KR102618559B1

KR102618559B1 - Method and device for measuring antenna reflection coefficient

Info

Publication number: KR102618559B1
Application number: KR1020190039743A
Authority: KR
Inventors: 김대영; 조영익
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2018-11-27
Filing date: 2019-04-04
Publication date: 2023-12-28
Also published as: KR20200063018A

Abstract

RF 송신 신호를 안테나에 전달하는 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, 본 개시의 예시적 실시예에 따라, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼(down-conversion)하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 목표 주파수 대역에 기초하여 다운-컨버젼을 제어하고, 목표 주파수 대역을 가지도록 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호 및 기저대역 피드백 신호를 처리하고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있다.An apparatus for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler that transmits an RF transmission signal to the antenna, according to an exemplary embodiment of the present disclosure, down-converts the RF feedback signal ( a feedback circuit that generates a baseband feedback signal by down-converting and filtering, and a baseband transmission signal that controls down-conversion based on the target frequency band and generates an RF transmission signal to have the target frequency band, and a baseband It may include a signal processing device that processes the band feedback signal and calculates a reflection coefficient of the antenna corresponding to the target frequency band.

Description

Method and device for measuring antenna reflection coefficient {METHOD AND DEVICE FOR MEASURING ANTENNA REFLECTION COEFFICIENT}

본 개시의 기술적 사상은 무선 통신에 관한 것으로서, 구체적으로 무선 통신을 위해 사용되는 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.The technical idea of the present disclosure relates to wireless communication, and specifically to a method and device for measuring the reflection coefficient of an antenna used for wireless communication.

무선 통신에 사용되는 안테나가 설계된, 임피던스를 가지지 아니하는 경우, 무선 통신의 품질이 저하되는 문제가 발생할 수 있다. 무선 통신 기기는 안테나 튜너를 포함할 수 있고, 안테나 튜너는 안테나의 측정된 임피던스 또는 반사 계수에 기초하여 제어될 수 있다. 이에 따라 안테나의 반사 계수를 정확하게 측정하는 것이 요구되는 한편, 광대역 채널을 사용하는 무선 통신 시스템에서 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 신호를 처리하는 부품은 높은 성능을 요구할 수 있고, 이에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는데 많은 비용이 요구될 수 있다.If the antenna used for wireless communication does not have the impedance for which it was designed, the quality of wireless communication may deteriorate. The wireless communication device may include an antenna tuner, and the antenna tuner may be controlled based on the measured impedance or reflection coefficient of the antenna. Accordingly, it is required to accurately measure the reflection coefficient of the antenna, while in a wireless communication system using a broadband channel, components that process signals to measure the reflection coefficient of the antenna may require high performance, and accordingly, the reflection coefficient of the antenna is required. Measuring the coefficients can be expensive.

본 개시의 기술적 사상은 안테나의 반사 계수를 효율적으로 측정하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.The technical idea of the present disclosure provides a method and device for efficiently measuring the reflection coefficient of an antenna.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 신호 처리 장치는, 제1 디지털 신호를 변환함으로써, RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호를 생성하는 디지털-아날로그 변환기, RF 피드백 신호로부터 생성된 기저대역 피드백 신호를 변환함으로써 제2 디지털 신호를 생성하는 아날로그-디지털 변환기, 목표 주파수 대역을 가지도록 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호를 처리하는 디지털 신호 처리기, 디지털 신호 처리기의 출력 신호를 캡쳐하는 버퍼, 및 목표 주파수 대역을 설정하고, 목표 주파수 대역에 기초하여 디지털 신호 처리기를 제어하고, 버퍼에 저장된 데이터에 기초하여 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 컨트롤러를 포함할 수 있다.In order to achieve the above object, in accordance with one aspect of the technical idea of the present disclosure, a method is used to measure the reflection coefficient of the antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of the RF transmission signal transmitted to the antenna. The signal processing device is a digital-to-analog converter that generates a baseband transmission signal from which an RF transmission signal is generated by converting a first digital signal, and generates a second digital signal by converting a baseband feedback signal generated from the RF feedback signal. An analog-to-digital converter, a digital signal processor for processing the first digital signal and the second digital signal to have a target frequency band, a buffer for capturing the output signal of the digital signal processor, and setting the target frequency band, It may include a controller that controls the digital signal processor based on and calculates a reflection coefficient of the antenna corresponding to the target frequency band based on data stored in the buffer.

본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 제1 디지털 신호를 기저대역 송신 신호로 변환하고, 기저대역 피드백 신호를 제2 디지털 신호로 변환하고, 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호가 목표 주파수 대역을 가지도록 디지털 신호 처리를 수행함으로써 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있고, 피드백 회로는, 기저대역 송신 신호의 최대 주파수 대역보다 좁은 통과 대역을 가지는 아날로그 필터를 포함할 수 있다.According to one aspect of the technical idea of the present disclosure, a device for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of an RF transmission signal transmitted to the antenna is provided by downloading the RF feedback signal. a feedback circuit that generates a baseband feedback signal by converting and filtering, and converting the first digital signal to a baseband transmission signal, converting the baseband feedback signal to a second digital signal, and converting the first digital signal and the second digital signal to It may include a signal processing device that calculates a reflection coefficient of the antenna corresponding to the target frequency band by performing digital signal processing so that the signal has a target frequency band, and the feedback circuit is narrower than the maximum frequency band of the baseband transmission signal. An analog filter with a passband may be included.

본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라 안테나에 전달되는 RF 송신 신호의 일부로서 커플러(coupler)가 제공하는 RF 피드백 신호를 사용하여 안테나의 반사 계수를 측정하기 위한 장치는, RF 피드백 신호를 다운-컨버젼(down-conversion)하고 필터링함으로써, 기저대역 피드백 신호를 생성하는 피드백 회로, 및 목표 주파수 대역에 기초하여 다운-컨버젼을 제어하고, 목표 주파수 대역을 가지도록 RF 송신 신호가 생성되는 기저대역 송신 신호 및 기저대역 피드백 신호를 처리하고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나의 반사 계수를 계산하는 신호 처리 장치를 포함할 수 있다.According to one aspect of the technical idea of the present disclosure, a device for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of an RF transmission signal transmitted to the antenna is provided by downloading the RF feedback signal. A feedback circuit that generates a baseband feedback signal by down-converting and filtering, and a baseband transmission signal that controls down-conversion based on a target frequency band and generates an RF transmission signal to have a target frequency band. and a signal processing device that processes the baseband feedback signal and calculates a reflection coefficient of the antenna corresponding to the target frequency band.

본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 안테나의 반사 계수를 저비용으로 측정할 수 있다.According to the method and device according to an exemplary embodiment of the present disclosure, the reflection coefficient of an antenna can be measured at low cost.

또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 안테나의 반사 계수를 주파수 선택적으로 측정할 수 있고, 이에 따라 안테나를 세밀하게 튜닝할 수 있다.Additionally, according to the method and device according to an exemplary embodiment of the present disclosure, the reflection coefficient of the antenna can be measured frequency-selectively, and the antenna can be finely tuned accordingly.

또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 방법 및 장치에 의하면, 세밀하게 튜닝된 안테나에 기인하여 무선 통신의 품질이 향상될 수 있다.Additionally, according to the method and device according to an exemplary embodiment of the present disclosure, the quality of wireless communication can be improved due to a finely tuned antenna.

본 개시의 예시적 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 아니하며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 이하의 기재로부터 본 개시의 예시적 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 개시의 예시적 실시예들을 실시함에 따른 의도하지 아니한 효과들 역시 본 개시의 예시적 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.The effects that can be obtained from the exemplary embodiments of the present disclosure are not limited to the effects mentioned above, and other effects not mentioned are common knowledge in the technical field to which the exemplary embodiments of the present disclosure belong from the following description. It can be clearly derived and understood by those who have it. That is, unintended effects resulting from implementing the exemplary embodiments of the present disclosure may also be derived by those skilled in the art from the exemplary embodiments of the present disclosure.

도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 무선 통신 기기를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 아날로그-디지털 변환기의 동작의 예시를 나타내는 순서도이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 나타내는 순서도이다.
도 10a 내지 도 10c는 본 개시의 예시적 실시예들에 따라 안테나를 튜닝하는 동작의 예시들을 나타내는 도면들이다.
도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 측정된 안테나의 반사 계수들을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 통신 장치의 예시를 나타내는 블록도이다.Figure 1 is a block diagram showing a wireless communication device according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 2 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 3 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 4 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 5 is a block diagram showing an example of a feedback circuit according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 6 is a flow chart illustrating an example of the operation of an analog-to-digital converter according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 7 is a block diagram showing an example of a feedback circuit according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 8 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 9 is a flowchart showing a method of measuring a reflection coefficient of an antenna according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
10A to 10C are diagrams showing examples of an antenna tuning operation according to example embodiments of the present disclosure.
Figure 11 is a diagram showing reflection coefficients of an antenna measured according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
Figure 12 is a block diagram showing an example of a communication device according to an exemplary embodiment of the present disclosure.

도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 무선 통신 기기(100)를 나타내는 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 무선 통신 기기(100)는 신호 처리기(110), 송수신기(120), 안테나(140), 피드백 회로(150) 및 로컬 오실레이터(160)를 포함할 수 있다. 1 is a block diagram showing a wireless communication device 100 according to an exemplary embodiment of the present disclosure. As shown in FIG. 1, the wireless communication device 100 may include a signal processor 110, a transceiver 120, an antenna 140, a feedback circuit 150, and a local oscillator 160.

무선 통신 기기(100)는 안테나(140)를 통해서 신호를 송수신함으로써 무선 통신 시스템에 접속할 수 있다. 무선 통신 기기(100)가 접속가능한 무선 통신 시스템은 RAT(Radio Access Technology)로서 지칭될 수도 있고, 비제한적인 예시로서 5G(5th generation wireless) 시스템, LTE(Long Term Evolution) 시스템, LTE-Advanced 시스템, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템, GSM(Global System for Mobile Communications) 시스템 등과 같은 셀룰러 네트워크(cellular network)를 이용하는 무선 통신 시스템일 수도 있고, WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템 또는 다른 임의의 무선 통신 시스템일 수 있다. 이하에서, 무선 통신 기기(100)가 접속하는 무선 통신 시스템은 셀룰러 네트워크를 이용하는 무선 통신 시스템인 것으로 가정되어 설명될 것이나 본 개시의 예시적 실시예들이 이에 제한되지 아니하는 점은 이해될 것이다.The wireless communication device 100 can connect to a wireless communication system by transmitting and receiving signals through the antenna 140. A wireless communication system to which the wireless communication device 100 can be connected may be referred to as RAT (Radio Access Technology), and non-limiting examples include a 5th generation wireless (5G) system, a Long Term Evolution (LTE) system, and an LTE-Advanced system. , it may be a wireless communication system using a cellular network such as a CDMA (Code Division Multiple Access) system, a GSM (Global System for Mobile Communications) system, etc., a WLAN (Wireless Local Area Network) system, or any other wireless communication. It could be a system. Hereinafter, the wireless communication system to which the wireless communication device 100 is connected will be described assuming that it is a wireless communication system using a cellular network; however, it will be understood that the exemplary embodiments of the present disclosure are not limited thereto.

무선 통신 시스템의 무선 통신 네트워크는 가용 네트워크 자원들을 공유함으로써 무선 통신 기기(100)를 포함하는 다수의 무선 통신 기기들이 통신하는 것을 지원할 수 있다. 예를 들면, 무선 통신 네트워크에서 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access), OFDM-FDMA, OFDM-TDMA, OFDM-CDMA 등과 같은 다양한 다중 접속 방식으로 정보가 전달할 수 있다.A wireless communication network of a wireless communication system may support multiple wireless communication devices, including the wireless communication device 100, to communicate by sharing available network resources. For example, in wireless communication networks, Code Division Multiple Access (CDMA), Frequency Division Multiple Access (FDMA), Time Division Multiple Access (TDMA), Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA), and Single Carrier Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) Access), OFDM-FDMA, OFDM-TDMA, OFDM-CDMA, etc. can be transmitted through various multiple access methods.

