이상의 메모리들과 기능적으로 연결되어 있는 하나 이상의 프로세서들을 포함하는 장치에 있어서, 상기 하나 이상의 프로세서들은 상기 장치가, 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하고; 및 상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하되, 상기 길이-6인 시퀀스는

또한, 본 명세서는 하나 이상의 명령어를 저장하는 하나 이상의 비일시적(non-transitory) 컴퓨터 판독 가능 매체에 있어서, 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능한 하나 이상의 명령어는 단말이, 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하고; 및 상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하되, 상기 길이-6인 시퀀스는

본 명세서는 M-PSK 및/또는 M-QAM 심볼 등으로 구성된 시퀀스를 이용함으로써 PAPR 성능을 높일 수 있는 효과가 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시 예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 NR 시스템 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 2는 NR에서의 프레임 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 3은 NR에서의 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 4는 NR에서의 물리 자원 블록의 일례를 나타낸 도이다.
도 5는 3GPP 신호 송수신 방법의 일례를 나타낸 도이다.
도 6은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 블록 구성도를 예시한다.
도 7은 FDSS 필터를 사용하는 경우와 FDSS 필터를 사용하지 않는 경우에 대한 많은 시퀀스들의 PAPR 성능을 나타낸 도이다.
도 8은 DFT-s-OFDM 기반 시스템에 대한 시스템 모델 및/또는 절차의 일례를 나타낸다.
도 9는 본 명세서에서 제안하는 방법 1의 순서도를 나타낸 도이다.
도 10은 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안하는 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.
도 11은 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.
도 12는 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.
도 13은 본 명세서에서 제안하는 FDSS 필터를 적응적으로 적용하기 위한 일례를 나타낸다.
도 14는 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.
도 15는 본 명세서에서 제안하는 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하는 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.
도 16은 본 발명에 적용되는 통신 시스템을 예시한다.
도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 무선 기기를 예시한다.
도 18은 본 발명에 적용되는 신호 처리 회로를 예시한다.
도 19는 본 발명에 적용되는 무선 기기의 다른 예를 나타낸다.
도 20은 본 발명에 적용되는 휴대 기기를 예시한다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 기지국은 제 1 통신 장치로, 단말은 제 2 통신 장치로 표현될 수도 있다. 기지국(BS: Base Station)은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), gNB(Next Generation NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), 네트워크(5G 네트워크), AI 시스템, RSU(road side unit), 로봇 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 단말(Terminal)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치, 차량(vehicle), 로봇(robot), AI 모듈 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA, FDMA, TDMA, OFDMA, SC-FDMA 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부이고 LTE-A(Advanced)/LTE-A pro는 3GPP LTE의 진화된 버전이다. 3GPP NR(New Radio or New Radio Access Technology)는 3GPP LTE/LTE-A/LTE-A pro의 진화된 버전이다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP 통신 시스템(예, LTE-A, NR)을 기반으로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. LTE는 3GPP TS 36.xxx Release 8 이후의 기술을 의미한다. 세부적으로, 3GPP TS 36.xxx Release 10 이후의 LTE 기술은 LTE-A로 지칭되고, 3GPP TS 36.xxx Release 13 이후의 LTE 기술은 LTE-A pro로 지칭된다. 3GPP NR은 TS 38.xxx Release 15 이후의 기술을 의미한다. LTE/NR은 3GPP 시스템으로 지칭될 수 있다. "xxx"는 표준 문서 세부 번호를 의미한다. LTE/NR은 3GPP 시스템으로 통칭될 수 있다. 본 발명의 설명에 사용된 배경기술, 용어, 약어 등에 관해서는 본 발명 이전에 공개된 표준 문서에 기재된 사항을 참조할 수 있다. 예를 들어, 다음 문서를 참조할 수 있다.

3GPP LTE

- 36.211: Physical channels and modulation

- 36.212: Multiplexing and channel coding

- 36.213: Physical layer procedures

- 36.300: Overall description

- 36.331: Radio Resource Control (RRC)

3GPP NR

- 38.211: Physical channels and modulation

- 38.212: Multiplexing and channel coding

- 38.213: Physical layer procedures for control

- 38.214: Physical layer procedures for data

- 38.300: NR and NG-RAN Overall Description

- 38.331: Radio Resource Control (RRC) protocol specification

NR (NR Radio access)

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 radio access technology 에 비해 향상된 mobile broadband 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라 reliability 및 latency 에 민감한 서비스/단말을 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이 eMBB(enhanced mobile broadband communication), Mmtc(massive MTC), URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 radio access technology 의 도입이 논의되고 있으며, 본 명세서에서는 편의상 해당 technology 를 NR 이라고 부른다. NR은 5G 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)의 일례를 나타낸 표현이다.

NR을 포함하는 새로운 RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용한다. 새로운 RAT 시스템은 LTE의 OFDM 파라미터들과는 다른 OFDM 파라미터들을 따를 수 있다. 또는 새로운 RAT 시스템은 기존의 LTE/LTE-A의 뉴머롤로지(numerology)를 그대로 따르나 더 큰 시스템 대역폭(예, 100MHz)를 지닐 수 있다. 또는 하나의 셀이 복수 개의 뉴머롤로지들을 지원할 수도 있다. 즉, 서로 다른 뉴머롤로지로 동작하는 하는 단말들이 하나의 셀 안에서 공존할 수 있다.

뉴머로러지(numerology)는 주파수 영역에서 하나의 subcarrier spacing에 대응한다. Reference subcarrier spacing을 정수 N으로 scaling함으로써, 상이한 numerology가 정의될 수 있다.

시스템 구조 (system architecture)

도 1은 NR 시스템 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 1을 참조하면, NG-RAN은 NG-RA 사용자 평면(새로운 AS sublayer/PDCP/RLC/MAC/PHY) 및 UE(User Equipment)에 대한 제어 평면(RRC) 프로토콜 종단을 제공하는 gNB들로 구성된다. 상기 gNB는 Xn 인터페이스를 통해 상호 연결된다. 상기 gNB는 또한, NG 인터페이스를 통해 NGC로 연결된다. 보다 구체적으로는, 상기 gNB는 N2 인터페이스를 통해 AMF (Access and Mobility Management Function)로, N3 인터페이스를 통해 UPF (User Plane Function)로 연결된다.

프레임 구조 (frame structure)

도 2는 NR에서의 프레임 구조의 일례를 나타낸 도이다.

NR 시스템에서는 다수의 뉴머롤로지(numerology)들이 지원될 수 있다. 여기에서, 뉴머롤로지는 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)과 CP(Cyclic Prefix) 오버헤드에 의해 정의될 수 있다. 이 때, 다수의 서브캐리어 간격은 기본 서브캐리어 간격을 정수 N(또는,

)으로 스케일링(scaling) 함으로써 유도될 수 있다. 또한, 매우 높은 반송파 주파수에서 매우 낮은 서브캐리어 간격을 이용하지 않는다고 가정될지라도, 이용되는 뉴머롤로지는 주파수 대역과 독립적으로 선택될 수 있다.

또한, NR 시스템에서는 다수의 뉴머롤로지에 따른 다양한 프레임 구조들이 지원될 수 있다.

이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 뉴머롤로지 및 프레임 구조를 살펴본다.

NR 시스템에서 지원되는 다수의 OFDM 뉴머롤로지들은 표 1과 같이 정의될 수 있다.

NR은 다양한 5G 서비스들을 지원하기 위한 다수의 numerology(또는 subcarrier spacing(SCS))를 지원한다. 예를 들어, SCS가 15kHz인 경우, 전통적인 셀룰러 밴드들에서의 넓은 영역(wide area)를 지원하며, SCS가 30kHz/60kHz인 경우, 밀집한-도시(dense-urban), 더 낮은 지연(lower latency) 및 더 넓은 캐리어 대역폭(wider carrier bandwidth)를 지원하며, SCS가 60kHz 또는 그보다 높은 경우, 위상 잡음(phase noise)를 극복하기 위해 24.25GHz보다 큰 대역폭을 지원한다.

NR 주파수 밴드(frequency band)는 2가지 type(FR1, FR2)의 주파수 범위(frequency range)로 정의된다. FR1은 sub 6GHz range이며, FR2는 above 6GHz range로 밀리미터 웨이브(millimiter wave, mmW)를 의미할 수 있다.

아래 표 2는 NR frequency band의 정의를 나타낸다.

NR 시스템에서의 프레임 구조(frame structure)와 관련하여, 시간 영역의 다양한 필드의 크기는

의 시간 단위의 배수로 표현된다. 여기에서,

이고,

이다. 하향링크(downlink) 및 상향크(uplink) 전송은

의 구간을 가지는 무선 프레임(radio frame)으로 구성된다. 여기에서, 무선 프레임은 각각

의 구간을 가지는 10 개의 서브프레임(subframe)들로 구성된다. 이 경우, 상향링크에 대한 한 세트의 프레임들 및 하향링크에 대한 한 세트의 프레임들이 존재할 수 있다.

또한, 단말(User Equipment, UE)로 부터의 상향링크 프레임 번호 i의 전송은 해당 단말에서의 해당 하향링크 프레임의 시작보다

이전에 시작해야 한다.

뉴머롤로지

에 대하여, 슬롯(slot)들은 서브프레임 내에서

의 증가하는 순서로 번호가 매겨지고, 무선 프레임 내에서

의 증가하는 순서로 번호가 매겨진다. 하나의 슬롯은

의 연속하는 OFDM 심볼들로 구성되고,

는, 이용되는 뉴머롤로지 및 슬롯 설정(slot configuration)에 따라 결정된다. 서브프레임에서 슬롯

의 시작은 동일 서브프레임에서 OFDM 심볼

의 시작과 시간적으로 정렬된다.

모든 단말이 동시에 송신 및 수신을 할 수 있는 것은 아니며, 이는 하향링크 슬롯(downlink slot) 또는 상향링크 슬롯(uplink slot)의 모든 OFDM 심볼들이 이용될 수는 없다는 것을 의미한다.

표 3은 일반(normal) CP에서 슬롯 별 OFDM 심볼의 개수(

), 무선 프레임 별 슬롯의 개수(

), 서브프레임 별 슬롯의 개수(

)를 나타내며, 표 3은 확장(extended) CP에서 슬롯 별 OFDM 심볼의 개수, 무선 프레임 별 슬롯의 개수, 서브프레임 별 슬롯의 개수를 나타낸다.

도 2는, μ=2인 경우, 즉 서브캐리어 간격(subcarrier spacing, SCS)이 60kHz인 경우의 일례로서, 표 3을 참고하면 1 서브프레임(또는 프레임)은 4개의 슬롯들을 포함할 수 있으며, 도 2에 도시된 1 서브프레임={1,2,4} 슬롯들은 일례로서, 1 서브프레임에 포함될 수 있는 스롯(들)의 개수는 표 3 또는 표 4와 같이 정의될 수 있다.

또한, mini-slot은 2, 4 또는 7 symbol들을 포함할 수 있거나 그 보다 더 많은 또는 더 적은 심볼들을 포함할 수 있다.

물리 자원

NR 시스템에서의 물리 자원(physical resource)과 관련하여, 안테나 포트(antenna port), 자원 그리드(resource grid), 자원 요소(resource element), 자원 블록(resource block), 캐리어 파트(carrier part) 등이 고려될 수 있다.

이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 상기 물리 자원들에 대해 구체적으로 살펴본다.

먼저, 안테나 포트와 관련하여, 안테나 포트는 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널이 동일한 안테나 포트 상의 다른 심볼이 운반되는 채널로부터 추론될 수 있도록 정의된다. 하나의 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널의 광범위 특성(large-scale property)이 다른 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널로부터 유추될 수 있는 경우, 2 개의 안테나 포트는 QC/QCL(quasi co-located 혹은 quasi co-location) 관계에 있다고 할 수 있다. 여기에서, 상기 광범위 특성은 지연 확산(Delay spread), 도플러 확산(Doppler spread), 주파수 쉬프트(Frequency shift), 평균 수신 파워(Average received power), 수신 타이밍(Received Timing) 중 하나 이상을 포함한다.

도 3은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 지원하는 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸다.

도 3을 참고하면, 자원 그리드가 주파수 영역 상으로

서브캐리어들로 구성되고, 하나의 서브프레임이

OFDM 심볼들로 구성되는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

NR 시스템에서, 전송되는 신호(transmitted signal)는

서브캐리어들로 구성되는 하나 또는 그 이상의 자원 그리드들 및

의 OFDM 심볼들에 의해 설명된다. 여기에서,

이다. 상기

는 최대 전송 대역폭을 나타내고, 이는, 뉴머롤로지들뿐만 아니라 상향링크와 하향링크 간에도 달라질 수 있다.

이 경우, 도 2와 같이, 뉴머롤로지

및 안테나 포트 p 별로 하나의 자원 그리드가 설정될 수 있다.

뉴머롤로지

및 안테나 포트 p에 대한 자원 그리드의 각 요소는 자원 요소(resource element)로 지칭되며, 인덱스 쌍

에 의해 고유적으로 식별된다. 여기에서,

는 주파수 영역 상의 인덱스이고,

는 서브프레임 내에서 심볼의 위치를 지칭한다. 슬롯에서 자원 요소를 지칭할 때에는, 인덱스 쌍

이 이용된다. 여기에서,

이다.

뉴머롤로지

및 안테나 포트 p에 대한 자원 요소

는 복소 값(complex value)

에 해당한다. 혼동(confusion)될 위험이 없는 경우 혹은 특정 안테나 포트 또는 뉴머롤로지가 특정되지 않은 경우에는, 인덱스들 p 및

는 드롭(drop)될 수 있으며, 그 결과 복소 값은

또는

이 될 수 있다.

또한, 물리 자원 블록(physical resource block)은 주파수 영역 상의

연속적인 서브캐리어들로 정의된다.

Point A는 자원 블록 그리드의 공통 참조 지점(common reference point)으로서 역할을 하며 다음과 같이 획득될 수 있다.

