KR20220033843A - Method for controlling current-fed dual active bridge converter and converter control device - Google Patents

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KR20220033843A
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Abstract

According to one embodiment of the present invention, a method for controlling a converter including a first circuit and a second circuit comprises: a step of determining a control mode of the converter according to an output current of the second circuit; and a step of changing at least one between a phase difference between a first phase voltage of the first circuit and a second phase voltage of the second circuit and a time ratio of the second circuit. The time ratio of the second circuit may be determined according to a time ratio of the first circuit.

Description

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법 및 상기 방법을 수행하는 컨버터 제어 장치 {METHOD FOR CONTROLLING CURRENT-FED DUAL ACTIVE BRIDGE CONVERTER AND CONVERTER CONTROL DEVICE}A method for controlling a current source dual active bridge converter and a converter control device for performing the method

본 발명은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법 및 상기 방법을 수행하는 컨버터 제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a method for controlling a current source dual active bridge converter and a converter control device for performing the method.

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터는 입력 전압의 범위가 넓고, 승압 비가 높으며, 입력 전류 리플이 낮고, 멀티 포트 인터페이스를 지원하는 등의 장점으로 인해 광전지 및 에너지 저장 시스템에서 그 응용 분야가 증가하고 있다.Current source dual active bridge converters are gaining increasing application in photovoltaic and energy storage systems due to their advantages such as wide input voltage range, high step-up ratio, low input current ripple, and support for multi-port interfaces.

다만, 종래의 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 경우, 저부하에서는 피크 전류가 높고, 고부하에서는 무효 전력이 크기 때문에, 저부하 및 고부하 모두에서 도통 손실을 야기하는 문제가 있었다.However, in the case of the conventional current source dual active bridge converter, since the peak current is high at a low load and the reactive power is large at a high load, there is a problem of causing a conduction loss at both a low load and a high load.

따라서, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 에너지 효율을 높이기 위해서, 저부하에서는 스위칭 손실을, 고부하에서는 도통 손실 및 무효 전력을 줄이는 방안이 문제된다.Accordingly, in order to increase the energy efficiency of the current source dual active bridge converter, a method for reducing switching loss at low load and conduction loss and reactive power at high load is a problem.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 전술한 문제를 해결하기 위하여, 저부하에서는 영전압 스위칭을 달성하여 스위칭 손실을 최소화하고, 고부하에서는 무효 전력을 최소화하여 도통손실을 감소시키는 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터 제어 방법을 제공하는 것이다.The problem to be solved by the present invention is a current source dual active bridge converter control method that achieves zero voltage switching at a low load to minimize switching loss and reduces conduction loss by minimizing reactive power at a high load in order to solve the above problem is to provide

다만, 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급한 것으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 해결하고자 하는 과제는 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.However, the problems to be solved by the present invention are not limited to those mentioned above, and other problems to be solved that are not mentioned can be clearly understood by those of ordinary skill in the art to which the present invention belongs from the following description. will be.

본 발명의 일 실시예에 따른 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법은, 상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및 상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정될 수 있다.According to an embodiment of the present invention, a method for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit includes: determining a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit; and changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit, and a time ratio of the secondary circuit, based on the control mode, wherein The application rate of the secondary circuit may be determined according to the application rate of the primary circuit.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류는 양수로 제어될 수 있다.When the control mode is the primary low-load mode in which the output current is low, when the boost converter connected between the negative node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, the primary circuit The phase current can be positively controlled.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어될 수 있다.When the control mode is the primary low-load mode in which the magnitude of the output current is low, the secondary circuit may be controlled such that a difference from the primary circuit is constant.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a first low load mode in which the magnitude of the output current is low, a phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage may be determined based on output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 0.5로 제어될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the fertilization ratio of the secondary circuit may be controlled to 0.5.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 컨버터는 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the converter may be controlled so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is 0.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, a phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage may be determined based on output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 2차 저부하 모드인 경우, 상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율은 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is a secondary low-load mode in which the magnitude of the output current is low, the fertility ratio of the primary circuit and the fertility ratio of the secondary circuit are kept constant, and the first phase voltage and the second phase The phase difference of the voltage may be determined based on the output power of the converter.

상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 중간대인 중간 부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정될 수 있다.When the control mode is an intermediate load mode in which the magnitude of the output current is in the middle range, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is maintained constant, and the time ratio of the secondary circuit is the output power of the converter can be determined based on

본 발명의 다른 실시예에 따른 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치는, 상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및 상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여, 상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고, 상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정될 수 있다.A converter control apparatus for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit according to another embodiment of the present invention includes: a memory in which a converter control program for controlling the converter is stored; and a processor for loading the converter control program from the memory, wherein the processor executes the converter control program to determine a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit, and enters the control mode. based on the phase difference between the first phase voltage of the primary circuit and the second phase voltage of the secondary circuit, and change at least one of the phase ratio of the secondary circuit, wherein the phase ratio of the secondary circuit is the 1 It may be determined according to the application rate of the secondary circuit.

본 발명의 실시 예에 의하면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 방법을 제안함으로써, 저부하에서는 영전압 스위칭을 달성하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 스위칭 손실을 최소화하고, 고부하에서는 무효 전력을 최소화하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 도통손실을 감소시킬 수 있다.According to an embodiment of the present invention, by proposing a method for controlling a current source dual active bridge converter, zero voltage switching is achieved at a low load to minimize the switching loss of the current source dual active bridge converter, and at a high load, reactive power is minimized to minimize the current source dual It is possible to reduce the conduction loss of the active bridge converter.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어하는 컨버터 제어 프로그램의 기능을 개념적으로 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 무부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 저부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 중간 부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 고부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.
도 8은 종래 기술을 적용했을 때의 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 위상차 및 시비율을 변화했을 때의 피크 전류를 비교한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용했을 경우, 위상차, 시비율과 출력 전력의 관계를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어했을 때의 실제 시뮬레이션 결과를 나타낸다.
도 11은 종래 기술에 따라 측정한 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 피크 전류를 비교한 결과를 나타낸다.1 is a block diagram of a converter control device for controlling a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
2 is a block diagram conceptually illustrating a function of a converter control program for controlling the time ratio and phase difference of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
3 is a circuit diagram of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.
4 shows waveforms of phase currents and phase voltages in a no-load mode according to an embodiment of the present invention.
5 shows a change in the phase difference and the time ratio in a low load mode according to an embodiment of the present invention.
6 shows a change in the phase difference and the time ratio in the medium load mode according to an embodiment of the present invention.
7 shows a change in the phase difference and the time ratio in a high load mode according to an embodiment of the present invention.
8 is a view comparing the peak current when the prior art is applied and the peak current when the phase difference and the time ratio are changed according to an embodiment of the present invention.
9 shows the relationship between the phase difference, the time ratio, and the output power when the converter control method according to an embodiment of the present invention is used.
10 shows an actual simulation result when a current source dual active bridge converter is controlled according to an embodiment of the present invention.
11 shows a comparison result of the peak current measured according to the prior art and the peak current measured according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.Advantages and features of the present invention, and a method for achieving them will become apparent with reference to the embodiments described below in detail in conjunction with the accompanying drawings. However, the present invention is not limited to the embodiments disclosed below, but may be implemented in various different forms, and only these embodiments allow the disclosure of the present invention to be complete, and common knowledge in the technical field to which the present invention belongs It is provided to fully inform the possessor of the scope of the invention, and the present invention is only defined by the scope of the claims.

