KR102588777B1 - 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터 Download PDF

Info

Publication number
KR102588777B1
KR102588777B1 KR1020210153735A KR20210153735A KR102588777B1 KR 102588777 B1 KR102588777 B1 KR 102588777B1 KR 1020210153735 A KR1020210153735 A KR 1020210153735A KR 20210153735 A KR20210153735 A KR 20210153735A KR 102588777 B1 KR102588777 B1 KR 102588777B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
diode
circuit unit
transistor
output
Prior art date
Application number
KR1020210153735A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20230067959A (ko
Inventor
김현식
이희준
한현기
엄재홍
김희구
Original Assignee
빌리브마이크론(주)
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 빌리브마이크론(주), 한국과학기술원 filed Critical 빌리브마이크론(주)
Priority to KR1020210153735A priority Critical patent/KR102588777B1/ko
Publication of KR20230067959A publication Critical patent/KR20230067959A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102588777B1 publication Critical patent/KR102588777B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

스위칭 레귤레이터는, 제 1 다이오드 및 상기 제 1 다이오드와 연결된 제 1 커패시터를 포함하는 부트스트랩 회로부; 제 1 트랜지스터를 포함하여 제 1 스위칭 신호에 따라 상기 제 1 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하고, 제 2 트랜지스터를 포함하여 제 2 스위칭 신호에 따라 상기 제 2 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하는 스위칭 회로부; 및 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로부;를 포함하되, 상기 제 2 스위칭 신호는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력 및 제 2 제어 신호를 이용하여 생성된다.