- PCell 다운링크에 대한 offsetToPointA는 초기 셀 선택을 위해 UE에 의해 사용된 SS/PBCH 블록과 겹치는 가장 낮은 자원 블록의 가장 낮은 서브 캐리어와 point A 간의 주파수 오프셋을 나타내며, FR1에 대해 15kHz 서브캐리어 간격 및 FR2에 대해 60kHz 서브캐리어 간격을 가정한 리소스 블록 단위(unit)들로 표현되고;

- absoluteFrequencyPointA는 ARFCN(absolute radio-frequency channel number)에서와 같이 표현된 point A의 주파수-위치를 나타낸다.

공통 자원 블록(common resource block)들은 서브캐리어 간격 설정

에 대한 주파수 영역에서 0부터 위쪽으로 넘버링(numbering)된다.

서브캐리어 간격 설정

에 대한 공통 자원 블록 0의 subcarrier 0의 중심은 'point A'와 일치한다. 주파수 영역에서 공통 자원 블록 번호(number)

와 서브캐리어 간격 설정

에 대한 자원 요소(k,l)은 아래 수학식 1과 같이 주어질 수 있다.

여기에서,

는

이 point A를 중심으로 하는 subcarrier에 해당하도록 point A에 상대적으로 정의될 수 있다. 물리 자원 블록들은 대역폭 파트(bandwidth part, BWP) 내에서 0부터

까지 번호가 매겨지고,

는 BWP의 번호이다. BWP i에서 물리 자원 블록

와 공통 자원 블록

간의 관계는 아래 수학식 2에 의해 주어질 수 있다.

여기에서,

는 BWP가 공통 자원 블록 0에 상대적으로 시작하는 공통 자원 블록일 수 있다.

대역폭 파트 (Bandwidth part, BWP)

NR 시스템은 하나의 component carrier (CC) 당 최대 400 MHz까지 지원될 수 있다. 이러한 wideband CC 에서 동작하는 단말이 항상 CC 전체에 대한 RF 를 켜둔 채로 동작한다면 단말 배터리 소모가 커질 수 있다. 혹은 하나의 wideband CC 내에 동작하는 여러 use case 들 (e.g., eMBB, URLLC, Mmtc, V2X 등)을 고려할 때 해당 CC 내에 주파수 대역 별로 서로 다른 numerology (e.g., sub-carrier spacing)가 지원될 수 있다. 혹은 단말 별로 최대 bandwidth 에 대한 capability 가 다를 수 있다. 이를 고려하여 기지국은 wideband CC 의 전체 bandwidth 가 아닌 일부 bandwidth 에서만 동작하도록 단말에게 지시할 수 있으며, 해당 일부 bandwidth를 편의상 bandwidth part (BWP)로 정의한다. BWP 는 주파수 축 상에서 연속한 resource block (RB) 들로 구성될 수 있으며, 하나의 numerology (e.g., sub-carrier spacing, CP length, slot/mini-slot duration) 에 대응될 수 있다.

한편, 기지국은 단말에게 configure 된 하나의 CC 내에서도 다수의 BWP 를 설정할 수 있다. 일 예로, PDCCH monitoring slot 에서는 상대적으로 작은 주파수 영역을 차지하는 BWP 를 설정하고, PDCCH 에서 지시하는 PDSCH 는 그보다 큰 BWP 상에 schedule 될 수 있다. 혹은, 특정 BWP 에 UE 들이 몰리는 경우 load balancing 을 위해 일부 UE 들을 다른 BWP 로 설정할 수 있다. 혹은, 이웃 셀 간의 frequency domain inter-cell interference cancellation 등을 고려하여 전체 bandwidth 중 가운데 일부 spectrum 을 배제하고 양쪽 BWP 들을 동일 slot 내에서도 설정할 수 있다. 즉, 기지국은 wideband CC 와 association 된 단말에게 적어도 하나의 DL/UL BWP 를 configure 해 줄 수 있으며, 특정 시점에 configured DL/UL BWP(s) 중 적어도 하나의 DL/UL BWP 를 (L1 signaling or MAC CE or RRC signalling 등에 의해) activation 시킬 수 있고 다른 configured DL/UL BWP 로 switching 이 (L1 signaling or MAC CE or RRC signalling 등에 의해) 지시될 수 있거나 timer 기반으로 timer 값이 expire 되면 정해진 DL/UL BWP 로 switching 될 수 도 있다. 이 때, activation 된 DL/UL BWP 를 active DL/UL BWP 로 정의한다. 그런데 단말이 initial access 과정에 있거나, 혹은 RRC connection 이 set up 되기 전 등의 상황에서는 DL/UL BWP 에 대한 configuration 을 수신하지 못할 수 있는데, 이러한 상황에서 단말이 가정하는 DL/UL BWP 는 initial active DL/UL BWP 라고 정의한다.

3GPP 신호 송수신 방법

도 5는 3GPP 신호 송수신 방법의 일례를 나타낸 도이다.

도 5를 참고하면, 단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다(S201). 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 부 동기 채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal; DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Control Channel; PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S202).

한편, 기지국에 최초로 접속하거나 신호 송신을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정(Random Access Procedure; RACH)을 수행할 수 있다(단계 S203 내지 단계 S206). 이를 위해, 단말은 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 송신하고(S203 및 S205), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S204 및 S206). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 송신 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신(S207) 및 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH) 송신(S208)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.

한편, 단말이 상향링크를 통해 기지국에 송신하는 또는 단말이 기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix 인덱스), RI(Rank Indicator) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 송신할 수 있다.

표 5는 NR 시스템에서의 DCI 포맷(format)의 일례를 나타낸다.

표 5를 참고하면, DCI format 0_0은 하나의 셀에서 PUSCH의 스케줄링에 사용된다.

DCI format 0_0에 포함된 정보는 C-RNTI 또는 CS-RNTI 또는 MCS-C-RNTI에 의해 CRC 스크램블링되어 전송된다. 그리고, DCI format 0_1은 하나의 셀에서 PUSCH를 예약하는 데 사용된다. DCI format 0_1에 포함된 정보는 C-RNTI 또는 CS-RNTI 또는 SP-CSI-RNTI 또는 MCS-C-RNTI에 의해 CRC 스크램블링되어 전송된다. DCI format 1_0은 하나의 DL 셀에서 PDSCH의 스케줄링을 위해 사용된다. DCI format 1_0에 포함된 정보는 C-RNTI 또는 CS-RNTI 또는 MCS-C-RNTI에 의해 CRC 스크램블링되어 전송된다. DCI format 1_1은 하나의 셀에서 PDSCH의 스케줄링을 위해 사용된다. DCI format 1_1에 포함되는 정보는 C-RNTI 또는 CS-RNTI 또는 MCS-C-RNTI에 의해 CRC 스크램블링되어 전송된다. DCI 포맷 2_1은 단말이 전송을 의도하지 않은 것으로 가정할 수 있는 PRB(들) 및 OFDM 심볼(들)을 알리는데 사용된다.

DCI 포맷 2_1에 포함되는 다음 정보는 INT-RNTI에 의해 CRC 스크램블링되어 전송된다.

- preemption indication 1, preemption indication 2, ..., preemption indication N.

무선 통신 시스템 블록 구성도

도 6은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 블록 구성도를 예시한다.

도 6을 참조하면, 무선 통신 시스템은 제 1 통신 장치(910) 및/또는 제 2 통신 장치(920)을 포함한다. 'A 및/또는 B'는 'A 또는 B 중 적어도 하나를 포함한다'와 동일한 의미로 해석될 수 있다. 제 1 통신 장치가 기지국을 나타내고, 제 2 통신 장치가 단말을 나타낼 수 있다(또는 제 1 통신 장치가 단말을 나타내고, 제 2 통신 장치가 기지국을 나타낼 수 있다).

기지국(BS: Base Station)은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), gNB(Next Generation NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), gNB(general NB), 5G 시스템, 네트워크, AI 시스템, RSU(road side unit), 로봇 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 단말(Terminal)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치, 차량(vehicle), 로봇(robot), AI 모듈 등의 용어로 대체될 수 있다.

제 1 통신 장치와 제 2 통신 장치는 프로세서(processor, 911,921), 메모리(memory, 914,924), 하나 이상의 Tx/Rx RF 모듈(radio frequency module, 915,925), Tx 프로세서(912,922), Rx 프로세서(913,923), 안테나(916,926)를 포함한다. 프로세서는 앞서 살핀 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 보다 구체적으로, DL(제 1 통신 장치에서 제 2 통신 장치로의 통신)에서, 코어 네트워크로부터의 상위 계층 패킷은 프로세서(911)에 제공된다. 프로세서는 L2 계층의 기능을 구현한다. DL에서, 프로세서는 논리 채널과 전송 채널 간의 다중화(multiplexing), 무선 자원 할당을 제 2 통신 장치(920)에 제공하며, 제 2 통신 장치로의 시그널링을 담당한다. 전송(TX) 프로세서(912)는 L1 계층 (즉, 물리 계층)에 대한 다양한 신호 처리 기능을 구현한다. 신호 처리 기능은 제 2 통신 장치에서 FEC(forward error correction)을 용이하게 하고, 코딩 및 인터리빙(coding and interleaving)을 포함한다. 부호화 및 변조된 심볼은 병렬 스트림으로 분할되고, 각각의 스트림은 OFDM 부반송파에 매핑되고, 시간 및/또는 주파수 영역에서 기준 신호(Reference Signal, RS)와 멀티플렉싱되며, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)를 사용하여 함께 결합되어 시간 영역 OFDMA 심볼 스트림을 운반하는 물리적 채널을 생성한다. OFDM 스트림은 다중 공간 스트림을 생성하기 위해 공간적으로 프리코딩된다. 각각의 공간 스트림은 개별 Tx/Rx 모듈(또는 송수신기,915)를 통해 상이한 안테나(916)에 제공될 수 있다. 각각의 Tx/Rx 모듈은 전송을 위해 각각의 공간 스트림으로 RF 반송파를 변조할 수 있다. 제 2 통신 장치에서, 각각의 Tx/Rx 모듈(또는 송수신기,925)는 각 Tx/Rx 모듈의 각 안테나(926)을 통해 신호를 수신한다. 각각의 Tx/Rx 모듈은 RF 캐리어로 변조된 정보를 복원하여, 수신(RX) 프로세서(923)에 제공한다. RX 프로세서는 layer 1의 다양한 신호 프로세싱 기능을 구현한다. RX 프로세서는 제 2 통신 장치로 향하는 임의의 공간 스트림을 복구하기 위해 정보에 공간 프로세싱을 수행할 수 있다. 만약 다수의 공간 스트림들이 제 2 통신 장치로 향하는 경우, 다수의 RX 프로세서들에 의해 단일 OFDMA 심볼 스트림으로 결합될 수 있다. RX 프로세서는 고속 푸리에 변환 (FFT)을 사용하여 OFDMA 심볼 스트림을 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환한다. 주파수 영역 신호는 OFDM 신호의 각각의 서브 캐리어에 대한 개별적인 OFDMA 심볼 스트림을 포함한다. 각각의 서브캐리어 상의 심볼들 및 기준 신호는 제 1 통신 장치에 의해 전송된 가장 가능성 있는 신호 배치 포인트들을 결정함으로써 복원되고 복조된다. 이러한 연 판정(soft decision)들은 채널 추정 값들에 기초할 수 있다. 연판정들은 물리 채널 상에서 제 1 통신 장치에 의해 원래 전송된 데이터 및 제어 신호를 복원하기 위해 디코딩 및 디인터리빙되다. 해당 데이터 및 제어 신호는 프로세서(921)에 제공된다.

UL(제 2 통신 장치에서 제 1 통신 장치로의 통신)은 제 2 통신 장치(920)에서 수신기 기능과 관련하여 기술된 것과 유사한 방식으로 제 1 통신 장치(910)에서 처리된다. 각각의 Tx/Rx 모듈(925)는 각각의 안테나(926)을 통해 신호를 수신한다. 각각의 Tx/Rx 모듈은 RF 반송파 및 정보를 RX 프로세서(923)에 제공한다. 프로세서 (921)는 프로그램 코드 및 데이터를 저장하는 메모리 (924)와 관련될 수 있다. 메모리는 컴퓨터 판독 가능 매체로서 지칭될 수 있다.

약어 및 정의(Abbreviation and Definition)

PUSCH: Physical Uplink Shared Channel

PUCCH: Physical Uplink Control Channel

FDSS: Frequency Domain Spectrum Shaping

PSK: Phase Shift Keying

QAM: Quadrature Amplitude Modulation

PAPR: Peak-to-Average Power Ratio

DMRS: DeModulation Reference Signals

ACK: Acknowledgement

NACK: Negative Acknowledgement

CA: Carrier aggregation

DCI: Downlink Control format Indicator/index

MAC-CE: Multiple Access Channel Control Elements

BWP: Bandwidth part

RF: Radio frequency

CC: Component carrier

SS: Synchronization Signals

SSB: Synchronization signal block - 본 명세서에서는 SS/PBCH block과 동일한 것으로 간주한다.

SSBRI: SSB resource index/indicator

IM: Interference measurement

FDM: Frequency division multiplexing

TDM: Time division multiplexing

RS: Reference Signal(s)

CSI-RS or CSIRS: Channel State Information Reference Signals

CSI-IM: Channel State Information Interference Measurement

CRI: CSI-RS resource index/indicator

DM-RS or DMRS: Demodulation Reference Signals

MAC: Medium Access Control

MAC-CE: Medium Access Control Channel Element

NZP: Non Zero Power

ZP: Zero power

PT-RS or PTRS: Phase Tracking Reference Signals

SRS: Sounding Reference Signals

SRI: SRS resource index/indicator

PRS: Positioning Reference Signals

PRI: PRS resource index/indicator

OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing

TX: Transmitter

TP: Transmission Point

BS: Base station

RX: Receiver

RRC: Radio Resource Control

RSRP: Reference Signal Received Power

RSRQ: Reference Signal Received Quality

SNR: Signal to Noise Ratio

SINR: Signal to Interference plus Noise Ratio

URLLC: Ultra Reliable Low Latency Communication

PUSCH: Physical Uplink Shared Channels

PUCCH: Physical Uplink Control Channels

PDCCH: Physical Downlink Control Channels

PDSCH: Physical Downlink Shared Channels

ID: Identity (or identity/identification number를 의미함)

UL: Uplink

DL: Downlink

UE: User equipment (단말을 의미함)

gNB: generic NodeB (기지국과 유사한 개념)

앞서 살핀 내용들(NR system, frame structure 등)은 후술할 본 명세서에서 제안하는 방법들과 결합되어 적용될 수 있으며, 또는 본 명세서에서 제안하는 방법들의 기술적 특징을 명확하게 하는데 보충될 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 'A/B'의 표현은 A 그리고/또는 B, A 또는 B 중 적어도 하나 등과 동일한 의미로 해석될 수 있다.

특정 길이를 갖는 시퀀스 여러 개가 미리 정의될 수 있다. 이는 상향링크 그리고/또는 하향링크 데이터 신호 / 제어 신호 / 참조 신호 등의 전송을 위하여 사용될 수 있다. 이렇게 미리 정의해 두는 시퀀스는 시퀀스의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 특성, 자기 상관(Auto-correlation) 특성 등의 여러 가지 기준으로 정의(또는 결정)될 수 있다.

본 명세서는 시퀀스의 각 element가 M-PSK(Phase Shift Keying), M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등의 심볼로 구성되는 length-N(시퀀스의 길이가 N) 시퀀스를 설계하는 방법에 대해서 제안한다.

FDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping) 필터를 사용하는 경우, 일반적으로 PAPR 성능이 향상된다고 알려져 있다. 이에 대한 예시로 도 7을 볼 수 있다. 이러한 이유로, pi/2 BPSK modulation 심볼로 구성되는 시퀀스, M-PSK 심볼로 구성되는 시퀀스의 설계를 위해서 FDSS 필터를 함께 고려하는 방식들이 제안되었다.

도 7은 FDSS 필터를 사용하는 경우와 FDSS 필터를 사용하지 않는 경우에 대한 많은 시퀀스들의 PAPR 성능을 나타낸 도이다.

도 7에서, FDSS 필터는 [0.28 1 0.28]의 시간 영역 응답에 해당한다. 여기서, [0.28 1 0.28]은 주파수 영역에서 가운데가 높은 filter 옆이 깎이는 것을 나타낸다.

도 7에서 710은 FDSS를 사용한 시퀀스의 PAPR 성능을 나타내며, 720은 FDSS를 사용하지 않은 시퀀스의 PAPR 성능을 나타낸다.

상당히 많은 시퀀스에 대한 PAPR 성능을 보았을 때, FDSS filter를 사용하는 경우 PAPR 성능이 향상되는 것을 알 수 있다.

예를 들어, FDSS는 [0.28, 0.28, 1.00]의 시간 영역 응답에 해당한다.

그러나, 특정 하나의 시퀀스 관점에서 보았을 때, PAPR을 최소화하는 최적의 FDSS 필터가 시퀀스 별로 다를 수도 있다. 그러나, 시퀀스마다 다른 필터를 사용하는 경우, 기지국과 단말의 연산 복잡도 그리고/또는 불필요한 구현 복잡도 등의 문제가 발생할 수 있다. 또한, 단말과 기지국 구현에 따라서 사용하는 필터가 달라질 수도 있으며, FDSS를 사용함에 따른 복잡도의 증가 또는 BLER(Block Error Rate)이 증가하는 등의 이유로 FDSS를 사용하지 않을 수도 있다.

따라서, 본 명세서는 M-PSK 또는 M-QAM 심볼로 구성되는 Length-N sequence set을 구성(또는 정의 또는 사용)할 때, FDSS 필터를 사용하는 경우와 사용하지 않는 경우 모두를 고려하여 sequence set을 구성(또는 정의)하는 방법을 제안한다.

이하, 본 명세서에서 제안하는 방법들(또는 제안들)은 DL 전송 및/또는 UL 전송에 사용되는 waveform(CP-OFDM(or transform precoding disabled), DFT-s-OFDM(transform precoding enabled))에 각각 적용될 수 있다. 이와 관련하여 단말은 아래 제안 방법들이 적용될 waveform에 대한 정보를 기지국으로부터 RRC signaling을 수신할 수 있다.

즉, 상기 RRC signaling은 DL 전송 및/또는 UL 전송에 이용될 waveform의 종류를 나타내는 정보를 포함할 수 있다. 그리고, 상기 RRC signaling은 아래 제안하는 시퀀스 생성 방법이 적용될 수 있는 RS(reference signal)의 configuration IE 형태일 수 있다.

Waveform의 종류를 나타내는 정보가 RS configuration IE 형태로 포함될 경우, 아래 표들과 같은 필드(또는 파라미터 또는 정보)를 포함할 수 있다.

표 6은 CP-OFDM이 적용되는 경우의 일례를 나타낸다.

표 7은 DFT-s-OFDM이 적용되는 경우의 일례를 나타낸다.

상기 transform precoding은 transform precoder 등의 표현으로 사용될 수도 있다.

또한, 이하에서 제안하는 시퀀스의 생성 및 시퀀스의 초기화 값 결정 등에 아래 pseudo-random sequence(c(i))와 관련된 수학식 및 값들이 사용될 수 있다.

일반적인 슈도-랜덤 시퀀스들은 길이-31 골드 시퀀스에 의해 정의된다. 길이 M_PN의 출력 시퀀스 c(n)은 아래 수학식 3에 의해 정의된다. 여기서, n=0,1,...,M_PN-1이다.

여기서,

이고, 첫 번째 m-시퀀스

는

로 초기화될 것이다.

두 번째 m-시퀀스

의 초기화는 시퀀스의 적용(application)에 의존하는 값을 가진

에 의해 기재된다.

(방법 1)

시퀀스의 길이가 N(>0)이고, 시퀀스의 각 원소(element)가 M(>0)-PSK 및/또는 M-QAM 심볼로 구성되어 있는 K(>0)개의 시퀀스(a set of K sequences)를 아래에서 제시하는 규칙(또는 조건)에 의거하여 설계(또는 생성 또는 정의)할 수 있다. 여기서, length-N인 시퀀스이므로, 고려할 수 있는 전체 시퀀스의 개수는

이다. 즉, 전체

개의 가능한 시퀀스 가운데, 총

개의 시퀀스를 선택(또는 선별)하는 규칙(또는 조건)을 제안하는 것으로 볼 수 있다.

①전체

개의 시퀀스 가운데, K개의 시퀀스 간에는 특정 임계값(threshold) 또는 특정 레벨 이하의 낮은 상호-상관(cross-correlation) 특성을 갖도록 선별(또는 결정)될 수 있다.

②전체

개의 시퀀스 가운데, 특정 threshold 또는 특정 레벨 이하로 낮은 auto correlation 특성을 갖는 K개의 시퀀스가 선별(또는 결정)될 수 있다. 상기 Auto-correlation 값은 특정 correlation Lag에 대한 것일 수 있으며, 하나 이상의 correlation lags에 대한 auto-correlation 값에 대한 threshold를 고려하여 K개의 시퀀스를 선별(또는 결정)할 수 있다.

③전체

개의 시퀀스 가운데, 특정 threshold 또는 특정 레벨 이하로 낮은 cyclic shift auto-correlation 특성을 갖는 K개의 시퀀스가 선별(또는 결정)될 수 있다. 보다 구체적인 예시로, length-N인 시퀀스에서 +L, +L-1, + L-2, ??, -L+1, 및/또는 -L개의 원소들을 cyclic shift한 것과 cyclic shift 하지 않은 것 간의 correlation이 낮은 K개의 시퀀스를 선별할 수 있다. 상기 L은 N-1보다 작거나 같다.

즉, n번째 특정 시퀀스를

으로 정의하는 경우, 하기 수학식 4의 값이 작은 시퀀스들을 선별할 수 있다.

④선별되는 K개의 시퀀스 가운데, 특정 length-N 시퀀스의 가능한 cyclic shift된 형태는 모두 동일한 시퀀스로 간주할 수 있다. 따라서, K개의 선별된 시퀀스 가운데, 어떠한 특정 시퀀스도 다른 시퀀스의 가능한 cyclic shift 형태와 동일하지 않는다.

⑤전체

개의 시퀀스 가운데, K개의 시퀀스에 특정 FDSS 필터를 적용할 때, 특정 threshold 또는 특정 레벨 (e.g., X(>0) dB) 이하의 낮은 PAPR 특성을 보이도록 시퀀스가 선별(또는 결정 또는 정의)될 수 있다.

예를 들어, 상기 FDSS 필터는 시간 영역 응답 [0.28 1 0.28]에 해당되는 FDSS 필터일 수 있다.

추가적으로, 두 개 이상의 multiple FDSS 필터들이 사용되는 것이 고려될 수 있다. 특정 시퀀스 마다 각 FDSS 필터를 적용할 때 나타내는 PAPR 성능이 다르기 때문에, 이를 고려하여 multiple FDSS 필터들이 사용될 수 있다.

⑥전체

개의 시퀀스 가운데, K개의 시퀀스에 FDSS 필터를 사용하지 않더라도 특정 threshold 또는 특정 레벨 (e.g., Y(>0) dB) 이하의 낮은 PAPR 특성을 보이도록 시퀀스가 선별(또는 결정 또는 정의)될 수 있다.

⑦특정 length-N 시퀀스에서 시퀀스 요소(sequence element)별로 동일한 phase가 곱해진 형태의 시퀀스는 서로 다른 시퀀스로 고려하지 않고 동일한 시퀀스로 간주한다.

이는 phase만 shift된 형태의 시퀀스를 사용할 경우, 채널 때문에 phase가 shift 된 것인지 등 시퀀스를 구별하는데 문제가 발생하기 때문에 서로 다른 시퀀스로 사용하기 어렵기 때문이다.

상기 방법 1은 특정 안테나 포트에 (e.g., 특정 RS(Reference Signal) antenna port) 대해서 적용될 수도 있고, 여러 안테나 포트들에 대해서 동일한 규칙이 적용될 수 있다. 또는, 상기 규칙 가운데 일부 혹은 전부가 안테나 포트 별 특성을 고려하여 각 안테나 별로 적용(또는 사용)될 수 있다.

상기 규칙을 모두 고려하여, 위에 제시한 모든 조건들을 만족시키는 시퀀스가 선별(또는 결정 또는 사용)될 수도 있고, 상기 규칙 가운데 하나 이상을 고려하여 K개의 시퀀스가 선별될 수 있다.

- 예를 들어, 전체

개의 시퀀스에서, FDSS 필터를 적용하였을 때 특정 수준/threshold (e.g., X dB) 이하의 PAPR 성능을 보임과 동시에, FDSS 필터를 적용하지 않았을 때에도 특정 수준/threshold (e.g., Y dB) 이하의 PAPR 성능을 보이는 시퀀스 K개를 선별하여 하나의 시퀀스 set으로 정의(또는 선별)할 수 있다.

이러한 시퀀스 및/또는 시퀀스 set은 단말/기지국이 참조신호 그리고/또는 데이터 전송을 위해서 사용될 수 있다.

상기 FDSS 필터 적용 유무에 따른 조건에 따라서 선별한 시퀀스들에 대해서(선별한 시퀀스가 K개 이상임을 가정함) 추가적으로 auto-correlation 및/또는 cyclic-auto correlation이 특정 수준/레벨 이하로 낮은 K개의 시퀀스를 선별하여 하나의 시퀀스 set으로 결정할 수 있다.

선별된 K개의 시퀀스는 하나의 시퀀스 set으로 정의(또는 결정)되어 단말 및 기지국이 사용할 수 있으며, 특정시점에 단말이 어떠한 시퀀스를 사용할지 기지국이 단말에게 지시/설정할 수 있다. 참고로, 상기 M-PSK 및 M-QAM 심볼은 변조 차수(modulation order)가 M인 Phase shift keying modulation 심볼 및 modulation order가 M인 Quadrature Amplitude modulation 심볼을 의미한다.

도 8은 DFT-s-OFDM 기반 시스템에 대한 시스템 모델 및/또는 절차의 일례를 나타낸다.

상기 방법 1의 적용 예시로 CP-OFDM 기반의 시스템 및 DFT-s-OFDM 기반의 시스템을 고려할 수 있다. 상기 도 8에 방법 1을 DFT-s-OFDM 기반의 시스템에 적용할 때 필요할 수 있는 절차(또는 과정)을 도시하였다.

상기 도 8에서 length-N sequence set은 integer index로 구성된 sequence set, binary information으로 구성된 sequence set 등의 다양한 형태로 구성될 수 있다. 또한, 송신기(단말 또는 기지국) 구현 복잡도 문제 또는 FDSS filter를 사용함에 따라서 발생하는 신호 전송 오류 증가 등의 문제로 FDSS를 사용하지 않을 수 있다. 이를 반영하여 상기 도 8에 FDSS를 적용하지 않는 경우와 FDSS를 적용하는 경우를 나누어서 도시하였다. 또한, 이를 선택적으로 송신기가 적용할 수도 있다. 상기 도 14에 도시되어 있지는 않지만, 송신기의 구현에 따라서 FDSS filter를 사용하는 것과 FDSS filter를 사용하지 않는 경우 가운데 둘 중 하나로만 구현될 수 있으며, 이러한 송신기에도 제안하는 방식은 여전히 유용하게 사용될 수 있다.

위의 제안하는 방식으로, 송신기의 다양한 구현 방식을 감안하여 시퀀스를 정의(또는 설계 또는 선별)하여 사용할 수 있는 장점이 있다.

(방법 1-1)

제안하는 K개의 시퀀스를 동일한 slot 안에서 multiple OFDM 심볼에 걸쳐서 사용할 때, K개의 시퀀스 간의 cross-correlation/auto-correlation 등의 특성을 고려할 필요가 있다.

- 연접한(concatenated) 2개의 OFDM 심볼들에서 K개의 시퀀스 가운데, 각 심볼 당 하나의 시퀀스를 사용하여 2개의 시퀀스를 사용할 때, K개의 시퀀스 가운데 먼저 사용된 시퀀스와 cross-correlation이 가장 작은 시퀀스를 다음 심볼에 사용할 수 있다. 이를 위해서 특정 시퀀스와 cross-correlation이 가장 작은 sequence를 하나의 pair로 정의(또는 결정 또는 설정)할 수 있다. 즉, 특정 시퀀스 인덱스 u와 cross-correlation이 가장 작은 sequence index u'을 pair로 정의(또는 설정)할 수 있다. 상기 하나의 pair의 일례는 (u,u')일 수 있다.

