KR102406284B1 - 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

송신기는 시간 도메인과 주파수 도메인에서 크기가 일정한 제1 시퀀스와 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 벡터 시퀀스를 이용해, 복수의 가상 안테나 포트 중 제1 가상 안테나 포트를 위한 제1 프리코딩 벡터를 생성한다. 상기 송신기는, 상기 제1 프리코딩 벡터를 순환 시프트(circular shifting)하여, 상기 복수의 가상 안테나 포트 중 상기 제1 가상 안테나 포트를 제외한 나머지 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제2 프리코딩 벡터를 생성한다. 그리고 상기 송신기는, 상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제1 데이터 스트림을, 상기 제1 프리코딩 벡터와 상기 복수의 제2 프리코딩 벡터를 이용해 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑한다.

Description

가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR MAPPING VIRTUAL ANTENNA TO PHYSICAL ANTENNA}

본 발명은 가상 안테나(또는 가상 안테나 포트)를 물리 안테나(또는 물리 안테나 포트)에 최적으로 맵핑하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 용량을 증가 시키기 위한 주요한 방법으로써, 다중 안테나 기술이 사용된다. 특히, 무선 용량을 증가시키기 위하여 기지국의 전송 안테나 수가 많이 필요한 무선 전송 규격(예, 3GPP(3^rd generation partnership project)의 LTE(Long term evolution)-A(advanced) 기지국 등)을 구현하기 위해서, 물리적으로 안테나 수가 많이 장착된다. 이러한 다중 안테나 시스템은 용량의 증가뿐만 아니라 전송 RF(radio frequency) 경로(path) 및 안테나 수도 많아진다. 따라서, 총 전송 전력이 일정할 경우에, 안테나당 전송 전력이 줄어들어서 저 사양의 전력 증폭기(PA: power amplifier) 등 RF 부품 단가가 줄어들 수 있다. 이로 인해, 경제적으로 시스템이 구축될 수 있다.

그러나, 안테나 수가 많은 새로운 전송 규격이 구현되는 경우에, 상대적으로 안테나 수가 적은 기존의 전송 규격의 단말들에게도 동시에 서비스가 제공되어야 하는 문제 즉, 역호환성(backward compatibility)이 중요한 문제로 여겨진다. 구체적인 예로서, LTE-A 규격(예, Release 10 이상의 LTE 규격)의 기지국(예, eNode-B 또는 base station)은 8개의 안테나를 가지고, 레거시 LTE 규격(예, Release 8 또는 Release 9의 LTE 규격, 이하 'Rel. 8 LTE 규격'라 함)의 단말(예, UE 또는 user equipment)에게도 서비스를 해야 한다. 이때, Rel. 8 LTE 규격의 단말은 기지국으로부터 최대 4개의 안테나 밖에 인식하지 못하기 때문에, LTE-A 규격의 기지국은 이를 위한 특별한 안테나 전송 방법을 필요로 한다. 즉, Rel. 8 LTE 규격의 단말을 위한 전송 데이터를 4개의 가상 안테나를 통해 전송하되, 실제로는 8개의 물리 채널(또는 8개의 물리 안테나)을 통해 전송하는 기법이 필요하다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 가상 안테나를 물리 안테나에 최적으로 맵핑하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 송신기가 복수의 가상 안테나 포트를 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 방법이 제공된다. 상기 송신기의 안테나 맵핑 방법은, 시간 도메인과 주파수 도메인에서 크기가 일정한 제1 시퀀스와 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 벡터 시퀀스를 이용해, 상기 복수의 가상 안테나 포트 중 제1 가상 안테나 포트를 위한 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계; 상기 제1 프리코딩 벡터를 순환 시프트(circular shifting)하여, 상기 복수의 가상 안테나 포트 중 상기 제1 가상 안테나 포트를 제외한 나머지 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제2 프리코딩 벡터를 생성하는 단계; 및 상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제1 데이터 스트림을, 상기 제1 프리코딩 벡터와 상기 복수의 제2 프리코딩 벡터를 이용해 상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계를 포함한다.

상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계는, 상기 제1 시퀀스인 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스와 상기 DFT 벡터 시퀀스를 스칼라(scalar) 곱하여, 상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 복수의 제2 프리코딩 벡터를 생성하는 단계는, 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소들(elements)을 제1 시프트 값만큼 순환 시프트시켜, 상기 복수의 제2 프리코딩 벡터 중 하나를 생성하는 단계; 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소들을 제2 시프트 값만큼 순환 시프트시켜, 상기 복수의 제2 프리코딩 벡터 중 다른 하나를 생성하는 단계; 및 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소들을 제3 시프트 값만큼 순환 시프트시켜, 상기 복수의 제2 프리코딩 벡터 중 또 다른 하나를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 제1 시프트 값은 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소 개수/2에 대응하는 값이고, 상기 제2 시프트 값은 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소 개수/4에 대응하는 값이고, 상기 제3 시프트 값은 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소 개수/8에 대응하는 값일 수 있다.

상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계는, 상기 복수의 제1 데이터 스트림 중 하나를 상기 제1 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, M개(단, M은 3 이상의 자연수)의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계; 및 상기 복수의 제1 데이터 스트림 중 나머지 N-1개(단, N<M)의 제1 데이터 스트림을 상기 N-1개의 제2 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, M x (N-1)개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계는, 상기 M개의 제2 데이터 스트림 중 하나와 상기 M x (N-1)개의 제3 데이터 스트림 중 (N-1)개의 제3 데이터 스트림을 다중 채널 합산하는 단계; 및 상기 다중 채널 합산된 데이터 스트림을, 상기 M개의 물리 안테나 포트 중 하나에 맵핑하는 단계를 더 포함할 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신기가 복수의 가상 안테나 포트를 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 방법이 제공된다. 상기 송신기의 안테나 맵핑 방법은, 시간 도메인과 주파수 도메인에서 크기가 일정한 제1 시퀀스를 순환 시프트시켜, 복수의 제1 시프트 시퀀스를 생성하는 단계; 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 벡터 시퀀스를 순환 시프트시켜, 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 복수의 제1 시프트 시퀀스와 상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 이용하여, 상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 프리코딩 벡터를 생성하는 단계; 및 상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제1 데이터 스트림을, 상기 복수의 프리코딩 벡터를 이용해 상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계를 포함한다.

상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계는, 상기 DFT 벡터 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 DFT 벡터 시퀀스를 서로 다른 복수의 제2 시프트 값을 이용해 순환 시프트시켜, 상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 복수의 프리코딩 벡터를 생성하는 단계는, 상기 복수의 제1 시프트 시퀀스 중 하나를 임의로 선택하는 단계; 상기 복수의 제2 시프트 시퀀스 중 하나를 임의로 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제1 시프트 시퀀스와 상기 선택된 제2 시프트 시퀀스를 스칼라 곱하여, 상기 복수의 프리코딩 벡터 중 하나를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계는, 상기 N개(단, N은 2 이상의 자연수)의 제1 데이터 스트림을 상기 N개의 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, (M x N)개(단, M>N)의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계; 상기 (M x N)개의 제2 데이터 스트림 중 N개를 다중 채널 합산하는 단계; 및 상기 다중 채널 합산된 데이터 스트림을, 상기 M개의 물리 안테나 포트 중 하나에 맵핑하는 단계를 포함할 수 있다.

또한, 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 송신기의 안테나 맵핑 방법이 제공된다. 상기 송신기의 안테나 맵핑 방법은, 제1 빔의 폭을 제어하기 위한 슈도(pseudo) 안테나 포트의 개수인 P를, 물리 안테나 포트의 개수인 N보다 크게 설정하는 단계; 제1 가상 안테나 포트를 위한 제1 데이터 스트림을 상기 제1 가상 안테나 포트를 위한 제1 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, P개의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계; 상기 P개의 제2 데이터 스트림 중 일부를 이용해, N개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계; 및 상기 N개의 제3 데이터 스트림을 상기 N개의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계를 포함한다.

