KR102631224B1 - 음전압 보호 회로가 구비된 유도 가열 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 음전압 보호 회로가 개선된 유도 가열 장치에 관한 것이다. 또한 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치는 워킹 코일, 스위칭 동작을 수행하여 워킹 코일에 공진 전류를 인가하는 제1 및 제2 스위칭 소자가 구비된 인버터부, 외부 전원으로부터 공급받은 드라이버 구동 전압을 토대로 구동되고, 스위칭 동작을 제어하기 위해 인버터부에 연결되되, 제1 및 제2 스위칭 소자를 각각 턴온 또는 턴오프하는 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버를 포함하는 게이트 드라이버 및 인버터부와 게이트 드라이버 사이에 구비된 보호 회로를 포함하되, 보호 회로는, 제1 스위칭 소자의 게이트 단과 제1 서브 게이트 드라이버의 출력단 사이에 구비된 제1 저항과, 제1 저항과 병렬 연결된 제2 저항과, 제1 및 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드와 제1 서브 게이트 드라이버의 기준 전압 단자 사이에 구비된 보호 회로 저항과, 보호 회로 저항과 기준 전압 단자 사이의 제2 노드와 접지 사이에 구비된 보호 회로 다이오드와, 제2 노드와 외부 전원 사이에 구비된 부트 스트랩 회로를 포함한다.

Description

음전압 보호 회로가 구비된 유도 가열 장치{INDUCTION HEATING DEVICE HAVING NEGATIVE VOLTAGE PROTECTION CIRCUIT}
본 발명은 음전압 보호 회로가 구비된 유도 가열 장치에 관한 것이다.
가정이나 식당에서 음식을 가열하기 위한 다양한 방식의 조리 기구들이 사용되고 있다. 종래에는 가스를 연료로 하는 가스 레인지가 널리 보급되어 사용되어 왔으나, 최근에는 가스를 이용하지 않고 전기를 이용하여 피가열체(대상체라고도 함), 예컨대 냄비와 같은 조리 용기를 가열하는 장치들의 보급이 이루어지고 있다.
전기를 이용하여 피가열 물체를 가열하는 방식은 크게 저항 가열 방식과 유도 가열 방식으로 나누어진다. 전기 저항 방식은 금속 저항선 또는 탄화규소와 같은 비금속 발열체에 전류를 흘릴 때 생기는 열을 방사 또는 전도를 통해 피가열 물체에 전달함으로써 피가열 물체를 가열하는 방식이다. 그리고 유도 가열 방식은 소정 크기의 고주파 전력을 코일에 인가할 때 코일 주변에 발생하는 자계를 이용하여 금속 성분으로 이루어진 피가열체(예를 들어, 조리 용기)에 와전류(eddy current)를 발생시켜 피가열체 자체가 가열되도록 하는 방식이다.
이러한 유도 가열 장치는 워킹 코일 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 감지하기 위한 용기 감지 기능을 구비한다.
여기에서, 도 1을 참조하면, 용기 감지 기능이 구비된 종래의 유도 가열 장치가 도시되어 있는바, 이를 참조하여, 종래의 유도 가열 장치를 살펴보도록 한다.
도 1은 종래의 유도 가열 장치를 설명하는 개략도로, 대한민국 공개특허공보(제10-2015-0074065호)에 도시된 도면이다.
도 1을 참조하면, 종래의 유도 가열 장치는 전원부(61), 스위칭부(62), 워킹코일(63), 영점검출부(64), 제어부(65), 및 전류변환부(66)를 포함한다.
구체적으로, 전원부(61)는 스위칭부(62)에 직류전류를 제공하고, 스위칭부(62)는 스위칭 동작을 통해 공진전류를 워킹코일(63)에 제공한다. 영점검출부(64)는 상용전원의 영점을 검출하여 영점신호를 제어부(65)에 전달하고, 전류변환부(66)는 워킹코일(63)에 흐르는 공진전류를 측정하여 전압변동파형을 제어부(65)에 전달한다. 제어부(65)는 영점검출부(64)와 전류변환부(66)로부터 각각 제공받은 영점신호 및 전압변동파형을 토대로 스위칭부(62)의 동작을 제어한다.
이때, 제어부(65)는 제공받은 영점신호 및 전압변동파형을 토대로 전압값을 계산한다. 이어서, 계산된 전압값이 소정의 변동범위를 벗어나는 경우, 제어부(65)는 워킹코일(63) 상에 용기(70)가 없는 것으로 판단한다.
다만, 종래의 유도 가열 장치는 입력전압(즉, 상용전원)의 영점 시점(즉, 영전압 시점)에만 용기(70)가 워킹코일(63) 상에 존재하는지 여부를 판단하는바, 용기 감지 정확도가 다소 떨어진다는 문제점이 있었고, 소비전력이 높다는 문제점도 있었다.
또한 전원부(61)에서 출력되는 입력전압이 변화되는 경우, 종래의 유도 가열 장치에서 정확한 용기 감지가 이루어지지 않는다는 문제점이 있었다.
한편, 이러한 용기 감지 기능을 구현하기 위해서는 게이트 드라이버(미도시)의 출력이 스위칭부(62)의 스위칭 동작(즉, 스위칭부(62)에 구비된 스위칭 소자의 턴온(turn-on) 및 턴오프(turn-off))을 실시간으로 제어할 수 있어야 한다.
여기에서, 게이트 드라이버는 제어부(65)로부터 제공받은 펄스 신호를 토대로 스위칭부(62)의 스위칭 동작을 제어하는 구성요소를 의미한다.
다만, 스위칭부(62)의 스위칭 동작시 게이트 드라이버에 음전압이 인가되어 게이트 드라이버가 손상될 수 있다는 문제가 있다.
여기에서, 도 2를 참조하면, 스위칭부의 스위칭 동작시 게이트 드라이버에 음전압이 인가되는 모습이 도시되어 있다.
도 2는 종래의 유도 가열 장치에 구비된 스위칭부의 스위칭 동작에 따른 전압 변화를 설명하는 그래프로, 도 2에 도시된 그래프의 가로축은 시간(t)이고, 세로축은 게이트 드라이버의 기준 전압 단자에 인가된 전압(Vs-Vdd)이다.
즉, 도 2에 도시된 바와 같이, 프리휠링 구간(FW; 즉, 턴온 상태의 스위칭 소자가 턴오프되는 시점 직후의 구간)에서 음전압이 발생한다는 것을 알 수 있다.
이에 따라, 종래에는, 게이트 드라이버의 출력단과 스위칭부(62)를 펄스 변성기(pulse transformer)를 통해 절연함으로써 게이트 드라이버를 보호하였다. 그러나, 이 경우, 스위칭부(62)에 구비된 스위칭 소자의 턴온 및 턴오프 시간을 실시간으로 제어할 수 없다는 문제가 있다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 별도의 절연 소자(즉, 절연 IC)를 사용하거나 게이트 드라이버의 자체 음전압 내성 기준 이하에서만 유도 가열 장치를 구동시키는 방안이 고안되었다.
그러나 별도의 절연 소자를 사용하는 경우, 해당 절연 소자를 위한 별도의 전원이 필요한바, 개발 비용이 증가한다는 문제가 있다.
또한 음전압 내성이 높은 게이트 드라이버(절연형 게이트 드라이버)를 사용하는 경우, 게이트 드라이버의 가격이 상승한다는 문제가 있고, 음전압 내성이 높은 게이트 드라이버에는 별도의 추가 기능이 없는 경우가 많아 별도의 회로가 필요하다는 문제도 있다.
이에 따라, 스위칭 소자의 턴온 및 턴오프 시간을 실시간으로 제어하면서 게이트 드라이버를 음전압으로부터 보호할 수 있는 새로운 방안에 대한 필요성이 증가하고 있다.
본 발명의 목적은 용기 감지 기능이 개선된 유도 가열 장치를 제공하는 것이다.
또한 본 발명의 목적은 스위칭 소자의 실시간 제어 및 음전압 보호 기능 개선이 가능한 유도 가열 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 유도 가열 장치는 단일 펄스를 출력하고, 제로 크로싱 시점을 기준으로 특정 구간에서만 피가열체 존재 여부를 판단하는 제어부를 포함함으로써 용기 감지 기능을 개선할 수 있다.