무선 통신 기기(100)는 무선 통신 시스템에 접속하는 임의의 기기를 지칭할 수 있다. 무선 통신 기기(100)의 일 예로서 기지국(Base Station; BS)은, 일반적으로 사용자 기기 및/또는 다른 기지국과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 지칭할 수 있고, 사용자 기기 및/또는 타 기지국과 통신함으로써 데이터 및 제어정보를 교환할 수 있다. 예를 들면, 기지국은 Node B, eNB(evolved-Node B), gNB(Next generation Node B), 섹터(Sector), 싸이트(Site), BTS(Base Transceiver System), AP(Access Pint), 릴레이 노드(Relay Node), RRH(Remote Radio Head), RU(Radio Unit), 스몰 셀(small cell) 등으로 지칭될 수도 있다. 본 명세서에서, 기지국 또는 셀은 CDMA에서의 BSC(Base Station Controller), WCDMA의 Node-B, LTE에서의 eNB 또는 섹터(싸이트) 등이 커버하는 일부 영역 또는 기능을 나타내는 포괄적인 의미로 해석될 수 있고, 메가셀, 매크로셀, 마이크로셀, 피코셀, 펨토셀 및 릴레이 노드, RRH, RU, 스몰 셀 통신범위 등 다양한 커버리지 영역을 모두 포괄할 수 있다.Wireless communication device 100 may refer to any device that connects to a wireless communication system. As an example of the wireless communication device 100, a base station (BS) may generally refer to a fixed station that communicates with a user device and/or other base stations, and may refer to a user device and/or other base stations. By communicating with the base station, data and control information can be exchanged. For example, the base station is Node B, eNB (evolved-Node B), gNB (Next generation Node B), sector, site, BTS (Base Transceiver System), AP (Access Pint), relay node. It may also be referred to as (Relay Node), RRH (Remote Radio Head), RU (Radio Unit), small cell, etc. In this specification, a base station or cell can be interpreted in a comprehensive sense indicating some area or function covered by a Base Station Controller (BSC) in CDMA, Node-B in WCDMA, eNB or sector (site) in LTE, etc. It can cover various coverage areas such as megacell, macrocell, microcell, picocell, femtocell and relay node, RRH, RU, and small cell communication range.

무선 통신 기기(100)의 일 예로서 사용자 기기(User Equipment; UE)는 고정되거나 이동성을 가질 수 있고, 기지국과 통신하여 데이터 및/또는 제어정보를 송수신할 수 있는 임의의 기기들을 지칭할 수 있다. 예를 들면, 사용자 기기는 단말 기기(terminal equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선 장치(wireless device), 휴대 장치(handheld device) 등으로 지칭될 수 있다. 본 명세서에서, 무선 통신 기기(100)는 사용자 기기(UE)인 것으로 가정될 것이나, 본 개시의 예시적 실시예들이 이에 제한되지 아니하는 점은 이해될 것이다.As an example of the wireless communication device 100, user equipment (UE) may be fixed or mobile, and may refer to any device capable of transmitting and receiving data and/or control information by communicating with a base station. . For example, user equipment includes terminal equipment, MS (Mobile Station), MT (Mobile Terminal), UT (User Terminal), SS (Subscribe Station), wireless device, and handheld device. ), etc. In this specification, it will be assumed that the wireless communication device 100 is a user equipment (UE), but it will be understood that example embodiments of the present disclosure are not limited thereto.

도 1을 참조하면, 안테나(140)는 전단 회로(130)에 연결될 수 있고, 전단 회로(130)로부터 제공되는 신호를 다른 무선 통신 기기로 송신하거나, 다른 무선 통신 기기로부터 수신되는 신호를 전단 회로(130)에 제공할 수 있다. 일부 실시예들에서, 무선 통신 기기(100)는 위상 배열(phased array), MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output) 등을 위하여 복수의 안테나들을 포함할 수 있다. 안테나(140)는 임피던스를 가질 수 있고, 안테나(140)의 임피던스는 다양한 요인들에 기인하여 변동할 수 있다. 안테나(140)의 임피던스 변동을 보상하기 위하여, 후술되는 바와 같이, 안테나(140)는 전단 회로(130)에 포함된 안테나 튜너(132)에 연결될 수 있다.Referring to FIG. 1, the antenna 140 may be connected to the front end circuit 130 and transmit a signal provided from the front end circuit 130 to another wireless communication device, or transmit a signal received from another wireless communication device to the front end circuit 130. It can be provided at (130). In some embodiments, the wireless communication device 100 may include a plurality of antennas for phased array, multiple-input and multiple-output (MIMO), etc. Antenna 140 may have impedance, and the impedance of antenna 140 may vary due to various factors. In order to compensate for the impedance variation of the antenna 140, the antenna 140 may be connected to the antenna tuner 132 included in the front end circuit 130, as will be described later.

전단 회로(130)는 커플러(131) 및 안테나 튜너(132)를 포함할 수 있다. 커플러(131)는 송수신기(120) 및 안테나 튜너(132)에 연결될 수 있다. 커플러(131)는 송신 모드에서 RF 송신 신호(TX_RF)를 수신할 수 있고, 전환가능한 커플링 방향에 따라 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된(coupled) 신호(포워드 커플링 신호로서 지칭될 수 있다) 또는 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)에서 반사된 신호(리버스 커플링 신호로서 지칭될 수 있다)를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 도 1에 도시된 바와 같이, 커플러(131)는 양방향(bidirectional) 커플러로서 지칭될 수 있고, 포워드 커플링(F)으로 설정된 경우 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있는 한편, 리버스 커플링(R)으로 설정된 경우 반사된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 커플러(131)의 커플링 방향은 컨트롤러(117)로부터 제공되는 전단 제어 신호(C_FE)에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)에 따라 설정될 수 있다. 안테나 튜너(132)는 전단 제어 신호(C_FE)에 따라 가변적인 임피던스를 가질 수 있고, 이에 따라 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)의 임피던스가 조절될 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나 튜너(132)는 임피던스 튜너 및 안테나(140)와 일체로 형성된 어퍼쳐(aperture) 튜너를 포함할 수 있다. 본 명세서에서, 안테나(140) 및 안테나 튜너(132)의 임피던스 또는 반사 계수는 안테나(140)의 임피던스 또는 반사 계수로서 단순하게 지칭될 수도 있다.The front end circuit 130 may include a coupler 131 and an antenna tuner 132. The coupler 131 may be connected to the transceiver 120 and the antenna tuner 132. The coupler 131 can receive the RF transmission signal (TX_RF) in a transmission mode, and a signal coupled to the RF transmission signal (TX_RF) according to a switchable coupling direction (can be referred to as a forward coupling signal). ), or a signal reflected from the antenna 140 and the antenna tuner 132 (which may be referred to as a reverse coupling signal) may be provided to the feedback circuit 150 as an RF feedback signal (FB_RF). For example, as shown in FIG. 1, the coupler 131 may be referred to as a bidirectional coupler, and when set to forward coupling (F), the signal coupled to the RF transmission signal (TX_RF) is transmitted to the RF While it can be provided to the feedback circuit 150 as a feedback signal (FB_RF), when set to reverse coupling (R), the reflected signal can be provided to the feedback circuit 150 as an RF feedback signal (FB_RF). The coupling direction of the coupler 131 may be set according to the front end control signal C_FE based on the front end control signal C_FE provided from the controller 117. The antenna tuner 132 may have a variable impedance depending on the front end control signal C_FE, and the impedance of the antenna 140 and the antenna tuner 132 may be adjusted accordingly. In some embodiments, antenna tuner 132 may include an impedance tuner and an aperture tuner formed integrally with antenna 140 . In this specification, the impedance or reflection coefficient of the antenna 140 and the antenna tuner 132 may be simply referred to as the impedance or reflection coefficient of the antenna 140.

송수신기(120)는 송신기(121), 수신기(122) 및 스위치(123)를 포함할 수 있다. 송신기(121)는 신호 처리기(110)로부터 수신되는 기저대역(baseband) 송신 신호(TX_BB)를 처리함으로써 RF 송신 신호(TX_RF)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 송신기(121)는 필터, 믹서, 전력 증폭기(power amplifier) 등을 포함할 수 있다. 수신기(122)는 스위치(123)로부터 수신되는 RF 수신 신호(RX_RF)를 처리함으로써 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 수신기(122)는 필터, 믹서, 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 등을 포함할 수 있다. 본 명세서에서, RF 수신 신호(RX_RF) 및 기저대역 수신 신호(RX_BB)는 수신 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다. 스위치(123)는, 송신 모드에서 RF 송신 신호(TX_RF)를 전단 회로(130)에 제공할 수 있는 한편, 수신 모드에서 커플러(131)를 통해서 수신되는 신호를 RF 수신 신호(RX_RF)로서 수신기(122)에 제공할 수 있다. 스위치(123)는, 일부 실시예들에서 듀플렉서(duplexer) 및/또는 스위치플렉서(switchplexer)로 대체되거나, 일부 실시예들에서 듀플렉서 및/또는 스위치플렉서를 포함할 수 있다.The transceiver 120 may include a transmitter 121, a receiver 122, and a switch 123. The transmitter 121 may generate an RF transmission signal (TX_RF) by processing the baseband transmission signal (TX_BB) received from the signal processor 110. For example, the transmitter 121 may include a filter, mixer, power amplifier, etc. The receiver 122 may generate a baseband reception signal (RX_BB) by processing the RF reception signal (RX_RF) received from the switch 123. For example, the receiver 122 may include a filter, mixer, low noise amplifier, etc. In this specification, the RF received signal (RX_RF) and the baseband received signal (RX_BB) may be collectively referred to as received signals. The switch 123 can provide an RF transmission signal (TX_RF) to the front-end circuit 130 in transmission mode, while receiving a signal received through the coupler 131 in reception mode as an RF reception signal (RX_RF) to the receiver ( 122). Switch 123 may be replaced by a duplexer and/or switchplexer in some embodiments, or may include a duplexer and/or switchplexer in some embodiments.

피드백 회로(150)는 커플러(131)로부터 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, RF 피드백 신호(FB_RF)를 처리함으로써 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 피드백 회로(150)는, 도 5 등을 참조하여 후술되는 바와 같이, 필터, 믹서 등을 포함할 수 있다. 본 명세서에서, RF 피드백 신호(FB_RF) 및 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 총괄적으로 피드백 신호로서 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 피드백 회로(150)는 컨트롤러(117)가 설정하는 목표 주파수 대역에 따라 결정되는 좁은 주파수 대역을 가지는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다.The feedback circuit 150 may receive an RF feedback signal (FB_RF) from the coupler 131 and generate a baseband feedback signal (FB_BB) by processing the RF feedback signal (FB_RF). For example, the feedback circuit 150 may include a filter, a mixer, etc., as will be described later with reference to FIG. 5 and the like. In this specification, the RF feedback signal (FB_RF) and the baseband feedback signal (FB_BB) may be collectively referred to as feedback signals. In some embodiments, the feedback circuit 150 may generate a baseband feedback signal FB_BB having a narrow frequency band determined according to a target frequency band set by the controller 117.