상기 P를 설정하는 단계는, 상기 제1 빔이 기준 폭 보다 더 큰 빔 폭을 가지도록 제어하는 경우에, 상기 P를 상기 기준 폭에 대응하는 값 보다 크게 설정하는 단계; 및 상기 제1 빔이 상기 기준 폭 보다 더 작은 빔 폭을 가지도록 제어하는 경우에, 상기 P를 상기 기준 폭에 대응하는 값 보다 작게 설정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 N개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계는, 상기 P개의 제2 데이터 스트림 중 (P/2-N/2+1)번째 제2 데이터 스트림부터 (P/2+N/2)번째 제2 데이터 스트림까지를 이용해, 상기 N개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 송신기의 안테나 맵핑 방법은, 제2 가상 안테나 포트를 위한 제4 데이터 스트림을 상기 제2 가상 안테나 포트를 위한 제2 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, P개의 제5 데이터 스트림을 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 N개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계는, 상기 P개의 제2 데이터 스트림 중 N개의 제2 데이터 스트림 각각과 상기 P개의 제5 데이터 스트림 중 N개의 제5 데이터 스트림 각각을 다중 채널 합산하여, 상기 N개의 제3 데이터 스트림을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 P개의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계는, 상기 제1 프리코딩 벡터의 원소들 중 N개를 제외한 나머지 원소는 0이 되도록, 상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 P개의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계는, 시간 도메인과 주파수 도메인에서 크기가 일정한 제1 시퀀스를 제1 시프트 값만큼 순환 시프트시켜, 제1 시프트 시퀀스를 생성하는 단계; 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 벡터 시퀀스를 제2 시프트 값만큼 순환 시프트시켜, 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 제1 시프트 시퀀스와 상기 제2 시프트 시퀀스를 이용해, 상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 P개의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계는, 상기 제1 빔의 위상을 제어하기 위하여, 상기 제1 시프트 값과 상기 제2 시프트 값 중 적어도 하나를 조절하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 N개의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계는, 상기 제1 빔의 형성을 위하여, 상기 제1 빔의 폭에 관계없이, 상기 N개의 물리 안테나 포트 모두를 파워-온시키는 단계를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, 가상으로는 적은 수의 가상 안테나를 통해 전송하는 것처럼 데이터를 전송하지만, 실제로는(또는 물리적으로는) 많은 수의 물리 안테나를 통해 데이터를 전송할 수 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따르면, 안테나 가상화(antenna virtualization) 시에 각 물리 안테나들에서 full power utilization이 이루어지도록 할 수 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따르면, 안테나 가상화 시에, 물리 채널들(예, PDCCH(physical downlink control channel) 또는 Rel. 8 LTE 규격의 PDSCH(physical downlink shared channel))의 송수신 성능을 최적화할 수 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따르면, LTE-A의 포트들이 무선 자원 블록(또는 서브프레임)에 존재하는지 여부와 관계없이, 가상 안테나 포트를 물리 안테나 포트에 맵핑하는 방법을 동일하게 사용할 수 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따르면, 2D(2 dimension) 배열 안테나 및 3D(3 dimension) 배열 안테나의 모든 방식에서 최적의 전송 성능을 제공할 수 있다.

또한, 향후 고주파 및 초고주파 신호를 통한 무선전송기술이 도입될 전망에 있는데, 이러한 경우에 빔포밍 기술은 필수 기술이 된다. 이 때, 샤프(sharp)한 빔뿐만 아니라, 경우에 따라서 브로드(broad)한 빔이 필요할 수 있으므로, IEEE 802.11 ad 와 같은 시스템에서는 MAC을 통한 빔 폭 제어 기술은 표준 기술에 해당한다. 본 발명의 실시예에 따르면, 가장 경제적이고 효과적인 빔 폭 제어 방법이 제공될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 발생 시퀀스의 위상 차를 두어서 중첩되는 빔들을 발생시킬 수 있다. 이를 통해, 빔포밍 이득 및 다이버시티 이득을 동시에 얻을 수 있어, 시스템의 성능을 크게 개선시킬 수 있다.

도 1은 가상 안테나 포트가 2개인 경우에, 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 2는 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하기 위한 안테나 맵퍼를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 2D 배열 안테나를 포함하는 장치가 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른, 3D 배열 안테나를 포함하는 장치가 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 5는 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하기 위한 가상 안테나 맵핑 벡터의 예를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 공간 시간 블록 코드가 적용되는 송수신 시스템을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, LTE 규격의 프리코딩 코드북이 적용되는 송수신 시스템을 나타내는 도면이다.
도 8은 밀리미터 무선랜 규격 IEEE 802.11 ad에 정의된 서로 다른 빔 폭 종류를 나타내는 도면이다.
도 9는 박스 함수를 나타내는 도면이다.
도 10은 싱크 함수(박스 함수에 대한 푸리에 변환 결과)를 나타내는 도면이다.
도 11은 컨벌루션 이전의 박스 함수와 싱크 함수를 나타내는 도면이다.
도 12는 박스 함수와 싱크 함수 간의 컨벌루션 결과를 나타내는 도면이다.
도 13a 및 도 13b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된 전방향 빔을 나타내는 도면이다.
도 14a 및 도 14b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 90도의 빔 폭을 가지는 빔을 나타내는 도면이다.
도 15a 및 도 15b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 40도의 빔 폭을 가지는 빔을 나타내는 도면이다.
도 16a 및 도 16b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 20도의 빔 폭을 가지는 빔을 나타내는 도면이다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 이용하여 생성된 두 개의 빔 신호에 대한 빔 폭 제어 결과를 나타내는 도면이다.
도 18은 빔포밍 이득과 다이버시티 이득에 대한 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 19는 2개의 빔 신호의 페이딩 무선 채널에서 시간에 따른 송신 전력 변화를 나타내는 도면이다.
도 20은 송수신 변조 방식이 QPSK(quadrature phase shift keying)인 경우에, 단위 안테나 송신 전력 당 BER(bit error rate)을 나타내는 도면이다.
도 21은 송수신 변조 방식이 16 QAM(quadrature amplitude modulation)인 경우에, 단위 안테나 송신 전력 당 BER(bit error rate)을 나타내는 도면이다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른, 기지국을 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른, 단말을 나타내는 도면이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 단말(terminal)은, 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, MS, AMS, HR-MS, SS, 휴대 가입자국, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

또한, 기지국(base station, BS)은, 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS), 리피터, 매크로 기지국, 소형 기지국 등을 지칭할 수도 있고, BS, ABS, HR-BS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS, 리피터, 매크로 기지국, 소형 기지국 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

도 1은 가상 안테나 포트가 2개인 경우에, 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다.

구체적으로, 도 1은 LTE-A 규격의 기지국이 8개의 안테나를 가지는 경우에, Rel. 8 LTE 규격의 단말(즉, 기지국으로부터 최대 4개의 안테나 밖에 인식하지 못하는 단말)을 위해 데이터를 전송하는 방법을 나타낸다. 도 1에서 LTE-A 기지국(BS1)은 Rel. 8 LTE 규격의 단말(UE1)을 위한 전송 데이터를 2개의 가상 안테나를 통해 전송하되, 실제로는 8개의 물리 채널(8개의 물리 안테나)를 통해 전송한다. 한편, 물리 채널 또는 물리 안테나는 RF 트랜시버 및 실제 최종 전송 안테나 블록과 다시 맵핑 관계를 갖게 되는데, 본 명세서 및 도면에서는 이러한 맵핑 관계 및 이에 대한 설명을 생략하였다.

도 1에서는 기지국(BS1)이 2개의 가상 안테나 포트(포트 0, 포트 1)를 가지는 경우를 예시하였다. 2개의 가상 안테나 포트(포트 0, 포트 1)는 8개의 물리 안테나(0~7)에 맵핑되어, 단말(UE1)에 전송된다. 예를 들면, 현재 LTE-A 기지국(BS1)은 최대 8개의 물리 안테나를 가질 수 있는데, Rel. 8 LTE 규격의 단말은 기지국의 8개의 물리 안테나 중 2개 또는 최대 4개의 물리 안테나 밖에 인식할 수 없다. 따라서, 기지국(BS1)이 Rel. 89 LTE 규격의 단말에게 서비스 하기 위해서는 맵핑 기능을 필요로 한다.

도 2는 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하기 위한 안테나 맵퍼(M10)를 나타내는 도면이다.

안테나 맵퍼(M10)는 가상 안테나 포트를 물리 안테나 포트에 맵핑하는 기능(이하 '가상 안테나 맵핑 기능')을 가진다. 상술한 바와 같이, LTE-A 규격의 장치는 8개의 물리 안테나를 가질 수 있고, Rel. 8 LTE 규격의 장치는 최대 4개의 물리 안테나를 가질 수 있다.

한편, 안테나 맵퍼(M10)의 가상 안테나 맵핑 기능은 3가지의 요구사항을 만족해야 한다. 첫번째 요구사항은, 안테나 가상화(antenna virtualization) 시에, 각 물리 안테나들에서 full power utilization이 이루어 져야 한다는 것이다. 즉, 다중 안테나 셋업 시에, 각 PA(power amplifier)들은 동일하게 이용되어야 하며(예, balanced input), 모든 PA들이 동일한 동작 포인트(operating point)에서 구동(working)되어야 하며, uniform sector coverage를 제공하여야 한다.

두번째 요구사항은, 물리 채널들 특히, PDCCH(physical downlink control channel) 및 Rel. 8 LTE 규격의 PDSCH(physical downlink shared channel)의 성능이 저하되지 않도록, 안테나 가상화 방법(또는 가상 안테나 맵핑 기능)이 사용되어야 한다는 것이다.

세번째 요구사항은, LTE-A의 안테나 포트들이 무선 자원 블록 또는 서브프레임에 위치해 있든지 없든지 상관없이, 안테나 가상화 방법(또는 가상 안테나 맵핑 기능/방법)은 동일하게 사용되어야 한다는 것이다.

8개의 물리 안테나 중 4개의 안테나만을 사용하고, 다른 4개의 안테나를 턴오프(turn off)하는 방법은 가장 쉬운 방법이지만, 매우 비 효율적으로 전력을 사용한다. 전력을 효율적으로 사용하기 위하여, 안테나 가상화 방법이 사용되어야 한다. 또한 레거시 단말들은 4개의 가상 안테나 포트들로부터 채널 추정(channel estimation)을 수행하여야 하고, 링크 적응(link adaptation)을 위한 값들(예, CQI(channel quality indicator), PMI(precoding matrix indicator) 등)을 측정할 수 있어야 한다.

가상 안테나 맵핑에 기반한 전송 방법은, 고정된 프리코딩(fixed precoding), CDD(cyclic delay diversity), 및 RF(radio frequency) 스위칭(switching) 등으로 구현될 수 있으나, 현재까지 이들 모두는 상술한 3가지의 요구사항을 모두 만족하지는 못한다. 특히, 현재 LTE 규격에서 정의되고 있는 CDD 기법은 프리코딩 방법과 개념이 유사하지만, CDD 기법에 의하면, 신호의 보강과 소멸이 반복되고, 특히 페이딩 채널에서 신호의 소멸 특성에 의해서 성능 열화가 심각할 수 있다. 이러한 성능 열화는, 참고 문헌 "Farooq Khan, LTE for 4G Mobile Broadband, Cambridge University Press, 2009, 제6장"에서 증명되어 있다.

이하에서는, 상술한 3가지의 요구사항을 모두 만족하는 최적의 안테나 맵핑 방법에 대하여, 구체적으로 설명한다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여, 배열 안테나를 이용하는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 전송 시스템 중 특히 3GPP의 LTE-A 시스템을 예로 들어 설명한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 2D 배열 물리 안테나를 포함하는 장치가 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다.

기지국(BS2)은 복수의 가상 안테나(VAT1), 안테나 맵퍼(M20), 및 복수의 물리 안테나(PAT1)을 포함한다.

도 3에서는 설명의 편의를 위해서, 기지국(BS2)이 Rel. 8 LTE 규격의 단말을 위한 데이터를 4개의 가상 안테나 포트를 통해 전송하는 경우를 예시하였다. 다만 이는 예시일 뿐이며, 4개가 아닌 다른 개수의 가상 안테나를 복수의 물리 안테나에 맵핑하는 경우에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다.

4개의 가상 안테나 포트들(VAT1) 각각에 맵핑되는 4개의 데이터 스트림들은, 안테나 맵퍼(M20)에 입력된다. 안테나 맵퍼(M20)는 복수(예, 4개)의 프리코더(M21) 및 복수(예, 8개)의 다중 채널 합산기(M22)를 포함한다.

4개의 프리코더(M21-1, M21-2, M21-3, M21-4)는 입력된 4개의 데이터 스트림을, 가상 안테나 포트들(VAT1)을 위한 가상 안테나 맵핑 벡터들(프리코딩 벡터들)

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을 이용해 프리코딩한다. 구체적으로, 프리코더(M21-1)는 가상 안테나 맵핑 벡터

를 사용하고, 프리코더(M21-2)는 가상 안테나 맵핑 벡터

를 사용하고, 프리코더(M21-3)는 가상 안테나 맵핑 벡터

를 사용하고, 프리코더(M21-4)는 가상 안테나 맵핑 벡터

를 사용한다. 가상 안테나 맵핑 벡터들

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,

에 대해서는 이하에서 자세히 설명한다. 각 프리코더(M21)는 물리 채널 개수(예, 8) 만큼의 안테나 포트를 위한 데이터 스트림을 생성한다. 예를 들어, 프리코더(M21-1)는 상술한 프리코딩을 통해, 8개의 데이터 스트림을 생성한다. 결국, 각 가상 안테나 포트(VAT1) 마다 물리 채널 개수(예, 8개) 만큼의 데이터 스트림들이 생성된다. 한편, 본 명세서에서는 물리 채널의 개수는 물리 안테나의 개수와 동일한 의미로써 사용되지만, 물리 안테나는 실제 최종 전송 안테나와 다시 맵핑 관계를 가진다. 예를 들어, 가상 안테나의 개수가 4개이고, 물리 안테나의 개수가 8개이고, 실제 최종 전송 안테나의 개수가 16개인 경우에, 4개의 가상 안테나는 8개의 물리 안테나와 맵핑 관계를 가지고, 8개의 물리 안테나는 16개의 실제 최종 전송 안테나와 맵핑 관계를 가진다.

각 프리코더(M21)에 의해 생성된 데이터 스트림들은, 물리 안테나 개수(예, 8개) 만큼의 다중 채널 합산기(M22)에 입력된다. 예를 들어, 프리코더(M21-1)에 의해 생성된 8개의 데이터 스트림 각각은, 8개의 다중 채널 합산기(M22-1, M22-2, ..., M22-y) 각각에 입력된다. 마찬가지로, 프리코더(M21-2)에 의해 생성된 8개의 데이터 스트림 각각은, 8개의 다중 채널 합산기(M22-1, M22-2, ..., M22-y) 각각에 입력되고, 프리코더(M21-3)에 의해 생성된 8개의 데이터 스트림 각각은, 8개의 다중 채널 합산기(M22-1, M22-2, ..., M22-y) 각각에 입력되고, 프리코더(M21-4)에 의해 생성된 8개의 데이터 스트림 각각은, 8개의 다중 채널 합산기(M22-1, M22-2, ..., M22-y) 각각에 입력된다.

각 다중 채널 합산기(M22)는 입력된 4개의 데이터 스트림을 합산한다.

각 다중 채널 합산기(M22)에 의해 합산된 데이터 스트림은, 각 물리 안테나(또는 물리 안테나 포트)(PAT1)에 맵핑되어 전송된다. 예를 들어, 다중 채널 합산기(M22-1)에 의해 합산된 데이터 스트림은, 8개의 물리 안테나(PAT1-1, PAT1-2, ..., PAT1-y) 중 물리 안테나(PAT1-1)에 맵핑되어 전송될 수 있다. 기지국(BS2)이 8개의 물리 안테나를 가지는 경우를 예로 들어 설명하였으나, 이는 예시일 뿐이다. 8개 아닌 개수의 물리 안테나를 가지는 장치에도, 본 발명의 실시예는 적용될 수 있다.

한편, 가상 안테나 포트(VAT1)를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터들(즉, 프리코딩 벡터들)

,

,

,

을 생성하는 방법에 대해서, 구체적으로 설명한다.