또한 본 발명에 따른 유도 가열 장치는 인버터부와 게이트 드라이버 사이에 구비된 보호 회로를 포함하는바, 스위칭 소자의 실시간 제어 및 음전압 보호 기능 개선이 가능하다.
본 발명에 따른 유도 가열 장치는 용기 감지 기능을 개선함으로써 종래 대비 낮은 소비전력으로 동작 가능하고, 빠른 응답 특성을 가질 수 있는바, 전력량 낭비 방지 및 사용자 만족도 개선이 가능하다. 또한 본 발명에 따른 유도 가열 장치는 입력전압의 변화에 관계없이 정확한 용기 감지가 가능하고, 용기 감지 기능 수행시 과전류가 흐르는 것을 방지할 수 있는바, 과전류에 의한 소음 발생도 방지할 수 있다
또한 본 발명에 따른 유도 가열 장치에서는 절연형 게이트 드라이버 또는 별도의 절연 소자 없이 스위칭 소자의 실시간 제어 및 음전압 보호 기능 개선이 가능한바, 개발 비용 저감 및 설계 용이성 확보가 가능하다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1은 종래의 유도 가열 장치를 설명하는 개략도이다.
도 2는 종래의 유도 가열 장치에 구비된 스위칭부의 스위칭 동작에 따른 전압 변화를 설명하는 그래프이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치를 설명하는 개략도이다.
도 4는 도 3의 셧다운 비교부와 카운트 비교부를 설명하는 개략도이다.
도 5는 도 3의 유도 가열 장치의 용기 감지 방법을 설명하는 그래프이다.
도 6 및 도 7은 도 3의 유도 가열 장치의 용기 감지 방법을 설명하는 도면들이다.
도 8은 도 3의 유도 가열 장치에서 피가열체 존재 여부 판단 시 사용되는 파형을 설명하는 그래프이다.
도 9는 도 3의 유도 가열부에 인가되는 입력전압의 제로 크로싱 시점을 설명하는 그래프이다.
도 10은 도 3의 유도 가열 장치의 보호 회로를 설명하는 회로도이다.
도 11은 도 10의 게이트 드라이버를 설명하는 회로도이다.
도 12 내지 도 15는 도 10의 인버터부의 스위칭 동작에 따른 전류 흐름을 설명하는 도면들이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
이하에서 구성요소의 "상부 (또는 하부)" 또는 구성요소의 "상 (또는 하)"에 임의의 구성이 배치된다는 것은, 임의의 구성이 상기 구성요소의 상면 (또는 하면)에 접하여 배치되는 것뿐만 아니라, 상기 구성요소와 상기 구성요소 상에 (또는 하에) 배치된 임의의 구성 사이에 다른 구성이 개재될 수 있음을 의미할 수 있다. (기술분야에 따라 옵션으로 선택)
또한 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 상기 구성요소들은 서로 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성요소 사이에 다른 구성요소가 "개재"되거나, 각 구성요소가 다른 구성요소를 통해 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있는 것으로 이해되어야 할 것이다. (기술분야에 따라 옵션으로 선택)
이하에서는, 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치를 설명하도록 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치를 설명하는 개략도이다. 도 4는 도 3의 셧다운 비교부와 카운트 비교부를 설명하는 개략도이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)는 워킹 코일(WC)을 구동시키는 유도 가열 회로(110), 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류를 측정하는 센서(120) 및 센서(120)에서 측정된 전류를 토대로 유도 가열 회로(110)를 제어하는 컨트롤러(180)를 포함한다.
먼저, 유도 가열 회로(110)는 전원부(111), 정류부(112), 직류 링크 커패시터(113) 및 유도 가열부(115)를 포함할 수 있다.
전원부(111)는 교류 전력을 출력할 수 있다.
구체적으로, 전원부(111)는 교류 전력을 출력하여 정류부(112)에 제공할 수 있고, 예를 들어, 상용 전원일 수 있다.
정류부(112)는 전원부(111)로부터 공급받은 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 인버터부(117)에 공급할 수 있다.
구체적으로, 정류부(112)는 전원부(111)로부터 공급받은 교류 전력을 정류하여 직류 전력으로 변환할 수 있다. 또한 정류부(112)는 변환된 직류 전력을 직류 링크 커패시터(113)에 제공할 수 있다.
참고로, 정류부(112)는 하나 이상의 다이오드로 구성된 브릿지 회로를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
직류 링크 커패시터(113)는 정류부(112)로부터 직류 전력을 제공받고, 제공받은 직류 전력의 리플(Ripple)을 저감할 수 있다. 또한 직류 링크 커패시터(113)는 예를 들어, 평활 커패시터를 포함할 수 있다.
또한 직류 링크 커패시터(113)의 경우, 정류부(112)로부터 직류 전력을 제공받는바, 직류 링크 커패시터(113)의 양단에는 직류 전압(Vdc)이 인가될 수 있다.
이와 같이, 정류부(112)에 의해 정류되고 직류 링크 커패시터(113)에 의해 리플이 감소된 직류 전력(또는 직류 전압)은 인버터부(117)에 공급될 수 있다.
유도 가열부(115)는 워킹 코일(WC)을 구동시킬 수 있다.
구체적으로, 유도 가열부(115)는 인버터부(117)와 공진 커패시터부(즉, C1, C2)를 포함할 수 있다.
먼저, 인버터부(117)는 2개의 스위칭 소자(S1, S2)를 포함하고, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)는 게이트 드라이버(150)로부터 제공받은 스위칭 신호에 의해 교대로 턴온 및 턴오프되어 직류 전력을 고주파의 교류 전류(즉, 공진 전류)로 변환할 수 있다. 이에 따라, 변환된 고주파의 교류 전류는 워킹 코일(WC)에 제공될 수 있다.
참고로, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)는 예를 들어, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
공진 커패시터부는 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)에 각각 병렬 연결된 제1 및 제2 공진 커패시터(C1, C2)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 공진 커패시터부(C1, C2)의 경우, 인버터부(117)의 스위칭 동작에 의해 전압이 인가되면, 공진을 시작하게 된다. 또한 공진 커패시터부(C1, C2)가 공진하게 되면, 공진 커패시터부(C1, C2)와 연결된 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류가 상승하게 된다.
이와 같은 과정을 거쳐, 공진 커패시터부(C1, C2)에 연결된 워킹 코일(WC) 상부에 배치된 피가열체로 와전류가 유도되는 것이다.
참고로, 워킹 코일(WC)은 예를 들어, 단일 코일로 구성된 싱글 코일 구조, 내부 코일과 외부 코일로 분리된 듀얼 코일 구조, 복수개의 코일로 구성된 멀티 코일 구조 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
한편, 센서(120)는 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류의 전류값(Ir)을 측정할 수 있다.
구체적으로, 센서(120)는 워킹 코일(WC)과 직렬 연결될 수 있고, 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류의 전류값(Ir)을 측정할 수 있다.
참고로, 센서(120)는 예를 들어, 전류의 전류값을 직접 측정하는 전류 측정 센서를 포함할 수도 있고, 변류기(Current Transformer)를 포함할 수도 있다.
센서(120)가 전류 측정 센서를 포함하는 경우, 센서(120)는 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류의 전류값(Ir)을 직접 측정하여 측정된 전류값(Ir)을 후술할 공진 전류 변환부(131)로 제공할 수 있다. 물론, 센서(120)가 변류기를 포함하는 경우, 센서(120)는 변류기를 통해 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류의 크기를 변환하여 크기가 변환된 전류를 공진 전류 변환부(131)로 제공할 수도 있다.
다만, 설명의 편의를 위해, 본 발명의 실시예에서는, 센서(120)가 워킹 코일(WC)에 흐르는 전류(Ir)의 전류값을 직접 측정하는 전류 측정 센서를 포함하는 것을 예로 들어 설명하기로 한다.
컨트롤러(180)는 용기 감지부(130), 제어부(140), 게이트 드라이버(150), 보호 회로(200)를 포함할 수 있다.
먼저, 용기 감지부(130)는 센서(120)에서 측정된 전류의 전류값을 토대로 게이트 드라이버(150)에 제공하는 제2 펄스 신호(PWM2; 특히, 도 5의 PWM2-HIN)의 상태를 결정할 수 있다.