로컬 오실레이터(160)는 송수신기(120)에 제공하는 제1 진동 신호(LO1) 및 피드백 회로(150)에 제공되는 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 로컬 오실레이터(160)는 컨트롤러(117)가 제공하는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수들을 가지는 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 로컬 오실레이터(160)는 PLL(Phased Locked Loop), DLL(Delayed Locked Loop), 크리스탈 오실레이터 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 제1 진동 신호(LO1)는 송신기(121)에 포함된 믹서 또는 수신기(122)에 포함된 믹서에 제공될 수 있고, 반송파 주파수와 일치하는 주파수를 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 로컬 오실레이터(160)는 복수의 진동 신호들을 송수신기(120)에 제공할 수 있다. 제2 진동 신호(LO2)는 피드백 회로(150)에 포함된 믹서에 제공될 수 있고, 제2 진동 신호(LO2)의 주파수에 따라 RF 피드백 신호(FB_RF)의 주파수 대역이 이동할 수 있다.The local oscillator 160 may generate a first vibration signal LO1 provided to the transceiver 120 and a second vibration signal LO2 provided to the feedback circuit 150. For example, the local oscillator 160 may generate a first vibration signal LO1 and a second vibration signal LO2 having frequencies determined according to the oscillator control signal C_LO provided by the controller 117. For example, the local oscillator 160 may include at least one of a Phased Locked Loop (PLL), a Delayed Locked Loop (DLL), and a crystal oscillator. The first vibration signal LO1 may be provided to a mixer included in the transmitter 121 or a mixer included in the receiver 122, and may have a frequency that matches the carrier frequency. In some embodiments, local oscillator 160 may provide a plurality of vibration signals to transceiver 120. The second vibration signal LO2 may be provided to a mixer included in the feedback circuit 150, and the frequency band of the RF feedback signal FB_RF may move according to the frequency of the second vibration signal LO2.

신호 처리기(110)는 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및 컨트롤러(117)를 포함할 수 있고, 디지털 믹서(115) 및 디지털 필터(116)는 디지털 신호 처리기(DSP)로서 지칭될 수 있다. 후술되는 바와 같이, 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하는데 사용될 수 있고, 본 명세서에서 신호 처리기(110)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위한 신호 처리 장치로서 지칭될 수도 있다. 신호 처리기(110)에 포함된 구성요소들은 논리 합성 등을 통해서 설계된 전용의 하드웨어 블록으로 구현될 수도 있고, 적어도 하나의 프로세서 및 적어도 하나의 프로세서에 의해서 실행되는 소프트웨어 블록을 포함하는 프로세싱 유닛으로 구현될 수도 있으며, 전용의 하드웨어 블록 및 프로세싱 유닛의 조합으로서 구현될 수도 있다.Signal processor 110 may include a digital mixer 115, digital filter 116, and controller 117, and digital mixer 115 and digital filter 116 may be referred to as a digital signal processor (DSP). there is. As will be described later, the digital mixer 115, digital filter 116, and controller 117 may be used to measure the reflection coefficient of the antenna 140, and herein the signal processor 110 is used to measure the reflection coefficient of the antenna 140. It may also be referred to as a signal processing device for measuring reflection coefficient. Components included in the signal processor 110 may be implemented as dedicated hardware blocks designed through logic synthesis, etc., or may be implemented as a processing unit including at least one processor and a software block executed by the at least one processor. It may also be implemented as a combination of dedicated hardware blocks and processing units.

디지털 믹서(115)는 디지털 신호의 주파수 대역을 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 디지털 믹서(115)는 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여, 기저대역 송신 신호(TX_BB)에 대응하는 디지털 신호(제1 디지털 신호로서 지칭될 수 있다) 및 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에 대응하는 디지털 신호(제2 디지털 신호로서 지칭될 수 있다)들의 주파수 대역을 이동시킬 수 있다. 전술된 바와 같이, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 기저대역 송신 신호(TX_BB)로부터 송신기(121), 커플러(131) 및 피드백 회로(150)에 의해서 생성될 수 있고, 이에 따라 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 주파수 스펙트럼에서 특정 주파수 성분의 위치는, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에서 변경될 수 있다. 이에 따라 일부 실시예들에서, 디지털 믹서(115)는 제1 디지털 신호 및 제2 디지털 신호의 주파수 대역들의 위치를 정렬시킬 수 있다.The digital mixer 115 can move the frequency band of the digital signal. For example, the digital mixer 115 may use a digital signal (which may be referred to as a first digital signal) and a baseband feedback signal corresponding to the baseband transmission signal TX_BB to measure the reflection coefficient of the antenna 140. The frequency band of digital signals (which may be referred to as second digital signals) corresponding to (FB_BB) may be moved. As described above, the baseband feedback signal FB_BB may be generated from the baseband transmission signal TX_BB by the transmitter 121, the coupler 131, and the feedback circuit 150, and thus the baseband transmission signal ( The position of a specific frequency component in the frequency spectrum of TX_BB) may be changed in the baseband feedback signal (FB_BB). Accordingly, in some embodiments, the digital mixer 115 may align the positions of the frequency bands of the first digital signal and the second digital signal.

디지털 필터(116)는 목표 주파수 대역을 가지도록 디지털 신호들을 필터링할 수 있다. 예를 들면, 디지털 필터(116)는 목표 주파수 대역과 동일한 폭의 통과 대역(pass band)을 가질 수 있고, 디지털 믹서(115)에 의해서 이동된 주파수 대역들을 가지는 디지털 신호들을 필터링함으로써 목표 주파수 대역을 공통으로 가지는 디지털 신호들을 생성할 수 있다. 후술되는 바와 같이, 목표 주파수 대역은 컨트롤러(117)에 의해서 설정될 수 있고, 일부 실시예들에서, 디지털 필터(116)는 컨트롤러(117)의 제어에 따라 가변적인 통과 대역을 가질 수 있다.The digital filter 116 may filter digital signals to have a target frequency band. For example, the digital filter 116 may have a pass band of the same width as the target frequency band, and filters digital signals having frequency bands shifted by the digital mixer 115 to select the target frequency band. Common digital signals can be generated. As will be described later, the target frequency band may be set by the controller 117, and in some embodiments, the digital filter 116 may have a variable passband under the control of the controller 117.

컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 무선 통신 기기(100)가 접속가능한 무선 통신 시스템의 예시로서 5G NR(5th Generation New Radio)은, FR(Frequency Range)1에서 100Mz의 대역폭을 규정하고, FR2에서 400MHz의 대역폭을 규정한다. 또한, 5G NR은 CA(Carrier Aggregation)를 위하여 FR1에서 400MHz의 대역폭을 규정하고, FR2에서 1.2GHz의 대역폭을 규정한다. 이와 같은 넓은 대역폭을 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여 처리하는 것은 높은 비용, 예컨대 수신기(122) 및 신호 처리기(110)에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 처리하는 블록과 유사한 수준의 성능, 면적, 전력 소비 등을 요구할 수 있다. 다른 한편으로, 전술된 바와 같이, 안테나(140)의 반사 계수는 컨트롤러(117)에 의해서 설정된 목표 주파수 대역에서 측정될 수 있고, 이에 따라 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위한 비용이 현저하게 감소할 수 있다. 또한, 주파수 선택적으로 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있으므로, 안테나 튜닝을 통해서 개선이 요구되는 주파수 대역을 선택적으로 개선할 수 있다. 결과적으로, 세밀하게 튜닝된 안테나(140)에 기인하여 무선 통신 기기(100)가 제공하는 무선 통신의 품질이 향상될 수 있다. The controller 117 may set a target frequency band and calculate the reflection coefficient of the antenna 140 based on the transmission signal and feedback signal of the target frequency band. As an example of a wireless communication system to which the wireless communication device 100 can be connected, 5G NR (5th Generation New Radio) specifies a bandwidth of 100Mz in Frequency Range (FR)1 and a bandwidth of 400MHz in FR2. In addition, 5G NR specifies a bandwidth of 400 MHz in FR1 and 1.2 GHz in FR2 for CA (Carrier Aggregation). Processing such a wide bandwidth to measure the reflection coefficient of the antenna 140 is high cost, for example, a similar level of performance as the block that processes the baseband received signal (RX_BB) in the receiver 122 and the signal processor 110 , area, power consumption, etc. can be requested. On the other hand, as described above, the reflection coefficient of the antenna 140 can be measured in the target frequency band set by the controller 117, and thus the cost for measuring the reflection coefficient of the antenna 140 is significantly reduced. may decrease. In addition, since the reflection coefficient of the antenna 140 can be measured frequency selectively, the frequency band requiring improvement can be selectively improved through antenna tuning. As a result, the quality of wireless communication provided by the wireless communication device 100 can be improved due to the finely tuned antenna 140.

일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 측정된 안테나(140)의 반사 계수에 기초하여 무선 통신 기기(100)(또는 안테나(140))에 접근한 외부 대상, 예컨대 무선 통신 기기(100)의 사용자 또는 다른 대상을 검출할 수 있다. 예를 들면, 외부 대상의 종류에 따라 안테나(140)의 반사 계수가 변동하는 주파수 대역이 상이할 수 있고, 컨트롤러(117)는 검출하고자 하는 외부 대상의 종류에 따라 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 측정된 반사 계수를, 안테나(140)의 설계된 반사 계수와 비교할 수 있고, 비교 결과에 기초하여 안테나(140)에 접근한 외부 대상을 검출할 수 있다. 컨트롤러(117)에 의해서 외부 대상이 검출되면, 외부 대상에 대한 SAR(Specific Absorption Ratio)를 감소시키기 위한 동작, 예컨대 빔의 방향 변경 등이 수행될 수 있다.In some embodiments, the controller 117 may detect an external object approaching the wireless communication device 100 (or the antenna 140), such as a wireless communication device, based on the reflection coefficient of the antenna 140 measured in the target frequency band. 100 users or other objects can be detected. For example, the frequency band in which the reflection coefficient of the antenna 140 fluctuates may be different depending on the type of external object, and the controller 117 may set the target frequency band according to the type of external object to be detected, The reflection coefficient of the antenna 140 can be measured in the target frequency band. The controller 117 may compare the measured reflection coefficient of the antenna 140 with the designed reflection coefficient of the antenna 140 and detect an external object approaching the antenna 140 based on the comparison result. When an external object is detected by the controller 117, an operation to reduce the SAR (Specific Absorption Ratio) to the external object, for example, changing the direction of the beam, may be performed.

컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있도록 다른 구성요소들을 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에 기초하여 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있고, 디지털 믹서(115)의 주파수 이동(shift) 및 디지털 필터(116)의 통과 대역 등을 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(117)는 안테나(140)의 측정된 반사 계수에 기초하여, 전단 제어 신호(C_FE)를 통해서 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. The controller 117 may control other components to measure the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band. In some embodiments, the controller 117 may generate an oscillator control signal (C_LO) based on the target frequency band, the frequency shift of the digital mixer 115, the pass band of the digital filter 116, etc. can be controlled. Additionally, the controller 117 may control the antenna tuner 132 through the front end control signal C_FE based on the measured reflection coefficient of the antenna 140.

도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 2는 신호 처리기(200)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 2의 신호 처리기(200)는 송수신기(120)에 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 제공할 수 있고, 송수신기(120)로부터 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 수신할 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 신호 처리기(200)는 TX 블록(210), 디지털-아날로그 변환기(Digital-to-Analog Converter; DAC)(220), 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter; ADC)(230), RX 블록(240), 디지털 믹서(250), 디지털 필터(260), 버퍼(270) 및 컨트롤러(280)를 포함할 수 있다. 신호 처리기(200)에 포함된 구성요소들은, 일부 실시예들에서 하나의 반도체 패키지에 포함될 수도 있고, 일부 실시예들에서 2이상의 반도체 패키지들에 각각 포함될 수도 있다. 이하에서, 도 2는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.Figure 2 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Additionally, Figure 2 schematically shows frequency spectra of internal signals of the signal processor 200. As described above with reference to FIG. 1, the signal processor 200 of FIG. 2 may provide a baseband transmission signal (TX_BB) to the transceiver 120 and receive a baseband reception signal (RX_BB) from the transceiver 120. You can receive it. As shown in FIG. 2, the signal processor 200 includes a TX block 210, a digital-to-analog converter (DAC) 220, and an analog-to-digital converter (Analog-to-Digital Converter). ADC) 230, RX block 240, digital mixer 250, digital filter 260, buffer 270, and controller 280. Components included in the signal processor 200 may be included in one semiconductor package in some embodiments, or may be included in two or more semiconductor packages in some embodiments. Hereinafter, FIG. 2 will be explained with reference to FIG. 1 .

