KR102485219B1 - Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device - Google Patents

Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device Download PDF

Info

Publication number
KR102485219B1
KR102485219B1 KR1020200116203A KR20200116203A KR102485219B1 KR 102485219 B1 KR102485219 B1 KR 102485219B1 KR 1020200116203 A KR1020200116203 A KR 1020200116203A KR 20200116203 A KR20200116203 A KR 20200116203A KR 102485219 B1 KR102485219 B1 KR 102485219B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
converter
load mode
control
mode
secondary circuit
Prior art date
Application number
KR1020200116203A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR20220033843A (en
Inventor
정지훈
최현준
Original Assignee
울산과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 울산과학기술원 filed Critical 울산과학기술원
Priority to KR1020200116203A priority Critical patent/KR102485219B1/en
Publication of KR20220033843A publication Critical patent/KR20220033843A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR102485219B1 publication Critical patent/KR102485219B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Data Mining & Analysis (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명의 일 실시 예에 따른 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법은, 상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및 상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정될 수 있다.A method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit according to an embodiment of the present invention includes determining a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit; and changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit based on the control mode; The fertilization rate of the secondary circuit may be determined according to the fertilization rate of the primary circuit.

Description

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법 및 상기 방법을 수행하는 컨버터 제어 장치 {METHOD FOR CONTROLLING CURRENT-FED DUAL ACTIVE BRIDGE CONVERTER AND CONVERTER CONTROL DEVICE}A method for controlling a current source dual active bridge converter and a converter control device performing the method

본 발명은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법 및 상기 방법을 수행하는 컨버터 제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a method for controlling a current source dual active bridge converter and a converter control apparatus for performing the method.

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터는 입력 전압의 범위가 넓고, 승압 비가 높으며, 입력 전류 리플이 낮고, 멀티 포트 인터페이스를 지원하는 등의 장점으로 인해 광전지 및 에너지 저장 시스템에서 그 응용 분야가 증가하고 있다.Current source dual active bridge converters are increasingly being used in photovoltaic and energy storage systems due to their advantages such as wide input voltage range, high step-up ratio, low input current ripple, and multi-port interface support.

다만, 종래의 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 경우, 저부하에서는 피크 전류가 높고, 고부하에서는 무효 전력이 크기 때문에, 저부하 및 고부하 모두에서 도통 손실을 야기하는 문제가 있었다.However, in the case of the conventional current source dual active bridge converter, since the peak current is high at low load and the reactive power is large at high load, there is a problem of causing conduction loss at both low load and high load.

따라서, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 에너지 효율을 높이기 위해서, 저부하에서는 스위칭 손실을, 고부하에서는 도통 손실 및 무효 전력을 줄이는 방안이 문제된다.Therefore, in order to increase the energy efficiency of the current source dual active bridge converter, a method of reducing switching loss at low load and reducing conduction loss and reactive power at high load is problematic.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 전술한 문제를 해결하기 위하여, 저부하에서는 영전압 스위칭을 달성하여 스위칭 손실을 최소화하고, 고부하에서는 무효 전력을 최소화하여 도통손실을 감소시키는 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터 제어 방법을 제공하는 것이다.The problem to be solved by the present invention is a current source dual active bridge converter control method that minimizes switching loss by achieving zero voltage switching at low load and reduces conduction loss by minimizing reactive power at high load. is to provide

다만, 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급한 것으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 해결하고자 하는 과제는 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.However, the problem to be solved by the present invention is not limited to those mentioned above, and another problem to be solved that is not mentioned can be clearly understood by those skilled in the art from the description below. will be.

본 발명의 일 실시예에 따른 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법은, 상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및 상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정될 수 있다.A method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit according to an embodiment of the present invention includes determining a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit; and changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit based on the control mode; The fertilization rate of the secondary circuit may be determined according to the fertilization rate of the primary circuit.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류는 양수로 제어될 수 있다.When the control mode is the primary low load mode in which the output current is low, when the boost converter connected between the minus node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, The phase current can be controlled with a positive number.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어될 수 있다.When the control mode is the primary low load mode in which the magnitude of the output current is low, the duty ratio of the secondary circuit may be controlled so that the difference from the duty ratio of the primary circuit is constant.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a primary low load mode in which the magnitude of the output current is low, a phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage may be determined based on the output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 0.5로 제어될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the duty ratio of the secondary circuit may be controlled to be 0.5.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 컨버터는 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the converter may be controlled so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is zero.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, a phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage may be determined based on the output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 2차 저부하 모드인 경우, 상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율은 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a secondary low load mode in which the magnitude of the output current is low, the duty ratio of the primary circuit and the duty ratio of the secondary circuit are maintained constant, and the first phase voltage and the second phase voltage The phase difference of the voltage may be determined based on the output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 중간대인 중간 부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a medium load mode in which the magnitude of the output current is in the middle range, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is maintained constant, and the duty ratio of the secondary circuit is the output power of the converter. can be determined based on

본 발명의 다른 실시예에 따른 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치는, 상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및 상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여, 상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고, 상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정될 수 있다.A converter control apparatus for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit according to another embodiment of the present invention includes a memory storing a converter control program for controlling the converter; and a processor that loads the converter control program from the memory, wherein the processor executes the converter control program to determine a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit, and determines the control mode according to the control mode. Based on this, at least one of the phase difference between the first phase voltage of the primary circuit and the second phase voltage of the secondary circuit and the fertility ratio of the secondary circuit is changed, and the fertilization ratio of the secondary circuit is 1 It can be determined according to the fertilization rate of the tea circuit.

본 발명의 실시 예에 의하면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법을 제안함으로써, 저부하에서는 영전압 스위칭을 달성하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 스위칭 손실을 최소화하고, 고부하에서는 무효 전력을 최소화하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 도통손실을 감소시킬 수 있다.According to an embodiment of the present invention, by proposing a method for controlling a current source dual active bridge converter, zero voltage switching is achieved at a low load to minimize switching loss of the current source dual active bridge converter and reactive power is minimized at a high load to achieve a current source dual active bridge converter. The conduction loss of the active bridge converter can be reduced.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어하는 컨버터 제어 프로그램의 기능을 개념적으로 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 무부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 저부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 중간 부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 고부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 8은 종래 기술을 적용했을 때의 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 위상차 및 시비율을 변화했을 때의 피크 전류를 비교한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용했을 경우, 위상차, 시비율과 출력 전력의 관계를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어했을 때의 실제 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 11은 종래 기술에 따라 측정한 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 피크 전류를 비교한 결과를 나타낸다.1 is a block diagram of a converter control device for controlling a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
2 is a block diagram conceptually illustrating functions of a converter control program for controlling a duty ratio and a phase difference of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
3 is a circuit diagram of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
4 shows waveforms of phase currents and phase voltages in a no-load mode according to an embodiment of the present invention.
5 shows changes in phase difference and duty ratio in a low load mode according to an embodiment of the present invention.
6 shows changes in phase difference and duty ratio in an intermediate load mode according to an embodiment of the present invention.
7 shows changes in phase difference and duty ratio in a high load mode according to an embodiment of the present invention.
8 is a diagram comparing the peak current when the prior art is applied and the peak current when the phase difference and duty ratio are changed according to an embodiment of the present invention.
9 shows the relationship between phase difference, duty ratio and output power when a converter control method according to an embodiment of the present invention is used.
10 shows actual simulation results when a current source dual active bridge converter is controlled according to an embodiment of the present invention.
11 shows a result of comparing the peak current measured according to the prior art and the peak current measured according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.Advantages and features of the present invention, and methods for achieving them, will become clear with reference to the embodiments described below in detail in conjunction with the accompanying drawings. However, the present invention is not limited to the embodiments disclosed below, but may be implemented in various different forms, and only the present embodiments make the disclosure of the present invention complete, and common knowledge in the art to which the present invention belongs It is provided to fully inform the holder of the scope of the invention, and the present invention is only defined by the scope of the claims.

본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.In describing the embodiments of the present invention, if it is determined that a detailed description of a known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description will be omitted. In addition, terms to be described below are terms defined in consideration of functions in the embodiments of the present invention, which may vary according to the intention or custom of a user or operator. Therefore, the definition should be made based on the contents throughout this specification.

또한, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 무부하 모드에서 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하 모드, 고부하 모드로 변하는 실시예를 설명하고 있지만, 이에 제한되지 않는다.In addition, in this specification, for convenience of description, an embodiment in which the load mode of the current source dual active bridge converter 300 changes from no-load mode to a first low-load mode, a second low-load mode, a medium load mode, and a high load mode will be described. but is not limited thereto.

즉, 본 명세서에서 설명하는 전류원 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 변경되는 과정은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 고부하 모드에서 중간 부하 모드, 2차 저부하 모드, 1차 저부하 모드, 무부하 모드로 변경될 때도 적용 가능하며, 무부하 모드, 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하 모드 및/또는 고부하 모드 사이에서 동적으로 변경될 때도 적용 가능하다.That is, the process of changing the load mode of the current source dual active bridge converter 300 described in this specification is that the load mode of the current source dual active bridge converter 300 changes from a high load mode to a medium load mode, a secondary low load mode, 1 It is also applicable when changing to the secondary low-load mode and no-load mode, and also applicable when dynamically changing between no-load mode, primary low-load mode, secondary low-load mode, medium-load mode, and/or high-load mode.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치의 블록도이다.1 is a block diagram of a converter control device for controlling a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 컨버터 제어 장치(100)는 프로세서(110), 입출력기(120) 및 메모리(130)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 1 , the converter control device 100 may include a processor 110 , an input/output device 120 and a memory 130 .

프로세서(110)는 컨버터 제어 장치(100)의 동작을 전반적으로 제어할 수 있다.The processor 110 may control the overall operation of the converter control device 100 .

프로세서(110)는 입출력기(120)를 제어하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 상전압 및 상전류를 입력받고, 전류원 듀얼 농등 브릿지 컨버터의 부스트 컨버터를 제어하는 제어 신호를 출력할 수 있다.The processor 110 may control the input/output device 120 to receive the phase voltage and phase current of the current source dual active bridge converter, and output a control signal for controlling the boost converter of the current source dual active bridge converter.

메모리(130)는 컨버터 제어 프로그램(200) 및 컨버터 제어 프로그램(200)의 실행에 필요한 정보를 저장할 수 있다.The memory 130 may store the converter control program 200 and information required for execution of the converter control program 200 .

프로세서(110)는 컨버터 제어 프로그램(200)을 실행하기 위하여 메모리(130)에 저장된 컨버터 제어 프로그램(200) 및 컨버터 제어 프로그램(200)의 실행에 필요한 정보를 로드할 수 있다.The processor 110 may load the converter control program 200 stored in the memory 130 and information required for execution of the converter control program 200 in order to execute the converter control program 200 .

프로세서(110)는, 컨버터 제어 프로그램(200)을 실행하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 부하 모드에 기초하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어할 수 있다.The processor 110 may execute the converter control program 200 to control the duty ratio and phase difference of the current source dual active bridge converter based on the load mode of the current source dual active bridge converter.

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어하는 컨버터 제어 프로그램의 기능을 개념적으로 나타낸 블록도이고, 도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 회로도이다.2 is a block diagram conceptually illustrating functions of a converter control program for controlling the duty ratio and phase difference of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a current source dual according to an embodiment of the present invention. This is the circuit diagram of an active bridge converter.

도 2 및 도 3을 참조하면, 컨버터 제어 프로그램(200)은 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)를 포함할 수 있다.Referring to FIGS. 2 and 3 , the converter control program 200 may include a measurement unit 210 , a control unit 220 and a display unit 230 .

도 2에 도시된 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)는 컨버터 제어 프로그램(200)의 기능을 쉽게 설명하기 위하여 컨버터 제어 프로그램(200)의 기능을 개념적으로 나눈 것으로서, 이에 한정되지 않는다. 실시 예들에 따라, 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)의 기능은 병합/분리 가능하며, 하나의 프로그램에 포함된 일련의 명령어들로 구현될 수도 있다.The measurement unit 210, the control unit 220, and the display unit 230 shown in FIG. 2 conceptually divide the functions of the converter control program 200 in order to easily explain the functions of the converter control program 200. Not limited. According to embodiments, functions of the measurement unit 210, the control unit 220, and the display unit 230 can be merged/separated, or implemented as a series of commands included in one program.

측정부(210)는 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)에 포함된 2차 회로(320)의 출력 전류를 측정할 수 있다.The measurement unit 210 may measure the output current of the secondary circuit 320 included in the current source dual active bridge converter 300 .

제어부(220)는, 측정부(210)에서 측정한 출력 전류에 기초하여, 부하 모드를 결정할 수 있다. 상기 부하 모드는 출력 전류의 크기에 기초하여 결정되는 것으로서, 출력 전류의 크기에 따라(또는 크기 순서로), 무부하 모드, 1차 저부하(Light-Load) 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하(Mid-Load) 모드 및 고부하(Heavy-Load) 모드를 포함할 수 있다.The controller 220 may determine the load mode based on the output current measured by the measurement unit 210 . The load mode is determined based on the size of the output current, and according to the size of the output current (or in order of size), no-load mode, first light-load mode, second low-load mode, medium load (Mid-Load) mode and Heavy-Load mode may be included.

무부하 모드, 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하(Mid-Load) 모드 및 고부하(Heavy-Load) 모드를 결정하는 출력 전류의 크기는 설정/설계에 따라 변경될 수 있다. 즉, 출력 전류를 크기에 따라 다섯 구간으로 구분하는 경우, 무부하 모드는 출력 전류의 크기가 0인 구간, 고부하 모드는 출력 전류의 최대 값을 포함하는 구간에 대응되고, 1차 저부하 모드는 고부하 모드와 무부하 모드의 사이의 구간에 대응되고, 2차 저부하 모드는 고부하 모드와 1차 저부하 모드의 사이의 구간에 대응되고, 중간 부하 모드는 고부하 모드와 2차 저부하 모드 사이의 구간에 대응되고, 다섯 구간 각각의 크기 및/ 범위는 실시예에 따라 변경될 수 있다.The magnitude of the output current that determines no-load mode, primary low-load mode, secondary low-load mode, mid-load mode, and heavy-load mode can be changed according to setup/design. That is, when the output current is divided into five sections according to the size, the no-load mode corresponds to the section where the magnitude of the output current is 0, the high load mode corresponds to the section including the maximum value of the output current, and the first low-load mode corresponds to the section containing the maximum value of the output current. mode corresponds to the interval between the no-load mode, the secondary low-load mode corresponds to the interval between the high-load mode and the first low-load mode, and the intermediate load mode corresponds to the interval between the high-load mode and the secondary low-load mode. Correspondingly, the size and/or range of each of the five sections may be changed according to embodiments.

제어부(220)는 부하 모드에 기초하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 1차 회로(310)에 포함된 제1 부스트 컨버터(S1), 제2 부스트 컨버터(S2), 제3 부스트 컨버터(S3) 및 제4 부스트 컨버터(S4)를 제어하고, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 2차 회로(320)에 포함된 제5 부스트 컨버터(Q1), 제6 부스트 컨버터(Q2), 제7 부스트 컨버터(Q3) 및 제8 부스트 컨버터(Q4)를 제어할 수 있다.The control unit 220 includes the first boost converter S1, the second boost converter S2, and the third boost converter S3 included in the primary circuit 310 of the current source dual active bridge converter 300 based on the load mode. ) and the fourth boost converter (S4), and the fifth boost converter (Q1), the sixth boost converter (Q2), and the seventh boost included in the secondary circuit (320) of the current source dual active bridge converter (300) The converter Q3 and the eighth boost converter Q4 may be controlled.

1차 회로(310)에서, 제1 부스트 컨버터(S1)는 클램핑 노드(Cc)와 제1 노드(n1) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제2 부스트 컨버터(S2)는 클램핑 노드(Cc)와 제2 노드(n2) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제3 부스트 컨버터(S3)는 제1 노드(n1)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터이고, 제4 부스트 컨버터(S4)는 제2 노드(n2)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터일 수 있다.In the primary circuit 310, the first boost converter S1 is a converter positioned between the clamping node Cc and the first node n1, and the second boost converter S2 is a converter positioned between the clamping node Cc and the first node n1. 2 is a converter located between nodes (n2), the third boost converter (S3) is a converter located between the first node (n1) and the ground node, the fourth boost converter (S4) is the second node (n2) It may be a converter located between and the ground node.

또한, 2차 회로(320)에서, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 출력 노드(Vo)와 제3 노드(n3) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제6 부스트 컨버터(Q2)는 출력 노드(Vo)와 제4 노드(n4) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제7 부스트 컨버터(Q3)는 제3 노드(n3)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터이고, 제8 부스트 컨버터(Q4)는 제4 노드(n4)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터일 수 있다.Also, in the secondary circuit 320, the fifth boost converter Q1 is a converter positioned between the output node Vo and the third node n3, and the sixth boost converter Q2 is the output node Vo And a converter located between the fourth node (n4), the seventh boost converter (Q3) is a converter located between the third node (n3) and the ground node, the eighth boost converter (Q4) is a fourth node ( n4) and a converter located between the ground node.

특히, 제어부(220)는, 1차 회로(310)에 포함된 부스트 컨버터들(S1, S2, S3 및 S4)의 스위칭 타이밍에 따른 1차 회로(310)의 제1 시비율에 기초하여, 2차 회로(320)에 포함된 부스트 컨버터들(Q1, Q2, Q3 및 Q4)의 스위칭 타이밍에 따른 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다. 도 4 내지 도 7에서는 각 모드에서 제어부(220)의 제어에 따라 2차 회로 시비율 및 위상차가 변화되는 과정을 보다 자세하게 설명하기로 한다.In particular, the control unit 220, based on the first duty ratio of the primary circuit 310 according to the switching timing of the boost converters (S1, S2, S3 and S4) included in the primary circuit 310, 2 The second duty ratio of the secondary circuit 320 may be controlled according to the switching timing of the boost converters Q1 , Q2 , Q3 , and Q4 included in the secondary circuit 320 . In FIGS. 4 to 7 , the process of changing the secondary circuit duty ratio and phase difference according to the control of the control unit 220 in each mode will be described in detail.

디스플레이부(230)는 제어부(220)에 의해 결정된 2차 회로 시비율 및 위상차를 이용하여, 1차 회로(310)의 상전압 및 상전류, 및 2차 회로(320)의 상전압의 파형을 디스플레이할 수 있다.The display unit 230 displays the waveforms of the phase voltage and phase current of the primary circuit 310 and the phase voltage of the secondary circuit 320 using the secondary circuit duty ratio and phase difference determined by the controller 220. can do.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1차 저부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타낸다.4 shows waveforms of phase currents and phase voltages in a first low load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 4를 참조하면, 제어부는 1차 저부하 모드에서 1차 회로(310)의 제1 시비율 및 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력에 기초하여 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다.3 and 4, the control unit operates the secondary circuit 320 based on the output power of the current source dual active bridge converter 300 and the first duty ratio of the primary circuit 310 in the primary low load mode. The second fertilization rate can be controlled.

본 명세서에서는, 설명의 편의상 도 4가 1차 저부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형이라고 설명하였지만, 도 4는 무부하 모드를 나타내는 도면일 수 있다. 즉, 후술하는 바와 같이, 무부하 모드는 1차 저부하 모드의 시작 시점에 해당할 수 있으며, 따라서, 도 4는 1차 저부하 모드의 시작 시점으로서, 무부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타내는 도면을 의미할 수도 있다.In this specification, for convenience of description, it has been described that FIG. 4 is the waveform of phase current and phase voltage in the first low load mode, but FIG. 4 may be a diagram showing a no-load mode. That is, as will be described later, the no-load mode may correspond to the starting point of the first low-load mode. Accordingly, FIG. 4 shows the phase current and phase voltage waveforms in the no-load mode as the starting point of the first low-load mode. It can also mean a drawing that represents.

또한, 본 명세서에서, 시비율(Duty Ratio)은 회로가 연결되는 도통 시간과 회로가 차단(절단)되는 차단 시간의 비로서, 제1 시비율은 한 주기에서 제1 부스트 컨버터(S1)가 온 된 시간부터 제2 부스트 컨버터(S2)가 온 된 시간까지의 도통 시간과 그 나머지 시간인 차단 시간의 비로 정의될 수 있다. 이와 유사하게, 제2 시비율은 한 주기에서 제5 부스트 컨버터(Q1)가 온 된 시간부터 제7 부스트 컨버터(Q3)가 온 된 시간까지의 도통 시간과 그 나머지 시간인 차단 시간의 비로 정의될 수 있다.In addition, in the present specification, the duty ratio (Duty Ratio) is the ratio of the conduction time when the circuit is connected and the cut-off time when the circuit is cut off (cut), and the first duty ratio is the first boost converter (S1) is turned on in one cycle. It may be defined as the ratio of the conduction time from the time when the second boost converter S2 is turned on to the time when the second boost converter S2 is turned on and the cut-off time, which is the remaining time. Similarly, the second duty ratio will be defined as the ratio of the conduction time from the time the fifth boost converter Q1 is turned on to the time the seventh boost converter Q3 is turned on in one period and the remaining time, the cut-off time. can

제1 시비율은 배터리 전압(Cc)에 기초하여 변경되고, 제2 시비율은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력 및 제1 시비율에 기초하여 변경될 수 있다.The first fertilization rate may be changed based on the battery voltage Cc, and the second fertilization rate may be changed based on the output power of the current source dual active bridge converter 300 and the first fertilization rate.

1차 저부하 모드에서, 2차 회로(320)의 제2 영벡터(ZSec) 동안 1차 회로(310)의 상전류(iLS)가 양의 값을 갖도록, 부스트 컨버터들(S1, S2, S3, S4, Q1, Q2, Q3 및 Q4)이 제어될 수 있다. 여기서, 제2 영벡터(ZSec)는 2차 회로(320)의 상전압(Vcd)의 크기가 0이 될 때의 구간을 의미할 수 있다.In the primary low load mode, the boost converters S1, S2, and S3 make the phase current iLS of the primary circuit 310 have a positive value during the second zero vector Z Sec of the secondary circuit 320. , S4, Q1, Q2, Q3 and Q4) can be controlled. Here, the second zero vector Z Sec may mean a period when the magnitude of the phase voltage Vcd of the secondary circuit 320 becomes zero.

이를 위해, 제4 부스트 컨버터(S4)는 제8 부스트 컨버터(Q4)보다 빨리 온(ON) 되고, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 제1 부스트 컨버터(S1)보다 빨리 온 될 수 있다. 이로 인하여, 제2 영벡터(ZSec) 동안 2차 회로(320)의 상전류(iLS)가 양의 값을 가지며, 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)이 달성되어 1차 저부하 모드에서의 스위칭 손실이 최소화 되고 효율이 높아질 수 있다.To this end, the fourth boost converter S4 may be turned on earlier than the eighth boost converter Q4, and the fifth boost converter Q1 may be turned on earlier than the first boost converter S1. Due to this, the phase current (iLS) of the secondary circuit 320 has a positive value during the second zero vector (Z Sec ), and zero voltage switching (ZVS) is achieved to achieve Switching loss can be minimized and efficiency can be increased.

이후, 제2 부스트 컨버터(S2)는 제7 부스트 컨버터(Q3)보다 빨리 온(ON) 되고(즉, 제1 부스트 컨버터(S1)는 제8 부스트 컨버터(Q4)보다 빨리 오프(OFF) 되고), 제6 부스트 컨버터(Q2)는 제3 부스트 컨버터(S3)보다 빨리 온 될 수 있다(즉, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 제4 부스트 컨버터(S4)보다 빨리 오프 될 수 있다).Thereafter, the second boost converter S2 is turned on faster than the seventh boost converter Q3 (ie, the first boost converter S1 is turned off earlier than the eighth boost converter Q4) , the sixth boost converter Q2 may be turned on earlier than the third boost converter S3 (ie, the fifth boost converter Q1 may be turned off earlier than the fourth boost converter S4).

1차 저부하 모드의 시작 시점(즉, 무부하 모드 직후)에서는, 1차 회로(310)의 제1 상전압(Vab)과 2차 회로(320)의 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)는 0(또는 실질적으로 0)이고, 1차 회로(310)의 제1 시비율과 2차 회로(320)의 제2 시비율이 일정하게 유지(또는 제1 시비율과 제2 시비율의 차이가 일정하게 유지)됨에 따라, 제1 영벡터(ZPri)와 제2 영벡터(ZSec)의 차(Zd)는 일정할 수 있다. 여기서, 제1 영벡터(ZPri)는 1차 회로(310)의 상전압(Vab)의 크기가 0이 될 때의 구간을 의미할 수 있다.At the start of the first low-load mode (ie, right after the no-load mode), the phase difference (Φ) between the first phase voltage Vab of the primary circuit 310 and the second phase voltage Vcd of the secondary circuit 320 ) is 0 (or substantially 0), and the first fertilization ratio of the primary circuit 310 and the second fertilization ratio of the secondary circuit 320 are kept constant (or the ratio of the first fertilization ratio and the second fertilization ratio) As the difference is maintained constant), the difference (Z d ) between the first zero vector (Z Pri ) and the second zero vector (Z Sec ) may be constant. Here, the first zero vector Z Pri may mean a period when the magnitude of the phase voltage Vab of the primary circuit 310 becomes zero.

이후에, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)가 0(또는 실질적으로 0)이 아니면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 무부하 모드에서 1차 저부하 모드로 변경될 수 있다.Then, if the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd is not 0 (or substantially 0), the control mode of the current source dual active bridge converter 300 is 1 in the no-load mode. It can be changed to the car low load mode.

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)가 동작함에 따라, 제1 시비율과 제2 시비율의 차이는 일정하게 유지되지만, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)는 점차 증가할 수 있다. 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)의 증가에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력은 증가하게 된다.As the current source dual active bridge converter 300 operates, the difference between the first fertilization ratio and the second fertilization ratio remains constant, but the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd can gradually increase. As the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases.

제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)가 증가함에 따라, 제5 부스트 컨버터(Q1)가 온 되는 시점과 제1 부스트 컨버터(S1)가 온 되는 시점이 동일해지면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 1차 저부하 모드에서 2차 저부하 모드로 변경될 수 있다.As the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the time at which the fifth boost converter Q1 is turned on and the time at which the first boost converter S1 is turned on are the same. , the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the first low load mode to the second low load mode.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 2차 저부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.5 shows changes in phase difference and duty ratio in a second low load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 5를 참조하면, 제어부는 2차 저부하 모드에서 1차 회로(310)의 제1 시비율 및 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력에 기초하여 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다.3 and 5, the control unit operates the secondary circuit 320 based on the output power of the current source dual active bridge converter 300 and the first duty ratio of the primary circuit 310 in the secondary low load mode. The second fertilization rate can be controlled.

1차 저부하 모드가 진행됨에 따라(즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라), 제5 부스터 컨버터(Q1)가 온 되는 시점과 제1 부스터 컨버터(S1)가 온 되는 시점이 동일해진 경우, 1차 저부하 모드에서 2차 저부하 모드로 변경될 수 있다.As the first low load mode progresses (that is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases), the time when the fifth booster converter Q1 is turned on and the first booster converter S1 is turned on When the timing becomes the same, the first low load mode may be changed to the second low load mode.

2차 저부하 모드에서는, 1차 회로(310)의 제1 시비율과 2차 회로(320)의 제2 시비율이 일정하게 유지(또는 제1 시비율과 제2 시비율의 차이가 일정하게 유지)되고, 제1 영벡터(ZPri)와 제2 영벡터(ZSec)의 차(Zd)는 일정할 수 있다.In the secondary low load mode, the first fertilization rate of the primary circuit 310 and the second fertilization rate of the secondary circuit 320 are kept constant (or the difference between the first fertilization rate and the second fertilization rate remains constant). maintained), and the difference (Z d ) between the first zero vector (Z Pri ) and the second zero vector (Z Sec ) may be constant.

또한, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하며, 그에 따라, 상전류(iLS)의 파형이 변경될 수 있다. 본 명세서에서는, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하고, 상전류(iLS)의 파형이 변경된다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하고, 상전류(iLS)의 파형이 변경됨에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.In addition, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, and accordingly, the phase current iLS The waveform of can be changed. In this specification, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, and the phase current iLS Although it has been described that the waveform is changed, it is not limited thereto. That is, as the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases and the waveform of the phase current iLS changes, the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases. The increase in output power of the current source dual active bridge converter 300 and the change in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may have a causal relationship with each other. .

제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)가 증가함에 따라, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일해지는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 2차 저부하 모드에서 중간 부하 모드로 변경될 수 있다.As the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the off-in time of the first booster vector S1 among the second zero vectors Z Sec and the first booster When the on-in times of the vector S1 become the same, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the secondary low load mode to the medium load mode.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 중간 부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.6 shows changes in phase difference and duty ratio in an intermediate load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 6을 참조하면, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일해지면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 2차 저부하 모드에서 중간 부하 모드로 변경될 수 있다.3 and 6, when the off-time of the first booster vector (S1) and the on-in time of the first booster vector (S1) are the same among the second zero vectors (Z Sec ), the current source dual active bridge converter The control mode of 300 may be changed from the secondary low load mode to the medium load mode.

중간 부하 모드에서는, 1차 회로(310)의 제1 상전압(Vab)과 2차 회로(320)의 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 일정하게 유지되고, 제2 시비율은 증가할 수 있다.In the medium load mode, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab of the primary circuit 310 and the second phase voltage Vcd of the secondary circuit 320 is maintained constant, and the second duty ratio can increase

제2 시비율이 증가할 때, 제1 시비율은 동일하게 유지될 수 있다. 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)가 일정하더라도, 제2 시비율은 제1 시비율과 관계없이 증가하며, 따라서, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있다. 본 명세서에서는, 제2 시비율이 제1 시비율과 관계없이 증가함에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가한다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제2 시비율이 제1 시비율과 관계없이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제2 시비율의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.When the second fertilization rate increases, the first fertilization rate may remain the same. Even if the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd is constant, the second duty ratio increases regardless of the first duty ratio, and therefore, the current source dual active bridge converter 300 The output power of can be increased. In the present specification, it has been described that the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases as the second fertilization ratio increases regardless of the first fertilization ratio, but is not limited thereto. That is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the second duty ratio may increase regardless of the first duty ratio, and the increase in output power of the current source dual active bridge converter 300 and the control 2 Changes in the fertilization rate may have a causal relationship with each other.

제2 시비율이 증가함에 따라, 제2 영벡터(ZSec)가 감소할 수 있다. 도 6에서 확인할 수 있는 바와 같이, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일하게 유지되면서 제2 영벡터(ZSec)가 감소할 수 있다. 제2 시비율은 0.5가 될 때까지 증가할 수 있으며, 제2 시비율이 0.5이 되는 경우, 제2 영벡터(ZSec)는 0이 될 수 있다.As the second fertilization rate increases, the second zero vector Z Sec may decrease. As can be seen in FIG. 6, the off-in time of the first booster vector S1 and the on-in time of the first booster vector S1 among the second zero vectors Z Sec remain the same, and the second zero vector (Z Sec ) may decrease. The second fertilization rate may increase until it reaches 0.5, and when the second fertilization rate becomes 0.5, the second zero vector Z Sec may become 0.

제2 시비율이 0.5가 되는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 중간 부하 모드에서 고부하 모드로 변경될 수 있다.When the second duty ratio is 0.5, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the medium load mode to the high load mode.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 고부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.7 shows changes in phase difference and duty ratio in a high load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 7을 참조하면, 제2 시비율이 0.5가 되는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 중간 부하 모드에서 고부하 모드로 변경될 수 있다.Referring to FIGS. 3 and 7 , when the second duty ratio is 0.5, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the medium load mode to the high load mode.

고부하 모드에서는, 제2 시비율이 0.5로 유지될 수 있다. 제2 시비율이 0.5로 제어됨에 따라서, 제2 영벡터(ZSec)가 0으로 유지될 수 있고, 2차 회로(320)의 무효 전력은 최소화되며, 도통 손실 또한 최소화될 수 있다.In the high load mode, the second fertilization rate may be maintained at 0.5. As the second duty ratio is controlled to be 0.5, the second zero vector (Z Sec ) can be maintained at 0, reactive power of the secondary circuit 320 is minimized, and conduction loss can also be minimized.

제2 시비율이 0으로 유지되는 동안, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가할 수 있다. 따라서, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 증가로 인하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있다. 본 명세서에서는, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)이 증가함에 따라 출력 전력이 증가한다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.While the second duty ratio is maintained at 0, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may increase. Accordingly, the output power of the current source dual active bridge converter 300 may increase due to an increase in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd. In the present specification, it has been described that the output power increases as the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, but is not limited thereto. That is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may increase, and the current source dual active bridge converter The increase in output power of 300 and the change in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may have a causal relationship with each other.

도 8은 종래 기술을 적용했을 때의 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 위상차 및 시비율을 변화했을 때의 피크 전류를 비교한 도면이다.8 is a diagram comparing the peak current when the prior art is applied and the peak current when the phase difference and duty ratio are changed according to an embodiment of the present invention.

도 8을 참조하면, 제1 그래프(PPS)는 종래의 PWM plus phase shift modulation에 따른 출력 전력 대비 피크 전류를 나타내고, 제2 그래프(PPDPS)는 종래의 PWM plus dual phase shift modulation에 따른 출력 전력 대비 피크 전류를 나타내고, 제3 그래프(ECM)는 본 발명의 일 실시예에 따라 제1 시비율에 기초하여 제2 시비율을 능동적으로 변화시켰을 때의 출력 전력 대비 피크 전류를 나타낼 수 있다.Referring to FIG. 8, a first graph (PPS) shows output power vs. peak current according to conventional PWM plus phase shift modulation, and a second graph (PPDPS) shows output power vs. output power according to conventional PWM plus dual phase shift modulation. Indicates the peak current, and the third graph ECM may indicate peak current versus output power when the second fertilization ratio is actively changed based on the first fertilization ratio according to an embodiment of the present invention.

제1 그래프(PPS)는 1차, 2차 저부하 모드(낮은 출력 전력 시)에서 높은 피크 전류로 인하여 도통 손실이 높은 문제가 있고, 제2 그래프(PPDPS)는 고부하 모드(높은 출력 전력 시)에서 높은 무효 전력으로 인하여 도통 손실이 높은 문제가 있음을 알 수 있다.The first graph (PPS) has a problem of high conduction loss due to the high peak current in the first and second low load modes (when the output power is low), and the second graph (PPDPS) has a problem in the high load mode (when the output power is high). It can be seen that there is a problem of high conduction loss due to high reactive power.

이에 비해, 본 발명의 일 실시예에 따른 제3 그래프(ECM)를 살펴보면, 제3 그래프(ECM)는 1차, 2차 저부하 모드에서는 제1 그래프(PPS)보다 피크 전류가 낮은 제2 그래프(PPDPS)의 장점을 그대로 가지면서, 고부하 모드에서는 제2 그래프(PPDPS)보다 피크 전류가 낮은 제1 그래프(PPS)의 장점을 그대로 가짐을 알 수 있다.In comparison, looking at the third graph ECM according to an embodiment of the present invention, the third graph ECM has a lower peak current than the first graph PPS in the first and second low load modes. It can be seen that while maintaining the advantage of PPDPS, the advantage of the first graph PPS having a lower peak current than that of the second graph PPDPS is maintained in the high load mode.

즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용할 경우, 1차 저부하 모드에서는, 영전압 스위칭을 달성함으로써 스위칭 손실을 최소화하고 무효 전력을 최소화할 수 있고, 그 결과 도통 손실을 줄이는 효과가 있음을 알 수 있다. 또한 고부하 모드에서는, 2차 회로의 영벡터를 제거함으로써 무효 전력을 최소화하여 도통 손실을 줄이는 효과가 있음을 알 수 있다.That is, when using the converter control method according to an embodiment of the present invention, in the first low load mode, switching loss and reactive power can be minimized by achieving zero voltage switching, resulting in an effect of reducing conduction loss. It can be seen that there is Also, in the high load mode, it can be seen that there is an effect of reducing conduction loss by minimizing reactive power by removing the zero vector of the secondary circuit.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용했을 경우, 위상차, 시비율과 출력 전력의 관계를 나타낸다.9 shows a relationship between a phase difference, a duty ratio, and output power when a converter control method according to an embodiment of the present invention is used.

도 9를 참조하면, 1차 저부하 모드(LL1)와 2차 저부하 모드(LL2)에서는 2차 회로의 제2 시비율(D2)은 동일하게 유지되면서, 위상차(φPS)만 변화함을 알 수 있다.Referring to FIG. 9, in the first low load mode (LL1) and the second low load mode (LL2), the second duty ratio (D 2 ) of the secondary circuit remains the same while only the phase difference (φ PS ) changes. can know

또한, 중간 부하 모드(ML)에서는 위상차(φPS)는 동일하게 유지되지만, 제2 시비율(D2)은 0.5까지 감소함을 알 수 있다.In addition, it can be seen that in the medium load mode ML, the phase difference φ PS remains the same, but the second duty ratio D 2 decreases to 0.5.

고부하 모드(HL)에서는 제2 시비율(D2)은 0.5로 고정된 채로, 위상차(φPS)만 변화하고, 그에 따라 출력 전력도 증가함을 알 수 있다.It can be seen that in the high load mode HL, the second duty ratio D 2 remains fixed at 0.5, only the phase difference φ PS changes, and the output power increases accordingly.

도 9에서 알 수 있는 바와 같이, 위상차(φPS), 제2 시비율(D2) 및 출력 전력이 변화함에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터에 대한 제어 모드가 무부하 모드에서 1차 저부하 모드(LL1), 2차 저부하 모드(LL2), 중간 부하 모드(ML) 및 고부하 모드(HL)의 순으로(또는 역순으로) 변화하며, 이때 제어 모드는 끊김없이 연속적으로 변화됨을 알 수 있다.As can be seen in FIG. 9, as the phase difference (φ PS ), the second duty ratio (D 2 ), and the output power change, the control mode for the current source dual active bridge converter is changed from the no-load mode to the first low-load mode ( LL1), secondary low load mode (LL2), medium load mode (ML), and high load mode (HL) in the order (or reverse order), and at this time, it can be seen that the control mode is continuously changed without interruption.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어했을 때의 실제 시뮬레이션 결과를 나타낸다.10 shows actual simulation results when a current source dual active bridge converter is controlled according to an embodiment of the present invention.

도 10을 참조하면, 도 10의 (a)는 1차 저부하 모드의 시뮬레이션 결과, 도 10의 (b)는 2차 저부하 모드의 시뮬레이션 결과, 도 10의 (c)는 중간 부하 모드의 시뮬레이션 결과 및 도 10의 (d)는 고부하 모드의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.Referring to FIG. 10, FIG. 10 (a) is a simulation result of the first low load mode, FIG. 10 (b) is a simulation result of the second low load mode, and FIG. 10 (c) is a simulation result of the medium load mode. Results and FIG. 10(d) show simulation results of the high load mode.

도 10의 (a) 내지 (d)는 도 4 내지 도 7에 도시된 이론적 그래프와 상당히 동일함을 알 수 있다.It can be seen that (a) to (d) of FIG. 10 are substantially the same as the theoretical graphs shown in FIGS. 4 to 7 .

따라서, 본 발명의 일 실시 예에 따른 컨버터 제어 방법이 실제로 구현되는 경우, 본 명세서에서 설명한 바와 동일한 효과가 나타날 수 있음을 알 수 있다.Accordingly, it can be seen that when the converter control method according to an embodiment of the present invention is actually implemented, the same effect as described in this specification can be obtained.

도 11은 종래 기술에 따라 측정한 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 피크 전류를 비교한 결과를 나타낸다.11 shows a result of comparing the peak current measured according to the prior art and the peak current measured according to an embodiment of the present invention.

도 11을 참조하면, 도 11의 (a)는 종래 기술에 따라 측정한 2차 회로의 상전류를 나타내고, 도 11의 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 2차 회로의 상전류를 나타낸다.Referring to FIG. 11, FIG. 11(a) shows the phase current of the secondary circuit measured according to the prior art, and FIG. 11(b) shows the phase current of the secondary circuit measured according to an embodiment of the present invention. indicate

도 11의 (a)의 경우 RMS(Root Mean Square) 전류와 피크 전류는 각각 1.7 A와 4.7 A로 측정되었고, 도 11의 (b)의 경우 RMS 전류와 피크 전류는 1.6 A와 2.1 A가 측정되었다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 컨버터 제어 방법에 따를 경우, 종래 기술 대비 RMS 전류는 약 6% 감소하고, 피크 전류는 약 50% 감소함을 확인할 수 있다.In the case of (a) of FIG. 11, the root mean square (RMS) current and the peak current were measured as 1.7 A and 4.7 A, respectively, and in the case of (b) of FIG. 11, the RMS current and the peak current were measured as 1.6 A and 2.1 A. It became. Therefore, it can be confirmed that, in the case of the converter control method proposed in the present invention, the RMS current is reduced by about 6% and the peak current is reduced by about 50% compared to the prior art.

본 발명에 첨부된 블록도의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수도 있다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 인코딩 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 인코딩 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방법으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 또는 흐름도 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.Combinations of each block of the block diagram and each step of the flowchart accompanying the present invention may be performed by computer program instructions. Since these computer program instructions may be loaded into an encoding processor of a general-purpose computer, special-purpose computer, or other programmable data processing equipment, the instructions executed by the encoding processor of the computer or other programmable data processing equipment are each block or block diagram of the block diagram. Each step in the flow chart creates means for performing the functions described. These computer program instructions may also be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular way, such that the computer usable or computer readable memory It is also possible for the instructions stored in to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the function described in each block of the block diagram or each step of the flow chart. The computer program instructions can also be loaded on a computer or other programmable data processing equipment, so that a series of operational steps are performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-executed process to generate computer or other programmable data processing equipment. It is also possible that the instructions performing the processing equipment provide steps for executing the functions described in each block of the block diagram and each step of the flowchart.

또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실시예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들 또는 단계들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.Additionally, each block or each step may represent a module, segment or portion of code that includes one or more executable instructions for executing specified logical function(s). It should also be noted that in some alternative embodiments it is possible for the functions recited in blocks or steps to occur out of order. For example, two blocks or steps shown in succession may in fact be performed substantially concurrently, or the blocks or steps may sometimes be performed in reverse order depending on their function.

이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 품질에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 균등한 범위 내에 있는 모든 기술사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.The above description is merely an example of the technical idea of the present invention, and various modifications and variations can be made to those skilled in the art without departing from the essential qualities of the present invention. Therefore, the embodiments disclosed in the present invention are not intended to limit the technical idea of the present invention, but to explain, and the scope of the technical idea of the present invention is not limited by these embodiments. The protection scope of the present invention should be construed according to the claims below, and all technical ideas within the scope equivalent thereto should be construed as being included in the scope of the present invention.

100: 컨버터 제어 장치
110: 프로세서
120: 송수신기
130: 메모리
200: 컨버터 제어 프로그램
210: 측정부
220: 제어부
230: 디스플레이부
300: 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터100: converter control device
110: processor
120: transceiver
130: memory
200: converter control program
210: measuring unit
220: control unit
230: display unit
300: current source dual active bridge converter

Claims (20)

1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.A method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
determining a control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit; and
Based on the control mode, changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
When the control mode is the primary low load mode, the fertilization rate of the secondary circuit is controlled so that the difference from the fertilization rate of the primary circuit is constant.
How to control the converter. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 0.5로 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.A method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
determining a control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit; and
Based on the control mode, changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
When the control mode is the high load mode, the duty ratio of the secondary circuit is controlled to 0.5
How to control the converter. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 제어 모드가 상기 2차 저부하 모드인 경우,
상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율은 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.A method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
determining a control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit; and
Based on the control mode, changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
When the control mode is the second low load mode,
The fertilization ratio of the primary circuit and the fertilization ratio of the secondary circuit are kept constant, and the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to any one of claims 1 to 3,
When the control mode is the first low load mode, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류는 양수로 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to any one of claims 1 to 3,
When the control mode is the primary low load mode, when the boost converter connected between the negative node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, the phase current of the primary circuit becomes a positive number controlled
How to control the converter. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우, 상기 컨버터는 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to any one of claims 1 to 3,
When the control mode is the high load mode, the converter is controlled so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is 0.
How to control the converter. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우,
상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to any one of claims 1 to 3,
When the control mode is the high load mode,
The phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 삭제delete 제1 항 내지 제3 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 중간 부하 모드인 경우,
상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to any one of claims 1 to 3,
When the control mode is the medium load mode,
The phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is maintained constant, and the duty ratio of the secondary circuit is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치에 있어서,
상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및
상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고,
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율을 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어하는
컨버터 제어 장치.In the converter control device for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
a memory in which a converter control program for controlling the converter is stored; and
a processor for loading the converter control program from the memory;
The processor executes the converter control program,
Determine the control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit;
Based on the control mode, at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit is changed;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
the processor,
When the control mode is the primary low load mode, controlling the fertilization rate of the secondary circuit so that the difference between the fertilization rate of the primary circuit is constant
converter control unit. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치에 있어서,
상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및
상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고,
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율이 0.5가 되도록 제어하는
컨버터 제어 장치.In the converter control device for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
a memory in which a converter control program for controlling the converter is stored; and
a processor for loading the converter control program from the memory;
The processor executes the converter control program,
Determine the control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit;
Based on the control mode, at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit is changed;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
the processor,
When the control mode is the high load mode, controlling the duty ratio of the secondary circuit to be 0.5
converter control unit. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치에 있어서,
상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및
상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고,
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되며,
상기 제어 모드는, 1차 저부하 모드, 상기 1차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 2차 저부하 모드, 상기 2차 저부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 중간 부하 모드 및 상기 중간 부하 모드보다 상기 출력 전류가 큰 고부하 모드를 포함하고,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 2차 저부하 모드인 경우, 상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율이 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.In the converter control device for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit,
a memory in which a converter control program for controlling the converter is stored; and
a processor for loading the converter control program from the memory;
The processor executes the converter control program,
Determine the control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit;
Based on the control mode, at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit and a duty ratio of the secondary circuit is changed;
The fertilization rate of the secondary circuit is determined according to the fertilization rate of the primary circuit,
The control modes include a first low load mode, a second low load mode in which the output current is greater than the first low load mode, a middle load mode in which the output current is greater than the second low load mode, and a higher output current than the middle load mode. Including a high load mode in which the output current is large;
the processor,
When the control mode is the secondary low load mode, the fertilization ratio of the primary circuit and the fertilization ratio of the secondary circuit are kept constant, and the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is the converter which is determined based on the output power of
converter control unit. 제10 항 내지 제12 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.According to any one of claims 10 to 12,
the processor,
When the control mode is the first low load mode, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 제10 항 내지 제12 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류를 양수로 제어하는
컨버터 제어 장치.According to any one of claims 10 to 12,
the processor,
When the control mode is the primary low load mode, when a boost converter connected between the negative node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, the phase current of the primary circuit becomes a positive number to control
converter control unit. 제10 항 내지 제12 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우, 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어하는
컨버터 제어 장치.According to any one of claims 10 to 12,
the processor,
Controlling so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is 0 when the control mode is the high load mode
converter control unit. 제10 항 내지 제12 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 고부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.According to any one of claims 10 to 12,
the processor,
When the control mode is the high load mode, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 삭제delete 제10 항 내지 제12 항 중 어느 하나에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 중간 부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차가 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.According to any one of claims 10 to 12,
the processor,
When the control mode is the middle load mode, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is maintained constant, and the duty ratio of the secondary circuit is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 컴퓨터 프로그램을 저장하고 있는 컴퓨터 판독 가능 기록매체로서,
상기 컴퓨터 프로그램은,
제1 항 내지 제3 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 프로세서가 수행하도록 하기 위한 명령어를 포함하는
컴퓨터 판독 가능한 기록매체.A computer-readable recording medium storing a computer program,
The computer program,
Including instructions for causing a processor to perform the method according to any one of claims 1 to 3
A computer-readable recording medium. 컴퓨터 판독 가능한 기록매체에 저장되어 있는 컴퓨터 프로그램으로서,
상기 컴퓨터 프로그램은,
제1 항 내지 제3 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 프로세서가 수행하도록 하기 위한 명령어를 포함하는
컴퓨터 프로그램.As a computer program stored on a computer-readable recording medium,
The computer program,
Including instructions for causing a processor to perform the method according to any one of claims 1 to 3
computer program.
KR1020200116203A 2020-09-10 2020-09-10 Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device KR102485219B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200116203A KR102485219B1 (en) 2020-09-10 2020-09-10 Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200116203A KR102485219B1 (en) 2020-09-10 2020-09-10 Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20220033843A KR20220033843A (en) 2022-03-17
KR102485219B1 true KR102485219B1 (en) 2023-01-05

Family

ID=80936472

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200116203A KR102485219B1 (en) 2020-09-10 2020-09-10 Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102485219B1 (en)

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102314871B1 (en) * 2014-03-28 2021-10-20 울산과학기술원 Extended pahase shift control system for dual active bridge converters
KR101935452B1 (en) * 2016-09-06 2019-01-04 엠투파워 주식회사 The dc-dc converter and the two-stage power converter including dc-dc converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hyun-Jun Choi et al., "Switching Modulation Method for Current-Fed Dual-Active-Bridge Converter to Improve Power Conversion Efficiency", ICPE(ISPE)논문집, pp.505-510 (2019.5.31.)*

Also Published As

Publication number Publication date
KR20220033843A (en) 2022-03-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9716438B2 (en) Integrated circuit that controls switch power supply and switch power supply
JP6259009B2 (en) Power conversion apparatus and operation method thereof
US10097077B2 (en) Control method for improving dynamic response of switch power
EP2873148B1 (en) Switched mode power supply with improved light load efficiency
US9425676B2 (en) Control method for series resonant converter
CN102938607B (en) Low-noise multi-output power circuit and control method thereof
JP2014176190A (en) Power conversion circuit system
CN110798050B (en) Duty ratio design method, system, medium and device for eliminating current sampling interference
US10069438B2 (en) Power converter with capacitor voltage balancing
KR102485219B1 (en) Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device
CN114726196A (en) Prediction decoupling control method and system for phase-shift discrete set model of TAB converter
TWI695573B (en) Power converter device
JP6552774B1 (en) Power converter
KR102336555B1 (en) Vehicular on board charger charging systme and controlling method thereof
US11043891B1 (en) Controller for an AC/DC or a DC/AC multi-phase power converter
US20150028825A1 (en) Control Circuit, Control Method, DC-DC Converter and Electronic Device
CN114123334A (en) Control method, system and device of photovoltaic direct-current boost converter and storage medium
CN113708644A (en) Simplified synchronous rectification method and device for CLLC resonant converter
KR20170137272A (en) Current Control Methods for Single-Phase Voltage Source Inverters
JP7100847B2 (en) Power converter control device
CN111064368A (en) Frequency conversion control method and device, storage medium and semi-double bridge type resonant converter
JP7196880B2 (en) POWER SUPPLY SYSTEM, CONTROL DEVICE, AND REACTOR CURRENT MEASUREMENT METHOD
CN113972838B (en) Deadbeat control method and device for Boost converter, electronic equipment and storage medium
CN112886801B (en) Method and system for improving voltage and current overshoot during switching of PWM mode and phase-shift mode
CN113765335B (en) Signal sampling method and related device

Legal Events

Date Code Title Description
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant