KR102534296B1

KR102534296B1 - Method for controlling motor and apparatus using the same

Info

Publication number: KR102534296B1
Application number: KR1020180061387A
Authority: KR
Inventors: 변성훈
Original assignee: 엘에스일렉트릭(주)
Priority date: 2018-05-29
Filing date: 2018-05-29
Publication date: 2023-05-17
Also published as: KR20190135871A

Abstract

본 발명은 전동기 회전 각속도(

값을 연산하는 단계; 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산하는 단계; 및 상기 회전 각속도(

값 및 상기 전동기 토크분 전류(

) 값의 곱에 관한 부호에 기반하여 전동기의 역행/회생 운전을 판단하는 단계를 포함하는 전동기 제어 방법을 개시한다. 본 발명에 따르면, 4상한 운전을 하는 전동기를 위치 및 속도 센서가 없는 인버터를 이용하여 V/F 제어할 수 있다.In the present invention, the motor rotational angular velocity (

calculating a value; Motor torque component current (

) calculating the value; And the rotational angular velocity (

value and the motor torque component current (

) Disclosed is a motor control method including the step of determining the power running / regenerative operation of the motor based on the code related to the product of the value. According to the present invention, it is possible to V/F control an electric motor performing 4-quadrant operation using an inverter without a position and speed sensor.

Description

Motor control method and motor control device using the same

본 발명은 전동기 제어 방법 및 이를 이용하는 전동기 제어 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 전동기의 역행/회생 운전을 판단하고, 상기 판단에 따라 슬립 보상을 이용하여 인버터를 통해 전동기를 V/F 제어하는 방법 및 이를 이용하는 전동기 제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a motor control method and a motor control apparatus using the same, and more particularly, to a method for determining power running/regenerative operation of a motor and controlling the V/F of the motor through an inverter using slip compensation according to the determination And it relates to a motor control device using the same.

인버터의 주요 제어 방법에는 V/F 제어 방법, 벡터 제어 방법, 센서리스 벡터 제어 방법이 있다.The main control methods of the inverter include V/F control method, vector control method, and sensorless vector control method.

상기 제어 방법들 중에서 V/F 제어 방법은 가장 보편적으로 이용되고 있는 제어 방법으로, 주파수가 가변될 때 전압도 함께 가변하여 출력하는 방법이다. V/F 제어 방법은 주파수 변환시 V/F 비가 일정하면 모터가 발생시킬 수 있는 토크 역시 일정하다는 성질을 활용하는 방법인데, 주파수를 변화시킬 때 그에 상응하는 전압을 일으킨 후 제어를 실시한다. V/F 제어 방법은 성능은 높지 않지만 높은 경제성과 범용성을 보유하고 있다는 평가를 받고 있다.Among the above control methods, the V/F control method is the most commonly used control method, and is a method in which a voltage is also varied and output when the frequency is changed. The V/F control method utilizes the property that if the V/F ratio is constant during frequency conversion, the torque generated by the motor is also constant. When the frequency is changed, the corresponding voltage is generated and then control is performed. Although the performance of the V/F control method is not high, it is evaluated as having high economic feasibility and versatility.

벡터 제어 방법은 유도 모터의 고정자에 이입되는 전류를 토크분 전류(I_q)와 자속분 전류(I_d)로 나눠 제어하는 방법이다. 이러한 벡터 제어 방법은 모터 자속을 직접 검출하는 직접 제어 방법과 자속을 직접 검출하지 않는 대신에 슬립 주파수를 제어하는 간접 제어 방법으로 나뉜다. 벡터 제어 방식은 자속분 전류만 일정해도 토크분 전류를 자유롭게 제어할 수 있어 넓은 속도범위에서도 강력한 토크 특성을 얻을 수 있다.The vector control method is a method of controlling the current supplied to the stator of an induction motor by dividing it into a torque component current (I _q ) and a magnetic flux component current (I _d ). This vector control method is divided into a direct control method for directly detecting the motor magnetic flux and an indirect control method for controlling the slip frequency instead of directly detecting the magnetic flux. The vector control method can freely control the torque component current even if only the magnetic flux component current is constant, so that strong torque characteristics can be obtained in a wide speed range.

마지막으로 센서리스 벡터 제어 방법은 벡터 제어 방법의 일종인데, 토크분 전압(V_gs)과 자속분 전압(V_ds)을 제어하는 데 쓰인다. 벡터 제어 방법이 속도 검출 센서로 인해 현재 모터의 실제 속도를 피드백 받아 정밀 속도 제어를 실시할 때 센서리스 벡터 제어 방식은 속도감지 센서가 없어 모터의 실제 속도를 피드백 받을 수 없다.Finally, the sensorless vector control method is a kind of vector control method, and is used to control the torque voltage (V _gs ) and magnetic flux voltage (V _ds ). While the vector control method performs precise speed control by receiving feedback of the actual speed of the current motor due to the speed detection sensor, the sensorless vector control method cannot receive feedback of the actual speed of the motor because there is no speed sensor.

그러나 센서리스 벡터 제어 방법은 속도 추정기를 활용해 실제 속도와 근사한 값을 제어기에 실시간으로 입력하는데, 이는 센서리스 벡터 제어 방법이 벡터 제어 방법에 버금가는 속도와 토크 제어를 수행할 수 있는 원동력으로 작용한다.However, the sensorless vector control method uses a speed estimator to input a value close to the actual speed to the controller in real time, which serves as a driving force for the sensorless vector control method to perform speed and torque control comparable to the vector control method. do.

본 발명은 인버터(inverter)를 이용하여 전동기(motor)를 제어하는 전동기 제어 방법 및 이를 이용하는 전동기 제어 장치에 관한 것이다. 그리고 본 발명은 2상한 운전을 하는 호이스트 또는 4상한 운전을 하는 엘리베이터 운전에서 위치 및 속도 센서가 없는 저가형 인버터의 슬립 보상 V/F 제어 모드 운전 시 역행 운전과 회생 운전을 판별하여 이에 해당하는 슬립을 보상하는 슬립 보상 제어 알고리즘과 관련이 있다.The present invention relates to a motor control method for controlling a motor using an inverter and a motor control device using the same. In addition, the present invention discriminates between retrograde operation and regenerative operation in the slip compensation V/F control mode operation of a low-cost inverter without a position and speed sensor in hoist operation of 2-quadrant operation or elevator operation of 4-quadrant operation, and the corresponding slip is determined. It is related to the slip compensation control algorithm that compensates.

팬 또는 펌프와 같은 일반 부하에서는 대부분 운전 모드가 역행 운전을 한다. 이와 같은 부하에서는 회생에 대한 고려가 필요하지 않으며, 회생이 발생하더라도 인버터의 가속 또는 감속 시간을 크게 설정함으로써 회생을 회피할 수 있다. 그러나 호이스트의 경우 상승할 때에는 역행 운전을 하며, 하강할 때에는 회생 운전을 하는 2상한 운전을 한다. 또한 엘리베이터 부하의 경우 균형추(Counter Weight)가 캐빈(Cabin)의 반대편에 설치되어 있어 캐빈의 부하 적재 상태에 따라 4상한 운전을 한다. 대부분의 경우 위치 또는 속도 센서가 설치되어 운전하지만 원가 절감 또는 유지 보수의 편의성을 위해 위치 또는 속도 센서를 설치하지 않는 엘리베이터 시스템의 경우 V/F 제어 모드 또는 슬립 보상 V/F 제어 모드를 사용하여 전동기를 구동한다.For general loads such as fans or pumps, most of the operation modes are reverse operation. Regenerative consideration is not required for such a load, and even if regeneration occurs, regeneration can be avoided by setting the acceleration or deceleration time of the inverter large. However, in the case of a hoist, it performs retrograde operation when it ascends and performs two-quadrant operation in which it performs regenerative operation when it descends. In addition, in the case of an elevator load, a counter weight is installed on the opposite side of the cabin to perform 4-quadrant operation according to the loading condition of the cabin. In most cases, position or speed sensors are installed and operated, but for cost reduction or maintenance convenience, for elevator systems that do not install position or speed sensors, V/F control mode or slip compensation V/F control mode is used to drive the motor. drive