본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.In describing the embodiments of the present invention, if it is determined that a detailed description of a well-known function or configuration may unnecessarily obscure the gist of the present invention, the detailed description thereof will be omitted. In addition, the terms to be described later are terms defined in consideration of functions in an embodiment of the present invention, which may vary according to intentions or customs of users and operators. Therefore, the definition should be made based on the content throughout this specification.

또한, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 무부하 모드에서 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하 모드, 고부하 모드로 변하는 실시예를 설명하고 있지만, 이에 제한되지 않는다.In addition, for convenience of explanation, in the present specification, an embodiment in which the load mode of the current source dual active bridge converter 300 is changed from the no-load mode to the primary low-load mode, the secondary low-load mode, the medium-load mode, and the high-load mode is described. but is not limited thereto.

즉, 본 명세서에서 설명하는 전류원 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 변경되는 과정은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 부하 모드가 고부하 모드에서 중간 부하 모드, 2차 저부하 모드, 1차 저부하 모드, 무부하 모드로 변경될 때도 적용 가능하며, 무부하 모드, 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하 모드 및/또는 고부하 모드 사이에서 동적으로 변경될 때도 적용 가능하다.That is, the process of changing the load mode of the current source current source dual active bridge converter 300 described in this specification is the load mode of the current source dual active bridge converter 300 from the high load mode to the medium load mode, the secondary low load mode, 1 It is also applicable when changing to primary low-load mode, no-load mode, and also when dynamically changing between no-load mode, primary low-load mode, secondary low-load mode, medium-load mode and/or high-load mode.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치의 블록도이다.1 is a block diagram of a converter control device for controlling a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 컨버터 제어 장치(100)는 프로세서(110), 입출력기(120) 및 메모리(130)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 1 , the converter control apparatus 100 may include a processor 110 , an input/output device 120 , and a memory 130 .

프로세서(110)는 컨버터 제어 장치(100)의 동작을 전반적으로 제어할 수 있다.The processor 110 may control the overall operation of the converter control device 100 .

프로세서(110)는 입출력기(120)를 제어하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 상전압 및 상전류를 입력받고, 전류원 듀얼 농등 브릿지 컨버터의 부스트 컨버터를 제어하는 제어 신호를 출력할 수 있다.The processor 110 may control the input/output unit 120 to receive the phase voltage and the phase current of the current source dual active bridge converter, and output a control signal for controlling the boost converter of the current source dual non-converter bridge converter.

메모리(130)는 컨버터 제어 프로그램(200) 및 컨버터 제어 프로그램(200)의 실행에 필요한 정보를 저장할 수 있다.The memory 130 may store the converter control program 200 and information necessary for executing the converter control program 200 .

프로세서(110)는 컨버터 제어 프로그램(200)을 실행하기 위하여 메모리(130)에 저장된 컨버터 제어 프로그램(200) 및 컨버터 제어 프로그램(200)의 실행에 필요한 정보를 로드할 수 있다.The processor 110 may load the converter control program 200 stored in the memory 130 and information necessary for the execution of the converter control program 200 to execute the converter control program 200 .

프로세서(110)는, 컨버터 제어 프로그램(200)을 실행하여, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 부하 모드에 기초하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어할 수 있다.The processor 110 may execute the converter control program 200 to control the time ratio and phase difference of the current source dual active bridge converter based on the load mode of the current source dual active bridge converter.

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 시비율 및 위상차를 제어하는 컨버터 제어 프로그램의 기능을 개념적으로 나타낸 블록도이고, 도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터의 회로도이다.FIG. 2 is a block diagram conceptually illustrating a function of a converter control program for controlling the time ratio and phase difference of a current source dual active bridge converter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a current source dual according to an embodiment of the present invention. A schematic diagram of an active bridge converter.

도 2 및 도 3을 참조하면, 컨버터 제어 프로그램(200)은 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)를 포함할 수 있다.2 and 3 , the converter control program 200 may include a measurement unit 210 , a control unit 220 , and a display unit 230 .

도 2에 도시된 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)는 컨버터 제어 프로그램(200)의 기능을 쉽게 설명하기 위하여 컨버터 제어 프로그램(200)의 기능을 개념적으로 나눈 것으로서, 이에 한정되지 않는다. 실시 예들에 따라, 측정부(210), 제어부(220) 및 디스플레이부(230)의 기능은 병합/분리 가능하며, 하나의 프로그램에 포함된 일련의 명령어들로 구현될 수도 있다.The measurement unit 210, the control unit 220, and the display unit 230 shown in FIG. 2 conceptually divide the functions of the converter control program 200 in order to easily explain the functions of the converter control program 200. not limited According to embodiments, the functions of the measurement unit 210 , the control unit 220 , and the display unit 230 may be merged/separated, and may be implemented as a series of instructions included in one program.

측정부(210)는 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)에 포함된 2차 회로(320)의 출력 전류를 측정할 수 있다.The measurement unit 210 may measure the output current of the secondary circuit 320 included in the current source dual active bridge converter 300 .

제어부(220)는, 측정부(210)에서 측정한 출력 전류에 기초하여, 부하 모드를 결정할 수 있다. 상기 부하 모드는 출력 전류의 크기에 기초하여 결정되는 것으로서, 출력 전류의 크기에 따라(또는 크기 순서로), 무부하 모드, 1차 저부하(Light-Load) 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하(Mid-Load) 모드 및 고부하(Heavy-Load) 모드를 포함할 수 있다.The control unit 220 may determine the load mode based on the output current measured by the measurement unit 210 . The load mode is determined based on the magnitude of the output current, and according to the magnitude of the output current (or in the order of magnitude), no-load mode, primary light-load mode, secondary low-load mode, medium load It may include a (Mid-Load) mode and a heavy-load mode.

무부하 모드, 1차 저부하 모드, 2차 저부하 모드, 중간 부하(Mid-Load) 모드 및 고부하(Heavy-Load) 모드를 결정하는 출력 전류의 크기는 설정/설계에 따라 변경될 수 있다. 즉, 출력 전류를 크기에 따라 다섯 구간으로 구분하는 경우, 무부하 모드는 출력 전류의 크기가 0인 구간, 고부하 모드는 출력 전류의 최대 값을 포함하는 구간에 대응되고, 1차 저부하 모드는 고부하 모드와 무부하 모드의 사이의 구간에 대응되고, 2차 저부하 모드는 고부하 모드와 1차 저부하 모드의 사이의 구간에 대응되고, 중간 부하 모드는 고부하 모드와 2차 저부하 모드 사이의 구간에 대응되고, 다섯 구간 각각의 크기 및/ 범위는 실시예에 따라 변경될 수 있다.The magnitude of the output current that determines the no-load mode, the first low-load mode, the second low-load mode, the mid-load mode and the heavy-load mode may be changed according to the setting/design. That is, when the output current is divided into five sections according to the size, the no-load mode corresponds to the section in which the magnitude of the output current is 0, the high-load mode corresponds to the section including the maximum value of the output current, and the primary low-load mode corresponds to the high load Corresponds to the section between the mode and no-load mode, the secondary low-load mode corresponds to the section between the high-load mode and the first low-load mode, and the intermediate load mode corresponds to the section between the high-load mode and the second low-load mode. Correspondingly, the size and/or range of each of the five sections may be changed according to an embodiment.

제어부(220)는 부하 모드에 기초하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 1차 회로(310)에 포함된 제1 부스트 컨버터(S1), 제2 부스트 컨버터(S2), 제3 부스트 컨버터(S3) 및 제4 부스트 컨버터(S4)를 제어하고, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 2차 회로(320)에 포함된 제5 부스트 컨버터(Q1), 제6 부스트 컨버터(Q2), 제7 부스트 컨버터(Q3) 및 제8 부스트 컨버터(Q4)를 제어할 수 있다.The control unit 220 includes the first boost converter S1, the second boost converter S2, and the third boost converter S3 included in the primary circuit 310 of the current source dual active bridge converter 300 based on the load mode. ) and the fourth boost converter (S4), the fifth boost converter (Q1), the sixth boost converter (Q2), the seventh boost included in the secondary circuit 320 of the current source dual active bridge converter 300 The converter Q3 and the eighth boost converter Q4 may be controlled.

1차 회로(310)에서, 제1 부스트 컨버터(S1)는 클램핑 노드(Cc)와 제1 노드(n1) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제2 부스트 컨버터(S2)는 클램핑 노드(Cc)와 제2 노드(n2) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제3 부스트 컨버터(S3)는 제1 노드(n1)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터이고, 제4 부스트 컨버터(S4)는 제2 노드(n2)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터일 수 있다.In the primary circuit 310 , the first boost converter S1 is a converter positioned between the clamping node Cc and the first node n1 , and the second boost converter S2 is the clamping node Cc and the second boost converter S2 . The converter is positioned between the two nodes n2, the third boost converter S3 is a converter positioned between the first node n1 and the ground node, and the fourth boost converter S4 is the second node n2. It may be a converter positioned between the and the ground node.

또한, 2차 회로(320)에서, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 출력 노드(Vo)와 제3 노드(n3) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제6 부스트 컨버터(Q2)는 출력 노드(Vo)와 제4 노드(n4) 사이에 위치하는 컨버터이고, 제7 부스트 컨버터(Q3)는 제3 노드(n3)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터이고, 제8 부스트 컨버터(Q4)는 제4 노드(n4)와 그라운드 노드 사이에 위치하는 컨버터일 수 있다.Also, in the secondary circuit 320 , the fifth boost converter Q1 is a converter positioned between the output node Vo and the third node n3 , and the sixth boost converter Q2 is the output node Vo and a converter positioned between the fourth node n4, the seventh boost converter Q3 is a converter positioned between the third node n3 and the ground node, and the eighth boost converter Q4 is a fourth node ( It may be a converter located between n4) and the ground node.

특히, 제어부(220)는, 1차 회로(310)에 포함된 부스트 컨버터들(S1, S2, S3 및 S4)의 스위칭 타이밍에 따른 1차 회로(310)의 제1 시비율에 기초하여, 2차 회로(320)에 포함된 부스트 컨버터들(Q1, Q2, Q3 및 Q4)의 스위칭 타이밍에 따른 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다. 도 4 내지 도 7에서는 각 모드에서 제어부(220)의 제어에 따라 2차 회로 시비율 및 위상차가 변화되는 과정을 보다 자세하게 설명하기로 한다.In particular, the control unit 220, based on the first ratio of the primary circuit 310 according to the switching timing of the boost converters (S1, S2, S3 and S4) included in the primary circuit 310, 2 The second timing ratio of the secondary circuit 320 may be controlled according to the switching timings of the boost converters Q1 , Q2 , Q3 and Q4 included in the secondary circuit 320 . 4 to 7 , a process in which the secondary circuit fertilization ratio and phase difference are changed according to the control of the controller 220 in each mode will be described in more detail.

디스플레이부(230)는 제어부(220)에 의해 결정된 2차 회로 시비율 및 위상차를 이용하여, 1차 회로(310)의 상전압 및 상전류, 및 2차 회로(320)의 상전압의 파형을 디스플레이할 수 있다.The display unit 230 displays the waveforms of the phase voltage and current of the primary circuit 310 and the phase voltage of the secondary circuit 320 using the secondary circuit timing ratio and phase difference determined by the control unit 220 . can do.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1차 저부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타낸다.4 shows waveforms of phase currents and phase voltages in the primary low-load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 4를 참조하면, 제어부는 1차 저부하 모드에서 1차 회로(310)의 제1 시비율 및 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력에 기초하여 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다.3 and 4, the control unit on the basis of the output power of the first time ratio and the current source dual active bridge converter 300 of the primary circuit 310 in the primary low-load mode secondary circuit 320 of The second fertilization rate can be controlled.

본 명세서에서는, 설명의 편의상 도 4가 1차 저부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형이라고 설명하였지만, 도 4는 무부하 모드를 나타내는 도면일 수 있다. 즉, 후술하는 바와 같이, 무부하 모드는 1차 저부하 모드의 시작 시점에 해당할 수 있으며, 따라서, 도 4는 1차 저부하 모드의 시작 시점으로서, 무부하 모드에서의 상전류 및 상전압의 파형을 나타내는 도면을 의미할 수도 있다.In the present specification, for convenience of explanation, FIG. 4 is a waveform of a phase current and a phase voltage in the primary low-load mode, but FIG. 4 may be a diagram illustrating a no-load mode. That is, as will be described later, the no-load mode may correspond to the start time of the primary low-load mode, and thus, FIG. 4 shows the waveforms of the phase current and phase voltage in the no-load mode as the start time of the primary low-load mode. It may mean a drawing showing.

또한, 본 명세서에서, 시비율(Duty Ratio)은 회로가 연결되는 도통 시간과 회로가 차단(절단)되는 차단 시간의 비로서, 제1 시비율은 한 주기에서 제1 부스트 컨버터(S1)가 온 된 시간부터 제2 부스트 컨버터(S2)가 온 된 시간까지의 도통 시간과 그 나머지 시간인 차단 시간의 비로 정의될 수 있다. 이와 유사하게, 제2 시비율은 한 주기에서 제5 부스트 컨버터(Q1)가 온 된 시간부터 제7 부스트 컨버터(Q3)가 온 된 시간까지의 도통 시간과 그 나머지 시간인 차단 시간의 비로 정의될 수 있다.In addition, in the present specification, duty ratio is the ratio of the conduction time that the circuit is connected and the cutoff time that the circuit is cut off (cut off), and the first duty ratio is the first boost converter S1 is turned on in one cycle. It may be defined as the ratio of the conduction time from the time when the second boost converter S2 is turned on to the cutoff time that is the remaining time. Similarly, the second time ratio may be defined as the ratio of the conduction time from the time when the fifth boost converter Q1 is turned on to the time when the seventh boost converter Q3 is turned on and the cutoff time that is the remaining time in one cycle. can

제1 시비율은 배터리 전압(Cc)에 기초하여 변경되고, 제2 시비율은 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력 및 제1 시비율에 기초하여 변경될 수 있다.The first rate may be changed based on the battery voltage Cc, and the second rate may be changed based on the output power of the current source dual active bridge converter 300 and the first rate.

1차 저부하 모드에서, 2차 회로(320)의 제2 영벡터(ZSec) 동안 1차 회로(310)의 상전류(iLS)가 양의 값을 갖도록, 부스트 컨버터들(S1, S2, S3, S4, Q1, Q2, Q3 및 Q4)이 제어될 수 있다. 여기서, 제2 영벡터(ZSec)는 2차 회로(320)의 상전압(Vcd)의 크기가 0이 될 때의 구간을 의미할 수 있다.In the primary low load mode, the boost converters S1 , S2 , S3 so that the phase current iLS of the primary circuit 310 has a positive value during the second zero vector Z Sec of the secondary circuit 320 . , S4, Q1, Q2, Q3 and Q4) can be controlled. Here, the second zero vector Z Sec may mean a section when the magnitude of the phase voltage Vcd of the secondary circuit 320 becomes 0.

이를 위해, 제4 부스트 컨버터(S4)는 제8 부스트 컨버터(Q4)보다 빨리 온(ON) 되고, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 제1 부스트 컨버터(S1)보다 빨리 온 될 수 있다. 이로 인하여, 제2 영벡터(ZSec) 동안 2차 회로(320)의 상전류(iLS)가 양의 값을 가지며, 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)이 달성되어 1차 저부하 모드에서의 스위칭 손실이 최소화 되고 효율이 높아질 수 있다.To this end, the fourth boost converter S4 may be turned on faster than the eighth boost converter Q4 , and the fifth boost converter Q1 may be turned on faster than the first boost converter S1 . Due to this, during the second zero vector (Z Sec ), the phase current (iLS) of the secondary circuit 320 has a positive value, and Zero Voltage Switching (ZVS) is achieved to achieve the first low-load mode. Switching losses can be minimized and efficiency can be increased.

이후, 제2 부스트 컨버터(S2)는 제7 부스트 컨버터(Q3)보다 빨리 온(ON) 되고(즉, 제1 부스트 컨버터(S1)는 제8 부스트 컨버터(Q4)보다 빨리 오프(OFF) 되고), 제6 부스트 컨버터(Q2)는 제3 부스트 컨버터(S3)보다 빨리 온 될 수 있다(즉, 제5 부스트 컨버터(Q1)는 제4 부스트 컨버터(S4)보다 빨리 오프 될 수 있다).Thereafter, the second boost converter S2 is turned on faster than the seventh boost converter Q3 (that is, the first boost converter S1 is turned off faster than the eighth boost converter Q4) , the sixth boost converter Q2 may be turned on faster than the third boost converter S3 (ie, the fifth boost converter Q1 may be turned off earlier than the fourth boost converter S4).

1차 저부하 모드의 시작 시점(즉, 무부하 모드 직후)에서는, 1차 회로(310)의 제1 상전압(Vab)과 2차 회로(320)의 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)는 0(또는 실질적으로 0)이고, 1차 회로(310)의 제1 시비율과 2차 회로(320)의 제2 시비율이 일정하게 유지(또는 제1 시비율과 제2 시비율의 차이가 일정하게 유지)됨에 따라, 제1 영벡터(ZPri)와 제2 영벡터(ZSec)의 차(Zd)는 일정할 수 있다. 여기서, 제1 영벡터(ZPri)는 1차 회로(310)의 상전압(Vab)의 크기가 0이 될 때의 구간을 의미할 수 있다.At the start time of the primary low-load mode (that is, immediately after the no-load mode), the phase difference Φ between the first phase voltage Vab of the primary circuit 310 and the second phase voltage Vcd of the secondary circuit 320 . ) is 0 (or substantially 0), and the first rate of the primary circuit 310 and the second rate of the secondary circuit 320 are kept constant (or of the first rate and the second rate of As the difference is maintained constant), the difference Z d between the first zero vector Z Pri and the second zero vector Z Sec may be constant. Here, the first zero vector Z Pri may mean a period when the magnitude of the phase voltage Vab of the primary circuit 310 becomes zero.

이후에, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)가 0(또는 실질적으로 0)이 아니면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 무부하 모드에서 1차 저부하 모드로 변경될 수 있다.Thereafter, if the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd is not 0 (or substantially 0), the control mode of the current source dual active bridge converter 300 is 1 in the no-load mode. Can be changed to car low load mode.

전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)가 동작함에 따라, 제1 시비율과 제2 시비율의 차이는 일정하게 유지되지만, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)는 점차 증가할 수 있다. 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)의 증가에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력은 증가하게 된다.As the current source dual active bridge converter 300 operates, the difference between the first phase ratio and the second phase ratio is kept constant, but the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd. may gradually increase. As the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases.

제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(Φ)가 증가함에 따라, 제5 부스트 컨버터(Q1)가 온 되는 시점과 제1 부스트 컨버터(S1)가 온 되는 시점이 동일해지면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 1차 저부하 모드에서 2차 저부하 모드로 변경될 수 있다.As the phase difference Φ between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the timing when the fifth boost converter Q1 is turned on and the timing when the first boost converter S1 is turned on are the same When done, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the primary low-load mode to the secondary low-load mode.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 2차 저부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.5 shows a change in the phase difference and the time ratio in the second low load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 5를 참조하면, 제어부는 2차 저부하 모드에서 1차 회로(310)의 제1 시비율 및 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력에 기초하여 2차 회로(320)의 제2 시비율을 제어할 수 있다.3 and 5, the control unit on the basis of the output power of the first time ratio and the current source dual active bridge converter 300 of the primary circuit 310 in the secondary low load mode secondary circuit 320 of The second fertilization rate can be controlled.

1차 저부하 모드가 진행됨에 따라(즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라), 제5 부스터 컨버터(Q1)가 온 되는 시점과 제1 부스터 컨버터(S1)가 온 되는 시점이 동일해진 경우, 1차 저부하 모드에서 2차 저부하 모드로 변경될 수 있다.As the first low-load mode progresses (that is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases), the time when the fifth booster converter Q1 is turned on and the first booster converter S1 turns on When the timing is the same, it may be changed from the first low-load mode to the second low-load mode.

2차 저부하 모드에서는, 1차 회로(310)의 제1 시비율과 2차 회로(320)의 제2 시비율이 일정하게 유지(또는 제1 시비율과 제2 시비율의 차이가 일정하게 유지)되고, 제1 영벡터(ZPri)와 제2 영벡터(ZSec)의 차(Zd)는 일정할 수 있다.In the secondary low load mode, the first fertilization ratio of the primary circuit 310 and the second fertilization ratio of the secondary circuit 320 are kept constant (or the difference between the first fertilization ratio and the second fertilization ratio is constant maintained), and the difference Z d between the first zero vector Z Pri and the second zero vector Z Sec may be constant.

또한, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하며, 그에 따라, 상전류(iLS)의 파형이 변경될 수 있다. 본 명세서에서는, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하고, 상전류(iLS)의 파형이 변경된다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가하고, 상전류(iLS)의 파형이 변경됨에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.In addition, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, and accordingly, the phase current iLS The waveform of can be changed. In the present specification, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, and the phase current iLS Although it has been described that the waveform is changed, it is not limited thereto. That is, as the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases and the waveform of the phase current iLS is changed, the output power of the current source dual active bridge converter 300 is may increase, and the increase in output power of the current source dual active bridge converter 300 and the change in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may have a causal relationship with each other. .

제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)가 증가함에 따라, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일해지는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 2차 저부하 모드에서 중간 부하 모드로 변경될 수 있다.As the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the time during which the first booster vector S1 is off among the second zero vectors Z Sec and the first booster When the on-in time of the vector S1 becomes the same, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the secondary low load mode to the medium load mode.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 중간 부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.6 shows a change in the phase difference and the time ratio in the medium load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 6을 참조하면, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일해지면, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 2차 저부하 모드에서 중간 부하 모드로 변경될 수 있다.3 and 6 , when the off-in time of the first booster vector S1 and the on-in time of the first booster vector S1 among the second zero vectors Z Sec become the same, the current source dual active bridge converter The control mode of 300 may be changed from the secondary low-load mode to the medium-load mode.

중간 부하 모드에서는, 1차 회로(310)의 제1 상전압(Vab)과 2차 회로(320)의 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 일정하게 유지되고, 제2 시비율은 증가할 수 있다.In the intermediate load mode, the phase difference (Φ PS ) of the first phase voltage (Vab) of the primary circuit 310 and the second phase voltage (Vcd) of the secondary circuit 320 is kept constant, and the second time ratio can increase.

제2 시비율이 증가할 때, 제1 시비율은 동일하게 유지될 수 있다. 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)가 일정하더라도, 제2 시비율은 제1 시비율과 관계없이 증가하며, 따라서, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있다. 본 명세서에서는, 제2 시비율이 제1 시비율과 관계없이 증가함에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가한다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제2 시비율이 제1 시비율과 관계없이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제2 시비율의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.When the second time rate increases, the first time rate may remain the same. Even if the phase difference (Φ PS ) of the first phase voltage (Vab) and the second phase voltage (Vcd) is constant, the second time ratio increases regardless of the first time ratio, and therefore, the current source dual active bridge converter 300 may increase the output power of In the present specification, although it has been described that the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases as the second rate increases regardless of the first rate, the present disclosure is not limited thereto. That is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the second rate may increase irrespective of the first rate, and increase the output power of the current source dual active bridge converter 300 and the second rate. The changes in the two ratios may have a causal relationship with each other.

제2 시비율이 증가함에 따라, 제2 영벡터(ZSec)가 감소할 수 있다. 도 6에서 확인할 수 있는 바와 같이, 제2 영벡터(ZSec) 중에서 제1 부스터 벡터(S1)가 오프 인 시간과 제1 부스터 벡터(S1)가 온 인 시간이 동일하게 유지되면서 제2 영벡터(ZSec)가 감소할 수 있다. 제2 시비율은 0.5가 될 때까지 증가할 수 있으며, 제2 시비율이 0.5이 되는 경우, 제2 영벡터(ZSec)는 0이 될 수 있다.As the second time ratio increases, the second zero vector Z Sec may decrease. As can be seen in FIG. 6 , while the off-in time of the first booster vector S1 and the on-in time of the first booster vector S1 remain the same among the second zero vectors Z Sec , the second zero vector (Z Sec ) may decrease. The second time ratio may increase until it becomes 0.5, and when the second time ratio becomes 0.5, the second zero vector Z Sec may become zero.

제2 시비율이 0.5가 되는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 중간 부하 모드에서 고부하 모드로 변경될 수 있다.When the second fertilization ratio is 0.5, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the medium load mode to the high load mode.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 고부하 모드에서의 위상차 및 시비율의 변화를 나타낸다.7 shows a change in the phase difference and the time ratio in a high load mode according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 7을 참조하면, 제2 시비율이 0.5가 되는 경우, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 제어 모드는 중간 부하 모드에서 고부하 모드로 변경될 수 있다.3 and 7 , when the second time ratio is 0.5, the control mode of the current source dual active bridge converter 300 may be changed from the medium load mode to the high load mode.

고부하 모드에서는, 제2 시비율이 0.5로 유지될 수 있다. 제2 시비율이 0.5로 제어됨에 따라서, 제2 영벡터(ZSec)가 0으로 유지될 수 있고, 2차 회로(320)의 무효 전력은 최소화되며, 도통 손실 또한 최소화될 수 있다.In the high load mode, the second application ratio may be maintained at 0.5. As the second time ratio is controlled to 0.5, the second zero vector Z Sec may be maintained at 0, reactive power of the secondary circuit 320 may be minimized, and conduction loss may also be minimized.

제2 시비율이 0으로 유지되는 동안, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)는 증가할 수 있다. 따라서, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 증가로 인하여 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가할 수 있다. 본 명세서에서는, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)이 증가함에 따라 출력 전력이 증가한다고 설명하였지만, 이에 한정되지 않는다. 즉, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력이 증가함에 따라, 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)이 증가할 수 있으며, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터(300)의 출력 전력의 증가와 제1 상전압(Vab)과 제2 상전압(Vcd)의 위상차(ΦPS)의 변화는 서로 인과관계에 있을 수 있다.While the second time ratio is maintained at 0, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may increase. Accordingly, the output power of the current source dual active bridge converter 300 may increase due to an increase in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd. In the present specification, although it has been described that the output power increases as the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd increases, the present disclosure is not limited thereto. That is, as the output power of the current source dual active bridge converter 300 increases, the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may increase, and the current source dual active bridge converter 300 increases. An increase in the output power of 300 and a change in the phase difference Φ PS between the first phase voltage Vab and the second phase voltage Vcd may have a causal relationship.

도 8은 종래 기술을 적용했을 때의 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 위상차 및 시비율을 변화했을 때의 피크 전류를 비교한 도면이다.8 is a view comparing the peak current when the prior art is applied and the peak current when the phase difference and the time ratio are changed according to an embodiment of the present invention.

도 8을 참조하면, 제1 그래프(PPS)는 종래의 PWM plus phase shift modulation에 따른 출력 전력 대비 피크 전류를 나타내고, 제2 그래프(PPDPS)는 종래의 PWM plus dual phase shift modulation에 따른 출력 전력 대비 피크 전류를 나타내고, 제3 그래프(ECM)는 본 발명의 일 실시예에 따라 제1 시비율에 기초하여 제2 시비율을 능동적으로 변화시켰을 때의 출력 전력 대비 피크 전류를 나타낼 수 있다.Referring to FIG. 8 , the first graph PPS represents the peak current versus output power according to the conventional PWM plus phase shift modulation, and the second graph PPDPS shows the output power versus the conventional PWM plus dual phase shift modulation. The peak current is represented, and the third graph ECM may represent the peak current compared to the output power when the second ratio is actively changed based on the first ratio according to an embodiment of the present invention.

제1 그래프(PPS)는 1차, 2차 저부하 모드(낮은 출력 전력 시)에서 높은 피크 전류로 인하여 도통 손실이 높은 문제가 있고, 제2 그래프(PPDPS)는 고부하 모드(높은 출력 전력 시)에서 높은 무효 전력으로 인하여 도통 손실이 높은 문제가 있음을 알 수 있다.The first graph (PPS) has a problem of high conduction loss due to high peak current in the primary and secondary low-load modes (at low output power), and the second graph (PPDPS) shows a high-load mode (at high output power) It can be seen that there is a problem of high conduction loss due to high reactive power.

이에 비해, 본 발명의 일 실시예에 따른 제3 그래프(ECM)를 살펴보면, 제3 그래프(ECM)는 1차, 2차 저부하 모드에서는 제1 그래프(PPS)보다 피크 전류가 낮은 제2 그래프(PPDPS)의 장점을 그대로 가지면서, 고부하 모드에서는 제2 그래프(PPDPS)보다 피크 전류가 낮은 제1 그래프(PPS)의 장점을 그대로 가짐을 알 수 있다.In contrast, looking at the third graph ECM according to an embodiment of the present invention, the third graph ECM is a second graph having a lower peak current than the first graph PPS in the first and second low load modes. It can be seen that while maintaining the advantages of the PPDPS, in the high load mode, the advantages of the first graph PPS having a lower peak current than the second graph PPDPS are intact.

즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용할 경우, 1차 저부하 모드에서는, 영전압 스위칭을 달성함으로써 스위칭 손실을 최소화하고 무효 전력을 최소화할 수 있고, 그 결과 도통 손실을 줄이는 효과가 있음을 알 수 있다. 또한 고부하 모드에서는, 2차 회로의 영벡터를 제거함으로써 무효 전력을 최소화하여 도통 손실을 줄이는 효과가 있음을 알 수 있다.That is, when using the converter control method according to an embodiment of the present invention, in the first low load mode, by achieving zero voltage switching, it is possible to minimize switching loss and minimize reactive power, and as a result, the effect of reducing conduction loss It can be seen that there is Also, in the high load mode, it can be seen that there is an effect of reducing the conduction loss by minimizing the reactive power by removing the zero vector of the secondary circuit.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 방법을 사용했을 경우, 위상차, 시비율과 출력 전력의 관계를 나타낸다.9 shows the relationship between the phase difference, the time ratio, and the output power when the converter control method according to an embodiment of the present invention is used.

도 9를 참조하면, 1차 저부하 모드(LL1)와 2차 저부하 모드(LL2)에서는 2차 회로의 제2 시비율(D2)은 동일하게 유지되면서, 위상차(φPS)만 변화함을 알 수 있다.9, in the first low load mode (LL1) and the second low load mode (LL2), the second time ratio (D 2 ) of the secondary circuit remains the same, while only the phase difference (φ PS ) is changed can be known

또한, 중간 부하 모드(ML)에서는 위상차(φPS)는 동일하게 유지되지만, 제2 시비율(D2)은 0.5까지 감소함을 알 수 있다.In addition, in the medium load mode (ML), the phase difference (φ PS ) is maintained the same, but it can be seen that the second time ratio (D 2 ) is reduced to 0.5.

고부하 모드(HL)에서는 제2 시비율(D2)은 0.5로 고정된 채로, 위상차(φPS)만 변화하고, 그에 따라 출력 전력도 증가함을 알 수 있다.In the high load mode (HL), it can be seen that the second time ratio (D 2 ) is fixed at 0.5, only the phase difference (φ PS ) is changed, and thus the output power is also increased.

도 9에서 알 수 있는 바와 같이, 위상차(φPS), 제2 시비율(D2) 및 출력 전력이 변화함에 따라, 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터에 대한 제어 모드가 무부하 모드에서 1차 저부하 모드(LL1), 2차 저부하 모드(LL2), 중간 부하 모드(ML) 및 고부하 모드(HL)의 순으로(또는 역순으로) 변화하며, 이때 제어 모드는 끊김없이 연속적으로 변화됨을 알 수 있다.As can be seen from FIG. 9 , as the phase difference (φ PS ), the second time ratio (D 2 ) and the output power change, the control mode for the current source dual active bridge converter is changed from the no-load mode to the first low-load mode ( LL1), the secondary low load mode (LL2), the medium load mode (ML), and the high load mode (HL) change in the order (or in the reverse order), and it can be seen that the control mode is continuously changed without interruption.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터를 제어했을 때의 실제 시뮬레이션 결과를 나타낸다.10 shows an actual simulation result when a current source dual active bridge converter is controlled according to an embodiment of the present invention.

도 10을 참조하면, 도 10의 (a)는 1차 저부하 모드의 시뮬레이션 결과, 도 10의 (b)는 2차 저부하 모드의 시뮬레이션 결과, 도 10의 (c)는 중간 부하 모드의 시뮬레이션 결과 및 도 10의 (d)는 고부하 모드의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.Referring to FIG. 10, (a) of FIG. 10 is a simulation result of the first low load mode, FIG. 10 (b) is a simulation result of the second low load mode, and FIG. 10(c) is a simulation of the medium load mode The results and Fig. 10 (d) show the simulation results of the high load mode.

도 10의 (a) 내지 (d)는 도 4 내지 도 7에 도시된 이론적 그래프와 상당히 동일함을 알 수 있다.It can be seen that (a) to (d) of FIGS. 10 are substantially the same as the theoretical graphs shown in FIGS. 4 to 7 .

따라서, 본 발명의 일 실시 예에 따른 컨버터 제어 방법이 실제로 구현되는 경우, 본 명세서에서 설명한 바와 동일한 효과가 나타날 수 있음을 알 수 있다.Therefore, it can be seen that when the converter control method according to an embodiment of the present invention is actually implemented, the same effects as described in this specification can be obtained.

도 11은 종래 기술에 따라 측정한 피크 전류와 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 피크 전류를 비교한 결과를 나타낸다.11 shows a comparison result of the peak current measured according to the prior art and the peak current measured according to an embodiment of the present invention.

도 11을 참조하면, 도 11의 (a)는 종래 기술에 따라 측정한 2차 회로의 상전류를 나타내고, 도 11의 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따라 측정한 2차 회로의 상전류를 나타낸다.11, (a) of FIG. 11 shows the phase current of the secondary circuit measured according to the prior art, and (b) of FIG. 11 shows the phase current of the secondary circuit measured according to an embodiment of the present invention. indicates.

도 11의 (a)의 경우 RMS(Root Mean Square) 전류와 피크 전류는 각각 1.7 A와 4.7 A로 측정되었고, 도 11의 (b)의 경우 RMS 전류와 피크 전류는 1.6 A와 2.1 A가 측정되었다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 컨버터 제어 방법에 따를 경우, 종래 기술 대비 RMS 전류는 약 6% 감소하고, 피크 전류는 약 50% 감소함을 확인할 수 있다.In the case of (a) of FIG. 11, the RMS (Root Mean Square) current and the peak current were measured to be 1.7 A and 4.7 A, respectively, and in the case of FIG. 11(b), the RMS current and the peak current were measured to be 1.6 A and 2.1 A became Therefore, according to the converter control method proposed in the present invention, it can be confirmed that the RMS current is reduced by about 6% and the peak current is reduced by about 50% compared to the prior art.

본 발명에 첨부된 블록도의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수도 있다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 인코딩 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 인코딩 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방법으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 또는 흐름도 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.Combinations of each block in the block diagram attached to the present invention and each step in the flowchart may be performed by computer program instructions. These computer program instructions may be embodied in the encoding processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, such that the instructions executed by the encoding processor of the computer or other programmable data processing equipment may correspond to each block of the block diagram or Each step of the flowchart creates a means for performing the functions described. These computer program instructions may also be stored in a computer-usable or computer-readable memory which may direct a computer or other programmable data processing equipment to implement a function in a particular way, and thus the computer-usable or computer-readable memory. The instructions stored in the block diagram may also produce an item of manufacture containing instruction means for performing a function described in each block of the block diagram or each step of the flowchart. The computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operational steps are performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-executed process to create a computer or other programmable data processing equipment. It is also possible that instructions for performing the processing equipment provide steps for carrying out the functions described in each block of the block diagram and in each step of the flowchart.

또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실시예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들 또는 단계들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.Further, each block or each step may represent a module, segment, or portion of code comprising one or more executable instructions for executing specified logical function(s). It should also be noted that in some alternative embodiments it is also possible for the functions recited in blocks or steps to occur out of order. For example, it is possible that two blocks or steps shown one after another may in fact be performed substantially simultaneously, or that the blocks or steps may sometimes be performed in the reverse order according to the corresponding function.

이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 품질에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 균등한 범위 내에 있는 모든 기술사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.The above description is merely illustrative of the technical idea of the present invention, and various modifications and variations will be possible without departing from the essential quality of the present invention by those skilled in the art to which the present invention pertains. Therefore, the embodiments disclosed in the present invention are not intended to limit the technical spirit of the present invention, but to explain, and the scope of the technical spirit of the present invention is not limited by these embodiments. The protection scope of the present invention should be interpreted by the following claims, and all technical ideas within the scope equivalent thereto should be interpreted as being included in the scope of the present invention.

100: 컨버터 제어 장치
110: 프로세서
120: 송수신기
130: 메모리
200: 컨버터 제어 프로그램
210: 측정부
220: 제어부
230: 디스플레이부
300: 전류원 듀얼 능동 브릿지 컨버터100: converter control unit
110: processor
120: transceiver
130: memory
200: converter control program
210: measurement unit
220: control unit
230: display unit
300: Current Source Dual Active Bridge Converter

Claims (20)

1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하는 단계; 및
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하는 단계를 포함하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.A method of controlling a converter comprising a primary circuit and a secondary circuit, the method comprising:
determining a control mode of the converter according to an output current of the secondary circuit; and
based on the control mode, changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit, and a time ratio of the secondary circuit,
The fertility rate of the secondary circuit is determined according to the fertility rate of the primary circuit
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류가 낮은 1차 저부하 모드인 경우,
상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류는 양수로 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a primary low-load mode in which the output current is low,
When the boost converter connected between the negative node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, the phase current of the primary circuit is positively controlled
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is the primary low-load mode in which the magnitude of the output current is low, the secondary circuit is controlled to have a constant difference from the primary circuit.
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a first low load mode in which the magnitude of the output current is low, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율은 0.5로 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the fertilization ratio of the secondary circuit is controlled to 0.5
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 컨버터는 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the converter is controlled so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is 0
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우,
상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large,
The phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 2차 저부하 모드인 경우,
상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율은 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is a second low load mode in which the magnitude of the output current is low,
The time ratio of the primary circuit and the time ratio of the secondary circuit are kept constant, and the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 제1 항에 있어서,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 중간대인 중간 부하 모드인 경우,
상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터를 제어하는 방법.According to claim 1,
When the control mode is an intermediate load mode in which the magnitude of the output current is in the middle range,
The phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is constantly maintained, and the time ratio of the secondary circuit is determined based on the output power of the converter.
How to control the converter. 1차 회로와 2차 회로를 포함하는 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 장치에 있어서,
상기 컨버터를 제어하는 컨버터 제어 프로그램이 저장된 메모리; 및
상기 메모리로부터 상기 컨버터 제어 프로그램을 로드하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는, 상기 컨버터 제어 프로그램을 실행하여,
상기 2차 회로의 출력 전류에 따라 상기 컨버터의 제어 모드를 결정하고,
상기 제어 모드에 기초하여, 상기 1차 회로의 제1 상전압과 상기 2차 회로의 제2 상전압의 위상차, 및 상기 2차 회로의 시비율 중에서 적어도 하나를 변경하고,
상기 2차 회로의 시비율은 상기 1차 회로의 시비율에 따라 결정되는
컨버터 제어 장치.A converter control device for controlling a converter including a primary circuit and a secondary circuit, the converter control device comprising:
a memory in which a converter control program for controlling the converter is stored; and
a processor for loading the converter control program from the memory;
The processor, by executing the converter control program,
determining a control mode of the converter according to the output current of the secondary circuit;
based on the control mode, changing at least one of a phase difference between a first phase voltage of the primary circuit and a second phase voltage of the secondary circuit, and a time ratio of the secondary circuit,
The fertility rate of the secondary circuit is determined according to the fertility rate of the primary circuit
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로에서 상기 제2 상전압의 마이너스 노드와 그라운드 사이에 연결된 부스트 컨버터가 온(ON)되었을 때, 상기 1차 회로의 상전류를 양수로 제어하는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a primary low load mode in which the magnitude of the output current is low, when the boost converter connected between the negative node of the second phase voltage and the ground in the secondary circuit is turned on, the primary to positively control the phase current of the circuit
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율을 상기 1차 회로의 시비율과의 차이가 일정하도록 제어하는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a primary low-load mode in which the magnitude of the output current is low, controlling the secondary circuit to have a constant difference from the primary circuit
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 1차 저부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a first low load mode in which the magnitude of the output current is low, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 2차 회로의 시비율이 0.5가 되도록 제어하는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, controlling the fertilization ratio of the secondary circuit to be 0.5
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 제2 상전압의 크기가 0인 구간이 없도록 제어하는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, controlling so that there is no section in which the magnitude of the second phase voltage is 0
converter control unit. 제10 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 큰 고부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.11. The method of claim 10,
The processor is
When the control mode is a high load mode in which the magnitude of the output current is large, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 제11 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 낮은 저부하 모드인 경우, 상기 1차 회로의 시비율과 상기 2차 회로의 시비율이 일정하게 유지되고, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차는 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.12. The method of claim 11,
The processor is
When the control mode is a low load mode in which the magnitude of the output current is low, the timing ratio of the primary circuit and the timing ratio of the secondary circuit are kept constant, and the first phase voltage and the second phase voltage are The phase difference is determined based on the output power of the converter.
converter control unit. 제11 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제어 모드가 상기 출력 전류의 크기가 중간대인 중간 부하 모드인 경우, 상기 제1 상전압과 상기 제2 상전압의 위상차가 일정하게 유지되고, 상기 2차 회로의 시비율은 상기 컨버터의 출력 전력에 기초하여 결정되는
컨버터 제어 장치.12. The method of claim 11,
The processor is
When the control mode is an intermediate load mode in which the magnitude of the output current is in the middle range, the phase difference between the first phase voltage and the second phase voltage is constantly maintained, and the ratio of the secondary circuit is the output power of the converter determined based on
converter control unit. 컴퓨터 프로그램을 저장하고 있는 컴퓨터 판독 가능 기록매체로서,
상기 컴퓨터 프로그램은,
제1 항 내지 제9 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 프로세서가 수행하도록 하기 위한 명령어를 포함하는
컴퓨터 판독 가능한 기록매체.As a computer-readable recording medium storing a computer program,
The computer program is
10. A method comprising instructions for causing a processor to perform the method according to any one of claims 1 to 9.
computer readable recording medium. 컴퓨터 판독 가능한 기록매체에 저장되어 있는 컴퓨터 프로그램으로서,
상기 컴퓨터 프로그램은,
제1 항 내지 제9 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 프로세서가 수행하도록 하기 위한 명령어를 포함하는
컴퓨터 프로그램.As a computer program stored in a computer-readable recording medium,
The computer program is
10. A method comprising instructions for causing a processor to perform the method according to any one of claims 1 to 9.
computer program.
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KR20150112452A (en) * 2014-03-28 2015-10-07 국립대학법인 울산과학기술대학교 산학협력단 Extended pahase shift control system for dual active bridge converters
KR20180027272A (en) * 2016-09-06 2018-03-14 엠투파워 주식회사 The dc-dc converter and the two-stage power converter including dc-dc converter

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Hyun-Jun Choi et al., "Switching Modulation Method for Current-Fed Dual-Active-Bridge Converter to Improve Power Conversion Efficiency", ICPE(ISPE)논문집, pp.505-510 (2019.5.31.)* *

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