Description

부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터{SWITCHING REGULATOR WITH BOOTSTRAP CIRCUIT}
본 발명은 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
도 1은 종래의 제 1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(100)의 회로도를 나타낸다.
도 1로부터 알 수 있는 바와 같이 종래의 제 1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(100)는, 스위칭 소자로서 P-채널 트랜지스터와 N-채널 트랜지스터를 이용하여 구성될 수 있다.
그런데, 하이 사이드(High Side)의 스위칭 소자로서 P-채널 트랜지스터 대신 N-채널 트랜지스터를 사용할 경우, 온(On) 저항이 낮아 효율을 향상시킬 수 있다. 아울러, N-채널 트랜지스터는 P-채널 트랜지스터와 동일한 온 저항을 나타낼 경우 P-채널 트랜지스터 보다 저렴한 비용으로 구현이 가능하다.
도 2는 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(200)의 회로도를 나타낸다.
도 2로부터 알 수 있는 바와 같이 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(200)는, 스위칭 소자로서 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)와 제 2 N-채널 트랜지스터(TR2)를 이용하여 구성될 수 있다.
다만, 하이 사이드의 스위칭 소자인 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)를 완전히 온 시키기 위해서는, 충분한 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)의 게이트 소오스 간 전압이 요구된다. 즉, 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)에 공급하는 전원 전압 보다 높은 전압이 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)의 게이트 소오스 간 전압으로 필요하다.
부트스트랩(Bootstrap) 회로부(210)는, 커패시터(C1)와 다이오드(D1)로 구성되며, 주기적인 스위칭 동작을 통해 다이오드(D1)에 인가되는 전원 전압(VDD)과 다이오드(D1)의 정방향 바이어스 전압(VF)의 차이 정도인 전압(VDD-VF)이 커패시터(C1)를 충전하는 것에 의해, 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)의 구동이 가능하게 된다.
이때 다이오드(D1)로는 물리적 특성이 우수한 쇼트키 다이오드(Schottky Diode)를 주로 사용한다.
다만, 도 2의 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(200)의 경우, 초저주파수(Ultra Low Frequency) 동작 상황에서 부트스트랩 회로부(210)에 포함된 커패시터(C1)에 걸리는 전압(VBOOT)이 감소한다. 참고로, 초저주파수 동작 상황의 예로는, 부하(LO)가 연결되지 않은 경우를 들 수 있다. 이러한 초저주파수 동작 상황에서는, 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)와 제 2 N-채널 트랜지스터(TR2)의 스위칭 동작이 이루어지지 않아, VSW=VOUT=VDD가 된다. 이에 따라 다이오드(D1)에 약 VDD 만큼의 역바이스가 생성되고, 누설 전류로 인해 부트스트랩 회로부(210)에 포함된 커패시터(C1)에 걸리는 전압(VBOOT)이 감소한다. 따라서, 하이사이드 측인 제 1 N-채널 트랜지스터(TR1)의 턴온(Turn On)을 위한 전압이 확보가 되지 않는다. 즉, 부트스트랩 회로부(210)에 포함된 커패시터(C1)에 걸리는 전압(VBOOT)을 회복시키기 위한 별도의 설계가 필요하다.
도 3a 및 도 3b는 각각, 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(200)의 주요 지점의 신호 설명도 및 125도(℃)에서 동작시 주요 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도를 나타낸다. 아울러, 도 4는 온도 변화에 따른 쇼트키 다이오드의 누설 전류값을 나타낸다.
도 3a, 도 3b 및 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(200)의 경우, 온도 변화에 따라 누설 전류값에 차이가 있다. 즉, 저온과 고온에서의 커패시터(C1)에 걸리는 전압(VBOOT)에 차이가 발생한다. 이에 따라, 온도 변화에 적응적으로 대응 가능한 설계 또한 요구된다.
본 발명은 전술한 바와 같은 기술적 과제를 해결하는 데 목적이 있는 발명으로서, 초저주파수 동작 상황 및 온도의 변화에도 적응적으로 대응할 수 있는 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터를 제공하는 것에 그 목적이 있다.
일실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는, 제 1 다이오드 및 상기 제 1 다이오드와 연결된 제 1 커패시터를 포함하는 부트스트랩 회로부; 및 제 1 트랜지스터를 포함하여 제 1 스위칭 신호에 따라 상기 제 1 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하고, 제 2 트랜지스터를 포함하여 제 2 스위칭 신호에 따라 상기 제 2 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하는 스위칭 회로부;를 포함하되, 상기 제 1 커패시터의 일단은, 상기 제 1 트랜지스터의 소오스 및 상기 제 2 트랜지스터의 드레인과 전기적으로 연결된다. 아울러, 상기 제 1 다이오드는, 쇼트키 다이오드를 이용할 수 있다.