또한 용기 감지부(130)는 공진 전류 변환부(131), 래치 회로부(133), 셧다운 비교부(135), 카운트 비교부(137) 및 셧다운 회로부(139)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 공진 전류 변환부(131)는 센서(120)에서 측정된 전류의 전류값(Ir)을 전압값(Vr)으로 변환할 수 있다. 또한 공진 전류 변환부(131)는 변환된 전압값(Vr)을 셧다운 비교부(135), 카운트 비교부(137) 및 제어부(140)에 각각 전달할 수 있다.
즉, 공진 전류 변환부(131)는 센서(120)로부터 제공받은 전류의 전류값(Ir)을 전압값(Vr)으로 변환하고, 변환된 전압값(Vr)을 셧다운 비교부(135), 카운트 비교부(137) 및 제어부(140)에 각각 전달할 수 있다.
여기에서, 공진 전류 변환부(131)가 셧다운 비교부(135)로 제공하는 전압값과 카운트 비교부(137)로 제공하는 전압값은 서로 다른바, 이에 대한 구체적인 내용은 후술하도록 한다.
참고로, 본 발명의 실시예에서 공진 전류 변환부(131)는 필수적인 구성요소가 아닌바, 생략될 수 있고, 이 경우, 센서(120)에서 측정된 전류의 전류값(Ir)은 셧다운 비교부(135), 카운트 비교부(137) 및 제어부(140)에 전달될 수 있다.
다만, 설명의 편의를 위해, 본 발명의 실시예에서는, 유도 가열 장치(100)에 공진 전류 변환부(131)가 포함되는 것을 예로 들어 설명하도록 한다.
셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)보다 큰지 여부를 비교한다.
구체적으로, 셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)과 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)을 비교할 수 있다
즉, 셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)보다 큰 경우, 출력 신호(OS)를 활성화시킨다. 반면에, 셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)보다 작은 경우, 출력 신호(OS)를 비활성화시킨다.
여기에서, 출력 신호(OS)를 활성화시킨다는 의미는 출력 신호(OS)를 하이 레벨(예를 들어, '1')로 출력한다는 의미를 포함할 수 있고, 출력 신호(OS)를 비활성화시킨다는 의미는 출력 신호(OS)를 로우 레벨(예를 들어, '0')로 출력한다는 의미를 포함할 수 있다.
이러한 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)는 셧다운 회로부(139)로 제공될 수 있다.
또한 출력 신호(OS)의 활성화 여부에 따라 셧다운 회로부(139)에서 출력되는 제2 펄스 신호(PWM2; 특히, 도 5의 PWM2-HIN)의 상태가 결정되는바, 이에 대한 구체적인 내용은 후술하도록 한다.
래치 회로부(133)는 셧다운 비교부(135)에서 출력되는 출력 신호(OS)의 활성화 상태를 미리 정해진 시간 동안 유지시킬 수 있다.
구체적으로, 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)가 활성화된 경우, 래치 회로부(133)는 셧다운 비교부(135)에서 출력된 출력 신호(OS)의 활성화 상태를 미리 정해진 시간 동안 유지시킬 수 있다.
카운트 비교부(137)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 카운트 기준값(Vcnt_ref)보다 큰지 여부를 비교하고, 비교 결과를 토대로 출력 펄스(OP)를 출력할 수 있다.
구체적으로, 카운트 비교부(137)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 카운트 기준값(Vcnt_ref)보다 큰 경우, 온-상태(On-state)의 출력 펄스(OP)를 출력한다. 반면에, 카운트 비교부(137)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 카운트 기준값(Vcnt_ref)보다 작은 경우, 오프-상태(Off-state)의 출력 펄스(OP)를 출력한다.
여기에서, 온-상태(On-state)의 출력 펄스(OP)는 '1'의 논리값을 가지고, 오프-상태(Off-state)의 출력 펄스(OP)는 '0'의 논리값을 가질 수 있다.
이에 따라, 카운트 비교부(137)에서 출력되는 출력 펄스(OP)는 온-상태(On-state)와 오프-상태(Off-state)가 반복되어 나타나는 구형파 형태가 될 수 있다.
참고로, 카운트 비교부(137)에서 출력되는 출력 펄스(OP)는 제어부(140)로 제공될 수 있다.
이에 따라, 제어부(140)는 카운트 비교부(137)로부터 제공받은 출력 펄스(OP)의 카운트(Count) 또는 온-듀티 시간(On-duty time)을 토대로 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.
셧다운 회로부(139)는 용기 감지 작업을 위한 제2 펄스 신호(PWM2)를 게이트 드라이버(150)에 제공할 수 있다.
구체적으로, 셧다운 회로부(139)는 게이트 드라이버(150)로 제2 펄스 신호(PWM2)를 제공할 수 있고, 게이트 드라이버(150)는 제2 펄스 신호(PWM2)를 토대로 인버터부(117)에 포함된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 상보적으로 턴온 또는 턴오프시킬 수 있다.
여기에서, 제2 펄스 신호(PWM2)는 제1 스위칭 소자(S1)의 턴온 또는 턴오프를 제어하는 신호(도 5의 PWM2-HIN)와 제2 스위칭 소자(S2)의 턴온 또는 턴오프를 제어하는 신호(도 5의 PWM2-LIN)로 구성될 수 있다.
참고로, 셧다운 회로부(139)의 제2 펄스 신호(PWM2; 특히, 도 5의 PWM2-HIN)의 상태는 셧다운 비교부(135)로부터 제공받은 출력 신호(OS)의 활성화 여부에 따라 결정될 수 있다.
구체적으로, 출력 신호(OS)가 활성화된 경우, 셧다운 회로부(139)는 게이트 드라이버(150)로 오프-상태의 제2 펄스 신호(즉, 로우 레벨('0'의 논리값)의 PWM2-HIN)를 제공할 수 있다.
즉, 셧다운 회로부(139)가 게이트 드라이버(150)로 오프-상태의 제2 펄스 신호(즉, 도 5의 PWM2-HIN)를 제공함으로써 제1 스위칭 소자(S1)를 턴오프시킬 수 있다.
반면에, 출력 신호(OS)가 비활성화된 경우, 셧다운 회로부(139)는 게이트 드라이버(150)에 온-상태의 제2 펄스 신호(즉, 하이 레벨('1'의 논리값)의 PWM2-HIN)를 제공할 수 있다.
즉, 셧다운 회로부(139)가 게이트 드라이버(150)로 온-상태의 제2 펄스 신호(즉, 도 5의 PWM2-HIN)를 제공함으로써 제1 스위칭 소자(S1)를 턴온시킬 수 있다.
제어부(140)는 셧다운 회로부(139)와 게이트 드라이버(150)를 제어한다.
구체적으로, 제어부(140)는 제1 펄스 신호(PWM1)를 셧다운 회로부(139)에 제공함으로써 게이트 드라이버(150)를 제어할 수 있다.
또한 제어부(140)는 카운트 비교부(137)로부터 출력 펄스(OP)를 제공받을 수 있다.
구체적으로, 제어부(140)는 카운트 비교부(137)로부터 제공받은 출력 펄스(OP)의 카운트 또는 온-듀티 시간을 토대로 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.
여기에서, 카운트는 출력 펄스(OP)가 오프-상태에서 온-상태로 변하는 횟수를 의미하고, 온-듀티 시간은 워킹 코일(WC) 및 제2 스위칭 소자(S2)를 포함하는 전류 흐름 구간에서 공진 전류의 자유 공진이 일어나는 시간(즉, 도 5의 D3) 동안 출력 펄스(OP)의 온-상태에 대한 누적 시간을 의미한다.
또한 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는 것으로 판단된 경우, 제어부(140)는 게이트 드라이버(150)를 제어하여 해당 워킹 코일(WC)을 활성화시킨다. 또한 제어부(140)는 디스플레이부(미도시) 또는 입력 인터페이스부(미도시)를 통해 피가열체의 감지 여부를 표시하거나 알림음을 통해 피가열체의 감지 여부를 사용자에게 알릴 수 있다.
참고로, 제어부(140)는 일정한 크기의 제1 펄스 신호(PWM1; 즉, 단일 펄스(도 5의 1-Pulse))를 출력하는 마이크로컨트롤러(Micro Controller)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
게이트 드라이버(150)는 외부 전원(즉, 도 10의 250)으로부터 공급받은 드라이버 구동 전압을 토대로 구동되고, 인버터부(117)의 스위칭 동작을 제어하기 위해 인버터부(117)에 연결될 수 있다.