가상 안테나 맵핑 벡터를 생성하기 위하여, TCA(time-domain constant amplitude)-FCA(frequency-domain constant amplitude) 시퀀스가 이용된다. TCA-FCA 시퀀스는 시간 도메인에서 크기가 일정한 복소 시퀀스가 고속 푸리에 변환(FFT: fast Fourier transform) 등을 통해서, 주파수 도메인에서도 크기가 일정한 복소 시퀀스가 되는 시퀀스를 의미한다. 이러한 TCA-FCA 시퀀스의 예로써, CAZAC (constant amplitude zero auto-correlation) 시퀀스(예, 자도프-추(zadoff-chu) 시퀀스 등)가 있다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여, 자도프-추 시퀀스를 TCA-FCA 시퀀스로써 사용하는 경우를 예로 들어 본 발명의 실시예를 설명한다.

자도프-추 시퀀스는 아래의 수학식 1과 같이 생성될 수 있다.

수학식 1에서,

일 수도 있다. 수학식 1에서, x_q()는 q번째 루트(root)의 자도프-추 시퀀스를 나타내고, N_ZC는 자도프-추 시퀀스의 길이를 나타낸다. 수학식 1에서, α₀, α₁, ...,

각각은 TCA-FCA 시퀀스(자도프-추 시퀀스)의 원소를 나타낸다.

가상 안테나 맵핑 벡터의 생성을 위해 사용되는 이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 매트릭스는 아래의 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.

수학식 2에서, N은 DFT 매트릭스의 원소 개수를 나타내고,

각각은 DFT 매트릭스의 원소(빔 형성 벡터)를 나타낸다.

DFT 매트릭스의 열 벡터(column vector)들을 s 만큼 순환 시프트(Circular shift) 시킨 순환 시프트 버전의 매트릭스는 아래의 수학식 3과 같이 정의될 수 있다.

s=N/2 경우에, 순환 시프트 버전의 매트릭스는,

이다.

마찬가지로, 자도프-추 시퀀스를 t 만큼 순환 시프트 시킨 순환 시프트 버전의 시퀀스는 아래의 수학식 4와 같이 정의될 수 있다.

t=N_ZC/2 경우에, 순환 시프트 버전의 시퀀스는,

이다.

여기서 DFT 매트릭스의 열 벡터 각각은 빔 형성 벡터(beamforming vector)로 볼 수 있다. 열 벡터 각각에 곱해지는 스칼라(scalar) 값들은 자도프-추 시퀀스의 원소들이 될 수 있다. 다시 말해, 빔형성 벡터를

라 하면, 빔 형성 벡터

는 DFT 매트릭스에 자도프-추 시퀀스를 스칼라 곱함으로써, 구해질 수 있다. 구체적으로 빔 형성 벡터

는 아래의 수학식 5와 같이 정의될 수 있다.

수학식 5에서, DFT(s)^T는 DFT(s)의 전치 매트릭스를 나타낸다.

t=0, s=0 인 경우에, 빔 형성 벡터

는,

이다.

한편, 형성될 빔의 모양을 의도적으로 만들기 위하여, 수학식 5에서, 자도프-추 시퀀스의 원소들 중 일부 원소는 0의 값을 가질 수도 있다. 예를 들어, 하위 계수 일부 α₀, α₁, α_{2 ,} 및 상위 계수 일부 α_{N -1} 은 0의 값을 가질 수도 있다.

한편, 순환 시프트 버전의 벡터 시퀀스(예, DFT 벡터 시퀀스) 또는 순환 시프트 버전의 스칼라 시퀀스(예, 자도프-추 시퀀스)에 적용되는 순환 시프트 값인 t 또는 s는, 아래의 수학식 6 및 수학식 7과 같이 정의될 수 있다.

한편, 가상 안테나 포트 p 에 대한 가상 안테나 맵핑 벡터를

라 하면, Rel. 8 LTE 규격의 안테나 포트는 0에서 3까지 이므로, p=0,1,2,3 이 되며, 도 3에서 복수의 가상 안테나 포트(VAT1)의 출력은 4개가 된다. 이하에서는

를 생성하는 2가지 방법(방법 MD10, 방법 MD20)에 대하여, 자세하게 설명한다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 가상 안테나 포트가 4개인 경우(p=0, 1, 2, 3)를 예로 들어, 방법 MD10과 방법 MD20을 설명한다.

방법 MD10은, 4개의 가상 안테나 포트 중 1번째 가상 안테나 포트(p=0)를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터를 순환 시프트시켜, 2번째 가상 안테나 포트(p=1), 3번째 가상 안테나 포트(p=2), 및 4번째 가상 안테나 포트(p=3) 각각을 위한 가상 안테나 맵핑 벡터를 생성하는 방법이다.

구체적으로, 4개의 가상 안테나 포트 중 1번째 가상 안테나 포트(p=0)를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는, 아래의 수학식 8과 같이 정의될 수 있다.

를 원래의 벡터

에서 벡터의 원소(element)를 u 만큼 순환 시프트 시킨 순환 시프트 버전의 벡터라 정의하면,

가 되고, 2번째, 3번째, 및 4번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터들은 다음과 같이 생성될 수 있다. 2번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는

이고, 3번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는

이고, 3번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는

이다. 여기서, k1, k2, k3 ∈ {1, 2, ...} and k1≠k2≠k3≠0 이다. 예를 들어, k0=0, k1=N_w/2, k2=N_w/4, k3=N_w/8, ...일 수 있고, 여기서 N_w는 가상 안테나 맵핑 벡터의 원소 개수(주기)이다. 다시 말해, 2번째, 3번째, 및 4번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터들은, 1번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터를 임의의 원소(element) 개수만큼 순환 시프트 시킨 순환 시프트 버전의 벡터이다.

방법 MD20은 DFT 벡터 시퀀스의 임의의 순환 시프트 버전들과 자도푸-추 시퀀스의 임의의 순환 시프트 버전들을 임의로 조합하고, 이를 이용해 각 가상 안테나 포트(p=0, 1, 2, 3)를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터를 생성하는 방법이다.

방법 MD20에서, 각 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는, 아래의 수학식 9와 같이 생성될 수 있다.

수학식 9에서, i1, i2, i3, i4 ∈ {0, 1, 2, ...} 그리고 i1≠i2≠i3≠i4 이다. 마찬가지로, 수학식 9에서, j1, j2, j3, j4 ∈ {0, 1, 2, ...} 그리고 j1≠j2≠j3≠j4 이다.

다시 말해, 각 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터는, 임의의 순환 시프트 버전의 자도프-추 시퀀스 ZC(t_i)와, 임의의 순환 시프트 버전의 DFT 매트릭스 DFT(s_j)의 조합에 의해 생성된다. 여기서 순환 시프트 버전의 DFT 매트릭스 DFT(s_j)는, DFT 매트릭스의 각 열 벡터(또는 행 벡터)를 임의의 값으로 순환 시프트 시킨 순환 시프트 버전의 DFT 매트릭스 또는 벡터 시퀀스(열 벡터 시퀀스, 또는 행 벡터 시퀀스)를 의미한다. 예를 들어, 수학식 9에서, 가상 안테나 맵핑 벡터

은, 자도프-추 시퀀스를 t_i4 만큼 순환 시프트시킨 자도프-추 시퀀스 ZC(t_i4)와 DFT 매트릭스를 s_j4 만큼 순환 시프트시킨 DFT 매트릭스 DFT(s_j4)를 스칼라 곱함으로써, 구해질 수 있다.

한편, 지금까지 2D 배열 물리 안테나를 포함하는 장치를 예로 들어 본 발명의 실시예를 설명하였다. 이를 확장하여 3D 배열 물리 안테나를 포함하는 장치에 적용되는 본 발명의 실시예에 대하여, 도 4를 참고하여 자세히 설명한다. 물리 안테나가 3D 배열 안테나인 경우에는, 상술한 2D 배열 안테나에 적용되는 가상 안테나 맵핑 방법은 3D로 확장되어 3D 배열 안테나에 적용될 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른, 3D 배열 물리 안테나를 포함하는 장치가 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하는 방법을 나타내는 도면이다. 도 4에서는 설명의 편의를 위해, 기지국(BS3)이 Rel. 8 LTE 규격의 단말을 위한 데이터를 4개의 가상 안테나 포트를 통해 전송하는 경우를 예시하였다. 다만 이는 예시일 뿐이며, 4개가 아닌 다른 개수의 가상 안테나를 복수의 물리 안테나에 맵핑하는 경우에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다.

기지국(BS3)은 복수(예, 4개)의 가상 안테나(VAT2), 안테나 맵퍼(M30), 및 3D 배열 물리 안테나(PAT2)를 포함한다. 설명의 편의를 위해, 3D 배열 물리 안테나(PAT2)는 매시브 MIMO(multiple input multiple output)를 위한 8x8 안테나인 경우를 예로 들어, 본 발명의 실시예를 설명한다. 다만 이는 예시일 뿐이며, 8x8 안테나가 아닌 다른 배열 물리 안테나를 가지는 장치에도, 본 발명의 실시예는 적용될 수 있다.

4개의 가상 안테나 포트(VAT2)로부터 출력되는 4개의 데이터 스트림이 안테나 맵퍼(M30)에 입력된다. 안테나 맵퍼(M30)는 복수(예, 4개)의 프리코더(M31) 및 복수(예, 64개)의 다중 채널 합산기(M32)를 포함한다.

4개의 프리코더(M31-1, M31-2, M31-3, M31-4) 각각은, 입력된 데이터 스트림을, 가상 안테나 포트(VAT2)를 위한 가상 안테나 맵핑 매트릭스

,

,

,

각각을 이용해 프리코딩한다. 각 프리코더(M31)는 물리 안테나의 개수(예, 8x8개) 만큼의 데이터 스트림을 생성한다. 즉, 각 프리코더(M31)는 앙각(elevation) 배열 안테나의 개수(예, 8개) 및 방위각(azimuth) 배열 안테나의 개수(예, 8개)의 곱 만큼(예, 64개)의 데이터 스트림을 생성한다. 예를 들어, 프리코더(M31-1)는 상술한 프리코딩을 통해, 64개의 데이터 스트림을 생성한다.

각 프리코더(M31)에 의해 생성된 데이터 스트림들은, 물리 안테나 개수(예, 64개) 만큼의 다중 채널 합산기(M32)에 입력된다. 예를 들어, 프리코더(M31-1)에 의해 생성된 64개의 데이터 스트림 각각은, 64개의 다중 채널 합산기(M32) 각각에 입력된다. 마찬가지로, 프리코더(M31-2)에 의해 생성된 64개의 데이터 스트림 각각은, 64개의 다중 채널 합산기(M32) 각각에 입력되고, 프리코더(M31-3)에 의해 생성된 64개의 데이터 스트림 각각은, 64개의 다중 채널 합산기(M32) 각각에 입력되고, 프리코더(M31-4)에 의해 생성된 64개의 데이터 스트림 각각은, 64개의 다중 채널 합산기(M32) 각각에 입력된다.

각 다중 채널 합산기(M32)는 입력된 4개의 데이터 스트림을 합산한다.

각 다중 채널 합산기(M32)에 의해 합산된 데이터 스트림은, 3D 배열 물리 안테나(PAT2)에 속한 안테나 각각에 맵핑되어 전송된다. 구체적으로, 8x8 다중 채널 합산기(M32) 각각의 출력은 8x8 안테나(PAT2) 각각에 맵핑된다.

한편, 상술한 3D 배열 물리 안테나에 적용되는 가상 안테나 맵핑 매트릭스

,

,

,

를 생성하는 방법에 대해서, 구체적으로 설명한다.

3D 배열 물리 안테나에 적용되는 가상 안테나 맵핑 매트릭스(또는 빔 형성 배열)는 앙각 빔 형성 계수와 방위각 빔 형성 계수 간의 곱이므로, 아래의 수학식 10, 수학식 11, 및 수학식 12와 같이 표현될 수 있다. 다음과 같은 수식으로 표현된다.

수학식 10 내지 수학식 12에서, A_BT는 3D 배열 물리 안테나에 적용되는 가상 안테나 맵핑 매트릭스(또는 빔 형성 배열)를 나타내고,

은 앙각 빔 형성 계수 벡터(M x 1)를 나타내고,

은 방위각 빔 형성 계수 벡터(N x 1)를 나타내고,

은

의 전치 벡터(1 x N)를 나타낸다. 수학식 11 및 수학식 12에서, w_el()은 앙각 빔 형성 계수를 나타내고, w_az()은 방위각 빔 형성 계수를 나타내고, M은 w_el()의 개수를 나타내고, N은 w_az()의 개수를 나타낸다.

한편, 가상 안테나 맵핑 매트릭스

,

,

,

는, 상술한 방법 MD10 또는 방법 MD20과 유사한 방법을 이용하여 생성될 수 있다.

도 5는 가상 안테나를 물리 안테나에 맵핑하기 위한 가상 안테나 맵핑 벡터의 예를 나타내는 도면이다. 도 5에서는 가상 안테나 포트가 2개이고, 물리 안테나가 8개인 경우를 가정하였다.

도 5에서, 2개의 가상 안테나 포트 중 1번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터(

)는 2개의 빔 신호(빔0, 빔1) 중 빔 신호(빔0)에 대응하고, 2번째 가상 안테나 포트를 위한 가상 안테나 맵핑 벡터(

)는 2개의 빔 신호(빔0, 빔1) 중 빔 신호(빔1)에 대응한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 공간 시간 블록 코드(STBC: space-time block code)가 적용되는 송수신 시스템을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 사용하는 STBC(예, 알라마우티 코드(Alamouti code)) 송수신 시스템(SY10)를 나타낸다.

송수신 시스템(SY10)은 기지국의 매시브 MIMO 송신기(100) 및 단말(예, Rel. 8 LTE 규격의 단말)의 수신기(200)를 포함한다.

매시브 MIMO 송신기(100)는 비트 생성 & 변조기(110), STBC 인코더(120), 복수의 빔 패턴 생성기(130a, 130b), 복수의 합산기(140-1, 140-2, ..., 140-x), 복수의 OFDM 변조기(150-1, 150-2, ..., 150-x), 및 복수의 물리 안테나(PAT3-1, PAT3-2, ..., PAT3-x)를 포함한다. 도 6에서는 매시브 MIMO 송신기(100)가 2개의 빔 패턴 생성기(130a, 130b)를 포함하는 경우를 예시하였다.

빔 패턴 생성기(130a, 130b)는 상술한 안테나 맵퍼(예, M20, M30)의 가상 안테나 맵핑 기능과 동일 또는 유사한 기능을 수행할 수 있다.

수신기(200)는 물리 안테나(PAT4), OFDM 복조기(210), STBC 디코더(220), 및 복조 & 비트 싱크부(230)를 포함한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른, LTE 규격의 프리코딩 코드북이 적용되는 송수신 시스템을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 사용하며, LTE 규격의 프리코딩 코드북이 적용되는 송수신 시스템(SY20)을 나타낸다.

송수신 시스템(SY20)은 기지국의 매시브 MIMO 송신기(300) 및 단말(예, Rel. 8 LTE 규격의 단말)(400)를 포함한다.

매시브 MIMO 송신기(300)는 비트 생성 & 변조기(310), 복수의 빔 패턴 생성기(320a, 320b), 프리코더(330), 복수의 합산기(340-1, 340-2, ..., 340-z), 복수의 OFDM 변조기(350-1, 350-2, ..., 350-z), 및 복수의 물리 안테나(PAT4-1, PAT4-2, ..., PAT4-z)를 포함한다. 도 7에서는 매시브 MIMO 송신기(300)가 2개의 빔 패턴 생성기(320a, 320b)를 포함하는 경우를 예시하였다.

빔 패턴 생성기(320a, 320b)는 상술한 안테나 맵퍼(예, M20, M30)의 가상 안테나 맵핑 기능과 동일 또는 유사한 기능을 수행할 수 있다.

프리코더(330)는 코드북의 프리코딩 벡터(또는 프리코딩 매트릭스) 중 적어도 하나를 각 빔 신호에 해당하는 단말로부터 피드백된 CSI(channel state information)(예, PMI) 정도에 기초해 결정하고, 결정된 프리코딩 벡터(또는 프리코딩 매트릭스)를 각 빔 신호에 적용한다.

단말(400)의 수신기는 도 6의 수신기(200)와 동일 또는 유사하게 구성될 수 있다.

지금까지 전방향 빔 형성(omnidirectional beamforming) 방법에 대하여 설명하였다. 이하에서는 빔 폭(beam width)을 제어하는 방법에 대하여 설명한다.