추가적으로, 상기 방법 1에서 시퀀스를 선별하는 총 개수

값에 따라 시퀀스를 선택(또는 선별)하는 규칙(또는 조건)으로 언급된 ①, ②, ③, ④, ⑤, ⑥ 6개의 규칙(또는 조건) 가운데 하나 혹은 전부를 변경하면서 시퀀스를 선별하거나 찾을 수 있다. 예를 들어, 선별하는 시퀀스 개수가 100개라고 가정하고(즉, 하나의 sequence set이 100개의 시퀀스들로 구성된다면), 상기 조건(또는 규칙) 6개를 모두 만족하는 시퀀스를 찾는다고 가정한다. 이 때, 최대 허용하는 cross-correlation 값, cyclic auto-correlation 값, filter를 적용했을 때의 최대 허용 가능한 PAPR 값들을 특정 값으로 설정하고, 시퀀스를 선별하였을 때, 가능한 시퀀스의 개수가 100개를 초과할 수 있다.

따라서, 찾고자 하는 시퀀스 개수를 고정해두고 상기 조건들을 더욱 강한 제한 조건으로 변경하면서 찾고자 하는 시퀀스의 개수를 찾을 수 있다.

상기 방법 1에 관련하여, 제안하는 방식(또는 알고리즘)에 대한 순서도를 도 15와 같이 나타낼 수 있다. 또한, 상기 순서도의 각 단계는 동시에 수행될 수도 있거나 또는 독립적으로 수행될 수도 있다. 또는, 각 단계의 순서의 일부가 변경될 수도 있다.

도 9는 본 명세서에서 제안하는 방법 1의 순서도를 나타낸 도이다.

도 9에서, 먼저 송신기(단말 또는 기지국)은 각 시퀀스의 길이가 N(>1)이고, 시퀀스를 구성하는 각 요소가 M-PSK / M-QAM 심볼인 시퀀스 K(>1)개를 찾기 위해서, N과 M을 결정한다(S1).

이후, 송신기는 찾고자 하는 K개의 시퀀스의 특성을 결정하기 위해서, 1) 특정 FDSS 필터를 사용할 때 허용할 PAPR 값, FDSS 필터를 사용하지 않을 때 허용할 PAPR 값을 설정하고, 2) 시퀀스 간의 cross-correlation, cyclic auto-correlation 값의 허용 범위/레벨을 설정하고, 3) cyclic shift된 시퀀스는 동일한 시퀀스로 간주하도록 설정한다(S2).

이후, 송신기는 상기 설정된 값을 사용하여 설정된 조건에 부합하는 시퀀스를 찾는다(S3). 여기서, 상기 송신기는 찾은 시퀀스의 개수가 K를 초과하면, 상기 설정한 조건 가운데 하나 이상의 기준을 변경하여 시퀀스를 선별하는 과정을 K개의 시퀀스를 찾을 때까지 반복한다. 여기서, 정확하게 K개가 발생되지 않으면 K개를 제외하고 버릴 수 있다.

이후, 상기 송신기는 상기 선별된 K개의 시퀀스로 길이-N 시퀀스 세트를 구성 또는 결정한다(S4).

상기 방법의 구체적인 예시로, 시퀀스 길이가 6이고, 시퀀스를 구성하는 각 원소가 8-PSK 심볼로 구성되는 30개의 시퀀스 (sequence set)가 정의될 수 있다. 즉, 도 14에서 N=6, M=8인 경우가 고려될 수 있다.

(방법 2)

방법 2는 각 시퀀스 원소가 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼로 구성되고, 길이가 6인 표 10에 제시된 시퀀스의 전체를 사용하거나, 표 10에 제시된 시퀀스의 일부를 상향링크 PUSCH and/or PUCCH DMRS 시퀀스로 사용할 것을 제안한다. 상기 제안 시퀀스는 DFT-S-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) and/or CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM)에 사용될 수 있다. 본 경우, N=6, M=8 이므로 고려할 수 있는 전체 시퀀스 개수는

이다. 전체

개 시퀀스 가운데, 일부 K(>0)개 제안하는 시퀀스를 생성/선별/사용하는 규칙은 다음과 같다. 본 제안에서 K=30을 가정하였다.

제안하는 시퀀스의 주된 특징은 FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용 했을 때 X(>0) dB 이하로 낮은 PAPR 특성을 보이고, FDSS 필터를 적용하지 않은 경우에도 Y(>0) dB PAPR이 낮은 특성을 보이는 것이다. 보다 구체적으로, 제안하는 시퀀스는 다음의 특성을 갖는다. 즉, 다음의 특성/조건을 만족하는 시퀀스를 단말/기지국이 사용할 것을 제안한다.

- FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용하였을 때 PAPR이 약 2.1 [dB] 보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

- 상기 FDSS 필터를 사용하지 않았을 때 PAPR이 약 2.5 [dB] 보다 작거나 같은 시퀀스를 선별해서 사용할 수 있다.

- +1, -1 cyclic auto-correlation에서 최대 cyclic auto-correlation이 낮은 (약 0.2357보다 작거나 같은) 특성을 갖는다.

- +2, +1, -1, -2 cyclic auto-correlation에서 최대 cyclic auto-correlation이 낮은 (약 0.4714 보다 작거나 같은) 특성을 갖는다.

- +3, +2, +1, -1, -2, -3 cyclic auto-correlation에서 최대 cyclic auto-correlation이 낮은 (약 0.80474 보다 작거나 같은) 특성을 갖는다.

- 선별되는 K개의 시퀀스 가운데, 특정 length-N 시퀀스의 가능한 cyclic shifted 형태는 모두 동일한 시퀀스로 간주한다. 따라서, K개의 선별된 시퀀스 가운데, 어떠한 특정 시퀀스도 다른 시퀀스의 가능한 cyclic shift 형태와 동일하지 않다.

즉, 예를 들어, 표 8의 1번 시퀀스가 '-7 -5 -1 5 1 -5'인데, 이의 cyclic shift version인 '-5 -1 5 1 -5 -7'은 동일한 시퀀스이다.

표 8의

에서, u는 시퀀스의 인덱스이며, n은 시퀀스의 엘리먼트(또는 엘리먼트의 인덱스)를 나타낸다. 예를 들어, 표 8과 같이 시퀀스의 길이가 6인 경우, n은 0, 1, 2, 3, 4, 5를 가진다.

표 10에서, 예를 들어, index u가 1인 경우,

는 각각 -7, 1, -1, -7, 3, 7에 대응한다.

상기 표 8은 본 명세서에서 제안하는 8-PSK 기반 시퀀스 세트 (길이-6)의 일례를 나타내며, 상기 변조 심볼들은

로 생성된다.

상기 PAPR 성능은 하나의 RB에 대한 Comb-2 타입 DMRS를 가지는 DFT-s-OFDM에서 평가된다(Comb-2 type DMRS는 TS 38.211, TS 38.214, TS 38.331을 참고한다).

변조 심볼들은

로 생성된다.

: 시퀀스 인덱스(sequence index)

: 각 시퀀스의 엘리먼트 인덱스(element index of each sequence)

상기 적용되는 FDSS 필터는 [0.28 1.0 0.28]의 시간 영역 응답에 해당한다.

- IFFT 사이즈는 64이고, DFT 사이즈는 12이다.

상기 표 8에서 제시한 length-6 8-PSK 시퀀스의 PAPR 성능 측면에서 우수성은 도 10에서 확인할 수 있다. 상기 표 8에서 제시한 시퀀스 가운데, 1-30번에 해당되는 총 30개 시퀀스의 PAPR 성능을 보였다. 상기 도 10에서는 위의 표 8에서 제시한 시퀀스를 DFT-S-OFDM 시스템에서 Comb-2 DMRS 시퀀스로 사용할 때 PAPR 성능을 나타낸다.

상기 제시된 시퀀스에 대해서 FDSS 필터(corresponding to the time-domain response of [0.28 1.0 0.28])를 적용한 경우의 PAPR 성능과 FDSS 필터를 적용하지 않았을 때의 PAPR 성능을 확인할 수 있다.

기존에 제시된 length-6 8-PSK 시퀀스에 대해서도 동일하게 FDSS 적용 유무를 구분하여 PAPR 성능을 제시하였다. 기존 방식 및 제안하는 방식 모두 하나의 sequence set이 30개로 구성되는 것을 고려한 것이고, 이에 대한 PAPR evaluation 결과이다. 따라서, evaluation sample이 부족하여 probability(PAPR>PAPR_0)=0.1 이하로 그래프가 제시되지 않을 수 있지만, 개별 시퀀스에 대한 성능 차이는 분명하게 확인할 수 있다. 기존에 제시된 length-6 8-PSK 시퀀스로 R1-1813445, R1-190081, R1-1900020 및 R1-1900673에 제시된 것을 참고하였다.

도 10에 도시된 바와 같이, 제안하는 시퀀스는 FDSS 필터를 적용하였을 때 기존에 제시된 시퀀스가 보이는 PAPR 특성과 유사한 성능을 보인다. 특히, probability(PAPR>PAPR_0)=0.1 이하인 영역에서는 미세하지만 조금 더 나은 성능을 보이는 것을 볼 수 있다. FDSS 필터를 적용하지 않았을 때, FDSS 필터를 적용하는 것보다는 PAPR 성능이 열화되지만 기존에 제시된 시퀀스보다 우수한 PAPR 성능을 확인할 수 있다. 즉, 제안하는 시퀀스 30개는 기존에 제시된 sequence set(R1-1813445, R1-190081, R1-1900020 및 R1-1900673. 각각의 레퍼런스에서 30개의 시퀀스를 하나의 sequence set으로 제시)과는 달리 FDSS 필터를 적용하지 않았을 때에도 PAPR이 2.5 dB를 초과하지 않음을 확인할 수 있다.

도 10은 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안하는 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.

상기 표 8 및 도 10에서 제시한 PAPR 값은 IFFT size 및 시뮬레이션을 수행하는 도구 등에 따라서 미세하게 차이가 있을 수 있지만, 큰 경향은 유사할 것이다. 따라서, 상기 미세한 차이가 있다고 하더라도 본 명세서에서 제안하는 방법의 사상에서 벗어나는 것이 아니며, 본 명세서에서 제안하는 방법에 포함된다고 볼 수 있다. 또한, 상기 auto-correlation threshold를 초과하는 시퀀스 생성/선별 방법 또한, FDSS 사용 유무를 모두 감안하여 시퀀스를 선별/사용한다면, 본 명세서에서 제안하는 방법의 사상에 포함되는 것으로 보아야 할 것이다.

상기 방법 2는 주로 FDSS filter(corresponding to time-domain response [0.28, 1.00, 0.28])를 사용하지만, FDSS 필터를 사용하지 않을 때에도 comparable한 PAPR 성능을 제공하는 시퀀스로 고려될 수도 있다.

반대로, FDSS 필터를 사용하지 않을 때 PAPR 성능이 특정 FDSS 필터를 사용할 때보다 더욱 좋은 PAPR 성능을 제공하도록 시퀀스를 사용할 수도 있다.

단, 특정 FDSS 필터를 사용할 때에도 comparable한 PAPR 성능을 보일 수 있도록 설계한다. 만약, 송신기 구현 복잡도 그리고/또는 FDSS ??터 사용으로 인하여 원 전송신호의 왜곡 발생으로 인한 오류율 증가 등의 문제로 인하여 FDSS 필터를 사용하지 않는 경우가 많다면, 다음 방법 3에서 제안하는 방식의 시퀀스가 유용하게 사용될 수 있다.

(방법 2-2)

방법 2-2는 각 시퀀스 원소가 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼로 구성되고, 길이가 6인 표 8에 제시된 시퀀스의 전체를 사용하거나, 표 8에 제시된 시퀀스의 일부를 상향링크 PUSCH 및/또는 PUCCH DMRS 시퀀스로 사용하는 방법에 관한 것이다. 상기 제안 시퀀스는 DFT-S-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 및/또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM)에 사용될 수 있다.

본 방법의 경우, N=6, M=8 이므로 고려할 수 있는 전체 시퀀스 개수는

이다. 본 예제에서는 총 2개의 Antenna ports(e.g., two DMRS antenna ports)를 고려하고, 각 안테나 포트는 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)된다. 전체

개 시퀀스 가운데, 일부 K(>0)개 제안하는 시퀀스를 생성/선별/사용하는 규칙은 다음과 같다. 본 방법에서 K=45을 가정하였다.

제안하는 시퀀스의 주된 특징은 Comb-2 형태로 FDM되는 두 개의 안테나 포트 모두 FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용했을 때 2.1 dB 이하로 낮은 PAPR 특성을 보이고, FDSS 필터를 적용하지 않은 경우에도 2.3 dB PAPR이 낮은 특성을 보이는 것이다.

추가적으로, 제안하는 시퀀스는 다음의 특성을 갖는다.

- 제안하는 시퀀스는 +1, -1 correlation lag에서 최대 auto-correlation이 약 0.2357보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

- 제안하는 시퀀스는 +3, +2, +1, -1, -2, -3 correlation lag(s)에서 최대 auto-correlation이 약 0.8보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

즉, 예를 들어, 표 9의 1번 시퀀스가 "-7 -5 -1 5 1 -5"인데, 이의 cyclic shift version인 "-5 -1 5 1 -5 -7"은 동일한 시퀀스이다.

표 9는 본 명세서에서 제안하는 8-PSK 기반 시퀀스 세트(길이-6)의 일례를 나타낸다. 여기서, 변조 심볼들은

로 생성된다. PAPR 성능은 하나의 RB에 대한 Comb-2 타입 DMRS를 가지는 DFT-s-OFDM에서 평가된다(Comb-2 type DMRS는 TS 38.211, TS 38.214, TS 38.331을 참고 한다).

- 변조 심볼들은

로 생성된다.

: 시퀀스 인덱스(sequence index)

: 각 시퀀스의 엘리먼트 인덱스(element index of each sequence).

- 상기 적용된 FDSS filter는 [0.28 1.0 0.28]의 시간 영역 응답에 해당한다.

- IFFT 사이즈는 64이고, DFT 사이즈는 12이다.

상기 표 9에 제시된 시퀀스 가운데 일부 혹은 전부를 사용할 것을 제안한다. 또한, 상기 표 9에 제시된 시퀀스 가운데 일부 또는 전부와 상기 표에 제시되어 있지 않은 (특성이 다른) 시퀀스들과 하나의 sequence set으로 구성되어 사용될 수 있다. 이러한 구성 또한, 본 발명의 확장(또는 적용 또는 응용)으로써 본 명세서에서 제안하는 방법의 사상에 포함된다고 볼 수 있다.

도 11에서 상기 방법 2-2에서 제안하는 시퀀스의 우수성을 확인할 수 있다. 기존의 시퀀스와 비교하였을 때, 제안하는 시퀀스는 FDSS 필터를 사용하는 경우 및 사용하지 않는 경우 모두 낮은 PAPR 특성을 보인다. 특히, FDSS 필터를 사용하지 않는 경우, 본 방법 2-2에서 제시하는 시퀀스의 PAPR과 기존의 시퀀스의 PAPR 성능 차이가 상당히 크다.

도 11은 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.

상기 방법 2 및 방법 2-1에서 length-6 DMRS sequence (Pre-DFT leng-6 sequence)를 시간-주파수 RE(resource element)에 다음과 같은 방식으로 mapping 하였다.

주파수-영역에서 Comb-2 type으로 frequency-RE를 사용하면, 시간 축 신호가 2번 반복해서 나타나는 특성이 있다. 따라서, DFT-spread-OFDM 시스템에서 DFT 이전 단계에서 length-6 DMRS sequence를 전송하기 위해서는, time-domain에서 length-6 sequence를 두 번 반복하는 것을 고려하여 사용할 필요가 있다. 따라서, (pre-)DFT 절차에서 길이가 6인 시퀀스가 두 번 반복되도록 사용해야 한다.

여기서,

는 DFT(Discrete Fourier Transform) matrix를 나타낸다.

은 6x1 vector (one length-6 sequence)이다. 여기서, 각 엘리먼트

는 M-PSK/M-QAM symbol이다.

는

의 DFT 프로세싱 후 주파수-영역 신호인 12 X 1 vector이다.

이 때, DFT-spread-OFDM 방식으로 DMRS 시퀀스를 전송할 때, single-port DMRS 전송 시에는 상기 언급한 바와 같이 pre-DFT 단에서 length-6 시퀀스가 두 번 반복되는 형태로 사용해서 DFT 연산을 수행하면 된다.

DMRS port가 두 개인 경우, 특정 DMRS port는 frequency offset이 0인 comb-2 type에 설정하고, 다른 DMRS port는 frequency offset이 1인 comb-2 type에 설정할 수 있다. 이 때, 두 번째 DMRS 포트에서 사용할 length-6 sequence와 첫 번째 DMRS 포트에서 사용할 length-6 sequence를 상기 수학식 8과 같이 (pre-)DFT 과정을 통하여 주파수 축에 mapping하면 frequency offset "0"을 갖는 Comb-2 structure (frequency offset이 0인 comb-2 structure)로 할당된다.

두 번째 DMRS 포트에서 사용할 length-6 sequence는 상기 수학식 5와 같이 (pre-)DFT 과정을 통하여 주파수 축에 mapping하면 frequency offset "0"을 갖는 Comb-2 structure로 할당된다. 첫 번째 DMRS port와 RE가 겹치지 않도록 frequency offset "1"을 갖는 Comb-2 structure로 할당하기 위해서 수학식 5 대신 다음 수학식 6을 따라서 할당한다.

상기 수학식 6에서

는 12x12 행렬이고, 홀수 번째 subcarrier RE(Resource Element)에 할당되는 요소들을 짝수 번째 subcarrier RE에 할당되도록 하는 행렬이다.

(방법 3)

방법 3은 각 시퀀스 원소가 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼로 구성되고, 길이가 6인 표 10에 제시된 시퀀스의 전체를 사용하거나, 표 10에 제시된 시퀀스의 일부를 상향링크 PUSCH 및/또는 PUCCH DMRS 시퀀스로 사용하는 방법에 관한 것이다. 상기 제안 시퀀스는 DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 및/또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM)에 사용될 수 있다.

이다.

전체

개 시퀀스 가운데, 일부 K(>0)개 제안하는 시퀀스를 생성(또는 선별 또는 사용)하는 규칙은 다음과 같다.

본 명세서에서 제안하는 시퀀스의 주된 특징은 FDSS필터를 사용하지 않을 때에 Y(>0) 이하로 낮은 PAPR 특성을 보이고, FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용 했을 때에는 FDSS 필터를 사용하지 않는 것 보다는 PAPR 성능이 좋지는 않지만, 여전히 X(>0) dB 이하로 낮은 PAPR 특성을 보이는 것이다. 보다 구체적으로, 제안하는 시퀀스는 다음의 특성을 갖는다. 즉, 다음의 특성(또는 조건)을 만족하는 시퀀스를 단말/기지국이 사용할 것을 제안한다.

- FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용하였을 때 PAPR이 약 2.8 [dB] 보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

- 상기 FDSS 필터를 사용하지 않았을 때 PAPR이 약 2.1 [dB] 보다 작거나 같은 시퀀스를 선별해서 사용할 수 있다.

- 선별되는 K개의 시퀀스 가운데, 특정 length-N 시퀀스의 가능한 cyclic shift된 형태는 모두 동일한 시퀀스로 간주한다. 따라서, K개의 선별된 시퀀스 가운데, 어떠한 특정 시퀀스도 다른 시퀀스의 가능한 cyclic shift 형태와 동일하지 않는다.

표 10은 제안된 8-PSK 기반 시퀀스 세트(길이-6)의 일례를 나타낸다. 상기 변조 심볼들은

로 생성된다. PAPR 성능은 하나의 RB에 대해 Comb-2 type DMRS를 가지는 DFT-s-OFDM system에서 평가된다.

도 12는 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.

상기 표 10에 제시한 length-6의 8-PSK 시퀀스의 장점을 도 12에서 볼 수 있다. 상기 도 12는 위의 표 10에서 제시한 시퀀스를 DFT-S-OFDM 시스템에서 Comb-2 DMRS 시퀀스로 사용할 때 PAPR 성능을 나타낸다. 상기 제시된 시퀀스에 대해서 FDSS 필터(corresponding to the time-domain response of [0.28 1.0 0.28])를 적용한 경우의 PAPR 성능과 FDSS 필터를 적용하지 않았을 때의 PAPR 성능을 보였다. 상기 방법 3에 따라서 정의한 시퀀스는 FDSS 필터를 사용하지 않을 때 2.1 dB 이하의 PAPR 성능을 보임을 확인할 수 있다.

상기 방법 2 및 상기 방법 3은 동일한 특정 시퀀스에 대해서 FDSS 필터(특히 time-domain response가 [0.28 1.00 0.28]에 상응하는 FDSS필터)를 적용할 때와 적용하지 않는 경우, 즉 두 경우 모두 낮은 PAPR 특성을 보이는 시퀀스를 사용하는 방법에 대한 것이다.

그러나, FDSS 필터를 사용하지 않는 경우만 고려하여 낮은 PAPR 특성을 갖는 시퀀스를 결정(또는 사용)하거나, FDSS 필터를 사용하는 것만 가정하고 낮은 PAPR 특성을 갖는 시퀀스를 결정(또는 사용)하면 위의 경우보다 더욱 낮은 PAPR 특성을 갖는 시퀀스를 사용할 수 있다. 즉, 필터를 적용할 때와 적용하지 않을 때 두 경우 모두 PAPR이 성능이 좋은 것은 한계가 있기 때문에 이를 감안하여 다음 방법을 제안한다.

(방법 4)

방법 4는 하나의 시퀀스를 구성하는 원소(element)가 M-PSK/M-QAM 심볼이고, 시퀀스 길이가 N인 총 K개의 시퀀스로 하나의 sequence set을 구성하되, 특정 FDSS 필터를 사용할 때 특정 PAPR이 특성이 좋은 시퀀스

개와 FDSS 필터를 사용하지 않을 때 PAPR 특성이 좋은 시퀀스

개를 사용하는 방법에 관한 것이다.

하나의 sequence set을 구성하는 총 sequence 개수

개이다.

특정 FDSS 필터를 많이 사용하는지 아니면 주로 FDSS 필터를 사용하지 않는지 등의 여러 환경을 고려함에 따라서 상기

과

는 결정될 수 있다. 예를 들어, 특정 FDSS 필터를 주로 사용하는 것을 고려해서 length-N 시퀀스 K개를 정의(또는 구성 또는 사용)한다면,

인 시퀀스 set을 구성할 수 있다.

또는, FDSS 필터를 사용하지 않는 경우를 target으로 하나의 sequence set을 구성(또는 결정) (K개의 시퀀스를 구성(또는 결정) 한다면,

인 sequence set을 구성(또는 결정)할 수 있다. 예를 들어, K=30이라고 가정하면,

인 경우와 같이 극단적인 경우를 고려할 수 있다.

- 예를 들어, 8-PSK 심볼로 구성되는 length-6 시퀀스를 고려하여 30개의 시퀀스를 하나의 시퀀스 set으로 구성한다면, 하기의 표 13에 제시한 시퀀스를 사용할 수 있다. 이 가운에 일부 혹은 전부를 DFT-s-OFDM 시스템에서 DMRS 등의 참조신호 시퀀스로 사용할 것을 제안한다.

- 하기의 표 11은

,

를 가정하고 구성한 것이다.

표 11에서 볼 수 있듯이, 1-15번 시퀀스는 FDSS 필터를 사용하지 않는 것을 주된 target으로 사용할 시퀀스이고, 16-30번은 time-domain response [0.28 1.0 0.28]에 상응하는 FDSS 필터를 함께 사용하는 것을 감안하여 이를 target으로 사용할 시퀀스이다. 필터 사용 유무에 따른 PAPR 성능 차이는 제시한 표 11에서 확인할 수 있다. 또한, 아래의 시퀀스는 다음의 특성을 갖도록 구성되었다.

- 선별되는 K개의 시퀀스 간에 단순히 phase만 shift된 형태의 시퀀스는 없도록 구성한다. 즉, 6개의 시퀀스 element에 동일한 phase가 곱해진 형태의 시퀀스는 동일한 것으로 간주하고 제외한다. 하기의 표 13에서 각 시퀀스의 첫 번째 sequence element를 -7로 고정하였지만, 각 시퀀스에 상응하는 6개의 element를 모두 동일하게 phase shift한 것은 동일한 sequence로 보아야 한다. 즉, 하기의 표 11에서 제시되지는 않았지만, 하기의 시퀀스에서 phase shift한 것은 동일한 시퀀스로써 본 명세서에서 제안하는 시퀀스에 포함된다고 볼 수 있다.

표 11은 제안된 8-PSK 기반 시퀀스 세트(길이-6)의 일례를 나타내며, 상기 변조 심볼들은

로 생성된다. PAPR 성능은 하나의 RB에 대해 Comb-2 타입 DMRS를 가지는 DFT-s-OFDM 시스템에서 평가된다.

상기 표 11에서 1-15번 시퀀스는 FDSS 필터를 사용하지 않는 것을 주된 target으로 사용할 시퀀스이고, 16-47번은 time-domain response [0.28 1.0 0.28]에 상응하는 FDSS 필터를 사용하는 경우를 target으로 선별(또는 결정 또는 구성)한 시퀀스이다.

(방법 5)

방법 5는 FDSS 필터를 사용하면, 확률적으로 PAPR 특성이 좋아지는 것은 자명하지만, 각 시퀀스 관점에서 PAPR이 최적화되지 못한다. 본 명세서에서 살펴본 것처럼 특정 시퀀스에 대해서 특정 FDSS 필터를 적용할 때, 특정 시퀀스의 PAPR 특성이 나빠지는 것을 볼 수 있다.

이를 배경으로, 송신기는 전송하는 시퀀스, 시퀀스그룹 그리고/또는 시퀀스들의 세트(서브 세트)에 따라서 서로 다른 FDSS filter를 사용하는 것을 제안한다. 또한, 사용하는 FDSS filter에 대하여 최적화된 하나의 sequence set을 구성(또는 결정)하여 단말/기지국이 사용할 수 있다. 일례로, 도 13에 도시된 시스템/장치를 고려할 수 있다. 특정 RB(s) 그리고/또는 RB(s)의 그룹 별로 서로 다른 시퀀스가 사용될 수도 있고, OFDM symbol 별 그리고/또는 slot(s) 별로 서로 다른 시퀀스를 송신기가 사용할 수 있다.

이를 수신기에서 적절하게 복원하도록 돕기 위하여 송신기는 수신기에게 특정 시퀀스에 어떠한 FDSS 필터를 사용하는지 알려줄 수 있다. 그리고/또는, 수신기가 송신기에게 특정 시퀀스, 시퀀스 그룹 별로 어떠한 FDSS 필터를 사용할지를 지시할 수 있다. 또는, 수신기와 송신기가 어떤 시퀀스에 대해서 어떠한 FDSS 필터를 사용하는지 미리 정의(또는 약속)해두고 사용할 수 있다.

- 하나의 sequence set/group/table을 구성하되, 사용하는 FDSS filter #1, FDSS filter #2,??, FDSS filter #D에 대해서 최적화된 시퀀스들이 사용될 수 있다. 즉, 사용할 D개의 FDSS filter들에 대하여, FDSS 필터를 사용하여 PAPR 성능(그리고/또는 cross-correlation/auto-correlation 등의 다양한 criterion/성능 포함)이 최적화된 D개의 시퀀스 그룹/sub-set을 구성하고, 이를 하나의 set/group으로 정의(또는 구성)하여 송신기가 DMRS, SRS, CSI-RS 등의 참조신호 전송을 위해서 사용할 수 있다.

- 추가적으로, FDSS 필터를 사용하지 않는 경우도 고려하여, D개의 FDSS 필터를 사용하는 경우 및 FDSS 필터를 사용하지 않는 경우에 대해서 PAPR 성능이 최적화된 총 (D+1)개의 시퀀스 그룹(또는 sub-set)을 구성하고, 하나의 sequence set/group/table을 구성하여 송신기가 참조신호/데이터 신호 등을 전송하는데 사용할 수 있다.

도 13은 본 명세서에서 제안하는 FDSS 필터를 적응적으로 적용하기 위한 일례를 나타낸다.