또한 게이트 드라이버(150)는 셧다운 회로부(139)로부터 제공받은 제2 펄스 신호(PWM2)를 토대로 인버터부(117)를 제어할 수 있다. 즉, 게이트 드라이버(150)는 제2 펄스 신호(PWM2)를 토대로 인버터부(117)에 포함된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 턴온 또는 턴오프시킬 수 있다.
참고로, 게이트 드라이버(150)는 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 각각 턴온 또는 턴오프하는 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버(도 11의 155, 160)를 포함하는바, 이에 대한 구체적인 내용은 후술하도록 한다.
보호 회로(200)는 인버터부(117)와 게이트 드라이버(150) 사이에 구비될 수 있다.
구체적으로, 보호 회로(200)는 인버터부(117)의 스위칭 동작시 게이트 드라이버(150)에 인가될 수 있는 음전압을 최소화하기 위한 회로로, 이에 대한 구체적인 내용은 후술하도록 한다.
이하에서는 도 5 내지 도 7을 참조하여 도 3의 유도 가열 장치의 용기 감지 방법을 설명하도록 한다.
도 5는 도 3의 유도 가열 장치의 용기 감지 방법을 설명하는 그래프이다. 도 6 및 도 7은 도 3의 유도 가열 장치의 용기 감지 방법을 설명하는 도면들이다.
참고로, 도 6 및 도 7에서는, 설명의 편의를 위해 전술한 컨트롤러(180)를 생략하였다.
도 3, 도 5 내지 도 7을 참조하면, 제어부(140)는 제1 펄스 신호(PWM1)를 셧다운 회로부(139)에 제공한다. 이때, 제어부(140)는 단일 펄스(1-pulse)를 셧다운 회로부(139)에 제공할 수 있다.
이어서, 셧다운 회로부(139)는 제어부(140)로부터 제공받은 단일 펄스(1-pulse)를 게이트 드라이버(150)로 전달한다.
여기에서, 도 5 및 도 6에 도시된 바와 같이, 게이트 드라이버(150)는 셧다운 회로부(139)로부터 단일 펄스(1-pulse)가 입력되는 동안, 제1 스위칭 소자(S1)를 턴온시키고, 제2 스위칭 소자(S2)를 턴오프시킨다.
이 과정에서 직류 전압(Vdc)이 인가된 직류 링크 커패시터(113)와 워킹 코일(WC)은 전류 흐름 구간을 형성하고, 직류 전압(Vdc)의 에너지는 워킹 코일(WC)로 전달된다. 이에 따라, 워킹 코일(WC)을 통과하는 전류가 상기 전류 흐름 구간을 따라 흐르게 된다.
센서(120)는 워킹 코일(WC)을 통과하는 전류의 전류값(Ir)을 측정하고, 측정된 전류값(Ir)을 공진 전류 변환부(131)로 전달한다. 공진 전류 변환부(131)는 측정된 전류값(Ir; 자유 공진 전의 전류값)을 전압값(Vr; 즉, 제1 전압값)으로 변환하고, 변환된 전압값(Vr)을 셧다운 비교부(135)에 제공한다.
셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 제공받은 전압값(Vr)과 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)을 비교한다.
이어서, 제공받은 전압값(Vr)이 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)보다 큰 경우, 셧다운 비교부(135)는 활성화된 출력 신호(OS)를 셧다운 회로부(139)로 제공한다. 셧다운 회로부(139)가 셧다운 비교부(135)로부터 활성화된 출력 신호(OS)를 제공받는 시점은 셧다운 동작 시점(SD)에 해당한다.
즉, D1 시간 동안 워킹 코일(WC)은 직류 전압(Vdc)에 의해 에너지가 충전된다. 이어서, 워킹 코일(WC)에 에너지가 충분히 충전되어 일정 임계치(즉, 공진 기준값(Vr_ref))를 넘어서는 경우, 워킹 코일(WC)이 더 이상 충전되지 않도록 셧다운 회로부(139)는 오프-상태의 제2 펄스 신호(PWM2; 즉, PWM2-HIN)를 게이트 드라이버(150)에 제공한다.
이에 따라, 셧다운 회로부(139)는 워킹 코일(WC)에 일정한 크기의 에너지가 저장되도록 게이트 드라이버(150)를 제어할 수 있는 것이다. 또한 이를 통해, 추후 워킹 코일(WC) 및 제2 스위칭 소자(S2)를 포함하는 전류 흐름 구간에서 공진 전류의 자유 공진이 일어날 때 자유 공진이 일정하게 발생되는바, 용기 감지 기능의 정확성과 신뢰성이 개선될 수 있다.
추가적으로, 셧다운 동작 시점(SD) 이후에, 래치 회로부(133)는 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)의 활성화 상태를 미리 정해진 시간(D2; 즉, 래치 시간(Latch time)) 동안 유지시킨다. 이는, 셧다운 회로부(139)에 제1 펄스 신호(PWM1)가 입력되는 중에 활성화된 출력 신호(OS)가 비활성화되는 것을 방지하기 위함이다.
이를 통해, 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)가 한번 활성화되는 경우, 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)는 일정시간 동안 활성화된 상태를 유지할 수 있다. 따라서, 셧다운 회로부(139)는 출력 신호(OS)가 활성화되어 있는 동안 제1 스위칭 소자(S1)와 관련된 제2 펄스 신호(PWM2-HIN)를 오프-상태로 유지할 수 있다.
참고로, 출력 신호(OS)가 활성화되어 게이트 드라이버(150)로 오프-상태의 제2 펄스 신호(PWM2; 즉, PWM2-HIN)가 제공되는 경우, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프되는바, 워킹 코일(WC)에 더 이상의 전압(즉, 에너지)이 충전되지 않을 수 있다. 그러나, 설령 제1 스위칭 소자(S1)가 셧다운 동작 시점(SD)에 턴오프되더라도 워킹 코일(WC)에 제공되는 전압은 셧다운 동작 시점(SD) 이후에 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref) 이상으로 일부 증가한 후 다시 감소하게 된다. 이때, 워킹 코일(WC)에 제공되는 전압이 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref) 이하로 떨어지게 되면, 셧다운 비교부(135)는 공진 전류 변환부(131)로부터 미리 정해진 공진 기준값(Vr_ref)보다 작은 전압값(Vr)을 제공받는바, 출력 신호(OS)를 비활성화시킬 수 있다. 이 경우, 셧다운 회로부(139)가 온-상태의 제2 펄스 신호(PWM2; 즉, PWM2-HIN)를 게이트 드라이버(150)로 제공하게 되면서 제1 스위칭 소자(S1)가 다시 턴온될 수 있고, 이로 인해, 이미 충전이 완료된 워킹 코일(WC)에 불필요한 에너지가 더 충전될 수 있다. 이러한 문제점을 해결하기 위해, 래치 회로부(133)가 셧다운 동작 시점(SD) 이후에 셧다운 비교부(135)의 출력 신호(OS)의 활성화 상태를 미리 정해진 시간(D2; 즉, 래치 시간(Latch time)) 동안 유지시키는 것이다.
이어서, 도 5 및 도 7을 참조하면, 셧다운 회로부(139)는 셧다운 동작 시점(SD) 이후, 제1 스위칭 소자(S1)를 턴오프시키고, 제2 스위칭 소자(S2)를 턴온시킨다. 이를 통해, 워킹 코일(WC), 제2 커패시터(C2), 제2 스위칭 소자(S2)는 전류 흐름 구간을 형성한다.
전류 흐름 구간이 형성된 이후, 워킹 코일(WC)은 커패시터(C2)와 에너지를 주고받게 되고, 전류 흐름 구간에는 공진 전류가 자유 공진하며 흐르게 된다.
여기에서, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하지 않는 경우, 공진 전류의 진폭은 워킹 코일(WC)의 저항에 의해 감쇄될 수 있다.
반면에, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는 경우, 공진 전류의 진폭은 워킹 코일(WC)의 저항 및 피가열체의 저항에 의해 감쇄(즉, 피가열체가 존재하지 않는 경우보다 더 많이 감쇄)될 수 있다.