현재 60 GHz를 사용하는 WLANs(wireless local area networks) 표준 규격(예, IEEE 802.11 ad 및 IEEE 802.15. 3c), 즉, 밀리미터파 무선랜 규격들은 배열 안테나들을 사용하여 빔을 형성하되, MAC(medium access control)의 제어를 받아서 빔 폭을 조절하여 사용한다. 이에 대하여, 도 8을 참고하여 설명한다.

도 8은 밀리미터 무선랜 규격 802.11ad에 정의된 서로 다른 빔 폭 종류를 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 8은 참고 문헌 "Chandra, K., Prasad, R. V., Niemegeers, I. G., & Biswas, A. R. (2014, January). Adaptive beamwidth selection for contention based access periods in millimeter wave wlans. In Consumer Communications and Networking Conference (CCNC), 2014 IEEE 11th (pp. 458-464)"로부터 인용된 도면이다.

도 8에서 예시된 바와 같이, 밀리미터 무선랜 규격 802.11ad은 QO(Quasi-Omnidirectional) 레벨 빔포밍, 섹터 레벨(sector level) 빔포밍, 빔 레벨 빔포밍 등 서로 다른 빔 폭을 이용하여 단말의 위치를 추적하거나, 제어를 수행한다. 이 때, 통상의 빔 폭 제어는 다음과 같은 방법으로 수행된다.

즉, 빔 폭은 안테나 개수에 반비례한다. 즉, 파워-온 된 안테나 개수가 많을수록, 빔 폭이 작은 샤프(sharp)한 빔이 형성되고, 빔포밍에 참여하는 안테나의 개수가 적을수록, 빔 폭이 브로드(broad)한 빔이 형성된다. 따라서, 일반적인 빔 폭 제어 방법은, 전체 배열 안테나 중에서 일부 안테나의 파워를 오프 시킴으로써, 빔 폭을 증가시키고, 다시 샤프(sharp)한 빔을 형성하기 위해서 모든 안테나의 파워를 턴 온 시킨다. 그러나 이러한 방법은 다음과 같은 심각한 문제를 갖고 있다.

브로드(broad)한 빔을 만들기 위해, 송신기(예, 기지국 또는 무선랜의 access point)가 가지고 있는 안테나 중에서 일부만 사용된다. 이때, 송신기의 총 송신 전력은 각 안테나 송신 전력들의 합이 되므로, 상대적으로 하나의 안테나의 송신 전력은 커질 수 밖에 없다. 안테나 및 RF 회로, 특히 전력 증폭기(PA)의 가격은 송신 전력 크기와 비례하여 증가하므로, 저전력 증폭기를 사용하는 RF 안테나 회로가 유리한다. 따라서 빔 폭이 크다 하더라도, 모든 안테나가 파워-온되는 전송 방법이 필요하다. 이를 위해서, 본 발명의 실시예에 따르면, 빔 폭이 샤프(sharp)하든 브로드(broad)하든 상관 없이, 항상 모든 안테나가 빔포밍에 참여하는 방법이 제공된다.

이러한 본 발명의 실시예에 따른 방법을 설명하기 이전에, 기본 원리가 되는 빔포밍의 원리, 푸리에 변환 및 박스 함수(box function, 또는 rectangular function), 그리고 싱크 함수(sinc function) 들의 상관 관계를 먼저 설명한다.

우선 빔 포밍의 원리에서, 각 안테나 신호는 DTFT(discrete time Fourier transform) 절차와 유사하여, DTFT를 통해 근사화될 수 있으며, 이에 대한 근거는 참고 문헌 "X. Yang, W. Jiang, and B. Vucetic, A random beamforming technique for omnidirectional coverage in multiple-antenna systems, IEEE Trans. Veh. Tech., vol.62, no.3, pp. 1420-1425, Mar. 2013" 에 기술되어 있다.

또한, 다음과 같이, 박스 함수에 대한 푸리에 변환은 싱크 함수가 되고, 그 역도 성립한다. 이를 듀얼리티(duality)라 한다. 좀 더 자세히 설명하기 위해서, 우선 박스 함수(또는 rect. function)는, 도 9에 예시된 바와 같은 square pulse를 의미한다. 도 9는 박스 함수를 나타낸다.

도 9에서, 함수 g(t)는 진폭(amplitude) 값 A를 가지고, 주기 t=-T/2 에서 t=T/2 까지의 신호를 나타낸다. 즉, |t|>T/2구간에 대해서는 g(t)=0 이다. 이러한 박스 함수는 rect_T(t)로 표시된다. 즉,

이다.

푸리에 변환 정의에 의해, 아래의 수학식 13이 성립한다.

여기서 최종 결과를 G(f)로 표시하면, 이는 싱크 함수가 되고, 아래의 수학식 14와 같이 정의된다.

다시 말해, g(t) 에 대한 푸리에 변환 G(f)은 도 10에 예시되어 있다. 도 10은 싱크 함수(박스 함수에 대한 푸리에 변환 결과)를 나타낸다.

도 11은 컨벌루션(convolution)되기 이전의 박스 함수 g(t)와 싱크 함수 G(f)를 나타낸다.

일반적으로 디랙 델타 함수(Dirac delta function)와 임의의 함수 간의 컨벌루션 결과는 임의의 함수 자체가 된다. 따라서 디랙 델타 함수와 동기 함수 간의 컨벌루션 결과는, 싱크 함수가 된다. 하지만, 디랙 델타 함수 대신에, 박스 함수와 동기 함수가 컨벌루션되면, 박스 함수의 듀티 주기에 비례하여 폭이 넓은 델타 함수가 만들어진다. 이는 도 12에 예시되어 있다. 도 12는 박스 함수와 싱크 함수 간의 컨벌루션 결과를 나타낸다.

본 발명의 실시예에 따른 방법은, 슈도(pseudo) 안테나 성분(pseudo antenna element)을 갖는 배열 안테나 시스템을 가정하고, 박스 함수를 만든 후, 박스 함수의 듀티 주기에 해당되는 계수, 즉 그 값이 0이 아닌 값을 실제 물리 안테나에 맵핑 시킨다. 이러한 방법의 한 예는, 다음과 같은 슈도 코드(예, matlab™ code)로 표현될 수 있다. 아래의 슈도 코드는 하나의 빔(또는 하나의 가상 안테나 포트)을 위한 프리코딩 벡터(또는 가상 안테나 맵핑 벡터)를 생성하는 경우를 가정한 것이다. 복수의 빔을 위한 복수의 프리코딩 벡터를 생성하는 경우에도 아래의 슈도 코드에 기술된 방법과 유사한 방법(예, 순환 시프트 값(파라미터 sh) 변경)이 적용될 수 있다.

최종적으로 물리 안테나에 맵핑되는 프리코딩 벡터 값들은, 아래의 슈도 코드의 수행 결과인 w 중에서 0이 아닌 값들이 되고, 이러한 0이 아닌 값들을 각 안테나에 맵핑된다. 본 발명의 실시예에 따른 빔 폭 제어 방법에, 상술한 방법 MD10 또는 방법 MD20과 동일/유사한 방법이 적용될 수도 있다. 안테나 맵퍼(예, M20, M30)는 본 발명의 실시예에 따른 빔 폭 제어 기능을 추가적으로 수행하도록, 구현될 수도 있다. 아래의 슈도 코드에서 가상 안테나 맵핑 벡터의 원소 개수는 Ne개 이다.

상술한 예에서는 실제 물리 안테나의 개수가 64개인 것으로 가정되었고, 박스 함수를 통해 64개의 안테나 모두가 커버(cover)되는 경우에, 도 13a 및 도 13b에 예시된 바와 같이, 전방향 빔(omnidirectional beam)이 생성된다. 도 13a 및 도 13b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된 전방향 빔을 나타낸다.

도 14a 및 도 14b는 실제 물리 안테나 개수가 64개인 것으로 가정된 경우에, 주어진 물리 안테나 모두가 동일한 전력을 전송하는 조건(도 14a)에서, 빔 폭이 90도(도 14b)가 되는 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 구체적으로, 도 14a 및 도 14b는, 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 90도의 빔 폭을 갖는 빔을 나타낸다.

도 15a 및 도 15b는 실제 물리 안테나 개수가 64개인 것으로 가정된 경우에, 주어진 물리 안테나 모두가 동일한 전력을 전송하는 조건(도 15a)에서, 빔 폭이 40도(도 15b)가 되는 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 구체적으로, 도 15a 및 도 15는, 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 40도의 빔 폭을 갖는 빔을 나타낸다.

도 16a 및 도 16b는 실제 물리 안테나 개수가 64개인 것으로 가정된 경우에, 주어진 물리 안테나 모두가 동일한 전력을 전송하는 조건(도 16a)에서, 빔 폭이 20도(도 16b)가 되는 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 구체적으로, 도 16a 및 도 16b는 64개의 배열 안테나를 이용하여 형성된, 20도의 빔 폭을 갖는 빔을 나타낸다.

여기서, 도 14a 및 도 14b에서의 슈도 안테나 개수는 100개이고, 도 15a 및 도 15b에서의 슈도 안테나 개수는 300개이고, 도 16a 및 도 16b에서의 슈도 안테나 개수는 600개이다. 상대적인 박스 함수의 듀티 주기가 점차 짧아져서, 이에 따라 형성된 빔 폭은 점차 줄어들어서, 90도(도 14b), 40도(도 15b), 및 20도(도 16b)가 된다. 즉, 도 14 내지 도 16에 예시된 바와 같이, 박스 함수의 듀티 주기(duty duration)가 줄어들고, 더불어 그 결과, 빔의 폭도 함께 줄어든 것처럼 보인다.

한편, 기지국은 상술한 빔 폭 제어를 다음과 같이 수행할 수 있다.

기지국은 빔의 폭을 제어하기 위한 슈도 안테나 포트의 개수인 NP₁(예, 도 14 내지 도 16에서, NP₁=100, 300, 또는 600)를, 물리 안테나 포트의 개수인 NP₂(예, 도 14 내지 도 16에서, NP₂=64) 보다 크게 설정한다. 구체적으로, 기지국은 큰 빔 폭을 가지는 빔을 생성하고자 하는 경우에, NP₁를 높은 값으로 설정할 수 있다. 또는, 기지국은 작은 빔 폭을 가지는 빔을 생성하고자 하는 경우에, NP₁를 작은 값으로 설정할 수 있다. 예를 들어, 도 14a 및 도 14b에 예시된 바와 같이, 기지국이 90도의 빔 폭을 가지는 빔을 생성하고자 하는 경우에, NP₁을 100으로 설정하고, 도 16a 및 도 16b에 예시된 바와 같이 기지국이 20도의 빔 폭을 가지는 빔을 생성하고자 하는 경우에, NP₁을 600으로 설정할 수 있다. NP₁의 값이 클 수록, 상술한 박스 함수의 듀티 주기(duty duration)는 감소하는 것처럼 보인다.

기지국은 가상 안테나 포트를 위한 제1 데이터 스트림을 가상 안테나 포트를 위한 프리코딩 벡터(또는 가상 안테나 맵핑 벡터)에 기초해 프리코딩하여, NP₁개의 제2 데이터 스트림을 생성한다. 구체적으로, 가상 안테나 포트의 개수가 NP₃(예, 4개)인 경우에, 기지국은 NP₃개의 가상 안테나 포트를 위한 NP₃개의 제1 데이터 스트림을, NP₃개의 가상 안테나 포트를 위한 NP₃개의 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, (NP₃ x NP₁)개의 제2 데이터 스트림을 생성할 수 있다. 한편, 기지국은 본 명세서에 기술된 방법(예, 방법 MD10, 방법 MD20)을 이용해 프리코딩 벡터(또는 가상 안테나 맵핑 벡터)를 생성할 수 있다. 한편, 기지국이 프리코딩 벡터를 생성함에 있어서, 프리코딩 벡터의 원소들 중 NP₂개를 제외한 나머지 원소는 0이 되도록 할 수 있다. 구체적으로, 기지국은 0의 값을 가지는 상위 일부 원소와 0의 값을 가지는 하위 일부 원소를 가지는 프리코딩 벡터를 생성할 수 있다. 프리코딩 벡터의 원소 개수는 NP₁과 동일할 수 있다.

기지국은 각 가상 안테나 포트에 대응하는 NP₁개의 제2 데이터 스트림 중 일부를 이용해, NP₂개의 제3 데이터 스트림을 생성한다. 구체적으로, 기지국은 각 가상 안테나 포트에 대응하는 제2 데이터 스트림 중에서 (NP₁/2-NP₂/2+1)번째 제2 데이터 스트림부터 (NP₁/2+NP₂/2)번째 제2 데이터 스트림까지를 이용해, NP₂개의 제3 데이터 스트림을 생성할 수 있다. 예를 들어, NP₃=2인 경우(p=0,1)에, 기지국은 가상 안테나 포트(p=0)를 위한 NP₁개의 제2 데이터 스트림 중 NP₂개의 제2 데이터 스트림 각각과, 가상 안테나 포트(p=1)를 위한 NP₁개의 제2 데이터 스트림 중 NP₂개의 제2 데이터 스트림 각각을 다중 채널 합산하여, NP₂개의 제3 데이터 스트림을 생성할 수 있다. 여기서, 다중 채널 합산 방식은 상술한 도 3과 도 4에서 기술된 다중 채널 합산 방식과 동일 또는 유사하다.

기지국은 NP₂개의 제3 데이터 스트림을 NP₂개의 물리 안테나 포트에 맵핑한다. 기지국은 빔의 형성을 위하여, 빔의 폭에 관계없이(빔 폭이 broad 하든 sharp 하든 상관 없이), NP₂개의 물리 안테나 포트 모두를 파워-온시킨다.

한편, 기지국은 프리코딩 벡터(또는 가상 안테나 맵핑 벡터)의 생성을 위한 자도프-추 시퀀스와 DFT 벡터 시퀀스에 적용되는 순환 시프트 값(예, 상술한 슈도 코드에서 파라미터 sh의 값) 중 적어도 하나를 조절하여, 빔의 위상을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국이 서로 동일한 빔 폭을 가지며 서로 직교(orthogonal)하는 제1 빔과 제2 빔을 생성하고자 하는 경우에, 제1 빔과 제2 빔 각각을 위한 NP₁을 동일한 값으로 설정하고, 제1 빔을 위한 순환 시프트 값과 제2 빔을 위한 순환 시프트 값(예, 제1 빔을 위한 순환 시프트 값 보다 2 samples 더 큰 값)을 다르게 설정할 수 있다.

한편, 도 17은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 이용하여 생성된 두 개의 빔 신호(빔0, 빔1)에 대한 빔 폭 제어 결과를 나타내는 도면이다.

도 17에 예시된 바와 같이, 기지국은 상술한 본 발명의 실시예에 따른 방법을 이용해 가상 안테나의 물리 안테나 맵핑 벡터를 생성하고, 이를 이용하여 두 개의 빔을 형성하되, 빔 폭을 제어하여 90도의 빔 폭을 갖는 빔 신호(빔0, 빔1)를 생성할 수 있다.

도 17에 예시된 두 빔 신호(빔0, 빔1)의 모양이 비슷한 이유는, 빔간 correlation을 알아보기 위해, 두 빔 신호(빔0, 빔1)간 상대적인 위상(phase) 차이(또는 순환 시프트 값 차이, 예, 2 samples)가 크지 않게 설정되었기 때문이다. 하지만, 사용된 시퀀스가 자도프-추 시퀀스이므로, auto-correlation 특성이 우수하여 1 sample만 차이가 나더라도 시간 도메인에서 페이딩 특성이 서로 independent하게 나타난다는 것을, 시뮬레이션을 통해 확인할 수 있다.

한편, 상술한 바와 같이, 2개의 빔을 형성하는 방법과 동일한 방법에 의해, 4개, 8개, 또는 그 이상의 빔들은 서로 동일한 방향 또는 동일한 빔 폭을 갖도록 제어될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예에 따르면, 기지국은 다수의 중첩된 빔(orthogonal 하게 중첩되는 빔들)을 발생시키면, 각 빔을 이용하여 다이버시티(diversity) 이득을 얻을 수 있다. 이는 도 18의 시뮬레이션 결과를 통해 설명될 수 있다.

도 18은 빔포밍 이득과 다이버시티 이득에 대한 성능 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 도 18에서 가로축은 입력 SNR(signal to noise ratio)을 나타내고, 세로축은 BER의 Upper bound를 나타낸다.

도 18에서 그래프(LN3b)는 빔포밍이 사용되지 않고 안테나들이 uncorrelated된 경우를 나타내고, 그래프(LN3c)는 빔포밍이 사용되고 안테나들이 correlated 된 경우를 나타내고, 그래프(LN3d)는 빔포밍이 사용되지 않고 안테나들이 correlated 된 경우를 나타내고, 그래프(LN3a)는 빔포밍이 사용되고 형성된 빔들이 uncorrelated 된 경우를 나타낸다.

그래프(LN3b)와 그래프(LN3c, LN3d)를 비교해보면, 안테나간 correlation이 크면, 이는 빔포밍 이득을 얻기에 유리하다는 것을 알 수 있다. 그래프(LN3c, LN3d)와 그래프(LN3a)를 비교해보면, 형성된 빔들이 uncorrelated 되어 있다면, 이는 다이버시티 이득을 얻는 것에 유리하다는 것을 알 수 있다. 즉, 기지국은 빔포밍 이득뿐만 아니라 각 빔을 통한 다이버시티 이득을 얻음으로써, 시스템의 성능을 크게 증가시킬 수 있다. 따라서, 상술한 본 발명의 실시예에 따르면, 기지국은 다수의 중첩된 빔을 발생시키면, 각 빔을 이용하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

도 19는 2개의 빔 신호의 페이딩 무선 채널에서 시간에 따른 송신 전력 변화를 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 이용하여 생성된 2개의 빔 신호(빔0, 빔1)의 송신 전력이 페이딩 무선 채널에서 시간에 따라 변화하는 것을 나타낸다.

도 19에 예시된 바와 같이, 빔 신호(빔0)의 변화와 빔 신호(빔1)의 변화가 서로 독립적인 것을 알 수 있다.

도 20은 송수신 변조 방식이 QPSK(quadrature phase shift keying)인 경우에, 단위 안테나 송신 전력 당 BER(bit error rate)을 나타내는 도면이다. 그리고 도 21은 송수신 변조 방식이 16 QAM(quadrature amplitude modulation)인 경우에, 단위 안테나 송신 전력 당 BER을 나타내는 도면이다.

구체적으로, 도 20 및 도 21은 본 발명의 실시예에 따른 가상 안테나 맵핑 벡터를 이용하여 데이터를 전송하는 경우에, 단위 안테나 송신 전력 당 uncoded BER 결과를 나타낸다.

도 20에서 그래프(LN1c)는 도 6에 예시된 송수신 시스템(SY10)의 결과를 나타내고, 그래프(LN1d)는 도 7에 예시된 송수신 시스템(SY20)의 결과를 나타낸다. 도 20에서, 그래프(LN1a, LN1b)는 기존의 송수신 시스템의 결과를 나타낸다.

도 21에서 그래프(LN2c)는 도 6에 예시된 송수신 시스템(SY10)의 결과를 나타내고, 그래프(LN2d)는 도 7에 예시된 송수신 시스템(SY20)의 결과를 나타낸다. 도 21에서, 그래프(LN2a, LN2b)는 기존의 송수신 시스템의 결과를 나타낸다.

도 20 및 도 21에 예시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 송수신 시스템은 기존의 송수신 시스템보다 월등한 비트 오류 성능을 가진다는 것을 알 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 송수신 시스템은, 변조 방식 등 다른 요인들에 상관없이, 항상 월등한 비트 오류 성능을 가진다.

도 22는 본 발명의 실시예에 따른, 기지국(500)을 나타내는 도면이다.

기지국(500)은 상술한 기지국의 구성뿐만 아니라, 프로세서(510), 메모리(520), 및 RF 변환기(530)를 더 포함한다.

프로세서(510)는 본 명세서에서 기지국과 관련하여 기술된 기능, 절차, 및 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(510)는 기지국(500)의 각 구성을 제어할 수 있다.

메모리(520)는 프로세서(510)와 연결되고, 프로세서(510)의 동작과 관련된 다양한 정보를 저장한다.

RF 변환기(530)는 프로세서(510)와 연결되고, 무선 신호를 송신 또는 수신한다.

도 23은 본 발명의 실시예에 따른, 단말(600)을 나타내는 도면이다.

단말(600)은 상술한 단말의 구성뿐만 아니라, 프로세서(610), 메모리(620), 및 RF 변환기(630)를 더 포함한다.

프로세서(610)는 본 명세서에서 단말과 관련하여 기술된 기능, 절차, 및 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(610)는 단말(600)의 각 구성을 제어할 수 있다.

메모리(620)는 프로세서(610)와 연결되고, 프로세서(610)의 동작과 관련된 다양한 정보를 저장한다.

RF 변환기(630)는 프로세서(610)와 연결되고, 무선 신호를 송신 또는 수신한다. 단말(600)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

1. 삭제
2. 삭제
3. 삭제
4. 삭제
5. 삭제
6. 삭제
7. 송신기가 복수의 가상 안테나 포트를 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 방법으로서,
   시간 도메인과 주파수 도메인에서 크기가 일정한 제1 시퀀스를 순환 시프트시켜, 복수의 제1 시프트 시퀀스를 생성하는 단계;
   이산 푸리에 변환(DFT: discrete Fourier transform) 벡터 시퀀스를 순환 시프트시켜, 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계;
   상기 복수의 제1 시프트 시퀀스와 상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 이용하여, 상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 프리코딩 벡터를 생성하는 단계; 및
   상기 복수의 가상 안테나 포트를 위한 복수의 제1 데이터 스트림을, 상기 복수의 프리코딩 벡터를 이용해 상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계
   를 포함하고,
   상기 복수의 프리코딩 벡터를 생성하는 단계는,
   상기 복수의 제1 시프트 시퀀스 중 하나를 임의로 선택하는 단계;
   상기 복수의 제2 시프트 시퀀스 중 하나를 임의로 선택하는 단계; 그리고
   선택된 제1 시프트 시퀀스 및 선택된 제2 시프트 시퀀스를 이용하여 빔포밍을 위한 복수의 프리코딩 벡터 중 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계를 포함하는 송신기의 안테나 맵핑 방법.
8. 제7항에 있어서,
   상기 복수의 제1 시프트 시퀀스를 생성하는 단계는,
   상기 제1 시퀀스인 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스를 아래의 수학식 1을 이용해 생성하는 단계; 및
   상기 제1 시퀀스를 서로 다른 복수의 제1 시프트 값을 이용해 순환 시프트 시켜, 상기 복수의 제1 시프트 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는
   송신기의 안테나 맵핑 방법.
   [수학식 1]
   

   

   
   (x_q(): q번째 루트(root)의 자도프-추 시퀀스, N_ZC: 자도프-추 시퀀스의 길이)
9. 제8항에 있어서,
   상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계는,
   상기 DFT 벡터 시퀀스를 생성하는 단계; 및
   상기 DFT 벡터 시퀀스를 서로 다른 복수의 제2 시프트 값을 이용해 순환 시프트시켜, 상기 복수의 제2 시프트 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는
   송신기의 안테나 맵핑 방법.
10. 제7항에 있어서,
    상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계는 상기 선택된 제1 시프트 시퀀스와 상기 선택된 제2 시프트 시퀀스를 스칼라 곱하여 상기 제1 프리코딩 벡터를 생성하는 단계를 포함하는
    송신기의 안테나 맵핑 방법.
11. 제7항에 있어서,
    상기 복수의 물리 안테나 포트에 맵핑하는 단계는,
    상기 N개(단, N은 2 이상의 자연수)의 제1 데이터 스트림을 상기 N개의 프리코딩 벡터에 기초해 프리코딩하여, (M x N)개(단, M>N)의 제2 데이터 스트림을 생성하는 단계;
    상기 (M x N)개의 제2 데이터 스트림 중 N개를 다중 채널 합산하는 단계; 및
    상기 다중 채널 합산된 데이터 스트림을, 상기 M개의 물리 안테나 포트 중 하나에 맵핑하는 단계를 포함하는
    송신기의 안테나 맵핑 방법.
12. 제7항에 있어서,
    상기 송신기는 MIMO(multiple input multiple output) 안테나를 가지는
    송신기의 안테나 맵핑 방법.
13. 삭제
14. 삭제
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제
18. 삭제
19. 삭제
20. 삭제

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