길이 12, 18 및 24 각각에 대해, NR Rel-16은 각각 표 1, 2 및 3에서 이진 CGS를 지원하고, 그 다음에 pi/2 BPSK 변조가 뒤따르고, 그 다음에 PUSCH와 PUCCH 모두에 대해 π/2 BPSK 변조를 위한 DMRS 시퀀스로서 DFT가 뒤따른다.

위의 내용은 단일의 DMRS 설정에 적용 가능하다. 2-symbol DMRS 설정에 대한 CGS가 논의될 수 있다. 표 1, 2 및 3은 R1-1901362에서 발견될 수 있다.

여기서, length-8까지 CGS를 이용할 수 있으며, length-6은 8-PSK를 이용할 수 있다.

이하에서, two-symbol DMRS configuration에서, 컴퓨터 생성 시퀀스(computer generation sequence) 적용 방법에 대해 살펴본다.

두 심볼에서 동일한 CGS(Computer Generate Sequence)를 사용할 수 있음.

CGS 세트 (30개의 sequences) 가운데, 첫 번째 심볼에서 특정 시퀀스를 사용하는 경우, 이와 연동하여 다음 심볼에서 특정 시퀀스를 사용하도록 한다.

이 때, 첫 번째 심볼에서 사용된 특정 시퀀스를 제외한 다른 시퀀스 가운데, 시퀀스 세트 / 그룹 / 표에서 첫번째 심볼에서 사용된 특정 시퀀스와 cross-correlation이 가장 낮은 시퀀스를 두 번째 심볼에서 사용할 수 있다.

또는, 다른 기준(criterion)에 따라서, 두 개의 시퀀스를 하나의 pair로 만들어두고, 2개의 연접한 OFDM 심볼에서 사용되도록 미리 결정(또는 정의)해두거나 sequence pair를 기지국이 단말에 설정(또는 지시)할 수 있다.

첫 번째(1^st) DMRS 심볼과 두 번째(2^nd) DMRS 심볼에 대해서 각각 독립적인 CGS(Computer Generation Sequence)를 사용하는 것을 생각할 수 있다.

이를 위해서, 심볼 당 30개의 CGS를 정의해서 총 60개의 CGS들을 정의할 수 있다. 이 때, 30개 시퀀스들을 하나의 sequence set으로 고려할 수 있다.

이 때, 두 개의 sequence set 간의 cross-correlation 이 최소화되도록 sequence set이 정의되는 것을 고려할 수 있다. 또는, 첫 번째(1^st) DMRS 심볼에서 특정 시퀀스가 사용될 때, 두 번째(2^nd) DMRS symbol에서 사용할 특정 시퀀스 그리고/또는 특정 시퀀스 sub-set(30개의 sequences 가운데 일부분)이 사용될 수 있다.

길이-6 CGS에 대해, 8-PSK가 사용된다.

하나의 OFDM 심볼 DMRS 및 pi/2 BPSK 변조를 가진 PUSCH의 경우, 다음 대안 중에서 선택한다.

대안 0: 단일 DMRS 포트만 지원된다 (하나의 comb가 사용된다)

대안 1: comb 당 하나의 DMRS 포트가 지원된다 (총 2개 포트들에서)

대안 2: comb 당 2개의 DMRS 포트들을 지원한다 (총 4개 포트들에서)

이하에서, 앞서 살핀 방법 2에 대한 추가적인 실시 예를 방법 2-1을 통해 살펴본다.

(방법 2-1)

방법 2-1은 상기 방법 2에서 cyclic auto-correlation 성능을 relaxation 하는 것에 관한 것이다. Relaxation을 통해서 PAPR 특성이 더욱 좋은 시퀀스를 사용할 수도 있고, 하나의 시퀀스 set을 구성하는 시퀀스 개수를 크게 늘려서 선택적/적응적으로 사용하는 방법이 있을 수 있다. 방법 2에서, 상기 FDSS 필터를 사용할 때, PAPR이 2.3 dB 이하이고, FDSS 필터를 사용하지 않을 때 3.2 dB 이하인 조건으로 방법 2 조건을 relaxation하면, 아래의 표 12에 제시되어 있는 시퀀스를 얻을 수 있다. 상기 표 12에 제시되어 있는 시퀀스 가운데 하나 이상의 일부 혹은 전체 시퀀스들을 DFT-spread-OFDM 기반의 DMRS sequence로 사용할 것을 제안한다.

표 12는 제안되는 8-PSK 기반 시퀀스 세트 (길이-6)의 일례를 나타내며, 상기 변조 심볼들은

로 생성된다. PAPR 성능은 하나의 RB에 대해 Comb-2 타입 DMRS를 가진 DFT-s-OFDM 시스템에서 평가된다.

(방법 6)

방법 6은 주파수-영역(frequency-domain)에서 Comb-2 type으로 frequency-RE를 사용하면, 시간 축 신호가 2번 반복해서 나타나는 특성이 있다. 따라서, DFT-spread-OFDM 시스템에서 DFT 이전 단계에서 length-6 DMRS sequence를 전송하기 위해서, time-domain에서 length-6 sequence를 두 번 반복하는 것을 고려하여 사용할 필요가 있다. 따라서 (pre-)DFT 절차에서 길이가 6인 시퀀스가 두 번 반복되도록 사용해야 한다.

여기서,

는 DFT(Discrete Fourier Transform) 매트릭스를 나타낸다.

는 6x1 벡터 (one length-6 sequence)이며, 각 엘리먼트

는 M-PSK/M-QAM 심볼이다.

은

의 DFT 프로세싱 이후의 주파수-영역 신호인 12 X 1 벡터이다.

DMRS port가 두 개인 경우, 특정 DMRS port는 frequency offset이 0인 comb-2 type에 설정하고, 다른 DMRS port는 frequency offset이 1인 comb-2 type에 설정할 수 있다. 이 때, 두 번째 DMRS 포트에서 사용할 length-6 sequence와 첫 번째 DMRS 포트에서 사용할 length-6 sequence를 상기 수학식 8과 같이 (pre-)DFT 과정을 통하여 주파수 축에 mapping하면 동일한 frequency offset을 갖는 Comb-2 structure (frequency offset이 0인 comb-2 structure)로 할당된다. 따라서, 두 DMRS 포트를 사용할 때에는 주파수 축(frequency axis)에서 shift하는 동작이 추가적으로 필요할 수 있다. 그러나, 이는 추가적인 shifting 동작이 필요하므로, 다음과 같은 방식으로 single symbol에 서로 다른 (even 및 odd) Comb-2로 two-port DMRS sequence를 전송/설정할 수 있다.

첫 번째 DMRS port로 전송하는 시퀀스:

(6 X 1 vector)

두 번째 DMRS port로 전송하는 시퀀스

(6 X 1 vector)

상기 시퀀스는 length-6 DMRS sequence 표에서 선택된 서로 다른 혹은 동일한 시퀀스일 수 있다.

두 DMRS 포트에서 전송하는 시퀀스가 서로 다른 Comb-2로 전송되도록 하기 위해서 (pre-)DFT processing을 위해서 첫 번째 DMRS port로 전송하는 시퀀스는

형태로 DFT 행렬과 곱해지고 (DFT processing이 수행되고), 두 번째 DMRS port는

그리고/또는

형태로 (pre-)DFT processing이 수행될 수 있다. 결과적으로, 두 번째 DMRS port로 전송되는 시퀀스는 DFT processing 후에 추가적으로 shifting 처리가 없더라도 frequency offset이 1이 설정된 것과 같이 홀수 번째 RE 6개에 0이 아닌 값이 설정/전송되고, 짝수 번째 RE 6개에는 0 또는 0이 아닌 값이 맵핑/전송된다.

첫 번째 DMRS port:

두 번째 DMRS port:

상기 방식에서 두 포트로 각각 전송되는 시퀀스가 (pre-)DFT 단에서 시간 영역(time-domain) OCC가 설정되지 않더라도 주파수 축에서 orthogonal 하기 때문에 구분된다. 즉, 두 DMRS 포트로 서로 다른 시퀀스를 맵핑(또는 설정 또는 전송)이 가능하다.

참고로, 본 명세서에서 언급하는 첫 번째, 두 번째 DMRS 포트는 서로 다른 DMRS 포트를 의미하는 것이고, DMRS 포트 인덱스와는 무관하다.

앞서 언급한 방법 2, 방법 2-1, 방법 2-2는 두 개의 안테나 포트를 (e.g., two DMRS antenna ports) 두 개의 Comb-2 structure로 주파수 축에 맵핑하기 위해서 DFT 이후에 frequency RE mapping 행렬을 곱하였다.

방법 2, 방법 2-1, 방법 2-2에서, 서로 다른 두 안테나 포트를 고려하고 각 안테나 포트 별로 Comb-2 형태의 frequency RE mapping을 위하여 상기 방법 6을 사용하는 경우를 고려할 수 있다.

즉, 방법 6의 수학식 8 및 9를 보면, pre-DFT 이후에 첫 번째 및 두 번째 안테나 포트로 전송하는 length-6 sequence가 각각 frequency offset이 "0"인 frequency RE와 frequency offset이 "1"인 frequency RE에 할당된다. 상기 방법 6을 고려하여, 방법 2-2와 유사하게 다음 방법 2-3을 제안한다.

이하에서, 앞서 살핀 방법 2에 대한 추가적인 실시 예를 방법 2-3을 통해 살펴본다.

(방법 2-3)

방법 2-3은 각 시퀀스 원소가 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼로 구성되고, 길이가 6인 표 13에 제시된 시퀀스의 전체를 사용하거나, 표 13에 제시된 시퀀스의 일부를 상향링크 PUSCH 그리고/또는 PUCCH DMRS 시퀀스로 사용하는 방법에 관한 것이다.

제안하는 시퀀스는 DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 그리고/또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM)에 사용될 수 있다. 방법 2-3의 경우, N=6, M=8 이므로 고려할 수 있는 전체 시퀀스의 개수는

이다. 여기서, 총 2개의 Antenna ports(e.g., two DMRS antenna ports)를 고려하고, 각 안테나 포트는 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)된다.

이 때, 두 안테나 포트의 length-6 시퀀스를 Comb-2 structure로 맵핑하기 위해서 앞서 살핀 방법 6의 수학식 8 및 9와 같이 첫 번째 포트의 length-6 시퀀스를 시간 축에서 두 번 반복 하도록 하고, 두 번째 포트의 length-6 sequence는 부호를 바꿔서 반복적으로 나오도록 한다.

전체

개 시퀀스 가운데, 일부 K(>0)개의 제안하는 시퀀스를 생성(또는 선별 또는 사용)하는 규칙은 다음과 같다. 여기서, K=45을 가정한다.

제안하는 시퀀스의 주된 특징은 Comb-2 형태로 FDM되는 두 개의 안테나 포트 모두 FDSS 필터(time-domain response가 [0.28 1 0.28]인 FDSS filter)를 적용했을 때, 2.2 dB 이하로 낮은 PAPR 특성을 보이고, FDSS 필터를 적용하지 않은 경우에도 2.9 dB PAPR로 낮은 특성을 보이는 것이다.

추가적으로, 제안하는 시퀀스는 다음의 특성을 갖는다.

- 제안하는 시퀀스는 +1, -1 correlation lag(상관 지연)에서 최대 auto-correlation(자기-상관)이 약 0.2357보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

- 제안하는 시퀀스는 +3, +2, +1, -1, -2, -3 correlation lag(s)에서 최대 auto-correlation이 약 0.85보다 작거나 같은 특성을 갖는다.

- 선별되는 K개의 시퀀스 가운데, 특정 length-N 시퀀스의 가능한 cyclic shift된 형태는 모두 동일한 시퀀스로 간주한다. 따라서, K개의 선별된 시퀀스 가운데, 어떠한 특정 시퀀스도 다른 시퀀스의 가능한 cyclic shift 형태와 동일하지 않다.

표 13은 제안된 8-PSK 기반 시퀀스 세트 (길이-6)의 일례를 나타내며, 변조 심볼들은

로 생성된다. PAPR 성능은 하나의 RB(Resource Block)에 대해 Comb-2 타입 DMRS를 가진 DFT-s-OFDM 시스템에서 생성된다(Comb-2 type DMRS는 TS 38.211, TS 38.214, TS 38.331을 참고한다).

- 변조 심볼들은

로 생성된다.

: 시퀀스 인덱스(sequence index)

: 각 시퀀스의 엘리먼트 인덱스(element index of each sequence)

- 적용된 FDSS 필터는 [0.28 1.0 0.28]의 시간-영역 응답에 해당한다.

- IFFT 사이즈는 64이고, DFT 사이즈는 12이다.

상기 표 13에 제시된 시퀀스 가운데 일부 혹은 전부가 사용될 수 있다.

또한, 상기 표 13에 제시된 시퀀스 가운데 일부 또는 전부와 상기 표 13에 제시되어 있지 않은 (특성이 다른) 시퀀스들과 하나의 sequence set으로 구성되어 사용될 수도 있다. 이러한 구성 또한, 본 명세서에서 제안하는 방법의 확장(또는 적용 또는 응용)으로써 본 명세서에서 제안하는 방법의 사상에 포함된다고 볼 수 있다.

도 14는 본 명세서에서 제안하는 각 시퀀스의 엘리먼트들이 8-PSK 심볼들로 구성된 길이-6 시퀀스들의 제안된 세트에 대한 PAPR 성능을 나타낸다.

low-PAPR 시퀀스 생성 타입 2(sequence generation type 2)

추가적으로, low-PAPR 시퀀스 생성 타입 2(sequence generation type 2)에 대해 간략히 살펴본다.

low-PAPR sequence

는 아래 수학식 10에 따라 기본 시퀀스

에 의해 정의될 수 있다.

여기서,

시퀀스의 길이를 나타낸다. 다수의 시퀀스들은

와

의 다른 값들을 통해 단일의 기본 시퀀스로부터 정의된다.

기본 시퀀스들

은 그룹들로 나뉘며, 여기서,

는 그룹 번호(group number)이고,

는 그룹 내 기본 시퀀스 번호(base sequence number)이다. 각 그룹은 길이

,

의 하나의 기본 시퀀스(

)를 포함한다. 시퀀스

는 아래 수학식 11에 의해 정의된다.