이어서, 센서(120)는 전류 흐름 구간에서 자유 공진하는 전류의 전류값(Ir)을 측정하고, 측정된 전류값(Ir)을 공진 전류 변환부(131)에 제공한다. 공진 전류 변환부(131)는 전류값(Ir; 즉, 자유 공진 후의 전류값)을 전압값(Vr; 즉, 제2 전압값)으로 변환하고, 변환된 전압값(Vr)을 카운트 비교부(137) 및 제어부(140)로 제공한다.
참고로, 워킹 코일(WC)의 저항값은 일정하므로, 전압은 전류와 실질적으로 동일한 파형을 갖는다.
이어서, 카운트 비교부(137)는 전압값(Vr)과 카운트 기준값(Vcnt_ref)을 비교하고, 비교 결과를 토대로 출력 펄스(OP)를 생성한다. 또한 카운트 비교부(137)는 출력 펄스(OP)를 제어부(140)에 제공한다.
여기에서, 출력 펄스(OP)는 전압값(Vr)이 카운트 기준값(Vcnt_ref)보다 큰 경우 온-상태를 갖고, 전압값(Vr)이 카운트 기준값(Vcnt_ref)보다 작은 경우 오프-상태를 갖는다.
제어부(140)는 카운트 비교부(137)로부터 제공받은 출력 펄스(OP)를 토대로 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단한다.
예를 들어, 출력 펄스(OP)의 카운트가 미리 정해진 기준 카운트보다 작은 경우, 제어부(140)는 피가열체가 워킹 코일(WC) 상에 존재한다고 판단할 수 있다. 반면에, 출력 펄스(OP)의 카운트가 미리 정해진 기준 카운트보다 큰 경우, 제어부(140)는 피가열체가 워킹 코일(WC) 상에 존재하지 않는다고 판단할 수 있다. 여기에서 카운트는 출력 펄스(OP)가 오프-상태에서 온-상태로 변화된 횟수를 의미할 수 있다.
다른 예로, 출력 펄스(OP)의 온-듀티 시간이 미리 정해진 기준 시간보다 작은 경우, 제어부(140)는 피가열체가 워킹 코일(WC) 상에 존재한다고 판단할 수 있다. 반면에, 출력 펄스(OP)의 온-듀티 시간이 미리 정해진 기준 시간보다 큰 경우, 제어부(140)는 피가열체가 워킹 코일(WC) 상에 존재하지 않는다고 판단할 수 있다. 여기에서, 온-듀티 시간은 셧다운 동작 시점(SD) 이후의 시간(즉, 도 5의 D3)동안 출력 펄스(OP)의 온-상태에 대한 누적 시간을 의미할 수 있다.
즉, 제어부(140)는 출력 펄스(OP)의 카운트 또는 온-듀티 시간을 이용하여 피가열체의 존재 여부를 정확하게 판단할 수 있다.
이어서, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재한다고 판단되는 경우, 제어부(140)는 해당 워킹 코일(WC)을 활성화시킨다. 또한, 제어부(140)는 디스플레이부(미도시) 또는 인터페이스부(미도시)를 통해 피가열체의 감지 여부를 표시하거나 알림음을 발생시켜 피가열체의 감지 여부를 사용자에게 알릴 수 있다.
도 8은 도 3의 유도 가열 장치에서 피가열체 존재 여부 판단 시 사용되는 파형을 설명하는 그래프이다.
도 8을 참조하면, (a)는 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치된 경우에 나타나는 파형이고, (b)는 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치되지 않은 경우에 나타나는 파형이다. 참고로, 도 8의 (a)와 (b)는 하나의 실험예에 불과하고, 본 발명의 실시예가 도 8의 실험예에 한정되는 것은 아니다.
여기에서, (a)는 워킹 코일(WC)에 흐르는 제1 공진 전류(Ir1)와, 제1 공진 전류(Ir1)에 대한 제1 출력 펄스(OP1)를 나타낸다. 또한, (b)는 워킹 코일(WC)에 흐르는 제2 공진 전류(Ir2)와, 제2 공진 전류(Ir2)에 대한 제2 출력 펄스(OP2)를 나타낸다.
그래프를 살펴보면, (a)에서 제1 출력 펄스(OP1)의 카운트는 2회이고, (b)에서 제2 출력 펄스(OP2)의 카운트는 11회이다. 즉, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치된 경우 카운트는 상대적으로 적게 나타나고, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치되지 않은 경우 카운트는 상대적으로 많게 나타난다.
따라서, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단하는 기준 카운트는 (a)의 카운트와 (b)의 카운트 사이의 값으로 결정될 수 있다. 나아가, 제어부(140)는 미리 정해진 기준 카운트를 이용하여 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.
또한, (a)에서 제1 출력 펄스(OP1)의 온-듀티 시간은, (b)에서 제2 출력 펄스(OP2)의 온-듀티 시간보다 짧을 수 있다. 즉, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치된 경우 온-듀티 시간이 상대적으로 짧게 나타나고, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 배치되지 않은 경우 온-듀티 시간이 상대적으로 길게 나타난다.
따라서, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단하는 기준 시간은 (a)의 온-듀티 시간과 (b)의 온-듀티 시간 사이의 값으로 결정될 수 있다. 나아가, 제어부(140)는 미리 정해진 기준 시간을 이용하여 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.
즉, 제어부(140)는 출력 펄스(OP)의 카운트 또는 온-듀티 시간 중 적어도 하나를 이용함으로써, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부에 대한 판단의 정확도를 개선할 수 있다.
도 9는 도 3의 유도 가열부에 인가되는 직류 전압의 제로 크로싱 시점을 설명하는 그래프이다.
도 9에는 정류된 직류 전압(Vdc)과, 직류 전압(Vdc)에 대한 영전압 검출 파형(CZ)이 도시된다.
도 9를 참조하면, 직류 전압(Vdc)은 정류부(112)의 정류 작업으로 인해 반파 정류 파형을 갖게 된다. 예를 들어, 직류 전압(Vdc)은 약 150V를 중심으로 변동되는 반파 정류 파형을 가질 수 있다.
또한 이러한 직류 전압(Vdc)이 미리 정해진 기준전압(Vc_ref)과 같아지는 시점을 제로 크로싱(Zero-crossing) 시점(즉, 영전압 시점)이라 한다.
제로 크로싱 시점을 기준으로, 직류 전압(Vdc)은 미리 설정된 기준전압(Vc_ref)보다 작은 제1 구간(Dz)과, 미리 설정된 기준전압(Vc_ref)보다 큰 제2 구간(Du)으로 구분된다.
제1 구간(Dz)에서 직류 전압(Vdc)의 변동량은 제2 구간(Du)에서 직류 전압(Vdc)의 변동량보다 상대적으로 작다. 따라서, 제어부(140)는 제1 구간(Dz)에서 상대적으로 안정적으로 용기 감지 동작을 수행할 수 있다.
이에 따라, 제어부(140)는 직류 전압(Vdc)이 기준전압(Vc_ref)보다 작은 제1 구간(Dz)에서만 용기 감지 동작을 수행한다.
이를 위해, 제어부(140)는 직류 전압(Vdc)의 제로 크로싱 시점을 감지하고, 제로 크로싱 시점을 토대로 기준전압(Vc_ref)보다 직류 전압(Vdc)이 작은 구간에서 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)는 제1 구간(Dz)에서만 용기 감지 동작을 수행할 수 있고, 이를 통해, 유도 가열 장치(100)의 용기 감지 정확도와 신뢰성이 개선될 수 있다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)의 용기 감지 작업이 이루어지는바, 이하에서는, 도 10 및 도 11을 참조하여, 도 3의 유도 가열 장치(100)의 보호 회로(200) 및 게이트 드라이버(150)의 구성을 설명하도록 한다.
도 10은 도 3의 유도 가열 장치의 보호 회로를 설명하는 회로도이다. 도 11은 도 10의 게이트 드라이버를 설명하는 회로도이다.
도 10 및 도 11을 참조하면, 보호 회로(200)는 인버터부(117)와 게이트 드라이버(150) 사이에 구비될 수 있다.