또한, 일실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로부;를 더 포함하되, 상기 제 2 스위칭 신호는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력 및 제 2 제어 신호를 이용하여 생성된다.
아울러, 상기 펄스 생성 회로부는, 제 2 다이오드를 포함하고, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성하는 완화(Relaxation) 오실레이터;를 포함하고, 상기 제 2 다이오드는, 쇼트키 다이오드를 이용할 수 있다.
구체적으로, 상기 제 1 다이오드는, 캐소드가 애노드 보다 상기 제 1 다이오드에 전원을 공급하는 양의 전원 전압과 근접하여 연결되고, 상기 제 2 다이오드는, 애노드가 캐소드 보다 상기 제 2 다이오드에 전원을 공급하는 양의 전원 전압과 근접하여 연결된다.
또한, 상기 펄스 생성 회로부는, 상기 완화 오실레이터의 출력을 입력받아 분주하는 분주 회로; 및 상기 분주 회로의 출력 펄스폭을 조정하는 펄스폭 조정 회로;를 더 포함하여 구성된다.
상기 분주 회로는, 상기 제 2 제어 신호가 활성화된 경우 리셋된다.
아울러, 상기 제 2 스위칭 신호는, 상기 제 2 제어 신호가 활성화된 경우에는 상기 제 2 제어 신호를 이용하여 생성되고, 상기 제 2 제어 신호가 비활성화된 경우에는 상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 생성된다.
또한, 상기 제 2 트랜지스터는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
상기 제 2 트랜지스터는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 스위칭 동작 시, 온도가 높아짐에 따라 스위칭 동작의 빈도가 높아진다.
본 발명의 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터에 따르면, 초저주파수 동작 상황 및 온도의 변화에도 적응적으로 대응할 수 있다.
도 1은 종래의 제 1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로도.
도 2는 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로도.
도 3a 및 도 3b는 각각, 종래의 제 2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 주요 지점의 신호 설명도 및 125도(℃)에서 동작시 주요 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도.
도 4는 온도 변화에 따른 쇼트키 다이오드의 누설 전류값.
도 5는 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터의 회로도.
도 6은 일실시예에 따른 펄스 생성 회로부의 구성도.
도 7은 일실시예에 따른 완화 오실레이터의 회로도.
도 8은 종래의 완화 오실레이터의 회로.
도 9는 일실시예에 따른 분주 회로의 회로도.
도 10은 일실시예에 따른 펄스폭 조정 회로의 회로도.
도 11a 내지 도 11c는 각각, 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터의 125도, 27도 및 -45도에서의 주요 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도.
이하, 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터에 대해 상세히 설명하기로 한다.
본 발명의 하기의 실시예는 본 발명을 구체화하기 위한 것일 뿐 본 발명의 권리 범위를 제한하거나 한정하는 것이 아님은 물론이다. 본 발명의 상세한 설명 및 실시예로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가가 용이하게 유추할 수 있는 것은 본 발명의 권리 범위에 속하는 것으로 해석된다.
도 5는 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)의 회로도를 나타낸다.
도 5로부터 알 수 있는 바와 같이 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)는, 부트스트랩 회로부(310), 스위칭 회로부(320) 및 펄스 생성 회로부(330)를 포함하여 구성된다.
부트스트랩 회로부(310)는, 제 1 다이오드(D1) 및 제 1 다이오드(D1)와 연결된 제 1 커패시터(C1)를 포함하여 구성된다.
아울러, 스위칭 회로부(320)는, 제 1 트랜지스터(TR1)를 포함하여 제 1 스위칭 신호(SW1)에 따라 제 1 트랜지스터(TR1)의 스위칭 동작을 실시하고, 제 2 트랜지스터(TR2)를 포함하여 제 2 스위칭 신호(SW2)에 따라 제 2 트랜지스터(TR2)의 스위칭 동작을 실시한다. 여기서 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)는, 모두 N-채널 트랜지스터를 이용할 수 있다. 참고로, 제 1 스위칭 신호(SW1)는, 제어기(미도시)에 의해 생성될 수 있다. 스위칭 회로부(320)는 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 스위칭 동작에 따라, 정전압을 출력할 수 있게 된다.
구체적으로 스위칭 회로부(320)는 제 1 스위칭 신호(SW1)를 입력받아 구동하는 제 1 구동 회로(DR1)를 포함하여, 제 1 구동 회로(DR1)의 출력을 제 1 트랜지스터(TR1)의 게이트로 입력받는다. 또한, 스위칭 회로부(320)는 제 2 스위칭 신호(SW2)를 입력받아 구동하는 제 2 구동 회로(DR2)를 포함하여, 제 2 구동 회로(DR2)의 출력을 제 2 트랜지스터(TR2)의 게이트로 입력받는다.