TX 블록(210)은 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)(또는 제1 디지털 신호)를 디지털-아날로그 변환기(220)에 제공할 수 있다. 일부 실시예들에서, TX 블록(210)은 안테나(140)를 통해서 다른 무선 통신 기기에 송신하고자 하는 정보를 포함하는 신호를 생성하기 위하여 인코더, 변조기, 필터 등을 포함할 수 있고, 기저대역 송신 신호(TX_BB)에 대응하는 디지털 신호로서 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)를 생성할 수 있다. 디지털-아날로그 변환기(220)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)를 변환함으로써 아날로그 신호인 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 그로부터 생성되는 신호들, 즉 기저대역 송신 신호(TX_BB), 제2 디지털 송신 신호(TX_D2), 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 도 1의 RF 송신 신호(TX_RF)는 송신 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다.The TX block 210 may provide a first digital transmission signal (TX_D1) (or a first digital signal) to the digital-to-analog converter 220. In some embodiments, the TX block 210 may include an encoder, modulator, filter, etc. to generate a signal containing information to be transmitted to another wireless communication device through the antenna 140 and baseband transmission. A first digital transmission signal (TX_D1) can be generated as a digital signal corresponding to the signal (TX_BB). The digital-analog converter 220 may generate a baseband transmission signal TX_BB, which is an analog signal, by converting the first digital transmission signal TX_D1. In this specification, the first digital transmission signal (TX_D1) and the signals generated therefrom, that is, the baseband transmission signal (TX_BB), the second digital transmission signal (TX_D2), the third digital transmission signal (TX_D3), and the RF of FIG. The transmission signal (TX_RF) may be collectively referred to as a transmission signal.

아날로그-디지털 변환기(230)는 아날로그 신호인 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 수신할 수 있고, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환함으로써 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)(또는 제2 디지털 신호)를 생성할 수 있다. 도 1의 무선 통신 기기(100)는 송신 모드, 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드 중 하나로 설정될 수 있고, 일부 실시예들에서 아날로그-디지털 변환기(230)는, 수신 모드에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 도 6을 참조하여 후술되는 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드에서 상이한 샘플링 속도(sampling rate)로 변환을 수행할 수 있다. RX 블록(240)은 수신 모드에서 아날로그-디지털 변환기(230)가 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환함으로써 생성한 디지털 신호를 수신할 수 있고, 수신된 디지털 신호에 포함된 정보를 추출하기 위하여 디코더, 복조기, 필터 등을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, RX 블록(240)은 안테나 튜닝 모드에서 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 처리를 생략할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 신호 처리기(200)는, RX 블록(240)과 연결된 도 2의 아날로그-디지털 변환기(230)와 상이한, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환함으로써 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)를 생성하는 독립적인 아날로그-디지털 변환기를 포함할 수도 있다. 본 명세서에서, 도 1의 RF 피드백 신호(FB_RF) 및 그로부터 생성되는 신호들, 즉 기저대역 피드백 신호(FB_RF), 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1), 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)는 피드백 신호로서 총괄적으로 지칭될 수 있다.The analog-to-digital converter 230 may receive a baseband feedback signal (FB_BB), which is an analog signal, and convert the baseband feedback signal (FB_BB) to generate a first digital feedback signal (FB_D1) (or a second digital signal). can be created. The wireless communication device 100 of FIG. 1 can be set to one of a transmit mode, a receive mode, and an antenna tuning mode, and in some embodiments, the analog-to-digital converter 230 transmits the baseband receive signal (RX_BB) in the receive mode. can be converted, while the baseband feedback signal (FB_BB) can be converted in antenna tuning mode. Additionally, in some embodiments, as described below with reference to FIG. 6, analog-to-digital converter 230 may perform conversion at different sampling rates in the reception mode and antenna tuning mode. The RX block 240 can receive a digital signal generated by the analog-to-digital converter 230 by converting the baseband reception signal (RX_BB) in the reception mode, and uses a decoder to extract information included in the received digital signal. , demodulator, filter, etc. In some embodiments, the RX block 240 may omit processing of the first digital feedback signal FB_D1 in the antenna tuning mode. Additionally, in some embodiments, signal processor 200 generates a first digital feedback signal by converting baseband feedback signal FB_BB, different from analog-to-digital converter 230 of FIG. 2 coupled with RX block 240. It may also include an independent analog-to-digital converter that generates (FB_D1). In this specification, the RF feedback signal (FB_RF) of FIG. 1 and signals generated therefrom, that is, the baseband feedback signal (FB_RF), the first digital feedback signal (FB_D1), the second digital feedback signal (FB_D2), and the third digital The feedback signal FB_D3 may be collectively referred to as a feedback signal.

디지털 믹서(250)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)를 수신할 수 있고, 컨트롤러(280)로부터 믹서 제어 신호(C_DM)를 수신할 수 있다. 디지털 믹서(250)는 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및/또는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 이동시킴으로써 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 주파수 스펙트럼에서 특정 주파수 성분의 위치는, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)에서 변경될 수 있고, 컨트롤러(280)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역이 상호 대응하도록 믹서 제어 신호(C_DM)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 도 2에 도시된 바와 같이, 디지털 믹서(250)는 주파수 도메인에서 정렬된 주파수 대역들을 가지는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다.The digital mixer 250 may receive a first digital transmission signal (TX_D1) and a first digital feedback signal (FB_D1), and may receive a mixer control signal (C_DM) from the controller 280. The digital mixer 250 moves the frequency band of the first digital transmission signal (TX_D1) and/or the first digital feedback signal (FB_D1) based on the mixer control signal (C_DM) to generate the second digital transmission signal (TX_D2) and the 2 A digital feedback signal (FB_D2) can be generated. For example, as described above with reference to FIG. 1, the location of a specific frequency component in the frequency spectrum of the baseband transmission signal TX_BB may be changed in the baseband feedback signal FB_BB, and the controller 280 may change The mixer control signal C_DM may be generated such that the frequency band of the first digital transmission signal TX_D1 and the frequency band of the first digital feedback signal FB_D1 correspond to each other. Accordingly, as shown in FIG. 2, the digital mixer 250 may generate a second digital transmission signal (TX_D2) and a second digital feedback signal (FB_D2) having frequency bands aligned in the frequency domain.

디지털 필터(260)는 디지털 믹서(250)로부터 수신되는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링함으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 디지털 필터(260)는 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)가 각각 목표 주파수 대역을 가지도록, 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링할 수 있다. 예를 들면, 디지털 필터(260)는 로우 패스 필터(low pass filter; LPF)로서 목표 주파수 대역에 대응하는 통과 대역을 가질 수 있고, 이에 따라 도 2에서 점선으로 도시된 바와 같이 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)의 주파수 대역들 중 적어도 일부를 통과시킴으로써(또는 제거함으로써) 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 디지털 필터(260)는 컨트롤러(280)로부터 필터 제어 신호(C_DF)를 수신할 수 있고, 필터 제어 신호(C_DF)에 기초하여 디지털 필터(260)의 통과 대역이 조절될 수 있다.The digital filter 260 filters the second digital transmission signal (TX_D2) and the second digital feedback signal (FB_D2) received from the digital mixer 250 to create a third digital transmission signal (TX_D3) and a third digital feedback signal (FB_D3). ) can be created. The digital filter 260 applies the second digital transmission signal (TX_D2) and the second digital feedback signal (FB_D2) so that the third digital transmission signal (TX_D3) and the third digital feedback signal (FB_D3) each have a target frequency band. You can filter. For example, the digital filter 260 is a low pass filter (LPF) and may have a pass band corresponding to the target frequency band, and accordingly, as shown by the dotted line in FIG. 2, the second digital transmission signal A third digital transmission signal (TX_D3) and a third digital feedback signal (FB_D3) can be generated by passing (or removing) at least some of the frequency bands of (TX_D2) and the second digital feedback signal (FB_D2). In some embodiments, the digital filter 260 may receive a filter control signal (C_DF) from the controller 280, and the passband of the digital filter 260 may be adjusted based on the filter control signal (C_DF). there is.

버퍼(270)는 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 캡쳐할 수 있다. 예를 들면, 버퍼(270)는 메모리를 포함할 수 있고, 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 캡쳐함으로써 메모리에 데이터(DAT)를 저장할 수 있다. 도 2에 도시된 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)의 주파수 대역들과 같이, 목표 주파수 대역은 기저대역 송신 신호(TX_BB)(또는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1))의 주파수 대역보다 좁을 수 있고, 이에 따라 아날로그-디지털 변환기(230)의 샘플링 속도가 감소될 수 있는 한편, 버퍼(270)에 저장되는 데이터(DAT)의 크기 역시 감소할 수 있다. 이에 따라, 전술된 디지털 믹서(250), 디지털 필터(260)뿐만 아니라 버퍼(270)를 위한 비용, 예컨대 면적, 전력 소모 등이 감소할 수 있다.The buffer 270 may capture the third digital transmission signal (TX_D3) and the third digital feedback signal (FB_D3). For example, the buffer 270 may include a memory, and may store data DAT in the memory by capturing the third digital transmission signal TX_D3 and the third digital feedback signal FB_D3. Like the frequency bands of the third digital transmission signal (TX_D3) and the third digital feedback signal (FB_D3) shown in FIG. 2, the target frequency band is the baseband transmission signal (TX_BB) (or the first digital transmission signal (TX_D1) ) may be narrower than the frequency band, and accordingly, the sampling rate of the analog-to-digital converter 230 may be reduced, while the size of data (DAT) stored in the buffer 270 may also be reduced. Accordingly, costs, such as area and power consumption, for the buffer 270 as well as the digital mixer 250 and digital filter 260 described above can be reduced.

컨트롤러(280)는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 설정된 목표 주파수에 기초하여 믹서 제어 신호(C_DM), 필터 제어 신호(C_DF), 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다. 또한, 컨트롤러(280)는 버퍼(270)로부터 데이터(DAT)를 획득할 수 있고, 데이터(DAT)에 포함된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 컨트롤러(280)는 안테나(140)의 계산된 반사 계수에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)를 생성할 수 있다. 컨트롤러(280)의 동작의 예시는 도 9를 참조하여 후술될 것이다.The controller 280 can set a target frequency band and generate a mixer control signal (C_DM), a filter control signal (C_DF), and an oscillator control signal (C_LO) based on the set target frequency. Additionally, the controller 280 may obtain data (DAT) from the buffer 270 and calculate the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band based on the transmission signal and feedback signal included in the data (DAT). You can. The controller 280 may generate the front end control signal C_FE based on the calculated reflection coefficient of the antenna 140. An example of the operation of the controller 280 will be described later with reference to FIG. 9.

도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 3은 신호 처리기(300)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 2의 신호 처리기(200)와 유사하게, 도 3의 신호 처리기(300)는, TX 블록(310), 디지털-아날로그 변환기(320), 아날로그-디지털 변환기(330), RX 블록(340), 디지털 믹서(350), 디지털 필터(360), 버퍼(370) 및 컨트롤러(380)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 3은 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 3에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.Figure 3 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Additionally, FIG. 3 schematically shows frequency spectra of internal signals of the signal processor 300. Similar to the signal processor 200 of FIG. 2, the signal processor 300 of FIG. 3 includes a TX block 310, a digital-to-analog converter 320, an analog-to-digital converter 330, an RX block 340, It may include a digital mixer 350, a digital filter 360, a buffer 370, and a controller 380. Hereinafter, FIG. 3 will be described with reference to FIG. 1, and content that overlaps with the description of FIG. 2 among the description of FIG. 3 will be omitted.

컨트롤러(380)는 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 전체 대역폭에서 특정 주파수 범위를 목표 주파수 대역으로 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하기 위하여, 디지털 믹서(350) 및 디지털 필터(360)를 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 디지털 믹서(350)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역들을 정렬시킬 수 있을 뿐만 아니라, 목표 주파수 대역이, 후속하는 디지털 필터(360)의 통과 대역에 대응되도록 제1 디지털 송신 신호(TX_D1) 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역들을 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 중 낮은 주파수에 대응하는 부분이 목표 주파수 대역으로 설정될 수 있고, 디지털 믹서(350)는 컨트롤러(380)가 제공하는 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여, 낮은 주파수에 대응하는 상기 부분이 디지털 필터(360)의 통과 대역에 위치하도록, 도 3에 도시된 바와 같은 주파수 스펙트럼을 가지는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(380)는 전체 대역폭에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정하기 위하여, 예컨대 목표 주파수 대역을 변경하면서 안테나(140)의 반사 계수를 반복하여 측정할 수도 있다.The controller 380 can set a specific frequency range in the entire bandwidth of the baseband transmission signal (TX_BB) as the target frequency band, and uses the digital mixer 350 and a digital filter to obtain the transmission signal and feedback signal of the target frequency band. (360) can be controlled. In some embodiments, the digital mixer 350 may align the frequency bands of the first digital transmission signal (TX_D1) and the first digital feedback signal (FB_D1), as well as align the target frequency band with the subsequent digital filter ( The frequency bands of the first digital transmission signal TX_D1 and the first digital feedback signal FB_D1 may be moved to correspond to the pass band of 360). For example, as shown in FIG. 3, a portion corresponding to a low frequency among the frequency bands of the first digital transmission signal TX_D1 may be set as the target frequency band, and the digital mixer 350 may use the controller 380 Based on the mixer control signal (C_DM) provided, a second digital transmission signal ( TX_D2) and a second digital feedback signal (FB_D2) can be generated. In some embodiments, the controller 380 may repeatedly measure the reflection coefficient of the antenna 140 while changing the target frequency band, for example, to measure the reflection coefficient of the antenna 140 over the entire bandwidth.

도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 4는 신호 처리기(400)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 4의 신호 처리기(400)는, 도 2의 신호 처리기와 유사하게, TX 블록(410), 디지털-아날로그 변환기(420), 아날로그 디지털 변환기(430), RX 블록(440), 디지털 믹서(450), 디지털 필터(461), 버퍼(470) 및 컨트롤러를 포함할 수 있고, 도 4에 도시된 바와 같이, 데시메이터(462)를 더 포함할 수 있다. 이하에서, 도 4는 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 4에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.Figure 4 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Additionally, Figure 4 schematically shows frequency spectra of internal signals of the signal processor 400. The signal processor 400 of FIG. 4, similar to the signal processor of FIG. 2, includes a TX block 410, a digital-to-analog converter 420, an analog-to-digital converter 430, an RX block 440, and a digital mixer 450. ), a digital filter 461, a buffer 470, and a controller, and as shown in FIG. 4, may further include a decimator 462. Hereinafter, FIG. 4 will be described with reference to FIG. 1, and content that overlaps with the description of FIG. 2 among the description of FIG. 4 will be omitted.

일부 실시예들에서, 데시메이터(462)는 다운-샘플러로서 지칭될 수도 있고, 디지털 필터(461)가 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 필터링한 신호를 다운-샘플링할 수 있다. 전술된 바와 같이, 디지털 필터(461)에 의해서 송신 신호 및 피드백 신호의 주파수 대역폭이 감소하였으므로, 필터링된 신호들은 다운-샘플링되더라도 왜곡되지 아니할 수 있다. 이에 따라, 컨트롤러(480)는 목표 주파수 대역(또는 디지털 필터(461)의 통과 대역)에 기초하여 데시메이션 제어 신호(C_DC)를 생성할 수 있고, 데시메이터(462)는 데시메이션 제어 신호(C_DC)에 기초하여 다운-샘플링을 수행함으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 데시메이터(462)는 디지털 믹서(450)가 제공하는 제2 디지털 송신 신호(TX_D2) 및 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 다운-샘플링할 수 있고, 다운-샘플링된 신호들이 디지털 필터(461)에 의해서 필터링 될 수도 있다.In some embodiments, the decimator 462 may be referred to as a down-sampler, and the digital filter 461 filters the second digital transmission signal (TX_D2) and the second digital feedback signal (FB_D2) down. -Sampling is possible. As described above, since the frequency bandwidth of the transmission signal and feedback signal is reduced by the digital filter 461, the filtered signals may not be distorted even if down-sampled. Accordingly, the controller 480 may generate the decimation control signal (C_DC) based on the target frequency band (or the pass band of the digital filter 461), and the decimator 462 may generate the decimation control signal (C_DC) ), a third digital transmission signal (TX_D3) and a third digital feedback signal (FB_D3) can be generated by performing down-sampling based on . In some embodiments, the decimator 462 may down-sample the second digital transmission signal (TX_D2) and the second digital feedback signal (FB_D2) provided by the digital mixer 450, and the down-sampled signal They may be filtered by the digital filter 461.

도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다. 구체적으로, 도 5는 피드백 회로(530)와 함께 송신기(510) 및 로컬 오실레이터(520)를 나타낸다. 이하에서, 도 5는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.Figure 5 is a block diagram showing an example of a feedback circuit according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Specifically, Figure 5 shows transmitter 510 and local oscillator 520 along with feedback circuit 530. Hereinafter, FIG. 5 will be explained with reference to FIG. 1 .

송신기(510)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 신호 처리기(110)로부터 기저대역 송신 신호(TX_BB)를 수신할 수 있고, RF 송신 신호(TX_RF)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 송신기(510)는 TX 믹서(511) 및 전력 증폭기(512)를 포함할 수 있고, 도 5에 도시되지 아니한 추가적인 구성요소(예컨대, 필터 등)를 더 포함할 수도 있다. 로컬 오실레이터(520)로부터 제공되는 제1 진동 신호(LO1)는 반송파의 주파수를 가질 수 있고, TX 믹서(511)는 제1 진동 신호(LO1)의 주파수에 따라 업-컨버젼(up-conversion)을 수행할 수 있다. 전력 증폭기(512)는 TX 믹서(511)의 출력 신호를 증폭할 수 있다.The transmitter 510 may receive the baseband transmission signal TX_BB from the signal processor 110 of FIG. 1 and generate the RF transmission signal TX_RF, as described above with reference to FIG. 1 . As shown in FIG. 5, the transmitter 510 may include a TX mixer 511 and a power amplifier 512, and may further include additional components (e.g., filters, etc.) not shown in FIG. 5. there is. The first vibration signal LO1 provided from the local oscillator 520 may have the frequency of a carrier wave, and the TX mixer 511 performs up-conversion according to the frequency of the first vibration signal LO1. It can be done. The power amplifier 512 may amplify the output signal of the TX mixer 511.

로컬 오실레이터(520)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 컨트롤러(117)로부터 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 수신할 수 있고, 송신기(510)에 제1 진동 신호(LO1)를 제공할 수 있는 한편, 피드백 회로(530)에 제2 진동 신호(LO2)를 제공할 수 있다. 로컬 오실레이터(520)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수들을 각각 가지는 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)를 생성할 수 있고, 일부 실시예들에서 제1 진동 신호(LO1) 및 제2 진동 신호(LO2)의 주파수는 동일할 수 있다.As described above with reference to FIG. 1, the local oscillator 520 may receive the oscillator control signal (C_LO) from the controller 117 of FIG. 1 and send the first vibration signal (LO1) to the transmitter 510. Meanwhile, the second vibration signal LO2 can be provided to the feedback circuit 530. The local oscillator 520 may generate a first vibration signal LO1 and a second vibration signal LO2 each having frequencies determined according to the oscillator control signal C_LO, and in some embodiments, the first vibration signal (LO2) The frequencies of LO1) and the second vibration signal LO2 may be the same.

피드백 회로(530)는, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 커플러(131)로부터 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, 로컬 오실레이터(520)로부터 제2 진동 신호(LO2)를 수신할 수 있으며, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 피드백 회로(530)는 아날로그 믹서(531) 및 아날로그 필터(532)를 포함할 수 있고, 일부 실시예들에서, 피드백 회로(530)는 RF 피드백 신호(FB_RF)로부터 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 생성되는 경로에서 추가적인 구성요소(예컨대, 증폭기 등)를 더 포함할 수도 있다. As described above with reference to FIG. 1 , the feedback circuit 530 may receive an RF feedback signal (FB_RF) from the coupler 131 of FIG. 1 and a second vibration signal (LO2) from the local oscillator 520. can be received, and a baseband feedback signal (FB_BB) can be generated. As shown in FIG. 5, feedback circuit 530 may include an analog mixer 531 and an analog filter 532, and in some embodiments, feedback circuit 530 may output a signal from the RF feedback signal FB_RF. Additional components (eg, amplifiers, etc.) may be further included in the path where the baseband feedback signal (FB_BB) is generated.

아날로그 믹서(531)는 RF 피드백 신호(FB_RF)를 수신할 수 있고, 로컬 오실레이터(520)로부터 제2 진동 신호(LO2)를 수신할 수 있다. 아날로그 믹서(531)는 제2 진동 신호(LO2)의 주파수에 따라 RF 피드백 신호(FB_RF)를 다운-컨버젼(down-conversion)함으로써 내부 피드백 신호(FB_INT)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 송신기(510)에 제공되는 제1 진동 신호(LO1)의 주파수, 즉 반송파 주파수와 일치하는 주파수를 제2 진동 신호(LO2)가 가지도록, 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 내부 피드백 신호(FB_INT)는, 기저대역으로 이동된 주파수 대역을 가질 수 있다.The analog mixer 531 may receive the RF feedback signal (FB_RF) and the second vibration signal (LO2) from the local oscillator 520. The analog mixer 531 may generate an internal feedback signal (FB_INT) by down-converting the RF feedback signal (FB_RF) according to the frequency of the second vibration signal (LO2). In some embodiments, the controller 117 controls the oscillator control signal so that the second vibration signal LO2 has a frequency that matches the frequency of the first vibration signal LO1 provided to the transmitter 510, i.e., the carrier frequency. (C_LO) can be created. Accordingly, the internal feedback signal FB_INT may have a frequency band shifted to the baseband.

아날로그 필터(532)는 로우 패스 필터(low pass filter; LPF)로서 내부 피드백 신호(FB_INT)를 필터링함으로써 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성할 수 있고, 예를 들면, 도 5에서 점선으로 표시된 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 목표 주파수 대역의 폭 이상의 폭을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 기저대역 송신 신호(TX_BB)의 최대 주파수 대역폭 보다 좁은 폭을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 아날로그 필터(532)는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 아날로그-디지털 변환기(예컨대, 도 2의 230)에 의해서 디지털 신호(예컨대, 도 2의 FB_D)로 변환시 사용되는 샘플링 속도에 의존하는 통과 대역을 가질 수 있다. 예를 들면, 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 기저대역 피드백 신호(FB_BB)가 디지털 신호로 변환될 때 사용되는 샘플링 주파수의 절반 이하의 폭을 가질 수 있다. 결과적으로, 아날로그 필터(532)에 의해서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 좁은 대역폭을 가질 수 있고, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 처리하기 위한 비용이 감소할 수 있다.The analog filter 532 is a low pass filter (LPF) that can generate a baseband feedback signal (FB_BB) by filtering the internal feedback signal (FB_INT), for example, the analog signal indicated by a dotted line in FIG. 5. The pass band of the filter 532 may have a width greater than or equal to the width of the target frequency band. In some embodiments, the passband of the analog filter 532 may have a narrower width than the maximum frequency bandwidth of the baseband transmission signal TX_BB. In some embodiments, the analog filter 532 is a sampling rate used when converting the baseband feedback signal FB_BB to a digital signal (e.g., FB_D in FIG. 2) by an analog-to-digital converter (e.g., 230 in FIG. 2). It can have a passband that depends on . For example, the passband of the analog filter 532 may have a width of less than half the sampling frequency used when the baseband feedback signal FB_BB is converted into a digital signal. As a result, the baseband feedback signal FB_BB can have a narrow bandwidth due to the analog filter 532, and the cost for processing the baseband feedback signal FB_BB can be reduced.

도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 아날로그-디지털 변환기의 동작의 예시를 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 6은 도 2의 아날로그-디지털 변환기(230)의 동작의 예시를 나타낸다. 도 2를 참조하여 전술된 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드에서 도 1의 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 이하에서, 도 6은 도 2를 참조하여 설명될 것이다.Figure 6 is a flow chart illustrating an example of the operation of an analog-to-digital converter according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Specifically, FIG. 6 shows an example of the operation of the analog-to-digital converter 230 of FIG. 2. As described above with reference to FIG. 2, analog-to-digital converter 230 can convert the baseband received signal (RX_BB) of FIG. 1 in receive mode, while converting the baseband feedback signal (FB_BB) in antenna tuning mode. It can be converted. Hereinafter, FIG. 6 will be explained with reference to FIG. 2 .

단계 S11에서, 동작 모드를 판정하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(280)는 송신 모드, 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드 중 하나를 판정할 수 있다. 전술된 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기(230)는 수신 모드 및 안테나 튜닝 모드에서 사용될 수 있고, 도 6에 도시된 바와 같이, 수신 모드로 판정된 경우 단계 S12가 후속하여 수행될 수 있는 한편, 안테나 튜닝 모드로 판정된 경우 단계 S13이 후속하여 수행될 수 있다.In step S11, an operation to determine the operation mode can be performed. For example, the controller 280 may determine one of a transmit mode, a receive mode, and an antenna tuning mode. As described above, the analog-to-digital converter 230 can be used in a reception mode and an antenna tuning mode, and as shown in Figure 6, if the reception mode is determined, step S12 can be performed subsequently, while the antenna If the tuning mode is determined, step S13 may be performed subsequently.

수신 모드로 판정되는 경우, 단계 S12에서 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 제1 샘플링 속도로 변환하는 동작이 수행될 수 있다. 도 1의 무선 통신 기기(100)가 광대역 채널을 사용하는 무선 통신 시스템에 접속하는 경우, 기저대역 수신 신호(RX_BB)의 주파수 대역은 넓은 폭을 가질 수 있고, 이에 따라 아날로그-디지털 변환기(230)는 상대적으로 높은, 예컨대 후술되는 제2 샘플링 속도보다 높은 제1 샘플링 속도로 기저대역 수신 신호(RX_BB)를 변환할 수 있다.If the reception mode is determined, an operation of converting the baseband reception signal (RX_BB) to the first sampling rate may be performed in step S12. When the wireless communication device 100 of FIG. 1 is connected to a wireless communication system using a broadband channel, the frequency band of the baseband reception signal (RX_BB) may have a wide width, and accordingly, the analog-to-digital converter 230 Can convert the baseband received signal (RX_BB) to a relatively high first sampling rate, for example, higher than the second sampling rate to be described later.

다른 한편으로, 안테나 튜닝 모드로 판정되는 경우, 단계 S13에서 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 제2 샘플링 속도로 변환하는 동작이 수행될 수 있다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수가 측정될 수 있고, 목표 주파수 대역의 대역폭에 기인하여 기저대역 피드백 신호(FB_BB)는 상대적으로 낮은, 예컨대 제1 샘플링 속도보다 낮은 제2 심플링 속도로 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 변환할 수 있다. 이에 따라, 도 5를 참조하여 전술된 바와 같이, 피드백 회로(530)에 포함되는 아날로그 필터(532)의 통과 대역은 제2 샘플링 속도에 기초하여 결정될 수 있다.On the other hand, if it is determined to be the antenna tuning mode, an operation of converting the baseband feedback signal FB_BB to the second sampling rate may be performed in step S13. As described above with reference to the drawings, the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band may be measured, and due to the bandwidth of the target frequency band, the baseband feedback signal FB_BB may be relatively low, e.g. The baseband feedback signal (FB_BB) can be converted to a second sampling rate that is lower than the rate. Accordingly, as described above with reference to FIG. 5, the pass band of the analog filter 532 included in the feedback circuit 530 may be determined based on the second sampling rate.

도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 피드백 회로의 예시를 나타내는 블록도이다. 구체적으로, 도 7은 피드백 회로(730)와 함께 로컬 오실레이터(720)를 나타낸다. 이하에서, 도 7은 도 1을 참조하여 설명될 것이며, 도 7에 대한 설명 중 도 5에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.Figure 7 is a block diagram showing an example of a feedback circuit according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Specifically, Figure 7 shows local oscillator 720 along with feedback circuit 730. Hereinafter, FIG. 7 will be described with reference to FIG. 1, and content that overlaps with the description of FIG. 5 among the description of FIG. 7 will be omitted.

무선 통신 기기(100)는 반송파 집성(carrier aggregation; CA)을 사용하는 무선 통신 시스템에 접속할 수 있고, 이에 따라 복수의 요소 반송파(component carrier; CC)들을 사용하여 송신 및 수신을 수행할 수 있다. 예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이, 도 1의 커플러(131)로부터 제공되는 RF 피드백 신호(FB_RF)는 상이한 요소 반송파들에 각각 대응하는 제1 주파수 대역(CA1) 및 제2 주파수 대역(CA2)을 포함할 수 있다. 컨트롤러(117)는 제1 주파수 대역(CA1)을 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 제1 주파수 대역(CA1)을 포함하는 기저대역 피드백 신호(FB_BB)를 생성하기 위하여 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 통해서 RF 피드백 신호(FB_RF)의 주파수 대역, 즉 제1 주파수 대역(CA1) 및 제2 주파수 대역(CA2)의 이동을 제어할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는 반송파 집성에서 복수의 요소 반송파들 중 하나와 동일한 주파수의 제2 진동 신호(LO2)가 생성되도록, 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 생성할 수 있다.The wireless communication device 100 can access a wireless communication system using carrier aggregation (CA), and thus can perform transmission and reception using a plurality of component carriers (CC). For example, as shown in FIG. 7, the RF feedback signal (FB_RF) provided from the coupler 131 of FIG. 1 has a first frequency band (CA1) and a second frequency band (CA1) respectively corresponding to different component carriers. CA2) may be included. The controller 117 may set the first frequency band (CA1) as the target frequency band, and use the oscillator control signal (C_LO) to generate a baseband feedback signal (FB_BB) including the first frequency band (CA1). The movement of the frequency band of the RF feedback signal (FB_RF), that is, the first frequency band (CA1) and the second frequency band (CA2), can be controlled. In some embodiments, the controller 117 may generate the oscillator control signal C_LO so that a second vibration signal LO2 of the same frequency as one of the plurality of component carriers in carrier aggregation is generated.

로컬 오실레이터(720)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)에 따라 결정된 주파수를 가지는 제2 진동 신호(LO2)를 피드백 회로(730)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이, 제1 주파수 대역(CA1)이, 도 7에서 점선으로 표시된 아날로그 필터(731)의 통과 대역과 중첩되도록, 제2 진동 신호(LO2)는 제1 주파수 대역(CA1)에 대응하는 요소 반송파의 주파수와 동일한 주파수를 가질 수 있다. 도 7에 도시된 기저대역 피드백 신호(FB_BB)의 처리를 위한 신호 처리기(110)의 동작의 예시는 도 8을 참조하여 후술될 것이다.The local oscillator 720 may provide the feedback circuit 730 with a second vibration signal LO2 having a frequency determined according to the oscillator control signal C_LO. For example, as shown in FIG. 7, the second vibration signal LO2 has a first frequency band such that the first frequency band CA1 overlaps the pass band of the analog filter 731 indicated by a dotted line in FIG. 7. It may have the same frequency as the frequency of the component carrier corresponding to the band CA1. An example of the operation of the signal processor 110 for processing the baseband feedback signal FB_BB shown in FIG. 7 will be described later with reference to FIG. 8.

도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 신호 처리기의 예시를 나타내는 블록도이다. 또한, 도 8은 신호 처리기(800)의 내부 신호들의 주파수 스펙트럼들을 개략적으로 나타낸다. 도 2의 신호 처리기(200)와 유사하게, 도 8의 신호 처리기(800)는 TX 블록(810), 디지털-아날로그 변환기(820), 아날로그-디지털 변환기(830), RX 블록(840), 디지털 믹서(850), 디지털 필터(860), 버퍼(870) 및 컨트롤러(880)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 8은 도 1 및 도 7을 참조하여 설명될 것이고, 도 8에 대한 설명 중 도 2에 대한 설명과 중복되는 내용은 생략될 것이다.Figure 8 is a block diagram showing an example of a signal processor according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Additionally, FIG. 8 schematically shows frequency spectra of internal signals of the signal processor 800. Similar to the signal processor 200 of FIG. 2, the signal processor 800 of FIG. 8 includes a TX block 810, a digital-to-analog converter 820, an analog-to-digital converter 830, an RX block 840, and a digital It may include a mixer 850, a digital filter 860, a buffer 870, and a controller 880. Hereinafter, FIG. 8 will be described with reference to FIGS. 1 and 7, and content that overlaps with the description of FIG. 2 among the description of FIG. 8 will be omitted.

기저대역 송신 신호(TX_BB)(또는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1))는, 반송파 집성에 기인하여, 제1 주파수 대역(CA1') 및 제2 주파수 대역(CA2')을 가질 수 있다. 또한, 도 7을 참조하여 전술된 바와 같이, 기저대역 피드백 신호(FB_BB)(또는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1))는, 목표 주파수 대역에 대응하는 제1 주파수 대역(CA1)을 가질 수 있다.The baseband transmission signal TX_BB (or the first digital transmission signal TX_D1) may have a first frequency band CA1' and a second frequency band CA2' due to carrier aggregation. Additionally, as described above with reference to FIG. 7 , the baseband feedback signal FB_BB (or the first digital feedback signal FB_D1) may have a first frequency band CA1 corresponding to the target frequency band.

디지털 믹서(850)는 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 정렬시키기 위하여, 믹서 제어 신호(C_DM)에 기초하여 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역 및 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역을 상이하게 이동시킬 수 있다. 예를 들면, 도 8에 도시된 바와 같이, 디지털 믹서(850)는 제1 디지털 피드백 신호(FB_D1)의 주파수 대역과 유사한 주파수 대역을 가지는 제2 디지털 피드백 신호(FB_D2)를 생성할 수 있는 한편, 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 제1 주파수 대역(CA1')이 디지털 필터(860)의 통과 대역과 중첩되도록 제1 디지털 송신 신호(TX_D1)의 주파수 대역을 이동시킴으로써 제2 디지털 송신 신호(TX_D2)를 생성할 수 있다. 그 다음에, 디지털 필터(860)는 목표 주파수 대역에 대응하는 주파수 대역만을 통과시킴으로써 제3 디지털 송신 신호(TX_D3) 및 제3 디지털 피드백 신호(FB_D3)를 생성할 수 있다.The digital mixer 850 generates a first digital transmission signal (TX_D1) based on the mixer control signal (C_DM) in order to align the frequency band of the first digital transmission signal (TX_D1) and the frequency band of the first digital feedback signal (FB_D1). ) and the frequency band of the first digital feedback signal (FB_D1) can be moved differently. For example, as shown in FIG. 8, the digital mixer 850 may generate a second digital feedback signal (FB_D2) having a frequency band similar to that of the first digital feedback signal (FB_D1), By moving the frequency band of the first digital transmission signal TX_D1 so that the first frequency band CA1' of the first digital transmission signal TX_D1 overlaps the pass band of the digital filter 860, the second digital transmission signal TX_D2 ) can be created. Next, the digital filter 860 may generate a third digital transmission signal (TX_D3) and a third digital feedback signal (FB_D3) by passing only the frequency band corresponding to the target frequency band.

도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 나타내는 순서도이다. 일부 실시예들에서, 도 9는 도 1의 컨트롤러(117)에 의해서 수행될 수 있다. 이하에서, 도 9는 도 1을 참조하여 설명될 것이다.Figure 9 is a flowchart showing a method of measuring a reflection coefficient of an antenna according to an exemplary embodiment of the present disclosure. In some embodiments, Figure 9 may be performed by controller 117 of Figure 1. Hereinafter, FIG. 9 will be explained with reference to FIG. 1 .

단계 S20에서, 제1 커플링 방향으로 커플러(131)를 설정하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 커플러(131)는 포워드 커플링으로 설정될 수 있고, 이에 따라 RF 송신 신호(TX_RF)에 커플링된 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 다른 한편으로, 커플러(131)는 리버스 커플링으로 설정될 수 있고, 이에 따라 안테나(140)로부터 반사되는 신호를 RF 피드백 신호(FB_RF)로서 피드백 회로(150)에 제공할 수 있다. 컨트롤러(117)는 전단 제어 신호(C_FE)를 사용하여 커플러(131)를 제1 커플링 방향으로 설정할 수 있다.In step S20, an operation of setting the coupler 131 in the first coupling direction may be performed. For example, the coupler 131 may be set to forward coupling, and thus may provide a signal coupled to the RF transmission signal (TX_RF) as the RF feedback signal (FB_RF) to the feedback circuit 150. On the other hand, the coupler 131 may be set to reverse coupling, and thus the signal reflected from the antenna 140 may be provided to the feedback circuit 150 as an RF feedback signal (FB_RF). The controller 117 may set the coupler 131 to the first coupling direction using the front end control signal C_FE.

단계 S30에서, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하기 위하여, 신호 처리기(110)에 포함된 디지털 믹서(115) 및 디지털 필터(116)를 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(117)는 오실레이터 제어 신호(C_LO)를 통해서 로컬 오실레이터(160)로부터 생성되는 제2 진동 신호(LO2)의 주파수를 제어할 수도 있다. 이에 따라, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호가 획득될 수 있다.In step S30, an operation of acquiring a transmission signal and a feedback signal of the target frequency band may be performed. For example, as described above with reference to the drawings, the controller 117 uses the digital mixer 115 and the digital filter 116 included in the signal processor 110 to obtain the transmission signal and feedback signal of the target frequency band. ) can be controlled. Additionally, the controller 117 may control the frequency of the second vibration signal LO2 generated from the local oscillator 160 through the oscillator control signal C_LO. Accordingly, the controller 117 can obtain a transmission signal and a feedback signal in the target frequency band.

단계 S40에서, 제2 커플링 방향으로 커플러(131)를 설정하는 동작이 수행될 수 있다. 단계 S40의 제2 커플링 방향은 단계 S20의 제1 커플링 방향과 상이할 수 있다. 예를 들면, 단계 S20에서 커플러(131)가 포워드 커플링으로 설정된 경우 단계 S40에서 커플러(131)는 리버스 커플링으로 설정될 수 있는 한편, 단계 S20에서 커플러(131)가 리버스 커플링으로 설정된 경우 단계 S40에서 커플러(131)는 포워드 커플링으로 설정될 수 있다. 컨트롤러(117)는 전단 제어 신호(C_FE)를 사용하여 커플러(131)를 제2 커플링 방향으로 설정할 수 있다.In step S40, an operation of setting the coupler 131 in the second coupling direction may be performed. The second coupling direction of step S40 may be different from the first coupling direction of step S20. For example, if the coupler 131 is set to forward coupling in step S20, the coupler 131 may be set to reverse coupling in step S40, while if the coupler 131 is set to reverse coupling in step S20. In step S40, the coupler 131 may be set to forward coupling. The controller 117 may set the coupler 131 to the second coupling direction using the front end control signal (C_FE).

단계 S50에서, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호를 획득하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 디지털 믹서(115), 디지털 필터(116) 및/또는 로컬 오실레이터(160)를 단계 S30과 동일하게 제어할 수 있고, 목표 주파수 대역의 송신 신호 및 피드백 신호가 획득될 수 있다.In step S50, an operation of acquiring a transmission signal and a feedback signal of the target frequency band may be performed. For example, the controller 117 may control the digital mixer 115, the digital filter 116, and/or the local oscillator 160 in the same manner as step S30, and the transmission signal and feedback signal in the target frequency band are obtained. It can be.

단계 S60에서, 안테나(140)의 반사 계수를 계산하는 동작이 수행될 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 단계 S30에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호뿐만 아니라 단계 S50에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 일부 실시예들에서, 컨트롤러(117)는, 커플러(131)가 포워드 커플링으로 설정된 상태에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호를 사용하여 송신기(121)로부터 커플러(131)까지의 송신 경로 및 커플러(131)로부터 피드백 회로(150)를 통해서 신호 처리기(110)까지의 피드백 경로의 특성들을 추정할 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러(117)는 송신 경로 및 피드백 경로에서 발생하는 위상 변동들을 추정할 수 있다. 그 다음에, 컨트롤러(117)는, 추정된 경로들의 특성들, 커플러(131)가 리버스 커플링으로 설정된 상태에서 획득된 송신 신호 및 피드백 신호에 기초하여 안테나(140)의 반사 계수를 계산할 수 있다. 예를 들면, 추정된 경로들의 특성들이 보상된 경우, 안테나(140)의 반사 계수 Γ는 아래 [수학식 1]과 같이 계산될 수 있다.In step S60, calculating the reflection coefficient of the antenna 140 may be performed. For example, the controller 117 may calculate the reflection coefficient of the antenna 140 based on the transmission signal and feedback signal obtained in step S50 as well as the transmission signal and feedback signal obtained in step S30. In some embodiments, the controller 117 uses the transmission signal and feedback signal obtained with the coupler 131 set to forward coupling to establish a transmission path from the transmitter 121 to the coupler 131 and the coupler ( The characteristics of the feedback path from 131) to the signal processor 110 through the feedback circuit 150 can be estimated. For example, the controller 117 may estimate phase changes occurring in the transmission path and the feedback path. Next, the controller 117 may calculate the reflection coefficient of the antenna 140 based on the characteristics of the estimated paths, the transmission signal and the feedback signal obtained with the coupler 131 set to reverse coupling. . For example, when the characteristics of the estimated paths are compensated, the reflection coefficient Γ of the antenna 140 can be calculated as in [Equation 1] below.

[수학식 1]에서, r_fwd는 송신 신호로부터 획득된 신호를 나타내고, r_rev는 리버스 커플링으로 설정된 커플러(131)로부터 획득된 피드백 신호를 나타낸다. 컨트롤러(117)가 계산된 반사 계수에 기초하여 안테나(140)를 튜닝하는 동작의 예시들이 도 10a 내지 도 10c를 참조하여 후술될 것이다.In [Equation 1], r _fwd represents a signal obtained from a transmission signal, and r _rev represents a feedback signal obtained from the coupler 131 set to reverse coupling. Examples of operations in which the controller 117 tunes the antenna 140 based on the calculated reflection coefficient will be described later with reference to FIGS. 10A to 10C.

도 10a 내지 도 10c는 본 개시의 예시적 실시예들에 따라 안테나를 튜닝하는 동작의 예시들을 나타내는 도면들이다. 구체적으로, 도 10a 내지 도 10c는 도 1의 RF 송신 신호(TX_RF) 및 안테나(140)의 반사 계수를 주파수 도메인에서 함께 나타내는 도면들이다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 1의 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역에서 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있고, 측정된 반사 계수에 기초하여 전단 제어 신호(C_FE)를 통해 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있으며, 안테나 튜너(132) 및 안테나(140)의 반사 계수를 조절할 수 있다. 이하에서, 도 10a 내지 도 10c는 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 10a 내지 도 10c에 대한 설명 중 중복되는 내용은 생략될 것이다.10A to 10C are diagrams showing examples of an antenna tuning operation according to example embodiments of the present disclosure. Specifically, FIGS. 10A to 10C are diagrams showing the RF transmission signal (TX_RF) of FIG. 1 and the reflection coefficient of the antenna 140 together in the frequency domain. As described above with reference to the drawings, the controller 117 of FIG. 1 may measure the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band, and may measure the antenna 140 through the front end control signal C_FE based on the measured reflection coefficient. The tuner 132 can be controlled, and the reflection coefficients of the antenna tuner 132 and the antenna 140 can be adjusted. Hereinafter, FIGS. 10A to 10C will be described with reference to FIG. 1, and overlapping content in the description of FIGS. 10A to 10C will be omitted.

도 10a를 참조하면, 컨트롤러(117)는 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 최적화되도록 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 도 2를 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 도 10a의 목표 주파수 대역(TAR)을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 제1 곡선(11a)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12a)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절할 수 있다. Referring to FIG. 10A, the controller 117 may control the antenna tuner 132 to optimize the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band (TAR). For example, as described above with reference to FIG. 2, the controller 117 may set the target frequency band (TAR) of FIG. 10A, and the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band (TAR) is the first When measured as in the curve 11a, the controller 117 can adjust the reflection coefficient of the antenna 140 as in the second curve 12a.

도 10b를 참조하면, 컨트롤러(117)는 전체 대역폭에서 특정 주파수 영역을 최적화하기 위하여 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 5G NR과 같이 100MHz 이상의 대역폭을 가지는 무선 통신 시스템에서, 전체 대역폭에서 RF 장애(impairment)가 일정하게 발생하지 아니할 수 있다. 이에 따라, 도 3을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(117)는 전체 대역폭 중 개선이 요구되는 영역에 대응하는 목표 주파수 대역(TAR)을 설정할 수 있고, 목표 주파수 대역에 대응하는 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 예를 들면, 도 10b에 도시된 바와 같이, RF 송신 신호(TX_RF)는 고르지 아니한 주파수 특성을 가질 수 있고, 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 제1 곡선(11b)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12b)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절함으로써 RF 장애를 보상할 수 있다.Referring to FIG. 10B, the controller 117 may control the antenna tuner 132 to optimize a specific frequency region in the entire bandwidth. In a wireless communication system with a bandwidth of 100 MHz or more, such as 5G NR, RF interference may not occur consistently across the entire bandwidth. Accordingly, as described above with reference to FIG. 3, the controller 117 can set a target frequency band (TAR) corresponding to the area requiring improvement among the entire bandwidth, and the antenna 140 corresponding to the target frequency band The reflection coefficient can be measured. For example, as shown in FIG. 10B, the RF transmission signal TX_RF may have uneven frequency characteristics, and the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band (TAR) is different from the first curve 11b. When measured together, the controller 117 can compensate for RF interference by adjusting the reflection coefficient of the antenna 140 as shown in the second curve 12b.

도 10c를 참조하면, 컨트롤러(117)는 반송파 집성에서 복수의 요소 반송파들에 대응하는 복수의 주파수 대역들 중 일부를 최적화하기 위하여 안테나 튜너(132)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 도 7 및 도 8을 참조하여 전술된 바와 같이, 컨트롤러(880)는 도 10c의 제1 주파수 대역(CA1)에 대응하는 목표 주파수 대역을 설정할 수 있고, 안테나(140)의 반사 계수를 측정할 수 있다. 목표 주파수 대역(TAR)에서 안테나(140)의 반사 계수가 도 10c의 제1 곡선(11c)과 같이 측정된 경우, 컨트롤러(117)는 제2 곡선(12c)과 같이 안테나(140)의 반사 계수를 조절함으로써 제1 주파수 대역(CA1)에 대한 반사 계수를 최적화할 수 있다.Referring to FIG. 10C, the controller 117 may control the antenna tuner 132 to optimize some of the plurality of frequency bands corresponding to the plurality of component carriers in carrier aggregation. For example, as described above with reference to FIGS. 7 and 8, the controller 880 may set a target frequency band corresponding to the first frequency band CA1 of FIG. 10C, and the reflection coefficient of the antenna 140 can be measured. When the reflection coefficient of the antenna 140 in the target frequency band (TAR) is measured as shown in the first curve 11c of FIG. 10C, the controller 117 measures the reflection coefficient of the antenna 140 as shown in the second curve 12c. By adjusting , the reflection coefficient for the first frequency band (CA1) can be optimized.

도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 측정된 안테나의 반사 계수들을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 11은 전술된 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법을 사용한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 11에서 원형 마커로 표시된 바와 같이, 안테나는 0.4의 크기 및 0°의 위상의 반사 계수를 가질 수 있다. 5G NR 100MHz 신호에서 중심 주파수 20MHz에 대응하는 목표 주파수 대역에서 안테나의 반사 계수를 측정하면, 도 11에서 마름모 마커로 표시된 바와 같이, 측정된 안테나의 반사 계수는 실제 안테나의 반사 계수와 일치할 수 있다.Figure 11 is a diagram showing reflection coefficients of an antenna measured according to an exemplary embodiment of the present disclosure. Specifically, Figure 11 shows simulation results using the method for measuring the reflection coefficient of the antenna described above. As indicated by the circular marker in Figure 11, the antenna may have a reflection coefficient of magnitude 0.4 and phase 0°. If the reflection coefficient of the antenna is measured in the target frequency band corresponding to the center frequency of 20MHz in the 5G NR 100MHz signal, the measured reflection coefficient of the antenna may match that of the actual antenna, as indicated by the diamond marker in Figure 11. .

도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 통신 장치(20)의 예시를 나타내는 블록도이다. 일부 실시예들에서, 통신 장치(20)는 도 1의 신호 처리기(110)에 포함된 구성요소들 중 적어도 일부의 동작을 수행할 수 있다.Figure 12 is a block diagram showing an example of a communication device 20 according to an exemplary embodiment of the present disclosure. In some embodiments, the communication device 20 may perform operations of at least some of the components included in the signal processor 110 of FIG. 1.

도 12에 도시된 바와 같이, 통신 장치(20)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)(21), ASIP(Application Specific Instruction set Processor)(23), 메모리(25), 메인 프로세서(27) 및 메인 메모리(29)를 포함할 수 있다. ASIC(21), ASIP(23) 및 메인 프로세서(27) 중 2개 이상은 상호 통신할 수 있다. 또한, ASIC(21), ASIP(23), 메모리(25), 메인 프로세서(27) 및 메인 메모리(29) 중 적어도 2개 이상은 하나의 칩에 내장될 수 있다. As shown in FIG. 12, the communication device 20 includes an application specific integrated circuit (ASIC) 21, an application specific instruction set processor (ASIP) 23, a memory 25, a main processor 27, and a main memory. (29) may be included. Two or more of the ASIC 21, ASIP 23, and main processor 27 may communicate with each other. Additionally, at least two of the ASIC 21, ASIP 23, memory 25, main processor 27, and main memory 29 may be built into one chip.

ASIP(23)은 특정한 용도를 위하여 커스텀화된 집적 회로로서, 특정 어플리케이션을 위한 전용의 명령어 세트(instruction set)를 지원할 수 있고, 명령어 세트에 포함된 명령어를 실행할 수 있다. 메모리(25)는 ASIP(23)와 통신할 수 있고, 비일시적인 저장장치로서 ASIP(23)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메모리(25)는, 비제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기디스크, 광학디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, ASIP(23)에 의해서 접근가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.ASIP 23 is an integrated circuit customized for a specific purpose, and can support a dedicated instruction set for a specific application and execute instructions included in the instruction set. The memory 25 can communicate with the ASIP 23 and can also store a plurality of instructions executed by the ASIP 23 as a non-transitory storage device. For example, the memory 25 may include, but is not limited to, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), tape, magnetic disk, optical disk, volatile memory, non-volatile memory, and combinations thereof. It may contain any type of memory accessible by ASIP 23.

메인 프로세서(27)는 복수의 명령어들을 실행함으로써 통신 장치(20)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 메인 프로세서(27)는 ASIC(21) 및 ASIP(23)를 제어할 수도 있고, 무선 통신 네트워크를 통해서 수신된 데이터를 처리하거나 통신 장치(20)에 대한 사용자의 입력을 처리할 수도 있다. 메인 메모리(29)는 메인 프로세서(27)와 통신할 수 있고, 비일시적인 저장장치로서 메인 프로세서(27)에 의해서 실행되는 복수의 명령어들을 저장할 수도 있다. 예를 들면, 메인 메모리(29)는, 비제한적인 예시로서 RAM(Random Access Memory), ROM(Read Only Memory), 테이프, 자기디스크, 광학디스크, 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및 이들의 조합과 같이, 메인 프로세서(27)에 의해서 접근가능한 임의의 유형의 메모리를 포함할 수 있다.The main processor 27 can control the communication device 20 by executing a plurality of instructions. For example, main processor 27 may control ASIC 21 and ASIP 23, process data received via a wireless communication network, or process user input to communication device 20. there is. The main memory 29 can communicate with the main processor 27 and, as a non-transitory storage device, can store a plurality of instructions executed by the main processor 27. For example, the main memory 29 may include, but is not limited to, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), tape, magnetic disk, optical disk, volatile memory, non-volatile memory, and combinations thereof. , may include any type of memory accessible by the main processor 27.

안테나의 반사 계수를 측정하는 방법은, 도 12의 통신 장치(20)에 포함된 구성요소들 중 적어도 하나에 의해서 수행될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 1의 컨트롤러(117)의 동작은 메모리(25)에 저장된 복수의 명령어들로서 구현될 수 있고, ASIP(23)는 메모리(25)에 저장된 복수의 명령어들을 실행함으로써 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나를 수행할 수 있다. 일부 실시예들에서, 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나는 논리 합성 등을 통해서 설계된 하드웨어 블록에 의해 수행될 수 있고, 그러한 하드웨어 블록이 ASIC(21)에 포함될 수도 있다. 일부 실시예들에서, 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나는, 메인 메모리(29)에 저장된 복수의 명령어들로서 구현될 수 있고, 메인 프로세서(27)가 메인 메모리(29)에 저장된 복수의 명령어들을 실행함으로써 안테나의 반사 계수를 측정하는 방법의 단계들 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.The method of measuring the reflection coefficient of the antenna may be performed by at least one of the components included in the communication device 20 of FIG. 12. In some embodiments, the operation of the controller 117 of FIG. 1 may be implemented as a plurality of instructions stored in the memory 25, and the ASIP 23 may control the antenna by executing the plurality of instructions stored in the memory 25. At least one of the steps of the method for measuring the reflection coefficient may be performed. In some embodiments, at least one of the steps of the method for measuring the reflection coefficient of an antenna may be performed by a hardware block designed through logic synthesis, etc., and such hardware block may be included in the ASIC 21. In some embodiments, at least one of the steps of the method for measuring the reflection coefficient of an antenna may be implemented as a plurality of instructions stored in main memory 29, and the main processor 27 may At least one of the steps of the method for measuring the reflection coefficient of an antenna can be performed by executing a plurality of stored commands.

이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.As above, exemplary embodiments have been disclosed in the drawings and specification. Although embodiments have been described in this specification using specific terms, this is only used for the purpose of explaining the technical idea of the present disclosure and is not used to limit the meaning or scope of the present disclosure as set forth in the claims. . Therefore, those skilled in the art will understand that various modifications and other equivalent embodiments are possible therefrom. Therefore, the true technical protection scope of the present disclosure should be determined by the technical spirit of the attached patent claims.

Claims

A signal processing device for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of an RF transmission signal transmitted to the antenna, comprising:
a digital-to-analog converter configured to generate a baseband transmission signal from which the RF transmission signal is generated by converting a first digital signal;
an analog-to-digital converter configured to generate a second digital signal by converting a baseband feedback signal generated from the RF feedback signal;
a digital signal processor configured to process the first digital signal and the second digital signal to have a target frequency band;
a buffer configured to capture an output signal of the digital signal processor; and
A signal comprising a controller configured to set the target frequency band, control a digital signal processor based on the target frequency band, and calculate a reflection coefficient of an antenna corresponding to the target frequency band based on data stored in the buffer. processing unit.

In claim 1,
The digital signal processor,
a digital mixer configured to move frequency bands of the first digital signal and the second digital signal under control of the controller; and
A signal processing device comprising a digital filter configured to pass at least a portion of frequency bands of output signals of the digital mixer under control of the controller.

In claim 2,
A signal processing device, wherein the digital filter is a low-pass filter having a pass band corresponding to the target frequency band.

In claim 2,
The baseband transmission signal has a plurality of frequency bands each corresponding to a plurality of component carriers of the RF transmission signal,
The controller is configured to control the digital mixer so that one of the plurality of frequency bands overlaps a pass band of the digital filter.

In claim 2,
A signal processing device further comprising a decimator configured to down-sample output signals of the digital filter.

In claim 1,
The target frequency band is narrower than the frequency bands of the first digital signal and the second digital signal.

In claim 1,
The baseband feedback signal has a frequency band shifted from the frequency band of the RF feedback signal by an analog mixer,
The controller is configured to control the frequency of the vibration signal provided to the analog mixer based on the target frequency band.

In claim 1,
The analog-to-digital converter converts a baseband reception signal generated from an RF reception signal received through the antenna in a reception mode to a first sampling rate, and converts the baseband feedback signal to the first sampling rate in an antenna tuning mode. A signal processing device configured to convert to a second, lower sampling rate.

A device for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of the RF transmission signal transmitted to the antenna,
a feedback circuit configured to generate a baseband feedback signal by down-converting and filtering the RF feedback signal; and
Convert a first digital signal into a baseband transmission signal, convert the baseband feedback signal into a second digital signal, and perform digital signal processing so that the first digital signal and the second digital signal have a target frequency band. and a signal processing device configured to calculate a reflection coefficient of the antenna corresponding to the target frequency band,
The feedback circuit includes an analog filter having a passband narrower than the maximum frequency band of the baseband transmission signal.

A device for measuring the reflection coefficient of an antenna using an RF feedback signal provided by a coupler as part of the RF transmission signal transmitted to the antenna,
a feedback circuit configured to generate a baseband feedback signal by down-converting and filtering the RF feedback signal; and
Controlling the down-conversion based on a target frequency band, processing a baseband transmission signal and the baseband feedback signal from which the RF transmission signal is generated to have the target frequency band, and processing the baseband feedback signal corresponding to the target frequency band. A device comprising a signal processing device configured to calculate the reflection coefficient of an antenna.