구체적으로, 보호 회로(200)는 제1 스위칭 소자(S1)의 게이트 단과 제1 서브 게이트 드라이버(155)의 출력단(HO) 사이에 구비된 제1 저항(R1)과, 제1 저항(R1)과 병렬 연결된 제2 저항(R2)과, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2) 사이의 제1 노드(N1)와 제1 서브 게이트 드라이버(155)의 기준 전압 단자(Vs) 사이에 구비된 보호 회로 저항(Rpt)과, 보호 회로 저항(Rpt)과 기준 전압 단자(Vs) 사이의 제2 노드(N2)와 접지(G) 사이에 구비된 보호 회로 다이오드(Dpt)와, 제2 노드(N2)와 외부 전원(250) 사이에 구비된 부트 스트랩 회로를 포함할 수 있다.
여기에서, 부트 스트랩 회로는 제2 노드(N2)에 연결된 부트 스트랩 커패시터(Cboot)와, 부트 스트랩 커패시터(Cboot)와 외부 전원(250) 사이에 구비된 부트 스트랩 다이오드(Dboot) 및 부트 스트랩 저항(Rboot)을 포함할 수 있다. 또한 부트 스트랩 다이오드(Dboot) 및 부트 스트랩 저항(Rboot)은 직렬 연결될 수 있다.
참고로, 보호 회로 저항(Rpt)의 저항값과 부트 스트랩 저항(Rboot)의 저항값은 다음의 <식>에 의한 초기 전압값이 스위칭 소자(예를 들어, S1 또는 S2)의 게이트 임계 전압값(즉, Gate Threshold voltage)을 넘지 않는 선에서 결정될 수 있다.
<식>
초기 전압값 = Vcc x (Rpt/(Rboot+Rpt))
즉, 상기의 보호 회로(200)의 구성을 통해 외부 전원(250)에서 출력된 전압(Vcc)은 부트 스트랩 저항(Rboot)과 부트 스트랩 다이오드(Dboot)를 거쳐 후술할 제1 소스 드라이버(155a)의 이미터(또는 소스)로 제공될 수 있고, 제1 소스 드라이버(155a)의 이미터(또는 소스)에 부트 스트랩 전압(Vboot)이 제공될 수 있다. 그리고 외부 전원(250)에서 출력된 전압(Vcc)은 후술할 제2 소스 드라이버(160a)의 이미터(또는 소스)로 제공될 수 있고, 제2 싱크 드라이버(160b)의 이미터(또는 소스)는 접지(G)와 연결될 수 있다.
참고로, 상기의 보호 회로(200)의 구성 중 보호 회로 저항(Rpt) 및 보호 회로 다이오드(Dpt)에 의해 게이트 드라이버(150)에 인가되는 음전압이 최소화되는바, 이에 대한 구체적인 내용은 후술하도록 한다.
한편, 게이트 드라이버(150)는 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 각각 턴온 또는 턴오프하는 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버(155, 160)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 제1 서브 게이트 드라이버(155)는 셧다운 회로부(139)로부터 제1 스위칭 소자(S1) 관련 펄스 신호(HIN; 즉, 도 5의 PWM2-HIN)를 제공받고, 제2 서브 게이트 드라이버(160)는 셧다운 회로부(139)로부터 제2 스위칭 소자(S2) 관련 펄스 신호(LIN; 즉, 도 5의 PWM2-LIN)를 제공받을 수 있다.
또한 제1 서브 게이트 드라이버(155)는 제1 소스 드라이버(155a)와 제1 싱크 드라이버(155b)를 포함하고, 제2 서브 게이트 드라이버(160)는 제2 소스 드라이버(160a)와 제2 싱크 드라이버(160b)를 포함할 수 있다.
여기에서, 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버(155, 160)가 각각 BJT(Bipolar Junction Transistor)를 포함하는 경우, 제1 및 제2 소스 드라이버(155a, 160a)는 각각 pnp형 트랜지스터를 포함하고, 제1 및 제2 싱크 드라이버(155b, 160b)는 각각 npn형 트랜지스터를 포함할 수 있다.
반면에, 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버(155, 160)가 각각 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)을 포함하는 경우, 제1 및 제2 소스 드라이버(155a, 160a)는 각각 P-MOSFET(즉, p형 MOSFET)을 포함하고, 제1 및 제2 싱크 드라이버(155b, 160b)는 각각 N-MOSFET(즉, n형 MOSFET)을 포함할 수 있다.
또한 제1 서브 게이트 드라이버(155)에 구비된 제1 소스 드라이버(155a)와 제1 싱크 드라이버(155b)는 셧다운 회로부(139)로부터 제공받은 펄스 신호(HIN)를 토대로 상보적으로 구동(즉, 턴온 또는 턴오프)될 수 있다.
물론 제2 서브 게이트 드라이버(160)에 구비된 제2 소스 드라이버(160a)와 제2 싱크 드라이버(160b)는 셧다운 회로부(139)로부터 제공받은 펄스 신호(LIN)를 토대로 상보적으로 구동(즉, 턴온 또는 턴오프)될 수 있다.
즉, 제1 소스 드라이버(155a)가 턴온된 경우, 제1 싱크 드라이버(155b)가 턴오프되고, 제2 소스 드라이버(160a)가 턴온된 경우, 제2 싱크 드라이버(160b)가 턴오프될 수 있다.
물론, 제1 소스 드라이버(155a)가 턴오프된 경우, 제1 싱크 드라이버(155b)가 턴온되고, 제2 소스 드라이버(160a)가 턴오프된 경우, 제2 싱크 드라이버(160b)가 턴온될 수 있다.
또한, 제1 소스 드라이버(155a)는 부트 스트랩 커패시터(Cboot)와 부트 스트랩 다이오드(Dboot) 사이의 제3 노드(N3)에 연결될 수 있고, 제2 싱크 드라이버(160b)는 접지(G)에 연결될 수 있다.
보다 구체적으로, 제1 소스 드라이버(155a)의 이미터(Emitter)(또는 소스(Source))는 제3 노드(N3)에 연결되고, 제1 소스 드라이버(155a)의 컬렉터(Collector)(또는 드레인(Drain))는 제1 서브 게이트 드라이버(155)의 출력단(HO)에 연결될 수 있다.
또한 제1 싱크 드라이버(155b)의 컬렉터(또는 드레인)는 제1 서브 게이트 드라이버(155)의 출력단(HO)에 연결되고, 제1 싱크 드라이버(155b)의 이미터(또는 소스)는 제1 서브 게이트 드라이버(155)의 기준 전압 단자(Vs)에 연결될 수 있다.
그리고 제2 소스 드라이버(160a)의 이미터(또는 소스)는 외부 전원(250)에 연결되고, 제2 소스 드라이버(160a)의 컬렉터(또는 드레인)는 제2 서브 게이트 드라이버(160)의 출력단(LO)에 연결될 수 있다.
또한 제2 싱크 드라이버(160b)의 컬렉터(또는 드레인)는 제2 서브 게이트 드라이버(160)의 출력단(LO)에 연결되고, 제2 싱크 드라이버(160b)의 이미터(또는 소스)는 접지(G; 참고로, Vdd는 G와 연결)에 연결될 수 있다.
전술한 바와 같이, 도 3의 유도 가열 장치(100)의 보호 회로(200) 및 게이트 드라이버(150)가 구성되는바, 이하에서는, 도 12 내지 도 15를 참조하여, 도 10의 인버터부(117)의 스위칭 동작에 따른 전류 흐름을 설명하도록 한다.
먼저, 도 11 및 도 12를 참조하면, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)가 턴오프된 상태에서 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온될 때의 전류 흐름이 도시되어 있다.
구체적으로, 제1 서브 게이트 드라이버(155)가 셧다운 회로부(139)로부터 제1 스위칭 소자(S1)를 턴온시키는 펄스 신호(HIN)를 제공받는 경우, 부트 스트랩 커패시터(Cboot)에 충전되어 있는 전압에 의해 제1 스위칭 소자(S1)를 턴온하기 위한 전류가 보호 회로 저항(Rpt), 부트 스트랩 커패시터(Cboot), 제1 소스 드라이버(155a) 및 제1 저항(R1)을 순차적으로 거쳐 제1 스위칭 소자(S1)의 게이트 단자로 제공될 수 있다.
이를 통해, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온될 수 있다.
참고로, 부트 스트랩 커패시터(Cboot)에 충전된 전압은 외부 전원(250)으로부터 공급된 전압일 수 있다.
또한 이와 같이, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)가 턴오프된 상태에서 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되는 경우, 보호 회로(200)에 흐르는 전류에 대한 저항 값은 제1 저항(R1)과 보호 회로 저항(Rpt)의 합성 저항 값을 포함할 수 있다.
즉, 해당 합성 저항 값은 제1 스위칭 소자(S1)의 게이트 단자로 제공되는 전류의 경로에 따른 저항값을 의미할 수 있다.
참고로, 셧다운 회로부(139)에서 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버(155, 160)로 각각 제공되는 펄스 신호(HIN, LIN)는 서로 상보적이다. 이에 따라, 제1 서브 게이트 드라이버(155)로 제공되는 펄스 신호(HIN)가 제1 스위칭 소자(S1)의 턴온을 지시하는 경우, 제2 서브 게이트 드라이버(160)로 제공되는 펄스 신호(LIN)는 제2 스위칭 소자(S2)의 턴오프를 지시할 수 있다.
한편, 이러한 과정을 통해 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되고, 제2 스위칭 소자(S2)가 턴오프되는 경우, 워킹 코일(WC)에는 제1 스위칭 소자(S1)를 통해 제공된 공진 전류가 충전될 수 있다.
즉, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되면서 직류 링크 커패시터(113), 워킹 코일(WC), 제1 스위칭 소자(S1)가 폐구간을 형성하게 되고, 직류 링크 커패시터(113)의 전압에 의해 워킹 코일(WC)에 공진 전류가 충전될 수 있다.
이어서, 도 11 및 도 13을 참조하면, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되고, 제2 스위칭 소자(S2)가 턴오프된 상태에서 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프될 때의 전류 흐름이 도시되어 있다.
구체적으로, 제1 서브 게이트 드라이버(155)가 셧다운 회로부(139)로부터 제1 스위칭 소자(S1)를 턴오프시키는 펄스 신호(HIN)를 제공받는 경우, 보호 회로(200) 상의 전류는 제1 및 제2 저항(R1, R2), 제1 싱크 드라이버(155b) 및 보호 회로 저항(Rpt)을 순차적으로 거쳐 접지(G) 방향으로 흐를 수 있다. 즉, 보호 회로(200) 상의 전류는 제1 스위칭 소자(S1)의 게이트 단자에서 제1 싱크 드라이버(155b) 및 제1 노드(N1)를 거쳐 접지(G)를 통해 빠져나갈 수 있다.
또한 이와 같이, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되고 제2 스위칭 소자(S2)가 턴오프된 상태에서 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프되는 경우, 보호 회로(200)에 흐르는 전류에 대한 저항 값은 제1 및 제2 저항(R1, R2)으로 이루어진 합성 저항과 보호 회로 저항(Rpt)의 합성 저항 값을 포함할 수 있다.
즉, 해당 합성 저항 값은 제1 스위칭 소자(S1)의 게이트 단자에서 제1 노드(N1)로 제공되는 전류의 경로에 따른 저항값을 의미할 수 있다.
한편, 이러한 과정을 통해 제1 스위칭 소자(S1)가 턴온되고, 제2 스위칭 소자(S2)가 턴오프된 상태에서 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프되는 경우, 워킹 코일(WC)에서 발생한 역기전력에 의해 프리휠링 전류가 발생할 수 있다.
즉, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프되는 경우, 워킹 코일(WC)에 역기전력이 발생하게 되고, 이러한 역기전력에 의해 프리휠링 전류가 발생하게 된다.
이에 따라, 프리휠링 전류 중 일부는 워킹 코일(WC)과 제2 스위칭 소자(S2)의 다이오드(즉, 프리휠링 다이오드)를 포함하는 제1 구간(즉, 워킹 코일(WC), 제2 스위칭 소자(S2)의 다이오드, 제2 커패시터(C2)로 구성된 구간)에 흐르고, 프리휠링 전류 중 나머지는 보호 회로 저항(Rpt)과 보호 회로 다이오드(Dpt)를 포함하는 제2 구간에 흐를 수 있다.
즉, 프리휠링 전류 전체가 제1 구간에서만 흐르는 경우에는, 도 2에 도시된 바와 같이, 게이트 드라이버(150)의 기준 전압 단자(Vs)에 음전압이 인가되어 게이트 드라이버(150)가 손상될 수 있고, 이로 인해, 게이트 드라이버(150)가 오작동할 수 있다.
그러나, 도 13에 도시된 바와 같이, 프리휠링 전류 중 일부만 제1 구간에서 흐르고, 프리휠링 전류 중 나머지는 제2 구간에서 흐르는 경우, 게이트 드라이버(150)의 기준 전압 단자(Vs)에 소량의 음전압만이 인가되는바, 게이트 드라이버(150)의 손상을 최소화할 수 있다.
즉, 프리휠링 전류에 의해 제1 노드(N1)와 접지(G) 사이에 인가되는 음전압의 크기는 프리휠링 전류에 의해 기준 전압 단자(Vs)와 접지(G) 사이에 인가되는 음전압의 크기보다 더 클 수 있다.
이어서, 도 11 및 도 14를 참조하면, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)가 턴오프된 상태에서 제2 스위칭 소자(S2)가 턴온될 때의 전류 흐름이 도시되어 있다.
구체적으로, 제2 서브 게이트 드라이버(160)가 셧다운 회로부(139)로부터 제2 스위칭 소자(S2)를 턴온시키는 펄스 신호(LIN)를 제공받는 경우, 워킹 코일(WC)에 충전된 공진 전류가 워킹 코일(WC)과 제2 스위칭 소자(S2)를 포함하는 폐구간(즉, 워킹 코일(WC), 제2 스위칭 소자(S2), 제2 커패시터(C2)로 구성된 폐구간)에서 자유 공진하며 흐르게 된다.
즉, 폐구간이 형성된 이후, 워킹 코일(WC)은 커패시터(C2)와 에너지를 주고받게 되고, 폐구간에는 공진 전류가 자유 공진하며 흐르게 되는 것이다.
참고로, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하지 않는 경우, 공진 전류의 진폭은 워킹 코일(WC)의 저항에 의해 진폭이 감쇄될 수 있다.
반면에, 워킹 코일(WC) 상에 피가열체가 존재하는 경우, 공진 전류의 진폭은 워킹 코일(WC)의 저항 및 피가열체의 저항에 의해 진폭이 감쇄(즉, 피가열체가 존재하지 않을 때의 진폭 감쇄 정도보다 더 크게 감쇄)될 수 있다.
즉, 피가열체의 존재 유무에 따라 공진 전류의 진폭 감쇄 정도가 달라지는바, 이러한 공진 전류의 진폭 감쇄 정도를 토대로 피가열체의 존재 유무가 감지될 수 있는 것이다.
마지막으로, 도 11 및 도 15를 참조하면, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프되고, 제2 스위칭 소자(S2)가 턴온된 상태에서 제2 스위칭 소자(S2)가 턴오프될 때의 전류 흐름이 도시되어 있다.
구체적으로, 제2 서브 게이트 드라이버(160)가 셧다운 회로부(139)로부터 제2 스위칭 소자(S2)를 턴오프시키는 펄스 신호(LIN)를 제공받는 경우, 직류 링크 커패시터(113), 워킹 코일(WC) 및 제1 스위칭 소자(S1)의 다이오드가 폐구간을 형성하게 되고, 해당 폐구간에 도 15에 도시된 바와 같이 전류가 흐르게 된다.
참고로, 제1 스위칭 소자(S1)가 턴오프 상태인바, 전류는 제1 스위칭 소자(S1)의 다이오드를 통해 흐르게 된다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)는 용기 감지 기능을 개선함으로써 종래 대비 낮은 소비전력으로 동작 가능하고, 빠른 응답 특성을 가질 수 있는바, 전력량 낭비 방지 및 사용자 만족도 개선이 가능하다. 또한 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)는 입력전압의 변화에 관계없이 정확한 용기 감지가 가능하고, 용기 감지 기능 수행시 과전류가 흐르는 것을 방지할 수 있는바, 과전류에 의한 소음 발생도 방지할 수 있다.
또한 본 발명의 실시예에 따른 유도 가열 장치(100)에서는 절연형 게이트 드라이버 또는 별도의 절연 소자 없이 스위칭 소자의 실시간 제어 및 음전압 보호 기능 개선이 가능한바, 개발 비용 저감 및 설계 용이성 확보가 가능하다.
이상과 같이 본 발명에 대해서 예시한 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 본 명세서에 개시된 실시 예와 도면에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 기술사상의 범위 내에서 통상의 기술자에 의해 다양한 변형이 이루어질 수 있음은 자명하다. 아울러 앞서 본 발명의 실시 예를 설명하면서 본 발명의 구성에 따른 작용 효과를 명시적으로 기재하여 설명하지 않았을 지라도, 해당 구성에 의해 예측 가능한 효과 또한 인정되어야 함은 당연하다.
110: 유도 가열 회로 120: 센서
130: 용기 감지부 131: 공진 전류 변환부
133: 래치 회로부 135: 셧다운 비교부
137: 카운트 비교부 139: 셧다운 회로부
140: 제어부 150: 인버터부
180: 컨트롤러 200: 보호 회로

Claims (12)

  1. 워킹 코일;
    스위칭 동작을 수행하여 상기 워킹 코일에 공진 전류를 인가하는 제1 및 제2 스위칭 소자가 구비된 인버터부;
    외부 전원으로부터 공급받은 드라이버 구동 전압을 토대로 구동되고, 상기 스위칭 동작을 제어하기 위해 상기 인버터부에 연결되되, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 각각 턴온 또는 턴오프하는 제1 및 제2 서브 게이트 드라이버를 포함하는 게이트 드라이버; 및
    상기 인버터부와 상기 게이트 드라이버 사이에 구비된 보호 회로를 포함하되,
    상기 보호 회로는,
    상기 제1 스위칭 소자의 게이트 단과 상기 제1 서브 게이트 드라이버의 출력단 사이에 구비된 제1 저항과, 상기 제1 저항과 병렬 연결된 제2 저항과, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드와 상기 제1 서브 게이트 드라이버의 기준 전압 단자 사이에 구비된 보호 회로 저항과, 상기 보호 회로 저항과 상기 기준 전압 단자 사이의 제2 노드와 접지 사이에 구비된 보호 회로 다이오드와, 상기 제2 노드와 상기 외부 전원 사이에 구비된 부트 스트랩 회로를 포함하는
    유도 가열 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 서브 게이트 드라이버는 제1 소스 드라이버와 제1 싱크 드라이버를 포함하고,
    상기 제2 서브 게이트 드라이버는 제2 소스 드라이버와 제2 싱크 드라이버를 포함하며,
    상기 부트 스트랩 회로는 상기 제2 노드에 연결된 부트 스트랩 커패시터와, 상기 부트 스트랩 커패시터와 상기 외부 전원 사이에 구비된 부트 스트랩 다이오드 및 부트 스트랩 저항을 포함하되,
    상기 부트 스트랩 커패시터와 상기 부트 스트랩 다이오드 사이의 제3 노드에는 상기 제1 소스 드라이버가 연결되는
    유도 가열 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자를 턴온하기 위한 전류는,
    상기 부트 스트랩 커패시터에 충전되어 있는 전압에 의해 상기 보호 회로 저항, 상기 부트 스트랩 커패시터, 상기 제1 소스 드라이버 및 상기 제1 저항을 순차적으로 거쳐 상기 제1 스위칭 소자의 게이트 단자로 제공되는
    유도 가열 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제1 스위칭 소자가 턴온되는 경우,
    상기 보호 회로에 흐르는 전류에 대한 저항 값은 상기 제1 저항과 상기 보호 회로 저항의 합성 저항 값을 포함하는
    유도 가열 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제1 스위칭 소자가 턴오프되는 경우,
    상기 보호 회로 상의 전류는 상기 제1 및 제2 저항, 상기 제1 싱크 드라이버 및 상기 보호 회로 저항을 순차적으로 거쳐 상기 접지 방향으로 흐르는
    유도 가열 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제1 스위칭 소자가 턴오프되는 경우,
    상기 보호 회로에 흐르는 전류에 대한 저항 값은 상기 제1 및 제2 저항으로 이루어진 합성 저항과 상기 보호 회로 저항의 합성 저항 값을 포함하는
    유도 가열 장치.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제1 스위칭 소자가 턴온되는 경우,
    상기 워킹 코일에는 상기 제1 스위칭 소자를 통해 제공된 공진 전류가 충전되는
    유도 가열 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자가 턴온되고, 상기 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제1 스위칭 소자가 턴오프되는 경우,
    상기 워킹 코일에서 발생한 역기전력에 의해 프리휠링 전류가 발생하고,
    상기 프리휠링 전류 중 일부는 상기 워킹 코일과 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 포함하는 제1 구간에 흐르고,
    상기 프리휠링 전류 중 나머지는 상기 보호 회로 저항과 상기 보호 회로 다이오드를 포함하는 제2 구간에 흐르는
    유도 가열 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 프리휠링 전류에 의해 상기 제1 노드와 상기 접지 사이에 인가되는 음전압의 크기는 상기 프리휠링 전류에 의해 상기 기준 전압 단자와 상기 접지 사이에 인가되는 음전압의 크기보다 큰
    유도 가열 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 턴오프된 상태에서 상기 제2 스위칭 소자가 턴온되는 경우,
    상기 워킹 코일에 충전된 공진 전류가 상기 워킹 코일과 상기 제2 스위칭 소자를 포함하는 폐구간에서 자유 공진하며 흐르는
    유도 가열 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 워킹 코일에 흐르는 전류의 전류값을 측정하는 센서; 및
    상기 센서에서 측정된 전류의 자유 공진 전의 전류값을 제1 전압값으로 변환하고, 상기 제1 전압값을 미리 정해진 공진 기준값과 비교하여 상기 워킹 코일에 일정한 크기의 에너지가 충전되도록 상기 게이트 드라이버를 제어하며, 상기 센서에서 측정된 전류의 자유 공진 후의 전류값을 제2 전압값으로 변환하고, 상기 제2 전압값을 미리 정해진 카운트 기준값과 비교하여 출력 펄스를 생성하는 용기 감지부와,
    상기 용기 감지부로부터 상기 출력 펄스를 제공받고, 상기 제공받은 출력 펄스를 토대로 상기 워킹 코일 상에 조리용기가 존재하는지 여부를 판단하는 제어부를 더 포함하는
    유도 가열 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 용기 감지부는,
    상기 센서에서 측정된 전류값을 상기 제1 전압값 또는 상기 제2 전압값으로 변환시키는 공진 전류 변환부와,
    상기 제1 전압값과 상기 미리 정해진 공진 기준값을 비교하여 출력 신호를 생성하는 셧다운 비교부와,
    상기 출력 신호의 활성화 상태를 미리 정해진 시간 동안 유지시키는 래치 회로부와,
    상기 제2 전압값과 상기 미리 정해진 카운트 기준값을 비교하여 상기 출력 펄스를 생성하는 카운트 비교부와,
    상기 출력 신호를 토대로 상기 게이트 드라이버를 제어하는 셧다운 회로부를 포함하는
    유도 가열 장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN214431831U (zh) * 2020-12-08 2021-10-22 深圳市合元科技有限公司 气雾生成装置
WO2023128436A1 (ko) * 2021-12-30 2023-07-06 삼성전자 주식회사 무선 전력 송신 장치 및 이를 포함하는 전자 장치

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107306460A (zh) 2016-04-25 2017-10-31 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热系统和用于其的半桥隔离驱动电路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5921377B2 (ja) * 2012-08-02 2016-05-24 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
FR2997198A1 (fr) 2012-10-18 2014-04-25 Thales Sa Telemetrie longue portee de petite cible
ES2564890B1 (es) * 2014-09-24 2017-01-04 BSH Electrodomésticos España S.A. Dispositivo de aparato doméstico y procedimiento para la puesta en funcionamiento de un dispositivo de aparato doméstico
KR20160122921A (ko) * 2015-04-14 2016-10-25 엘에스산전 주식회사 인버터의 구동을 위한 게이트 드라이버
KR101696360B1 (ko) * 2015-05-27 2017-01-13 (주)쿠첸 공진 전류를 이용한 용기 감지 기능을 구비한 유도가열 조리기

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107306460A (zh) 2016-04-25 2017-10-31 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热系统和用于其的半桥隔离驱动电路

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