아울러, 제 1 커패시터(C1)의 일단은, 제 1 트랜지스터(TR1)의 소오스 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 드레인과 전기적으로 연결된다. 제 1 트랜지스터(TR1)의 소오스 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 드레인에 부하(LO)가 연결된다.
또한, 제 1 다이오드(D1)는, 쇼트키 다이오드를 이용한다. 제 1 다이오드(D1)는, 캐소드가 애노드 보다 해당 양의 전원 전압과 근접하여 연결된다. 즉, 제 1 다이오드(D1)에 전류가 흐를 수 있도록 전원을 공급하는 양의 전원 전압은, 캐소드 측에 전기적으로 근접하여 위치한다. 예를 들면 도 5와 같이 제 1 다이오드(D1)의 캐소드는 양의 전원 전압과 연결되고, 제 1 다이오드(D1)의 애노드는 제 1 커패시터(C1)와 연결될 수 있다. 제 1 다이오드(D1)의 애노드의 전압이 제 1 구동 회로(DR1)의 양의 전원 전압으로 사용된다.
펄스 생성 회로부(330)는, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성한다. 구체적으로 펄스 생성 회로부(330)는 온도가 증가함에 따라, 고주파의 펄스를 생성한다.
참고로, 제 2 스위칭 신호(SW2)는, 펄스 생성 회로부(330)의 출력 및 제 2 제어 신호(CON2)를 이용하여 생성된다. 예를 들면, 펄스 생성 회로부(330)의 출력 및 제 2 제어 신호(CON2)가 가산되어, 제 2 스위칭 신호(SW2)로서 생성될 수 있다.
구체적으로, 제 2 스위칭 신호(SW2)는, 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화된 경우에는 제 2 제어 신호(CON2)를 이용하여 생성되고, 제 2 제어 신호(CON2)가 비활성화된 경우에는 펄스 생성 회로부(330)의 출력을 이용하여 생성된다. 즉, 제 2 스위칭 신호(SW2)는, 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화된 경우에는 제 2 제어 신호(CON2)가 되고, 제 2 제어 신호(CON2)가 비활성화된 경우에는 펄스 생성 회로부(330)의 출력이 된다. 이에 따라, 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화된 경우에는 펄스 생성 회로부(330)의 출력이 비활성화되고, 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화된 경우에는 펄스 생성 회로부(330)의 출력이 활성화될 필요가 있을 것이다. 참고로, 제 2 제어 신호(CON2)는, 제어기에 의해 생성될 수 있다.
즉, 제 2 트랜지스터(TR2)는, 펄스 생성 회로부(330)의 출력을 이용하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 펄스 생성 회로부(330)의 출력을 이용하여 스위칭 동작 시, 제 2 트랜지스터(TR2)는, 온도가 높아짐에 따라, 스위칭 동작의 빈도가 높아지는 것이 바람직하다.
구체적으로, 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)의 동작에 대해 하기에 설명하기로 한다.
일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)는, 제 2 트랜지스터(TR2)를 턴온(Turn On) 시킴으로써 부트스트랩 커패시터인 제 1 커패시터(C1)의 충전 경로가 형성되도록 한다. 즉, 제 1 다이오드(D1)의 정방향 바이어스 전류를 통해 제 1 커패시터(C1)의 전압(VBOOT)을 증가시킨다.
즉, 부하(LO)가 연결되지 않은 상황에서는, 제 2 제어 신호(CON2)는 초저주파수를 가지므로, 제 2 트랜지스터(TR2)를 턴온 시키기 위해서는, 펄스 생성 회로부(330)의 출력을 이용한다. 아울러, 저온에서 고온으로 갈수록 제 2 트랜지스터(TR2)의 턴온 빈도를 높여야 하므로, 펄스 생성 회로부(330)로서 온도에 비례하는 출력 주파수를 갖는 온도 적응형 오실레이터(Temperature Adaptive Oscillator)를 이용할 수 있다.
도 6은 일실시예에 따른 펄스 생성 회로부(330)의 구성도를 나타낸다.
도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 펄스 생성 회로부(330)는, 완화(Relaxation) 오실레이터(331), 분주 회로(332) 및 펄스폭 조정 회로(333)를 포함하여 구성된다.
도 7은 일실시예에 따른 완화 오실레이터(331)의 회로도를 나타낸다. 아울러, 도 8은 종래의 완화 오실레이터(431)의 회로도를 나타낸다.
일실시예에 따른 완화 오실레이터(331)는, 제 2 다이오드(D2) 및 제 2 커패시터(C2)를 포함하고, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성한다. 이에 반해 종래의 완화 오실레이터(431)는, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하지 않는 펄스를 생성한다.
일실시예에 따른 완화 오실레이터(331)의 제 2 다이오드(D2)는, 쇼트키 다이오드를 이용할 수 있다. 또한, 제 2 다이오드(D2)는, 애노드가 캐소드 보다 해당 양의 전원 전압과 근접하여 연결되는 것이 바람직하다. 즉, 제 2 다이오드(D2)에 전류가 흐를 수 있도록 전원을 공급하는 양의 전원 전압은, 애노드 측에 전기적으로 근접하여 위치한다. 예를 들면 제 2 다이오드(D2)의 애노드는 양의 전원 전압과 연결되고, 제 2 다이오드(D2)의 캐소드는 제 2 커패시터(C2)와 연결될 수 있다.
도 7의 일실시예에 따른 완화 오실레이터(331)의 특징을 하기에 구체적으로 설명하기로 한다.