V/F 제어 모드의 경우 부하에 따라 전동기 슬립이 발생하며 이로 인해 엘리베이터 캐빈의 정지 위치와 정지 층과의 위치 오차가 발생한다. 즉 역행 운전일 때 전동기는 지령 주파수 대비 실제 전동기 회전 주파수는 부하 상태에 따라 슬립 주파수만큼 빠져서 운전하므로 엘리베이터 캐빈은 정지 층에 덜 도달하여 정지하며, 회생 운전일 때 전동기는 지령 주파수 대비 실제 전동기 회전 주파수는 슬립 주파수만큼 더하여 운전하므로 엘리베이터 캐빈은 정치 층을 지나쳐서 정지한다.In the case of V/F control mode, motor slip occurs depending on the load, which causes a positional error between the stop position of the elevator cabin and the stop floor. In other words, in retrograde operation, the motor operates with the actual motor rotation frequency compared to the command frequency deviating by the slip frequency according to the load condition, so the elevator cabin stops reaching the stop floor less, and in regenerative operation, the motor operates with the actual motor rotation frequency compared to the command frequency. is driven by the slip frequency, so the elevator cabin passes the stationary floor and stops.

이러한 불일치를 개선하기 위해서 슬립 보상 V/F 제어 모드를 사용하여 운전하는데 이 때 역행 운전 및 회생 운전을 정확히 판별하여 슬립 주파수를 보상하여야 원하는 정지 층에 도달하여 정지할 수 있다.In order to improve this discrepancy, operation is performed using the slip compensation V/F control mode, and at this time, the reverse operation and the regenerative operation must be accurately determined and the slip frequency must be compensated to reach the desired stop floor and stop.

따라서 본 발명은 슬립 보상 V/F 제어 모드에서 역행 및 회생 운전을 판별하는 방법 및 이를 실행하는 장치를 제안한다.Therefore, the present invention proposes a method for determining power run and regenerative operation in a slip compensation V/F control mode and an apparatus for executing the same.

도 1은 V/F 제어 방법에서 이용되는 V/F 비율을 나타내는 그래프이다.1 is a graph showing a V/F ratio used in a V/F control method.

도 1을 참조하면, 이상적인 V/F 제어에서 파선의 직선(1)과 같이 주파수 대비 주파수 값이 일정 비율이 되도록 출력 전압이 전동기에 인가되고, 초기 기동 토크를 확립하기 위해 실선의 직선(2)과 같이 부스트된 출력 전압이 전동기에 인가된다.Referring to FIG. 1, in ideal V/F control, the output voltage is applied to the motor so that the frequency value becomes a constant ratio as shown by the broken line (1), and the solid line (2) to establish the initial starting torque The boosted output voltage is applied to the motor as

도 2는 종래의 기술에 따른 슬립 보상을 이용하는 V/F 전동기 제어 방법을 설명하기 위한 블록도이다.2 is a block diagram for explaining a V/F motor control method using slip compensation according to the prior art.

도 2를 참조하면, 주파수 지령(

) 과 슬립 주파수 계산부(230)에서 생성한 슬립 주파수(

)의 합으로 V/F 지령 전압 발생부(210)에서 도 1과 같이 전압을 생성하고 ATB(auto torque booster)(240)에서 생성한 전압을 더하여 새로운 전동기 인가 전압 지령(V_v/f)을 생성한다. 생성된 전압 지령(V_v/f)을 인버터(220)에 지령하여 인버터(220)에서 3상 전압으로 변환(V_abcs)하여 유도 전동기(250)에 인가하여 전동기를 회전시킨다. 유도 전동기의 출력 전류(I_abcs)를 이용하여 슬립 주파수 계산부(230)에서 슬립 주파수를 생성하고, 자동 토크 부스트(Automatic Torque Boost, ATB)(240)에서 토크 부스트 전압을 생성한다.Referring to FIG. 2, the frequency command (

) and the slip frequency generated by the slip frequency calculator 230 (

) to generate a voltage as shown in FIG. 1 in the V / F command voltage generator 210 and add the voltage generated by the ATB (auto torque booster) 240 to obtain a new motor applied voltage command (V _{v / f} ) generate The generated voltage command (V _v/f ) is commanded to the inverter 220, converted into a three-phase voltage (V _abcs ) by the inverter 220, and applied to the induction motor 250 to rotate the motor. The slip frequency calculator 230 generates a slip frequency using the output current I _abcs of the induction motor, and the automatic torque boost (ATB) 240 generates a torque boost voltage.

종래의 기술에 따르면, 슬립 주파수 계산부(230)에서 전동기의 운전 상태가 역행운전 또는 회생 운전에 따라 슬립 주파수(

)가 양 또는 음의 값이 계산되어 출력되는데 역행 운전의 경우에는 슬립 주파수가 (+)로 계산되어야 하며, 회생 운전인 경우에는 슬립 주파수가 (-)로 계산되어 주파수 지령이 보상되어야 한다. 여기서, 슬립 주파수(

)는 아래 수학식 1을 이용하여 구해진다.According to the prior art, the slip frequency (

) is calculated and output as a positive or negative value. In the case of retrograde operation, the slip frequency must be calculated as (+), and in the case of regenerative operation, the slip frequency must be calculated as (-) and the frequency command must be compensated. Here, the slip frequency (

) is obtained using Equation 1 below.

수학식 1에서와 같이 슬립 주파수(

)는 전동기 정격 전류, 전동기 출력 전류, 전동기 무부하 전류 및 전동기 정격 슬립을 이용하여 계산된다. 그런데, 수학식 1에서는 역행 또는 회생에 대한 정보가 반영되어 있지 않다. 종래의 기술에 따르면, 역행 또는 회생 정보를 반영하기 위해서 다음과 같은 방법이 있다.As in Equation 1, the slip frequency (

) is calculated using the motor rated current, motor output current, motor no-load current and motor rated slip. However, in Equation 1, information on retrograde or regeneration is not reflected. According to the prior art, there are the following methods in order to reflect retrograde or regenerative information.

첫째, 전동기 구동 시 인버터의 DC Link 전압을 상승 및 하강 여부를 보고 판별한다. 전동기가 정지했을 때 인버터의 DC Link 전압을 읽은 후 이 값을 기준으로 역행 운전일 때에는 DC Link 전압이 낮아지며, 회생 운전일 때 DC Link 전압이 높아지는 것을 기준으로 판별한다. 이러한 판별은 저속(전동기 정격 슬립 주파수 이상의 주파수)의 경우에는 회생 부하가 인가되더라도 DC Link 전압이 상승하지 않아 회생 운전을 판별하기 어려운 문제점이 있다.First, it is determined by seeing whether the DC link voltage of the inverter rises or falls when the motor is driven. After reading the DC Link voltage of the inverter when the motor is stopped, based on this value, DC Link voltage is lowered during retrograde operation and determined based on higher DC Link voltage during regenerative operation. This determination has a problem in that it is difficult to determine the regenerative operation because the DC Link voltage does not rise even if the regenerative load is applied in the case of low speed (frequency higher than the rated slip frequency of the motor).

둘째 전동기 토크분 전류(I_qe)와 전동기 회전 방향을 고려한 역행 및 회생 운전 판별 방법이다. 이는 전동기 토크분 전류(I_qe)의 부호와 전동기 회전 속도 부호의 곱을 이용하여 부호를 판별하여 역행 및 회생 운전을 판별하는 것으로 전동기 토크분 전류(I_qe)는 전동기 3상 출력 전류(I_abcs)를 고정자 2상 변환 및 회전자 2상 변환하여 구하며, 전동기 회전 속도 방향은 운전 지령 방향을 참조하여 구한다.Second, it is a retrograde and regenerative operation discrimination method considering the motor torque component current (I _qe ) and the motor rotation direction. This is to discriminate the sign by using the product of the sign of the motor torque current (I _qe ) and the motor rotational speed sign to determine the reverse and regenerative operation, and the motor torque current (I _qe ) is the motor 3-phase output current (I _abcs ) is obtained by stator 2-phase conversion and rotor 2-phase conversion, and the motor rotational speed direction is obtained by referring to the operation command direction.