여기서,

의 정의는 시퀀스 길이에 의존한다.

상기 low-PAPR 시퀀스 생성 타입 2(sequence generation type 2)은 시퀀스 길이에 따라 (1) 길이 30 또는 그 이상의(length 30 or larger) 시퀀스들과 (2) 길이 30 미만의(length less than 30) 시퀀스들로 구분할 수 있다.

길이 30 미만의 시퀀스들에 대해 간단히 살펴본다.

길이 30 미만의 시퀀스들(Sequences of length less than 30)

에 대해, 시퀀스

는 아래 수학식 12에 의해 주어진다.

여기서,

의 값은 앞서 살핀 표들에서와 같이 주어질 수 있다.

에 대해, 시퀀스

는 ∏/2-BPSK 변조로 인한 복소수 값 변조 심볼들로 얻어진다.

상기 low-PAPR 시퀀스 생성 타입 2(sequence generation type 2)에 대한 내용은 앞서 설명한 본 명세서에서 제안하는 방법들에 적용될 수 있다.

앞서 살핀, 본 명세서에서의 제안을 구현하기 위한 방법들, 실시 예들, 설명들은 별개로 적용될 수도 있고, 하나 이상을 조합하여 적용될 수도 있다.

도 15는 본 명세서에서 상향링크 제어 신호에 대한 복조 참조 신호를 전송하는 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.

구체적으로, 단말은 길이-6인 시퀀스에 기초하여 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성한다(S1510).

그리고, 상기 단말은 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 기초하여 상기 복조 참조 신호에 사용되는 시퀀스를 생성한다(S1520).

그리고, 상기 단말은 상기 복조 참조 신호에 사용되는 시퀀스에 기초하여 상기 복조 참조 신호를 상기 기지국으로 전송한다(S1530).

여기서, 상기 길이-6인 시퀀스는 8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가질 수 있다.

또한, 상기 길이-6인 시퀀스는

에 의해 결정되며, 상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스일 수 있다.

그리고, 상기

의 값은 (-1 -7 -3 -5 -1 3), (-7 3 -7 5 -7 -3), (5 -7 7 1 5 1), (-7 3 1 5 -1 3), (-7 -5 -1 -7 -5 5), (-7 1 -3 3 7 5) 및 (-7 1 -3 1 5 1)을 포함할 수 있다.

그리고, 상기

에 대해 사이클릭 쉬프트된(cyclic shifted) 시퀀스는 상기

와 동일한 시퀀스일 수 있다.

상기

의 값이 가질 수 있는 수는

일 수 있다.

여기서, 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 대한 자기-상관(auto-correlation)의 값은 특정 값 미만일 수 있다.

추가적으로, 상기 단말은 상향링크에 대한 트랜스폼 프리코딩(transform precoding)이 인에이블(enable) 되었음을 나타내는 제어 정보를 포함하는 RRC 시그널링을 기지국으로부터 수신할 수 있다.

또한, 상기 단말은 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 FDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping) 필터를 적용할 수 있다.

여기서, 상기 낮은 PAPR 시퀀스는 2개의 안테나 포트들에 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)될 수 있다.

상기 2개의 안테나 포트들 각각에 서로 다른 낮은 PAPR 시퀀스가 사용될 수 있다.

도 15에서 설명한 방법이 무선 장치에서 구현되는 구체적인 동작에 대해 살펴본다.

무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 신호에 대한 복조 참조 신호를 전송하기 위한 단말은 무선 신호를 송수신하기 위한 송수신기(tranceiver) 및 상기 송수신기와 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함할 수 있다.

상기 단말의 프로세서는 길이-6인 시퀀스에 기초하여 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하며, 상기 낮은 PAPR 시퀀스에 기초하여 상기 복조 참조 신호에 사용되는 시퀀스를 생성하며 및 상기 복조 참조 신호에 사용되는 시퀀스에 기초하여 상기 복조 참조 신호를 상기 기지국으로 전송하도록 제어할 수 있다.

본 발명이 적용되는 통신 시스템 예

이로 제한되는 것은 아니지만, 본 문서에 개시된 본 발명의 다양한 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 기기들간에 무선 통신/연결(예, 5G)을 필요로 하는 다양한 분야에 적용될 수 있다.

이하, 도면을 참조하여 보다 구체적으로 예시한다. 이하의 도면/설명에서 동일한 도면 부호는 다르게 기술하지 않는 한, 동일하거나 대응되는 하드웨어 블블록, 소프트웨어 블록 또는 기능 블록을 예시할 수 있다.

도 16은 본 발명에 적용되는 통신 시스템을 예시한다.

도 16을 참조하면, 본 발명에 적용되는 통신 시스템(1)은 무선 기기, 기지국 및 네트워크를 포함한다. 여기서, 무선 기기는 무선 접속 기술(예, 5G NR(New RAT), LTE(Long Term Evolution))을 이용하여 통신을 수행하는 기기를 의미하며, 통신/무선/5G 기기로 지칭될 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(100a), 차량(100b-1, 100b-2), XR(eXtended Reality) 기기(100c), 휴대 기기(Hand-held device)(100d), 가전(100e), IoT(Internet of Thing) 기기(100f), AI기기/서버(400)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 차량은 무선 통신 기능이 구비된 차량, 자율 주행 차량, 차량간 통신을 수행할 수 있는 차량 등을 포함할 수 있다. 여기서, 차량은 UAV(Unmanned Aerial Vehicle)(예, 드론)를 포함할 수 있다. XR 기기는 AR(Augmented Reality)/VR(Virtual Reality)/MR(Mixed Reality) 기기를 포함하며, HMD(Head-Mounted Device), 차량에 구비된 HUD(Head-Up Display), 텔레비전, 스마트폰, 컴퓨터, 웨어러블 디바이스, 가전 기기, 디지털 사이니지(signage), 차량, 로봇 등의 형태로 구현될 수 있다. 휴대 기기는 스마트폰, 스마트패드, 웨어러블 기기(예, 스마트워치, 스마트글래스), 컴퓨터(예, 노트북 등) 등을 포함할 수 있다. 가전은 TV, 냉장고, 세탁기 등을 포함할 수 있다. IoT 기기는 센서, 스마트미터 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, 기지국, 네트워크는 무선 기기로도 구현될 수 있으며, 특정 무선 기기(200a)는 다른 무선 기기에게 기지국/네트워크 노드로 동작할 수도 있다.

무선 기기(100a~100f)는 기지국(200)을 통해 네트워크(300)와 연결될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)에는 AI(Artificial Intelligence) 기술이 적용될 수 있으며, 무선 기기(100a~100f)는 네트워크(300)를 통해 AI 서버(400)와 연결될 수 있다. 네트워크(300)는 3G 네트워크, 4G(예, LTE) 네트워크 또는 5G(예, NR) 네트워크 등을 이용하여 구성될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)는 기지국(200)/네트워크(300)를 통해 서로 통신할 수도 있지만, 기지국/네트워크를 통하지 않고 직접 통신(e.g. 사이드링크 통신(sidelink communication))할 수도 있다. 예를 들어, 차량들(100b-1, 100b-2)은 직접 통신(e.g. V2V(Vehicle to Vehicle)/V2X(Vehicle to everything) communication)을 할 수 있다. 또한, IoT 기기(예, 센서)는 다른 IoT 기기(예, 센서) 또는 다른 무선 기기(100a~100f)와 직접 통신을 할 수 있다.

무선 기기(100a~100f)/기지국(200), 기지국(200)/기지국(200) 간에는 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)이 이뤄질 수 있다. 여기서, 무선 통신/연결은 상향/하향링크 통신(150a)과 사이드링크 통신(150b)(또는, D2D 통신), 기지국간 통신(150c)(e.g. relay, IAB(Integrated Access Backhaul)과 같은 다양한 무선 접속 기술(예, 5G NR)을 통해 이뤄질 수 있다. 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)을 통해 무선 기기와 기지국/무선 기기, 기지국과 기지국은 서로 무선 신호를 송신/수신할 수 있다. 예를 들어, 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)은 다양한 물리 채널을 통해 신호를 송신/수신할 수 있다. 이를 위해, 본 발명의 다양한 제안들에 기반하여, 무선 신호의 송신/수신을 위한 다양한 구성정보 설정 과정, 다양한 신호 처리 과정(예, 채널 인코딩/디코딩, 변조/복조, 자원 매핑/디매핑 등), 자원 할당 과정 등 중 적어도 일부가 수행될 수 있다.

본 발명이 적용되는 무선 기기 예

도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 무선 기기를 예시한다.

도 17을 참조하면, 제1 무선 기기(100)와 제2 무선 기기(200)는 다양한 무선 접속 기술(예, LTE, NR)을 통해 무선 신호를 송수신할 수 있다. 여기서, {제1 무선 기기(100), 제2 무선 기기(200)}은 도 22의 {무선 기기(100x), 기지국(200)} 및/또는 {무선 기기(100x), 무선 기기(100x)}에 대응할 수 있다.

제1 무선 기기(100)는 하나 이상의 프로세서(102) 및 하나 이상의 메모리(104)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(106) 및/또는 하나 이상의 안테나(108)를 더 포함할 수 있다. 프로세서(102)는 메모리(104) 및/또는 송수신기(106)를 제어하며, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(102)는 메모리(104) 내의 정보를 처리하여 제1 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(106)을 통해 제1 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(102)는 송수신기(106)를 통해 제2 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제2 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(104)에 저장할 수 있다. 메모리(104)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 프로세서(102)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(104)는 프로세서(102)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(102)와 메모리(104)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(106)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(108)를 통해 무선 신호를 송신 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(106)는 송신기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다. 송수신기(106)는 RF(Radio Frequency) 유닛과 혼용될 수 있다. 본 발명에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.

제2 무선 기기(200)는 하나 이상의 프로세서(202), 하나 이상의 메모리(204)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(206) 및/또는 하나 이상의 안테나(208)를 더 포함할 수 있다. 프로세서(202)는 메모리(204) 및/또는 송수신기(206)를 제어하며, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(202)는 메모리(204) 내의 정보를 처리하여 제3 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(206)를 통해 제3 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(202)는 송수신기(206)를 통해 제4 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제4 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(204)에 저장할 수 있다. 메모리(204)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 프로세서(202)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(204)는 프로세서(202)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(202)와 메모리(204)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(206)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(208)를 통해 무선 신호를 송신 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(206)는 송신기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다 송수신기(206)는 RF 유닛과 혼용될 수 있다. 본 발명에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.

이하, 무선 기기(100, 200)의 하드웨어 요소에 대해 보다 구체적으로 설명한다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 하나 이상의 프로토콜 계층이 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 계층(예, PHY, MAC, RLC, PDCP, RRC, SDAP와 같은 기능적 계층)을 구현할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 하나 이상의 PDU(Protocol Data Unit) 및/또는 하나 이상의 SDU(Service Data Unit)를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 포함하는 신호(예, 베이스밴드 신호)를 생성하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)에게 제공할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)로부터 신호(예, 베이스밴드 신호)를 수신할 수 있고, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 획득할 수 있다.

하나 이상의 프로세서(102, 202)는 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 또는 마이크로 컴퓨터로 지칭될 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다. 일 예로, 하나 이상의 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), 하나 이상의 DSP(Digital Signal Processor), 하나 이상의 DSPD(Digital Signal Processing Device), 하나 이상의 PLD(Programmable Logic Device) 또는 하나 이상의 FPGA(Field Programmable Gate Arrays)가 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있고, 펌웨어 또는 소프트웨어는 모듈, 절차, 기능 등을 포함하도록 구현될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 수행하도록 설정된 펌웨어 또는 소프트웨어는 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함되거나, 하나 이상의 메모리(104, 204)에 저장되어 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구동될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 코드, 명령어 및/또는 명령어의 집합 형태로 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있다.

하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 다양한 형태의 데이터, 신호, 메시지, 정보, 프로그램, 코드, 지시 및/또는 명령을 저장할 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 ROM, RAM, EPROM, 플래시 메모리, 하드 드라이브, 레지스터, 캐쉬 메모리, 컴퓨터 판독 저장 매체 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)의 내부 및/또는 외부에 위치할 수 있다. 또한, 하나 이상의 메모리(104, 204)는 유선 또는 무선 연결과 같은 다양한 기술을 통해 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있다.

하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치에게 본 문서의 방법들 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 전송할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치로부터 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 무선 신호를 송수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치에게 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치로부터 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 수신하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)를 통해 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 송수신하도록 설정될 수 있다. 본 문서에서, 하나 이상의 안테나는 복수의 물리 안테나이거나, 복수의 논리 안테나(예, 안테나 포트)일 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 수신된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리하기 위해, 수신된 무선 신호/채널 등을 RF 밴드 신호에서 베이스밴드 신호로 변환(Convert)할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 베이스밴드 신호에서 RF 밴드 신호로 변환할 수 있다. 이를 위하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 (아날로그) 오실레이터 및/또는 필터를 포함할 수 있다.

본 발명이 적용되는 신호 처리 회로 예

도 18은 본 발명에 적용되는 신호 처리 회로를 예시한다.

도 18을 참조하면, 신호 처리 회로(1000)는 스크램블러(1010), 변조기(1020), 레이어 매퍼(1030), 프리코더(1040), 자원 매퍼(1050), 신호 생성기(1060)를 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 도 18의 동작/기능은 도 17의 프로세서(102, 202) 및/또는 송수신기(106, 206)에서 수행될 수 있다. 도 18의 하드웨어 요소는 도 17의 프로세서(102, 202) 및/또는 송수신기(106, 206)에서 구현될 수 있다. 예를 들어, 블록 1010~1060은 도 17의 프로세서(102, 202)에서 구현될 수 있다. 또한, 블록 1010~1050은 도 17의 프로세서(102, 202)에서 구현되고, 블록 1060은 도 17의 송수신기(106, 206)에서 구현될 수 있다.

코드워드는 도 18의 신호 처리 회로(1000)를 거쳐 무선 신호로 변환될 수 있다. 여기서, 코드워드는 정보블록의 부호화된 비트 시퀀스이다. 정보블록은 전송블록(예, UL-SCH 전송블록, DL-SCH 전송블록)을 포함할 수 있다. 무선 신호는 다양한 물리 채널(예, PUSCH, PDSCH)을 통해 전송될 수 있다.

구체적으로, 코드워드는 스크램블러(1010)에 의해 스크램블된 비트 시퀀스로 변환될 수 있다. 스크램블에 사용되는 스크램블 시퀀스는 초기화 값에 기반하여 생성되며, 초기화 값은 무선 기기의 ID 정보 등이 포함될 수 있다. 스크램블된 비트 시퀀스는 변조기(1020)에 의해 변조 심볼 시퀀스로 변조될 수 있다. 변조 방식은 pi/2-BPSK(pi/2-Binary Phase Shift Keying), m-PSK(m-Phase Shift Keying), m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation) 등을 포함할 수 있다. 복소 변조 심볼 시퀀스는 레이어 매퍼(1030)에 의해 하나 이상의 전송 레이어로 매핑될 수 있다. 각 전송 레이어의 변조 심볼들은 프리코더(1040)에 의해 해당 안테나 포트(들)로 매핑될 수 있다(프리코딩). 프리코더(1040)의 출력 z는 레이어 매퍼(1030)의 출력 y를 N*M의 프리코딩 행렬 W와 곱해 얻을 수 있다. 여기서, N은 안테나 포트의 개수, M은 전송 레이어의 개수이다. 여기서, 프리코더(1040)는 복소 변조 심볼들에 대한 트랜스폼(transform) 프리코딩(예, DFT 변환)을 수행한 이후에 프리코딩을 수행할 수 있다. 또한, 프리코더(1040)는 트랜스폼 프리코딩을 수행하지 않고 프리코딩을 수행할 수 있다.

자원 매퍼(1050)는 각 안테나 포트의 변조 심볼들을 시간-주파수 자원에 매핑할 수 있다. 시간-주파수 자원은 시간 도메인에서 복수의 심볼(예, CP-OFDMA 심볼, DFT-s-OFDMA 심볼)을 포함하고, 주파수 도메인에서 복수의 부반송파를 포함할 수 있다. 신호 생성기(1060)는 매핑된 변조 심볼들로부터 무선 신호를 생성하며, 생성된 무선 신호는 각 안테나를 통해 다른 기기로 전송될 수 있다. 이를 위해, 신호 생성기(1060)는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 모듈 및 CP(Cyclic Prefix) 삽입기, DAC(Digital-to-Analog Converter), 주파수 상향 변환기(frequency uplink converter) 등을 포함할 수 있다.

무선 기기에서 수신 신호를 위한 신호 처리 과정은 도 18의 신호 처리 과정(1010~1060)의 역으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(예, 도 17의 100, 200)는 안테나 포트/송수신기를 통해 외부로부터 무선 신호를 수신할 수 있다. 수신된 무선 신호는 신호 복원기를 통해 베이스밴드 신호로 변환될 수 있다. 이를 위해, 신호 복원기는 주파수 하향 변환기(frequency downlink converter), ADC(analog-to-digital converter), CP 제거기, FFT(Fast Fourier Transform) 모듈을 포함할 수 있다. 이후, 베이스밴드 신호는 자원 디-매퍼 과정, 포스트코딩(postcoding) 과정, 복조 과정 및 디-스크램블 과정을 거쳐 코드워드로 복원될 수 있다. 코드워드는 복호(decoding)를 거쳐 원래의 정보블록으로 복원될 수 있다. 따라서, 수신 신호를 위한 신호 처리 회로(미도시)는 신호 복원기, 자원 디-매퍼, 포스트코더, 복조기, 디-스크램블러 및 복호기를 포함할 수 있다.

본 발명이 적용되는 무선 기기 활용 예

도 19는 본 발명에 적용되는 무선 기기의 다른 예를 나타낸다.

무선 기기는 사용-예/서비스에 따라 다양한 형태로 구현될 수 있다(도 16 참조). 도 19를 참조하면, 무선 기기(100, 200)는 도 17의 무선 기기(100,200)에 대응하며, 다양한 요소(element), 성분(component), 유닛/부(unit), 및/또는 모듈(module)로 구성될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200)는 통신부(110), 제어부(120), 메모리부(130) 및 추가 요소(140)를 포함할 수 있다. 통신부는 통신 회로(112) 및 송수신기(들)(114)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신 회로(112)는 도 17의 하나 이상의 프로세서(102,202) 및/또는 하나 이상의 메모리(104,204) 를 포함할 수 있다. 예를 들어, 송수신기(들)(114)는 도 17의 하나 이상의 송수신기(106,206) 및/또는 하나 이상의 안테나(108,208)을 포함할 수 있다. 제어부(120)는 통신부(110), 메모리부(130) 및 추가 요소(140)와 전기적으로 연결되며 무선 기기의 제반 동작을 제어한다. 예를 들어, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 프로그램/코드/명령/정보에 기반하여 무선 기기의 전기적/기계적 동작을 제어할 수 있다. 또한, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 정보를 통신부(110)을 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로 무선/유선 인터페이스를 통해 전송하거나, 통신부(110)를 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로부터 무선/유선 인터페이스를 통해 수신된 정보를 메모리부(130)에 저장할 수 있다.

추가 요소(140)는 무선 기기의 종류에 따라 다양하게 구성될 수 있다. 예를 들어, 추가 요소(140)는 파워 유닛/배터리, 입출력부(I/O unit), 구동부 및 컴퓨팅부 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(도 16, 100a), 차량(도 16, 100b-1, 100b-2), XR 기기(도 16, 100c), 휴대 기기(도 16, 100d), 가전(도 16, 100e), IoT 기기(도 16, 100f), 디지털 방송용 단말, 홀로그램 장치, 공공 안전 장치, MTC 장치, 의료 장치, 핀테크 장치(또는 금융 장치), 보안 장치, 기후/환경 장치, AI 서버/기기(도 16, 400), 기지국(도 16, 200), 네트워크 노드 등의 형태로 구현될 수 있다. 무선 기기는 사용-예/서비스에 따라 이동 가능하거나 고정된 장소에서 사용될 수 있다.

도 19에서 무선 기기(100, 200) 내의 다양한 요소, 성분, 유닛/부, 및/또는 모듈은 전체가 유선 인터페이스를 통해 상호 연결되거나, 적어도 일부가 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200) 내에서 제어부(120)와 통신부(110)는 유선으로 연결되며, 제어부(120)와 제1 유닛(예, 130, 140)은 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 또한, 무선 기기(100, 200) 내의 각 요소, 성분, 유닛/부, 및/또는 모듈은 하나 이상의 요소를 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 하나 이상의 프로세서 집합으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 통신 제어 프로세서, 어플리케이션 프로세서(Application processor), ECU(Electronic Control Unit), 그래픽 처리 프로세서, 메모리 제어 프로세서 등의 집합으로 구성될 수 있다. 다른 예로, 메모리부(130)는 RAM(Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), ROM(Read Only Memory), 플래시 메모리(flash memory), 휘발성 메모리(volatile memory), 비-휘발성 메모리(non-volatile memory) 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다.

본 발명이 적용되는 휴대기기 예

도 20은 본 발명에 적용되는 휴대 기기를 예시한다.

휴대 기기는 스마트폰, 스마트패드, 웨어러블 기기(예, 스마트워치, 스마트글래스), 휴대용 컴퓨터(예, 노트북 등)을 포함할 수 있다. 휴대 기기는 MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station) 또는 WT(Wireless terminal)로 지칭될 수 있다.

도 20을 참조하면, 휴대 기기(100)는 안테나부(108), 통신부(110), 제어부(120), 메모리부(130), 전원공급부(140a), 인터페이스부(140b) 및 입출력부(140c)를 포함할 수 있다. 안테나부(108)는 통신부(110)의 일부로 구성될 수 있다. 블록 110~130/140a~140c는 각각 도 19의 블록 110~130/140에 대응한다.

통신부(110)는 다른 무선 기기, 기지국들과 신호(예, 데이터, 제어 신호 등)를 송수신할 수 있다. 제어부(120)는 휴대 기기(100)의 구성 요소들을 제어하여 다양한 동작을 수행할 수 있다. 제어부(120)는 AP(Application Processor)를 포함할 수 있다. 메모리부(130)는 휴대 기기(100)의 구동에 필요한 데이터/파라미터/프로그램/코드/명령을 저장할 수 있다. 또한, 메모리부(130)는 입/출력되는 데이터/정보 등을 저장할 수 있다. 전원공급부(140a)는 휴대 기기(100)에게 전원을 공급하며, 유/무선 충전 회로, 배터리 등을 포함할 수 있다. 인터페이스부(140b)는 휴대 기기(100)와 다른 외부 기기의 연결을 지원할 수 있다. 인터페이스부(140b)는 외부 기기와의 연결을 위한 다양한 포트(예, 오디오 입/출력 포트, 비디오 입/출력 포트)를 포함할 수 있다. 입출력부(140c)는 영상 정보/신호, 오디오 정보/신호, 데이터, 및/또는 사용자로부터 입력되는 정보를 입력 받거나 출력할 수 있다. 입출력부(140c)는 카메라, 마이크로폰, 사용자 입력부, 디스플레이부(140d), 스피커 및/또는 햅틱 모듈 등을 포함할 수 있다.

일 예로, 데이터 통신의 경우, 입출력부(140c)는 사용자로부터 입력된 정보/신호(예, 터치, 문자, 음성, 이미지, 비디오)를 획득하며, 획득된 정보/신호는 메모리부(130)에 저장될 수 있다. 통신부(110)는 메모리에 저장된 정보/신호를 무선 신호로 변환하고, 변환된 무선 신호를 다른 무선 기기에게 직접 전송하거나 기지국에게 전송할 수 있다. 또한, 통신부(110)는 다른 무선 기기 또는 기지국으로부터 무선 신호를 수신한 뒤, 수신된 무선 신호를 원래의 정보/신호로 복원할 수 있다. 복원된 정보/신호는 메모리부(130)에 저장된 뒤, 입출력부(140c)를 통해 다양한 형태(예, 문자, 음성, 이미지, 비디오, 헵틱)로 출력될 수 있다.

이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 통상의 기술자에게 자명하다. 따라서 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 3GPP LTE/LTE-A/NR 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A/NR 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서,
8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하는 단계; 및
상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하되,
상기 길이-6인 시퀀스는 에 의해 결정되며,
상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스이며,
상기 의 값은 상기 낮은 PAPR 시퀀스와 관련된 그룹 번호(group number) u에 기초한 의 값들을 포함하고,
상기 의 값들은 i) (-7, 3, 1, 5, -1, 3), ii) (-7, -5, -1, -7, -5, 5), iii) (-7, 1, -3, 3, 7, 5) 및 iv) (-7, 1, -3, 1, 5, 1)을 특징으로 하는 방법.
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제 1항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스는 DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템 또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM) 시스템 중 적어도 하나에 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스에 대한 자기-상관(auto-correlation)의 값은 특정 값 미만인 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스에 FDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping) 필터를 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스는 2개의 안테나 포트들에 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 7항에 있어서,
상기 2개의 안테나 포트들 각각에 서로 다른 낮은 PAPR 시퀀스가 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
무선 통신 시스템에서 낮은 PAPR(peak to average power ratio) 시퀀스를 생성하는 무선 장치에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 송수신기(tranceiver); 및
상기 송수신기와 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는,
8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하며; 및
상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하도록 제어하되,
상기 길이-6인 시퀀스는 에 의해 결정되며,
상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스이며,
상기 의 값은 상기 낮은 PAPR 시퀀스와 관련된 그룹 번호(group number) u에 기초한 의 값들을 포함하고,
상기 의 값들은 i) (-7, 3, 1, 5, -1, 3), ii) (-7, -5, -1, -7, -5, 5), iii) (-7, 1, -3, 3, 7, 5) 및 iv) (-7, 1, -3, 1, 5, 1)을 특징으로 하는 무선 장치.
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제 9항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스는 DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템 또는 CP-OFDM(Cyclic Prefix OFDM) 시스템 중 적어도 하나에 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제 9항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스에 대한 자기-상관(auto-correlation)의 값은 특정 값 미만인 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제 9항에 있어서,
상기 낮은 PAPR 시퀀스는 2개의 안테나 포트들에 Comb-2 형태로 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
제 14항에 있어서,
상기 2개의 안테나 포트들 각각에 서로 다른 낮은 PAPR 시퀀스가 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 장치.
하나 이상의 메모리들 및 상기 하나 이상의 메모리들과 기능적으로 연결되어 있는 하나 이상의 프로세서들을 포함하는 장치에 있어서,
상기 하나 이상의 프로세서들은 상기 장치가,
8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하고; 및
상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하되,
상기 길이-6인 시퀀스는 에 의해 결정되며,
상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스이며,
상기 의 값은 상기 낮은 PAPR 시퀀스와 관련된 그룹 번호(group number) u에 기초한 의 값들을 포함하고,
상기 의 값들은 i) (-7, 3, 1, 5, -1, 3), ii) (-7, -5, -1, -7, -5, 5), iii) (-7, 1, -3, 3, 7, 5) 및 iv) (-7, 1, -3, 1, 5, 1)을 특징으로 하는 장치.
하나 이상의 명령어를 저장하는 하나 이상의 비일시적(non-transitory) 컴퓨터 판독 가능 매체에 있어서,
하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능한 하나 이상의 명령어는 단말이,
8-PSK(Phase Shift Keying) 심볼을 시퀀스의 각 엘리먼트(element)로 가지는 길이-6인 시퀀스를 생성하고; 및
상기 길이-6인 시퀀스에 기초하여 상기 낮은 PAPR 시퀀스를 생성하되,
상기 길이-6인 시퀀스는 에 의해 결정되며,
상기 i는 상기 길이-6인 시퀀스의 엘리먼트들의 인덱스이며,
상기 의 값은 상기 낮은 PAPR 시퀀스와 관련된 그룹 번호(group number) u에 기초한 의 값들을 포함하고,
상기 의 값들은 i) (-7, 3, 1, 5, -1, 3), ii) (-7, -5, -1, -7, -5, 5), iii) (-7, 1, -3, 3, 7, 5) 및 iv) (-7, 1, -3, 1, 5, 1)을 특징으로 하는 비일시적(non-transitory) 컴퓨터 판독 가능 매체.