문제 상황인 125도(℃)에서 제 1 커패시터(C1)의 전압(VBOOT)을 약 3V 수준으로 유지하기 위한 조건을 누설 전류(~5uA)와 제 1 커패시터(C1)의 값(47nF)을 이용하여 계산해보면 약 1ms 주기로 제 2 트랜지스터(TR2)가 2us 동안 턴온되어야 한다. 따라서, 2us의 펄스폭과 1ms 주기를 가지는 펄스 신호를 생성해 주기 위해서 완화 오실레이터(331)를 사용한다.
한편 27도(℃)와 -40도(℃)에서는 제 1 커패시터(C1)의 전압(VBOOT)의 감소량이 크게 줄어들며 각 온도 상황에 맞게 완화 오실레이터(331)의 주기가 가변되어야 한다. 만약 제 1 다이오드(D1)와 마찬가지인 쇼트키 다이오드를 그대로 완화 오실레이터(331)의 전류 소오스인 제 2 다이오드(D2)로서 사용한다면 온도에 따라 완화 오실레이터(331)의 주기를 가변 가능하다. 즉, 일실시예에 따른 완화 오실레이터(331)는, 종래의 완화 오실레이터(431)와는 달리 온도 적응적으로 동작 가능하다.
또한, 완화 오실레이터(331)와 부트스트랩 회로부(310)가 동일한 종류의 전류 소오스(누설 전류)를 사용하기 때문에 상호간에 상관(Correlation)을 가져 제 1 커패시터(C1)의 전압(VBOOT)을 3V 이상으로 유지하기 위한 적절한 값으로 완화 오실레이터(331)의 주기가 변화될 수 있다.
분주 회로(332)는, 완화 오실레이터(331)의 출력을 입력받아 분주하는 역할을 한다.
도 9는 일실시예에 따른 분주 회로(332)의 회로도를 나타낸다.
도 9로부터 알 수 있는 바와 같이 분주 회로(332)는, 직렬로 연결된 다수의 D-플립 플롭과 앤드 게이트를 포함하여 구성될 수 있다.
완화 오실레이터(331)가 125도에서 1ms 주기를 가지려면, 밴드갭레퍼런스의 출력전압이 1.2V일 때 약 4nF의 제 2 커패시터(C2)의 값이 필요하며, 이는 반도체 칩에 집적하기에는 너무 크다. 따라서, 반도체 칩에 집적하기에 적합한 약 4pF의 제 2 커패시터(C2)의 값을 이용하여 완화 오실레이터(331) 자체적으로는 1us 주기를 가지되 분주 회로(332)를 이용하여 분주 회로(332)의 출력이 1ms 주기를 가지도록 한다.
이때 스위칭 레귤레이터(300)가 초저주파수가 아닌 안정 상태(Steady State)에서 동작할 때에는 분주 회로(332)의 출력이 불필요하므로, 분주 회로(332)의 출력을 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화될 때마다 리셋(Reset)할 필요가 있다. 즉, 분주 회로(332)는 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화된 경우 리셋된다. 분주 회로(332)의 리셋을 위해 직렬로 연결된 다수의 D-플립 플롭이 리셋된다.
펄스폭 조정 회로(333)는, 분주 회로(332)의 출력 펄스폭을 조정하는 역할을 한다. 구체적으로 펄스폭 조정 회로(333)는 분주 회로(332)의 출력 펄스폭을 넓혀서 출력하는 역할을 한다.
도 10은 일실시예에 따른 펄스폭 조정 회로(333)의 회로도를 나타낸다.
분주 회로(332)의 출력 파형은 1ms 주기를 가지지만 수십 ns의 펄스폭을 가진다. 따라서, 2us의 펄스폭을 만들어주기 위하여, 분주 회로(332)는 SR-플립 플랍(SR)과 온타임 제너레이터(On-time Generator)(OT)를 포함하여 구성된다.
온타임 제너레이터(OT)의 동작 원리는 완화 오실레이터(331)와 동일하다. 예를 들면, 온타임 제너레이터(OT)는, 적절한 전류와 커패시턴스의 값을 통해 분주 회로(332)의 출력이 하이 상태가 되고 2us 이후, 비교기의 출력이 하이 상태가 되도록 한다.
상술한 일실시예에 따른 스위칭 레귤레이터(300)의 특징을 정리하면 하기와 같다.
(1) 완화 오실레이터(331)에 역방향 바이어스된 쇼트키 다이오드인 제 2 다이오드(D2)를 사용함으로써 부트스트랩 회로부(310)의 누설 전류와 온도 상관을 가지도록 하였다.
(2) 아울러, 고온에서 uA 단위의 누설 전류가 흐르기 때문에 적절한 펄스 생성 회로부(330)의 출력 주파수 값을 가지기 위해서는 nF 단위의 제 2 커패시터(C2)가 요구되던 것을, 분주 회로(332)를 이용하여 pF 단위로 제 2 커패시터(C2)의 크기를 감소시켰다.
(3) 또한, 고주파수의 안정 상태의 상황에서는 펄스 생성 회로부(330)의 출력이 필요하지 않으므로, 기존의 제 2 트랜지스터(TR2)의 스위칭 제어 신호인 제 2 제어 신호(CON2)가 활성화될 때마다 분주 회로(332)를 리셋하였다.
(4) 3V 이상의 제 1 커패시터(C1)의 전압(VBOOT)을 가지기 위해서는 매 펄스 생성 회로부(330)의 출력마다 약 2us의 펄스폭을 가져야 하므로, 온타임 제너레이터(OT)를 이용하였다.
도 11a 내지 도 11c는 각각, 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)의 125도, 27도 및 -45도에서의 주요 전압 및 전류의 시뮬레이션 파형도를 나타낸다.
도 11a 내지 도 11c로부터 알 수 있는 바와 같이, 일실시예에 따른 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)는 AEC-Q100 온도 범위인 -40도 내지 125도에서 초저주파 및 저전력으로 동작할 수 있다. 아울러, 온도에 비례한 제 2 트랜지스터(TR2)의 동작을 통한 부트스트랩 커패시터인 제 1 커패시터(C1)의 전압이 유지된다.
상술한 바와 같이, 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터(300)에 따르면, 초저주파수 동작 상황 및 온도의 변화에도 적응적으로 대응할 수 있음을 알 수 있다.
100, 200, 300 : 스위칭 레귤레이터
210, 310 : 부트스트랩 회로부
120, 220, 320 : 스위칭 회로부
330 : 펄스 생성 회로부
331, 431 : 완화 오실레이터
332 : 분주 회로
333 : 펄스폭 조정 회로