이러한 판별은 전동기 토크분 전류(I_qe)의 정확한 판별이 필요한데 V/F 운전 제어의 경우 지령 주파수 대비 인가된 전압에 의해 전동기가 회전하는 방법으로 토크분 전류 제어를 하지 않으므로 정확한 토크분 전류의 부호 판별에 어려움이 있다.This determination requires accurate determination of the motor torque current (I _qe ). In the case of V/F operation control, the motor is rotated by the applied voltage against the command frequency, and the torque current control is not performed, so the correct sign of the torque current There is difficulty in determining.

공개특허공보 제10-2006-0117551호(2006.11.17)Publication No. 10-2006-0117551 (2006.11.17)

따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 4상한 운전을 하는 전동기를 위치 및 속도 센서가 없는 인버터를 이용하여 V/F 제어하는 방법 및 이를 이용하는 제어 장치를 제공하는 것이다.Therefore, the technical problem to be achieved by the present invention is to provide a method for V/F control of a motor operating in four quadrants using an inverter without a position and speed sensor and a control device using the same.

또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 회생 운전이 판단되기 어려운 저속 운전 영역에서 전동기 회전 각속도를 추정하고, 추정된 전동기 회전 각속도와 전동기의 토크분 전류를 이용하여 전동기의 역행/회생 운전 모드를 판별하는 전동기 제어 방법 및 이를 이용하는 제어 장치를 제공하는 곳이다.In addition, the technical problem to be achieved by the present invention is to estimate the rotational angular velocity of the motor in a low-speed operation region where regenerative operation is difficult to determine, and to determine the power running / regenerative operation mode of the motor using the estimated motor rotational angular velocity and the torque component current of the motor. This is a place to provide a motor control method that determines and a control device using the same.

또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 전동기의 역행/회생 운전 모드에 따라 보상된 슬립을 이용하는 전동기 제어 방법 및 이를 이용하는 제어 장치를 제공하는 곳이다.In addition, a technical problem to be achieved by the present invention is to provide a motor control method using compensated slip according to the power running/regenerative operation mode of the motor and a control device using the same.

이러한 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 방법은, 전동기 회전 각속도(

값을 연산하는 단계; 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산하는 단계; 및 상기 회전 각속도(

값 및 상기 전동기 토크분 전류(

) 값의 곱에 관한 부호에 기반하여 전동기의 역행/회생 운전을 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.The motor control method according to an embodiment of the present invention for achieving this technical problem is the motor rotational angular velocity (

calculating a value; Motor torque component current (

) calculating the value; And the rotational angular velocity (

value and the motor torque component current (

) determining the power run/regenerative operation of the motor based on the sign of the multiplication of the values.

여기서, 상기 전동기 회전 각속도(

값을 연산하는 단계는, 슬립 보상 각속도(

) 값을 연산하는 단계; 동기 각속도(

) 값을 연산하는 단계; 및 상기 슬립 보상 각속도(

) 값과 상기 동기 각속도(

) 값의 차를 연산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the motor rotational angular velocity (

The step of calculating the value is the slip compensation angular velocity (

) calculating the value; Synchronous angular velocity (

) calculating the value; And the slip compensation angular velocity (

) value and the synchronous angular velocity (

) It is characterized in that it comprises the step of calculating the difference in value.

여기서, 상기 슬립 보상 각속도(

) 값을 연산하는 단계는, 슬립 각속도(

) 값을 연산하는 단계; 및 슬립 각속도(

) 값에 저역 밴드 패스 필터(LPF)를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the slip compensation angular velocity (

) The step of calculating the value is the slip angular velocity (

) calculating the value; and slip angular velocity (

) and applying a low-pass band pass filter (LPF) to the value.

여기서, 상기 동기 각속도(

) 값을 연산하는 단계는, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산하는 단계; 및 상기 고정좌표계 회전자 자속(

) 값을 이용하여 동기 각속도(

) 값을 연산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the synchronous angular velocity (

) The step of calculating the value is the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) calculating the value; And the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the synchronous angular velocity (

) and calculating a value.

여기서, 상기 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산하는 단계는, 전동기 고정자 저항(R _s ), 누설 인덕턴스(

), 상호 인덕턴스(L _m ), 및 회전자 인덕턴스(L _r ) 값을 이용하는 것을 특징으로 한다.Here, the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) The step of calculating the value is the motor stator resistance ( R _s ), leakage inductance (

), mutual inductance ( L _m ), and rotor inductance ( L _r ) values are used.

여기서, 상기 고정좌표계 회전자 자속(

) 값을 이용하여 상기 동기 각속도(

) 값을 연산하는 단계는, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 축변환하는 단계; 및 상기 축변환 결과에 PI 제어기를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the value of the synchronous angular velocity (

) axis transforming the value; and applying a PI controller to the axis conversion result.

여기서, 상기 축변환하는 단계는, 전동기 회전 각속도(

값을 적분하여 생성된 동기 각도(

) 값을 이용하는 것을 특징으로 한다.Here, the step of converting the axis, the motor rotational angular velocity (

The synchronous angle (

) is characterized in that the value is used.

여기서, 상기 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산하는 단계는, 좌표 변환된 전동기 3상 출력 전류(I_abcs) 값을 이용하는 것을 특징으로 한다.Here, the motor torque component current (

) The step of calculating the value is characterized by using the three-phase output current (I _abcs ) value of the motor that has been coordinate-transformed.

여기서, 상기 전동기 제어방법은, 역행/회생 운전 판단 결과를 이용하여 지령 주파수를 보상하는 단계; 및 보상된 지령 주파수를 이용하여 V/F 제어 지령전압 값을 발생하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the motor control method may include compensating for a command frequency using a result of powering/regenerative operation determination; and generating a V/F control command voltage value using the compensated command frequency.

여기서, 상기 지령 주파수를 보상하는 단계는, 전동기가 역행 운전하는 경우, 지령 주파수 값에 슬립 주파수 값을 합산하고, 전동기가 회생 운전하는 경우, 지령 주파수 값에서 슬립 주파수 값을 감산하는 것을 특징으로 한다.Here, the step of compensating for the command frequency is characterized by adding the command frequency value to the slip frequency value when the motor is powering, and subtracting the slip frequency value from the command frequency value when the motor is regenerating. .

본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치는, 전동기의 입력 및/또는 출력 값을 측정하는 측정모듈; 측정된 상기 입력 및/또는 출력 값을 이용하여 전동기 회전 각속도(

값 및 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산하는 연산모듈; 및 상기 전동기 회전 각속도(

값 및 전동기 토크분 전류(

) 값을 이용하여 전동기의 역행/회생 운전을 판단하는 운전모드 판단모듈을 포함하는 것을 특징으로 한다.An electric motor control apparatus according to an embodiment of the present invention includes a measurement module for measuring an input and/or output value of a motor; Using the measured input and / or output value, the motor rotational angular velocity (

value and motor torque component current (

) calculation module for calculating a value; And the motor rotational angular velocity (

value and motor torque component current (

) value to determine power running/regenerative operation of the motor.

여기서, 상기 연산모듈은, 슬립 보상 각속도(

) 값과 동기 각속도(

) 값의 차를 이용하여 전동기 회전 각속도(

값을 연산하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module, the slip compensation angular velocity (

) value and synchronous angular velocity (

) using the difference between the values of the motor rotational angular velocity (

It is characterized by calculating a value.

여기서, 상기 연산모듈은, 슬립 각속도(

) 값을 연산하고, 상기 슬립 각속도(

) 값에 저역 밴드 패스 필터(LPF)를 적용하여 슬립 보상 각속도(

) 값을 연산하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module, the slip angular velocity (

) value, and the slip angular velocity (

) by applying a low-pass band pass filter (LPF) to the value of slip compensation angular velocity (

) is characterized in that the value is calculated.

여기서, 상기 연산모듈은, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산하고, 상기 고정좌표계 회전자 자속(

) 값을 이용하여 동기 각속도(

) 값을 연산하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module is a fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) value, and the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the synchronous angular velocity (

) is characterized in that the value is calculated.

여기서, 상기 연산모듈은, 전동기 고정자 저항(R _s ), 누설 인덕턴스(

), 상호 인덕턴스(L _m ), 및 회전자 인덕턴스(L _r ) 값을 이용하여 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module, the motor stator resistance ( R _s ), leakage inductance (

), mutual inductance ( L _m ), and rotor inductance ( L _r ) using the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) is characterized in that the value is calculated.

여기서, 상기 연산모듈은, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 축변환하고, 상기 축변환 결과에 PI 제어기를 적용하여 동기 각속도(

) value, and apply the PI controller to the result of the axis conversion to synchronize angular velocity (

) is characterized in that the value is calculated.

여기서, 상기 연산모듈은, 전동기 회전 각속도(

값을 적분하여 생성된 동기 각도(

) 값을 이용하여 상기 축변환하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module, the motor rotational angular velocity (

The synchronous angle (

) It is characterized in that the axis conversion is performed using the value.

여기서, 상기 연산모듈은, 좌표 변환된 전동기 3상 출력 전류(I_abcs) 값을 이용하여 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산하는 것을 특징으로 한다.Here, the calculation module uses the coordinate-transformed motor 3-phase output current (I _abcs ) value of the motor torque component current (

) is characterized in that the value is calculated.

여기서, 상기 전동기 제어장치는, 운전모드 판단모듈의 판단 결과를 이용하여 지령 주파수 값을 보상하는 주파수 보상모듈; 및 보상된 지령 주파수 값을 이용하여 V/F 제어 지령전압 값을 발생하는 지령전압 발생모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.Here, the motor control device includes a frequency compensation module for compensating a command frequency value by using a result of the determination of the operation mode determination module; and a command voltage generating module generating a V/F control command voltage value using the compensated command frequency value.

여기서, 상기 주파수 보상모듈은, 전동기가 역행 운전하는 경우, 지령 주파수 값에 슬립 주파수 값을 합산하고, 전동기가 회생 운전하는 경우, 지령 주파수 값에서 슬립 주파수 값을 감산하는 것을 특징으로 한다.Here, the frequency compensation module is characterized in that the slip frequency value is added to the command frequency value when the motor is powering, and the slip frequency value is subtracted from the command frequency value when the motor is regeneratively operated.

이와 같이 본 발명에 따르면, 4상한 운전을 하는 전동기를 위치 및 속도 센서가 없는 인버터를 이용하여 V/F 제어할 수 있다.As described above, according to the present invention, a motor performing 4-quadrant operation can be V/F controlled using an inverter without a position and speed sensor.

또한, 회생 운전이 판단되기 어려운 저속 운전 영역에서 전동기 회전 각속도를 추정하고, 추정된 전동기 회전 각속도와 전동기의 토크분 전류를 이용하여 전동기의 역행/회생 운전 모드를 판별할 수 있다.In addition, it is possible to estimate the rotational angular velocity of the motor in a low-speed operation region in which regenerative operation is difficult to determine, and determine the power running/regenerative operation mode of the motor using the estimated motor rotational angular velocity and the torque component current of the motor.

또한, 전동기의 역행/회생 운전 모드에 따라 보상된 슬립을 이용하여 전동기를 정확하게 제어할 수 있다.In addition, the motor can be accurately controlled using the compensated slip according to the power running/regenerative operation mode of the motor.

도 1은 V/F 제어 방법에서 이용되는 V/F 비율을 나타내는 그래프이다.
도 2는 종래의 기술에 따른 슬립 보상을 이용하는 V/F 전동기 제어 방법을 설명하기 위한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치를 포함하는 전동기 제어 시스템의 블록도이다.
도 4는 도 3의 인버터를 상세히 표시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 방법의 흐름도이다.
도 7은 도 6의 S1300 단계를 상세히 표시한 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따라 고정 좌표계 회전자 자속을 산출하는 과정을 도시한 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따라 전동기 회전 각속도를 산출하는 과정을 도시한 블록도이다.1 is a graph showing a V/F ratio used in a V/F control method.
2 is a block diagram for explaining a V/F motor control method using slip compensation according to the prior art.
3 is a block diagram of a motor control system including a motor control device according to an embodiment of the present invention.
4 is a block diagram showing the inverter of FIG. 3 in detail.
5 is a block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
6 is a flowchart of a motor control method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a flowchart showing step S1300 of FIG. 6 in detail.
8 is a block diagram illustrating a process of calculating rotor flux in a fixed coordinate system according to an embodiment of the present invention.
9 is a block diagram illustrating a process of calculating a motor rotational angular velocity according to an embodiment of the present invention.

아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시 예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail so that those skilled in the art can easily practice with reference to the accompanying drawings. However, the present invention may be implemented in many different forms and is not limited to the embodiments described herein. And in order to clearly explain the present invention in the drawings, parts irrelevant to the description are omitted, and similar reference numerals are attached to similar parts throughout the specification.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미하며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.Throughout the specification, when a part is said to be "connected" to another part, this includes not only the case where it is "directly connected" but also the case where it is "electrically connected" with another element interposed therebetween. . In addition, when a part "includes" a certain component, this means that it may further include other components, not excluding other components, unless otherwise stated, and one or more other characteristics. However, it should be understood that it does not preclude the possibility of existence or addition of numbers, steps, operations, components, parts, or combinations thereof.

이하 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 따른 다양한 실시 예에 대해 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, various embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치를 포함하는 전동기 제어 시스템의 블록도이다.3 is a block diagram of a motor control system including a motor control device according to an embodiment of the present invention.

도 3을 참조하면 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 시스템(100)은 전원(110), 인버터(120), 전동기 제어 장치(130), ATB(140), 및 전동기(150)를 포함한다.Referring to FIG. 3 , the motor control system 100 according to an embodiment of the present invention includes a power source 110, an inverter 120, a motor control device 130, an ATB 140, and a motor 150. .

도 4는 도 3의 인버터를 상세히 표시한 블록도이다.4 is a block diagram showing the inverter of FIG. 3 in detail.

도 4를 참조하면, 인버터(120)는 컨버터부(121), 평활부(122) 및 인버터부(123)을 포함하고, 컨버터부(121)는 전원(110)과 연결되어 전력을 공급 받고, 인버터부(123)는 전동기(150)와 연결되어 전력을 공급한다.Referring to FIG. 4, the inverter 120 includes a converter unit 121, a smoothing unit 122 and an inverter unit 123, and the converter unit 121 is connected to the power source 110 to receive power, The inverter unit 123 is connected to the electric motor 150 to supply power.

전원(110)은 상용 교류 전원에 해당한다. 따라서 전원(110)은 단상 또는 삼상의 교류 전원으로 구현될 수 있다.The power source 110 corresponds to a commercial AC power source. Accordingly, the power source 110 may be implemented as a single-phase or three-phase AC power source.

본 발명의 실시 예에 따른 인버터(120)는 리액터를 더 포함할 수 있다. 리액터는 전원(110)과 컨버터부(121) 사이에 배치되어, 역률 보정 또는 승압동작을 수행한다. 또한, 리액터는 컨버터부(121)의 고속 스위칭에 의한 고조파 전류를 제한하는 기능을 수행할 수도 있다.Inverter 120 according to an embodiment of the present invention may further include a reactor. The reactor is disposed between the power source 110 and the converter unit 121 to perform power factor correction or boost operation. In addition, the reactor may perform a function of limiting harmonic current due to high-speed switching of the converter unit 121 .

컨버터부(121)는 리액터를 거친 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 출력한다. 전원(110)의 종류에 따라 컨버터부(121)의 내부 구조도 달라진다. 예를 들어, 단상 교류 전원인 경우, 2개의 스위칭 소자 및 4개의 다이오드가 연결된 하프 브릿지형의 컨버터부(121)가 사용될 수 있고, 삼상 교류 전원인 경우, 컨버터부(121)는 6개의 스위칭 소자 및 6개의 다이오드를 포함한다.The converter unit 121 converts the AC power that has passed through the reactor into DC power and outputs it. Depending on the type of power source 110, the internal structure of the converter unit 121 also varies. For example, in the case of single-phase AC power, a half-bridge converter unit 121 connected with two switching elements and four diodes may be used, and in the case of three-phase AC power, the converter unit 121 has six switching elements. and 6 diodes.

컨버터부(121)는 복수 개의 스위칭 소자를 구비한다. 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 컨버터부(121)는 승압 동작, 역률 개선 및 직류전원 변환을 수행한다. 한편 컨버터부(121)는 다이오드 등으로 이루어져 별도의 스위칭 동작 없이 정류 과정을 수행할 수 있다.The converter unit 121 includes a plurality of switching elements. By the switching operation of the switching element, the converter unit 121 performs a step-up operation, power factor improvement, and DC power conversion. Meanwhile, the converter unit 121 is made of a diode or the like and can perform a rectification process without a separate switching operation.

평활부(122)는 컨버터부(121)의 출력단에 접속되고, 평활 커패시터로 구현될 수 있다. 예를 들어 평활 커패시터(122)는 컨버터부(121)로부터 출력되는 변환된 직류 전력을 평활하게 한다. 컨버터부(121)의 출력단을 DC 링크단이라고 한다. DC 링크단의 평활된 직류 전압은 인버터부(123)에 인가된다.The smoothing unit 122 is connected to the output terminal of the converter unit 121 and may be implemented as a smoothing capacitor. For example, the smoothing capacitor 122 smoothes the converted DC power output from the converter unit 121 . An output terminal of the converter unit 121 is referred to as a DC link terminal. The smoothed DC voltage of the DC link terminal is applied to the inverter unit 123 .

인버터부(123)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전력을 소정 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환하고, 변환된 삼상 교류 전력을 전동기(150)에 출력한다.The inverter unit 123 includes a plurality of inverter switching elements, converts the DC power smoothed by the on/off operation of the switching elements into three-phase AC power of a predetermined frequency, and converts the converted three-phase AC power to the motor 150. output to

인버터부(123)는, 서로 직렬로 연결되는 상암 스위칭 소자 및 하암 스위칭 소자가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상암 및 하암 스위칭 소자가 서로 병렬로 연결된다. 각 스위칭 소자에는 다이오드가 역병렬로 연결된다.In the inverter unit 123, an upper arm switching element and a lower arm switching element connected in series to each other form a pair, and a total of three pairs of upper arm and lower arm switching elements are connected in parallel to each other. A diode is connected in anti-parallel to each switching element.

인버터부(123) 내의 스위칭 소자들은 전동기 제어 장치(130)의 V/F 제어 지령전압 발생부(137)에서 전달되는 신호에 기초하여 각 스위칭 소자들의 온/오프 동작을 하게 된다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 단상 또는 삼상의 교류 전력이 전동기(150)에 출력된다.The switching elements in the inverter unit 123 perform on/off operation of each switching element based on a signal transmitted from the V/F control command voltage generator 137 of the motor control device 130. As a result, single-phase or three-phase AC power having a predetermined frequency is output to the motor 150 .

또한, 인버터부(123)는 하암 스위칭 소자에 접속되는 션트 저항을 더 포함한다. 션트 저항은 인버터부(123)에 흐르는 삼상 전류를 검출하는데 사용된다.In addition, the inverter unit 123 further includes a shunt resistor connected to the lower arm switching element. The shunt resistor is used to detect the three-phase current flowing through the inverter unit 123.

도 3을 다시 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 전동기 제어 장치(130)는 감지 모듈(131), 변환 모듈(132), 저장 모듈(133), 연산 모듈(134), 운전모드 판단 모듈(135), 슬립 주파수 보상 모듈(136) 및 V/F 제어 지령전압 발생부(137)를 포함한다.Referring back to FIG. 3 , the motor control device 130 according to an embodiment of the present invention includes a detection module 131, a conversion module 132, a storage module 133, an arithmetic module 134, an operation mode determination module ( 135), a slip frequency compensation module 136 and a V/F control command voltage generator 137.

감지 모듈(131)은 본 발명에서 전동기의 입력 및/또는 출력 값을 감지한다. 여기서 입력 및/또는 출력 값은 인버터부(123)의 출력 전압, 즉 전동기(150)의 입력 전압, 인버터부(123)의 출력 전류, 즉 전동기(150)의 입력 전류, 및 전동기의 출력 전류를 포함한다. 예를 들어, 감지 모듈(131)은 인버터부(123)의 출력 전류를 감지할 수 있다. 감지 모듈(151)은 인버터부(123) 내의 션트 저항 각각의 양단에서 인버터부(123)의 출력 전류를 검출하기 위한 신호를 인버터부(123)에 전달하고, 출력 전류 값을 감지한다.The sensing module 131 detects the input and/or output values of the motor in the present invention. Here, the input and/or output values are the output voltage of the inverter unit 123, that is, the input voltage of the motor 150, the output current of the inverter unit 123, that is, the input current of the motor 150, and the output current of the motor. include For example, the detection module 131 may detect an output current of the inverter unit 123 . The sensing module 151 transmits a signal for detecting an output current of the inverter unit 123 to the inverter unit 123 at both ends of each shunt resistor in the inverter unit 123 and detects the value of the output current.

변환 모듈(132)은 감지 모듈(131)이 감지한 각종 아날로그 입력 및/또는 출력 값을 디지털 값으로 변환한다. 즉, 변환 모듈(132)은 ADC(Analogue-to-Digital Converter)에 해당한다.The conversion module 132 converts various analog input and/or output values sensed by the sensing module 131 into digital values. That is, the conversion module 132 corresponds to an analog-to-digital converter (ADC).

저장 모듈(133)은 디지털로 변환된 각종 입력 및/또는 출력 값을 저장한다. 그리고 저장된 입력 및/또는 출력 값은 연산 모듈(134)에 전달된다.The storage module 133 stores various input and/or output values converted to digital. The stored input and/or output values are then passed to the arithmetic module 134 .

연산 모듈(134)은 저장 모듈(133)에서 전해 받은 각종 입력 및/또는 출력 값을 이용하여 회전 각속도(

값 및 상기 전동기 토크분 전류(

) 값을 연산한다.The calculation module 134 uses various input and/or output values received from the storage module 133 to rotate the angular velocity (

value and the motor torque component current (

) value.

운전모드 판단 모듈(135)은 전동기 회전 각속도(

값 및 전동기 토크분 전류(

) 값의 곱셈에 의한 결과 값이 갖는 부호를 이용하여 전동기 운전모드를 판단한다. 즉, 운전모드 판단 모듈(135)은 기본적으로 전동기의 역행/회생 운전을 판단한다.The driving mode determination module 135 is the rotational angular velocity of the motor (

value and motor torque component current (

), the motor operation mode is determined using the sign of the value obtained by multiplying the value. That is, the driving mode determination module 135 basically determines power running/regenerative operation of the motor.

그리고 슬립 주파수 보상 모듈(136)은 역행/회생 운전 결과에 따라 슬립 보상을 수행한다. 구체적으로 슬립 주파수 보상 모듈(136)은 전동기 역행 운전인 경우, 지령 주파수에 슬립 주파수를 합산하고, 전동기 회생 운전인 경우, 지령 주파수에서 슬립 주파수를 감산한다.And the slip frequency compensation module 136 performs slip compensation according to the result of retrograde/regenerative operation. Specifically, the slip frequency compensation module 136 adds the slip frequency to the command frequency in case of motor power running operation, and subtracts the slip frequency from the command frequency in case of motor regeneration operation.

최종적으로 V/F 제어 지령전압 발생부(137)는 보상된 슬립 주파수를 이용하여 인버터(120)에 지령전압을 발생한다. 이후 인버터(120)는 지령전압을 전달 받고, 스위칭을 통해 상기 지령전압을 생성하고, 이를 전동기(150)에 공급한다.Finally, the V/F control command voltage generator 137 generates a command voltage to the inverter 120 using the compensated slip frequency. Then, the inverter 120 receives the command voltage, generates the command voltage through switching, and supplies the command voltage to the motor 150 .

이와 같이 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치(130)는, 도 3에서와 같이 하드웨어적으로는 적어도 하나 이상의 IC를 이용하여 구현될 수 있다. 즉, 변환 모듈(132) 내지 V/F 제어 지령전압 발생부(137)는 각 구성요소의 기능별로 서로 다른 IC로 구현되거나 하나의 통합된 하나의 IC로 구현되어 제조될 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치(130)는 소프트웨어적으로도 구현될 수 있다.As such, the motor control device 130 according to an embodiment of the present invention may be implemented using at least one or more ICs in terms of hardware, as shown in FIG. 3 . That is, the conversion module 132 to the V/F control command voltage generator 137 may be implemented with different ICs for each function of each component or implemented with one integrated IC and manufactured. In addition, the motor control device 130 according to an embodiment of the present invention may also be implemented in software.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 장치의 블록도이다.5 is a block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention.

도 5를 참조하면, 전동기 제어 장치(130)는 하드웨어와 결합하여 구동되는 소프웨어적으로 구현될 수 있다. 즉, 전동기 제어 장치(130)는 메모리(138)의 일정 영역에 저장되어 있는 감지 모듈(131), 변환 모듈(132), 저장 모듈(133), 연산 모듈(134), 운전모드 판단 모듈(135), 슬립 주파수 보상 모듈(136) 및 V/F 제어 지령전압 발생부(137) 그리고 CPU(139)를 포함한다.Referring to FIG. 5 , the motor control device 130 may be implemented as software driven by combining with hardware. That is, the motor control device 130 includes the detection module 131, the conversion module 132, the storage module 133, the calculation module 134, and the operation mode determination module 135 stored in a certain area of the memory 138. ), a slip frequency compensation module 136 and a V/F control command voltage generator 137 and a CPU 139.

CPU(139)는 인버터(120)를 제어하기 위해 메모리(138)에 저장된 각종 모듈, 즉 감지 모듈(131) 내지 V/F 제어 지령전압 발생부(137)가 포함하고 있는 명령어 셋의 실행을 위한 연산을 수행한다.The CPU 139 is used to control the inverter 120 and to execute command sets included in various modules stored in the memory 138, that is, the sensing module 131 to the V/F control command voltage generator 137. perform calculations

더 나아가 메모리(138)는 본 발명과 관련하여 감지 모듈(151) 내지 V/F 제어 지령전압 발생부(137)를 필수적으로 포함하는 것이므로, 필수적 구성요소 외에 인버터(120) 및 다른 외부 하드웨어 장치를 제어하기 위한 모듈을 추가적으로 포함할 수 있다. 또한, 메모리(138)는 일시적 저장을 위한 시스템 메모리와 영구적 저장을 위한 데이터 메모리를 포함할 수 있다.Furthermore, since the memory 138 necessarily includes the sensing module 151 to the V/F control command voltage generator 137 in relation to the present invention, the inverter 120 and other external hardware devices are included in addition to essential components. A module for controlling may be additionally included. Memory 138 may also include system memory for temporary storage and data memory for permanent storage.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 방법의 흐름도이다.6 is a flowchart of a motor control method according to an embodiment of the present invention.

도 7은 도 6의 S1300 단계를 상세히 표시한 흐름도이다.FIG. 7 is a flowchart showing step S1300 of FIG. 6 in detail.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기 제어 방법(S1000)은 S1100 내지 S1300 단계를 포함한다. 그리고 도 7을 참조하면, S1300 단계가 자세히 나타나 있다. 이하 각 단계에 대해 설명하기로 한다.Referring to FIG. 6 , the motor control method S1000 according to an embodiment of the present invention includes steps S1100 to S1300. And referring to FIG. 7 , step S1300 is shown in detail. Each step will be described below.

먼저, 연산 모듈(134)은 순서에 관계없이 전동기 회전 각속도(

값의 연산(S1100) 및 전동기 토크분 전류 값의 연산(S1200)을 수행한다.First, the calculation module 134 rotates the motor rotational angular velocity (regardless of the order)

Calculation of the value (S1100) and calculation of the motor torque current value (S1200) are performed.

다음으로, 운전모드 판단 모듈(135)은 상기 전동기 회전 각속도(

값 및 전동기 토크분 전류(

) 값의 곱의 결과에 관한 부호에 기반하여 전동기의 역행/회생 운전을 판단한다(S1300). S1300 단계에 대해서는 순서에 따라 후술하기로 한다.Next, the driving mode determination module 135 determines the rotational angular velocity of the motor (

value and motor torque component current (

) based on the sign of the result of multiplying the value, the power running / regenerative operation of the motor is determined (S1300). Step S1300 will be described later in order.

S1100 단계를 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.Looking at step S1100 in detail, it is as follows.

먼저, 연산 모듈(134)은 슬립 보상 각속도(

) 값을 연산한다(S1110).First, the calculation module 134 is a slip compensation angular velocity (

) value is calculated (S1110).

다음으로, 연산 모듈(134)은 동기 각속도(

) 값을 연산한다(S1120).Next, the arithmetic module 134 performs the synchronous angular velocity (

) value is calculated (S1120).

내부적으로 S1110 단계는 S1111 단계 및 S1112 단계를 포함한다. 즉, 연산 모듈(134)은 슬립 각속도(

) 값을 연산한다(S1111). 그리고 연산 모듈(134)은 슬립 각속도(

) 값에 저역 통과 필터(Low Pass Filter, LPF)를 적용한다(S1112).Internally, step S1110 includes steps S1111 and S1112. That is, the calculation module 134 is the slip angular velocity (

) value is calculated (S1111). And the calculation module 134 is the slip angular velocity (

) value, a low pass filter (LPF) is applied (S1112).

내부적으로 S1120 단계는 S1121 단계 및 S1122 단계를 포함한다. 즉, 연산 모듈(134)은 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산한다(S1121). 그리고 연산 모듈(134)은 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 이용하여 축변환(S1121-1) 후에 그 결과에 대해 비례적분(Proportional Integral, PI) 제어기를 적용(1112-2)하여 동기 각속도(

) 값을 연산한다(S1122).Internally, step S1120 includes steps S1121 and S1122. That is, the calculation module 134 is a fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) value is calculated (S1121). And the calculation module 134 is fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) After axis conversion (S1121-1) using the value, a proportional integral (PI) controller is applied to the result (1112-2) to synchronize angular velocity (

) value is calculated (S1122).

도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 회전자 자속 값을 산출하는 과정을 도시한 블록도이다.8 is a block diagram illustrating a process of calculating a rotor flux value according to an embodiment of the present invention.

도 8을 참조하면, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값이 산출되는 과정이 나타나 있다. 연산 모듈(134)은, 전동기 고정자 저항(R _s )(12), 누설 인덕턴스(

)(14), 상호 인덕턴스(L _m )와 회전자 인덕턴스(L _r )의 비(18) 값을 이용하여, 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값을 연산할 수 있다. 여기서, 고정 좌표계 고정자 전류(

)(11)와 고정 좌표계 고정자 전압(

)(13)이 입력으로 작용한다. Referring to FIG. 8, the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) The process of calculating the value is shown. The calculation module 134, the motor stator resistance ( R _s ) 12, the leakage inductance (

) (14), using the value of the ratio (18) of the mutual inductance ( L _m ) and the rotor inductance ( L _r ), the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) values can be calculated. Here, the fixed coordinate system stator current (

)(11) and the fixed coordinate system stator voltage (

)(13) acts as an input.

그리고, 기준 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값에서 피드백된 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값이 감해진 결과에 비례 성분인 K_p(16)이 곱해지고, 여기에 전압 성분이 더해지고, 그 결과에 적분기인 1/s(17)이 작용된다.And, the reference fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) fixed coordinate system rotor flux fed back from the value (

) is multiplied by K _p (16), a proportional component, and a voltage component is added to the result, and 1/s (17), an integrator, is applied to the result.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 전동기 회전 각속도

) 값을 산출하는 과정을 도시한 블록도이다.9 is an angular velocity of rotation of the motor according to an embodiment of the present invention

) is a block diagram showing the process of calculating the value.

도 9를 참조하면, 상기 축변환(S1121-1) 단계에서, 연산 모듈(134)은 전동기 회전 각속도(

(25-2) 값을 적분기(1/s)(26)를 통해 적분하여 생성된 동기 각도(

)(26-1) 값을 이용하여 축변환(T(

))할 수 있다.Referring to Figure 9, in the step of the axis conversion (S1121-1), the calculation module 134 is the motor rotational angular velocity (

Synchronous angle (25-2) generated by integrating the value through the integrator (1/s) 26 (

)(26-1) axis transformation ( T (

))can do.

종합적으로 연산 모듈(134)은 슬립 보상 각속도(

) 값과 동기 각속도(

) 값의 차를 연산한다(S1130).Collectively, the computational module 134 calculates the slip compensation angular velocity (

) value and synchronous angular velocity (

) calculates the difference between the values (S1130).

도 8을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값이 산출되는 과정이 도시되어 있다.Referring to FIG. 8, the fixed coordinate system rotor magnetic flux according to an embodiment of the present invention (

) The process of calculating the value is shown.

입력으로 고정 좌표계 고정자 전류(

) 값(11)이 입력된다. 이후 전동기 고정자 저항(R _s )(12), 누설 인덕턴스(

)(14), 상호 인덕턴스(L _m ), 회전자 인덕턴스(L _r )(18) 값을 이용하여 고정 좌표계 회전자 자속(

) 값(19)이 연산된다.Fixed coordinate system stator current (

) value (11) is input. After that, the motor stator resistance ( R _s ) (12), leakage inductance (

) (14), mutual inductance ( L _m ), and rotor inductance ( L _r ) (18) using the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) value (19) is calculated.

도 9를 다시 참조하면, 전동기 회전 각속도

) 값을 적분함으로써 동기 각도(

) 값이 산출되는 과정이 도시되어 있다.Referring back to Figure 9, the motor rotational angular velocity

) by integrating the value of the synchronization angle (

) The process of calculating the value is shown.

도 8을 다시 참조하면, 고정 좌표계 회전자 자속(

)(23) 값의 축 변환(

)(24) 값을 통하여 회전자 좌표계 회전자 자속(

)(24-1) 값이 산출된다. 그리고 그 결과에 PI 제어기(25)를 적용하여 동기 각속도(

)(25-1) 값이 산출된다. 한편 전동기 3상 출력 전류(I _abcs ) 값의 좌표 변환에 따라 산출되는 자속분 전류(

) 값과 토크분 전류(

) 값 및 회전자 이차 시정수(

)(21)를 이용하여 슬립 각속도(

) 값을 구한 후 저역 통과 필터(LPF, 22)를 적용시켜 슬립 보상 각속도(

)(22-1) 값이 산출된다.Referring back to FIG. 8, the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

)(23) Axis transformation of values(

) (24) through the rotor coordinate system rotor magnetic flux (

)(24-1) value is calculated. Then, by applying the PI controller 25 to the result, the synchronous angular velocity (

)(25-1) value is calculated. On the other hand, the magnetic flux component current (calculated according to the coordinate conversion of the three-phase output current ( I _abcs ) value of the motor)

) value and torque component current (

) value and rotor secondary time constant (

) (21) using the slip angular velocity (

) value and apply a low-pass filter (LPF, 22) to compensate for slip angular velocity (

)(22-1) value is calculated.

자속 발생을 위한 전류와 토크 발생을 위한 전류는 모두 전동기 고정자를 통해서 공급된다. 따라서 고정자 전류를 자속 발생을 위한 전류와 토크 발생을 위한 전류로 각각 분리할 수 있다. 여기서 자속 발생을 위한 전류는 d축 전류에 해당하는 자속분 전류(

)이고, 토크 발생을 위한 전류는 q축 전류에 해당하는 토크분 전류(

)이다.Both the current for flux generation and the current for torque generation are supplied through the motor stator. Therefore, the stator current can be separated into a current for generating magnetic flux and a current for generating torque. Here, the current for magnetic flux generation is the magnetic flux component current corresponding to the d-axis current (

), and the current for torque generation is the torque component current corresponding to the q-axis current (

)am.

도 9를 다시 참조하면, 구체적으로 PI 제어기(25)를 적용시켜 계산된 동기 각속도(

)(25-1)와 저역 통과 필터(LPF, 22)를 적용시켜 계산된 슬립 각속도(

)(22-1)의 차인 전동기 회전 각속도(

)(25-2)에 적분기(26)를 적용시켜 동기 각도(

)(26-1)를 산출한다. 산출한 동기 각도(

)는 축 변환(24)에 다시 사용한다.Referring again to FIG. 9, in detail, the synchronous angular velocity calculated by applying the PI controller 25 (

) (25-1) and the slip angular velocity calculated by applying the low-pass filter (LPF, 22) (

) (22-1) motor rotational angular velocity (

) (25-2) by applying the integrator 26 to the synchronization angle (

)(26-1). The calculated synchronous angle (

) is used again for axis transformation (24).

도 7을 참조하면, 구체적으로, 운전모드 판단 모듈(135)은 상기 산출된 동기 각속도(

)와 슬립 보상 각속도(

)의 차인 전동기 회전 각속도 (

)와 도 9에서 사용된 전동기 토크분 전류(

)를 이용하여 역행 및 회생을 판별한다. 전동기 회전 각속도(

)와 토크분 전류(

)를 곱하여 0보다 크면 역행 운전, 0보다 작으면 회생 운전으로 판별한다.Referring to FIG. 7 , in detail, the driving mode determination module 135 determines the calculated synchronous angular velocity (

) and slip compensation angular velocity (

), the motor rotational angular velocity (

) and the motor torque component current used in FIG. 9 (

) is used to determine retrogression and regeneration. Motor rotational angular speed (

) and the torque component current (

) is multiplied, and if it is greater than 0, it is determined as retrograde operation, and if it is less than 0, it is determined as regenerative operation.

상기 판단 결과, 전동기 회전 각속도(

) 및 토크분 전류(

)의 곱이 양수인 경우 운전모드 판단 모듈(135)은 전동기가 역행 모드로 운전하는 것으로 판단한다(S1321).As a result of the above determination, the rotational angular velocity of the motor (

) and torque component current (

) is a positive number, the driving mode determination module 135 determines that the motor operates in the power running mode (S1321).

그리고 운전모드 판단 모듈(135)은 지령 주파수에 슬립 주파수는 합산하는 슬립 보상을 수행한다(S1322). 슬립 주파수로는 수학식 1에 의해 산출된 슬립 주파수(

) 또는 도 9의 슬립 보상 각속도(

)(22-1)가 사용될 수 있다.Then, the operation mode determination module 135 performs slip compensation in which the command frequency and the slip frequency are added (S1322). As the slip frequency, the slip frequency calculated by Equation 1 (

) or slip compensation angular velocity of FIG. 9 (

)(22-1) may be used.

반대로, 전동기 회전 각속도(

) 및 토크분 전류(

)의 곱이 음수인 경우 역행/회생 모드 판단 모듈(135)은 전동기가 회생 모드로 운전하는 것으로 판단한다(S1331).Conversely, the motor rotational angular velocity (

) and torque component current (

If the product of ) is a negative number, the powering/regenerative mode determination module 135 determines that the motor operates in the regenerative mode (S1331).

그리고 운전모드 판단 모듈(135)은 지령 주파수에서 슬립 주파수를 감산하는 슬립 보상을 수행한다(S1332).Then, the driving mode determining module 135 performs slip compensation by subtracting the slip frequency from the command frequency (S1332).

최종적으로, V/F 제어 지령전압 발생부(137)는 상기 슬립 보상에 기초하여 V/F 제어 지령전압을 발생시킨다(S1340). 그리고 인버터(120)는 게이팅 신호 발생기를 통해 V/F 제어 지령전압 생성을 위한 게이팅 신호(gating signal)를 발생시킨다.Finally, the V/F control command voltage generator 137 generates a V/F control command voltage based on the slip compensation (S1340). In addition, the inverter 120 generates a gating signal for generating a V/F control command voltage through a gating signal generator.

상기 도면을 통해 설명된 일 실시 예에 따른 전동기 제어 방법은, 컴퓨터에 의해 실행되는 프로그램 모듈과 같은 컴퓨터에 의해 실행이 가능한 명령어 셋을 포함하는 기록 매체의 형태로도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수 있고, 휘발성 및 비휘발성 매체, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 모두 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 기술로 구현된 휘발성 및 비휘발성, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 통신 매체는 전형적으로 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파와 같은 변조된 데이터 신호의 기타 데이터, 또는 기타 전송 메커니즘을 포함하며, 임의의 정보 전달 매체를 포함한다.The motor control method according to an embodiment described through the drawings may be implemented in the form of a recording medium including a command set executable by a computer, such as a program module executed by a computer. Computer readable media can be any available media that can be accessed by a computer and includes both volatile and nonvolatile media, removable and non-removable media. Also, computer readable media may include both computer storage media and communication media. Computer storage media includes both volatile and nonvolatile, removable and non-removable media implemented in any method or technology for storage of information such as computer readable instructions, data structures, program modules or other data. Communication media typically includes computer readable instructions, data structures, program modules, or other data in a modulated data signal such as a carrier wave, or other transport mechanism, and includes any information delivery media.

이와 같이 본 발명의 일 실시 예에 따르면, 4상한 운전을 하는 전동기를 위치 및 속도 센서가 없는 인버터를 이용하여 V/F 제어할 수 있다.As described above, according to an embodiment of the present invention, a motor performing 4-quadrant operation can be V/F controlled using an inverter without a position and speed sensor.

전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다. The above description of the present invention is for illustrative purposes, and those skilled in the art can understand that it can be easily modified into other specific forms without changing the technical spirit or essential features of the present invention. will be. Therefore, the embodiments described above should be understood as illustrative in all respects and not limiting. For example, each component described as a single type may be implemented in a distributed manner, and similarly, components described as distributed may be implemented in a combined form.

본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.The scope of the present invention is indicated by the following claims rather than the detailed description above, and all changes or modifications derived from the meaning and scope of the claims and equivalent concepts should be construed as being included in the scope of the present invention. do.

100: 전동기 제어 장치를 포함하는 전동기 제어 시스템
110: V/F 제어 지령전압 발생부
120: 인버터
130: 전동기 제어 장치
131: 감지 모듈
132: 변환 모듈
133: 저장 모듈
134: 연산 모듈
135: 운전모드 판단 모듈
136: 주파수 보상 모듈
137: 메모리
138: CPU
140: ATB
150: 전동기100: motor control system including a motor control device
110: V/F control command voltage generator
120: inverter
130: motor control device
131: detection module
132: conversion module
133: storage module
134 calculation module
135: operation mode determination module
136: frequency compensation module
137: memory
138 CPU
140: ATB
150: electric motor

Claims

In the control method of a motor for 4-quadrant operation using an inverter of the V / F control method,
Motor rotational angular speed (

calculating a value;
Motor torque component current (

) calculating the value;
The rotational angular velocity (

value and the motor torque component current (

) Determining the power running / regenerative operation of the motor based on the sign related to the multiplication of the values;
compensating for a command frequency using a result of power travel/regenerative operation determination; and
Generating a V / F control command voltage value using the compensated command frequency,
The step of compensating the command frequency,
A motor control method, characterized in that when the motor runs in power running, the slip frequency value is added to the command frequency value, and when the motor is in regenerative operation, the slip frequency value is subtracted from the command frequency value.

The method of claim 1,
The motor rotational angular velocity (

The step of calculating the value is,
Slip compensation angular velocity (

) calculating the value;
Synchronous angular velocity (

) calculating the value; and
The slip compensation angular velocity (

) value and the synchronous angular velocity (

) characterized in that it comprises the step of calculating the difference in value, the motor control method.

The method of claim 2,
The slip compensation angular velocity (

) The step of calculating the value is,
slip angular velocity (

) calculating the value; and
slip angular velocity (

) characterized in that it comprises the step of applying a low-pass band pass filter (LPF) to the value.

The method of claim 2,
The synchronous angular velocity (

) The step of calculating the value is,
Fixed coordinate system rotor flux (

) calculating the value; and
The fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the synchronous angular velocity (

) characterized in that it comprises the step of calculating the value, the motor control method.

The method of claim 4,
The fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) The step of calculating the value is,
Motor stator resistance ( R _s ), leakage inductance (

), mutual inductance ( L _m ), and rotor inductance ( L _r ) values are used.

The method of claim 4,
The fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the value of the synchronous angular velocity (

) The step of calculating the value is,
Fixed coordinate system rotor flux (

) axis transforming the value; and
Characterized in that it comprises the step of applying a PI controller to the axis conversion result, the motor control method.

The method of claim 6,
In the step of transforming the axis,
Motor rotational angular speed (

The synchronous angle (

), characterized in that using a value, a motor control method.

The method of claim 1,
The motor torque component current (

) The step of calculating the value is,
Characterized in that using the three-phase output current (I _abcs ) value of the motor coordinate conversion, the motor control method.

delete

In the control device of a motor for 4-quadrant operation using an inverter of the V / F control method,
A measurement module for measuring input and/or output values of the motor;
Using the measured input and / or output value, the motor rotational angular velocity (

value and motor torque component current (

) calculation module for calculating a value;
The motor rotational angular velocity (

value and motor torque component current (

) operation mode determination module for determining power running/regenerative operation of the motor using the value;
a frequency compensation module for compensating a command frequency value by using a result of the determination of the operation mode determination module; and
A command voltage generating module for generating a V/F control command voltage value using the compensated command frequency value;
The frequency compensation module,
A motor control device characterized in that when the motor runs in power running, the slip frequency value is added to the command frequency value, and when the motor is in regenerative operation, the slip frequency value is subtracted from the command frequency value.

The method of claim 11,
The calculation module,
Slip compensation angular velocity (

) value and synchronous angular velocity (

Characterized in that the value is calculated, the motor control device.

The method of claim 12,
The calculation module,
slip angular velocity (

) value, and the slip angular velocity (

), a motor control device characterized in that for calculating the value.

The method of claim 12,
The calculation module,
Fixed coordinate system rotor flux (

) value, and the fixed coordinate system rotor magnetic flux (

) using the synchronous angular velocity (

), a motor control device characterized in that for calculating the value.

The method of claim 14,
The calculation module,
Motor stator resistance ( R _s ), leakage inductance (

), a motor control device characterized in that for calculating the value.

The method of claim 14,
The calculation module,
Fixed coordinate system rotor flux (

), a motor control device characterized in that for calculating the value.

The method of claim 16
The calculation module,
Motor rotational angular speed (

The synchronous angle (

), the motor control device characterized in that the axis conversion is performed using the value.

The method of claim 11,
The calculation module,
Motor torque current (I _abcs ) using the three-phase output current (I abcs ) value

), a motor control device characterized in that for calculating the value.

delete