Claims (10)

  1. 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    제 1 다이오드 및 상기 제 1 다이오드와 연결된 제 1 커패시터를 포함하는 부트스트랩 회로부;
    제 1 트랜지스터를 포함하여 제 1 스위칭 신호에 따라 상기 제 1 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하고, 제 2 트랜지스터를 포함하여 제 2 스위칭 신호에 따라 상기 제 2 트랜지스터의 스위칭 동작을 실시하는 스위칭 회로부; 및
    온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로부;를 포함하되,
    상기 제 1 커패시터의 일단은, 상기 제 1 트랜지스터의 소오스 및 상기 제 2 트랜지스터의 드레인과 전기적으로 연결되되,
    상기 제 1 다이오드는, 쇼트키 다이오드이고,
    상기 제 2 스위칭 신호는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력 및 제 2 제어 신호를 이용하여 생성되는, 스위칭 레귤레이터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 생성 회로부는,
    제 2 다이오드를 포함하고, 온도에 따라 출력 주파수가 변화하는 펄스를 생성하는 완화(Relaxation) 오실레이터;를 포함하고,
    상기 제 2 다이오드는, 쇼트키 다이오드인, 스위칭 레귤레이터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제 1 다이오드는, 캐소드가 애노드 보다 상기 제 1 다이오드에 전원을 공급하는 양의 전원 전압과 근접하여 연결되고,
    상기 제 2 다이오드는, 애노드가 캐소드 보다 상기 제 2 다이오드에 전원을 공급하는 양의 전원 전압과 근접하여 연결된, 스위칭 레귤레이터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 펄스 생성 회로부는,
    상기 완화 오실레이터의 출력을 입력받아 분주하는 분주 회로;를 더 포함하는, 스위칭 레귤레이터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 분주 회로는,
    상기 제 2 제어 신호가 활성화된 경우 리셋되는, 스위칭 레귤레이터.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 펄스 생성 회로부는,
    상기 분주 회로의 출력 펄스폭을 조정하는 펄스폭 조정 회로;를 더 포함하는, 스위칭 레귤레이터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 스위칭 신호는,
    상기 제 2 제어 신호가 활성화된 경우에는 상기 제 2 제어 신호를 이용하여 생성되고, 상기 제 2 제어 신호가 비활성화된 경우에는 상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 생성되는, 스위칭 레귤레이터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터는,
    상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 스위칭 동작을 할 수 있는, 스위칭 레귤레이터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터는, 상기 펄스 생성 회로부의 출력을 이용하여 스위칭 동작 시,
    온도가 높아짐에 따라 스위칭 동작의 빈도가 높아지는, 스위칭 레귤레이터.
KR1020210153735A 2021-11-10 2021-11-10 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터 KR102588777B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210153735A KR102588777B1 (ko) 2021-11-10 2021-11-10 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210153735A KR102588777B1 (ko) 2021-11-10 2021-11-10 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20230067959A KR20230067959A (ko) 2023-05-17
KR102588777B1 true KR102588777B1 (ko) 2023-10-13

Family

ID=86547482

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210153735A KR102588777B1 (ko) 2021-11-10 2021-11-10 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102588777B1 (ko)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005304210A (ja) 2004-04-14 2005-10-27 Renesas Technology Corp 電源ドライバ装置及びスイッチング電源装置
US20070170897A1 (en) 2006-01-26 2007-07-26 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-Frequency Power MESFET Buck Switching Power Supply
JP2009254084A (ja) * 2008-04-04 2009-10-29 Rohm Co Ltd スイッチングレギュレータ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005304210A (ja) 2004-04-14 2005-10-27 Renesas Technology Corp 電源ドライバ装置及びスイッチング電源装置
US20070170897A1 (en) 2006-01-26 2007-07-26 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-Frequency Power MESFET Buck Switching Power Supply
JP2009254084A (ja) * 2008-04-04 2009-10-29 Rohm Co Ltd スイッチングレギュレータ

Also Published As

Publication number Publication date
KR20230067959A (ko) 2023-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8686705B2 (en) Current mode synchronous rectification DC/DC converter
US8723564B2 (en) Driving circuit
US8120338B2 (en) Dropper-type regulator
US7893730B2 (en) Level shifter and driving circuit including the same
JP2008541507A (ja) 電力用電界効果トランジスタ（ｆｅｔ）の駆動システムおよびその方法
TWI394485B (zh) 發光元件驅動電路及其方法
JP2006508629A (ja) スイッチング回路のためのドライバおよび駆動方法
US10283994B2 (en) Switching charging circuit
US10700604B2 (en) High performance switch devices and methods for operating the same
JP2009518730A (ja) 低電圧トランジスタを使用する高電圧電力スイッチ
US7075343B2 (en) Self-timed switching regulator pre-driver
JP6490565B2 (ja) 昇降圧電源および電源回路
KR102588777B1 (ko) 부트스트랩 회로를 구비한 스위칭 레귤레이터
JP2024014878A (ja) 半導体装置
US7106039B1 (en) Closed loop direct current to direct current converter that does not require voltage reference
US20230179203A1 (en) Active bootstrapping drivers
US10886913B2 (en) Drive method and drive circuit for power switch, and power supply system
US8922241B2 (en) Logic circuit and semiconductor integrated circuit
US7218538B2 (en) Power source device
JP2018196201A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
KR102646541B1 (ko) Ldo 레귤레이터 없는 네가티브 전압 생성회로
US20110062931A1 (en) Dc-dc converter
US11012055B2 (en) Comparator system
US8692589B2 (en) Semiconductor element driving circuit and semiconductor device
CN106953517B (zh) 电容性耦接输入转移栅极

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant